JPH05102867A - 干渉波低減受信方式 - Google Patents
干渉波低減受信方式Info
- Publication number
- JPH05102867A JPH05102867A JP3236215A JP23621591A JPH05102867A JP H05102867 A JPH05102867 A JP H05102867A JP 3236215 A JP3236215 A JP 3236215A JP 23621591 A JP23621591 A JP 23621591A JP H05102867 A JPH05102867 A JP H05102867A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明の目的は、強大な干渉波電力を低減させ
て劣悪な電波環境のもとでも微少電力の信号によって通
信を可能とする干渉波低減受信方式を実現することにあ
る。 【構成】本発明は、第１の受信アンテナ１に受信信号を
一定のレベルに増幅するＡＧＣアンプ２を接続した第１
のブランチと、第２の受信アンテナ３に受信信号を一定
のレベルに増幅するＡＧＣアンプ４を接続した第２のブ
ランチと、前記第１のブランチと第２のブランチ間の信
号位相差を検出する位相差検出回路５と、この位相差検
出回路５により検出した位相差情報に基づいて前記第２
のブランチの信号位相を前記第１のブランチの信号位相
に対し逆位相になるように調整する制御回路６と、この
制御回路６により調整された前記第２のブランチの信号
と前記第１のブランチの信号を合成する合成回路７とを
具備して構成する。
て劣悪な電波環境のもとでも微少電力の信号によって通
信を可能とする干渉波低減受信方式を実現することにあ
る。 【構成】本発明は、第１の受信アンテナ１に受信信号を
一定のレベルに増幅するＡＧＣアンプ２を接続した第１
のブランチと、第２の受信アンテナ３に受信信号を一定
のレベルに増幅するＡＧＣアンプ４を接続した第２のブ
ランチと、前記第１のブランチと第２のブランチ間の信
号位相差を検出する位相差検出回路５と、この位相差検
出回路５により検出した位相差情報に基づいて前記第２
のブランチの信号位相を前記第１のブランチの信号位相
に対し逆位相になるように調整する制御回路６と、この
制御回路６により調整された前記第２のブランチの信号
と前記第１のブランチの信号を合成する合成回路７とを
具備して構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は強大な不要干渉信号波が
存在する伝搬環境の中で微少な受信信号を用いて通信す
る干渉波低減受信方式に関するものである。
存在する伝搬環境の中で微少な受信信号を用いて通信す
る干渉波低減受信方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】通常、通信に使用しているのと同一周波
数帯域に目的とする信号より強大な干渉波が存在する場
合には通信は不可能であるが、これを逃れる方法として
周波数拡散方式（ＳＳ方式；スプレッドスペクトラム方
式）を用いることがある。この方法では、送信部で拡散
された受信信号を送信部と同一の拡散用符号を用いて逆
拡散し、目的とする信号エネルギーを元の一次変調の信
号帯域に集中させる。この時干渉波は拡散用符号と相関
が無いため、受信信号とは反対に二次変調の広い帯域に
拡散されてエネルギー密度が小さくなる。その結果、干
渉波の帯域内エネルギーが所要信号のエネルギーより小
さくなり、帯域内の信号電力対干渉波電力比が改善され
て復調出来ることになる。
数帯域に目的とする信号より強大な干渉波が存在する場
合には通信は不可能であるが、これを逃れる方法として
周波数拡散方式（ＳＳ方式；スプレッドスペクトラム方
式）を用いることがある。この方法では、送信部で拡散
された受信信号を送信部と同一の拡散用符号を用いて逆
拡散し、目的とする信号エネルギーを元の一次変調の信
号帯域に集中させる。この時干渉波は拡散用符号と相関
が無いため、受信信号とは反対に二次変調の広い帯域に
拡散されてエネルギー密度が小さくなる。その結果、干
渉波の帯域内エネルギーが所要信号のエネルギーより小
さくなり、帯域内の信号電力対干渉波電力比が改善され
て復調出来ることになる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ＳＳ方式におけるエネ
ルギーの集中効果を表す拡散ゲインはスペクトルの拡散
する割合に比例する。例えば、ＶＨＦ帯の通常のＳＣＰ
Ｃ音声アナログ変調の帯域幅である１２．５kHz 信号の
近辺において３０dB程度大きな干渉波が存在する場合、
信号電力対干渉波電力比を３０dB改善しようとするとエ
ネルギーの拡散は１，０００倍にしなければならない。
即ち、１２．５MHz 以上に拡散する必要がある。この例
では所要信号より３０dB大きい干渉波を１，０００倍の
周期数拡散を行ってやっと所要信号と同一エネルギー密
度であるから実際に通信するにはさらに一桁程度、合計
１０，０００倍程度拡散する必要がある。即ち、１２５
MHz程度まで拡散する必要があり、スペクトル拡散のた
めの回路技術的および所要帯域的に容易ではない。
ルギーの集中効果を表す拡散ゲインはスペクトルの拡散
する割合に比例する。例えば、ＶＨＦ帯の通常のＳＣＰ
Ｃ音声アナログ変調の帯域幅である１２．５kHz 信号の
近辺において３０dB程度大きな干渉波が存在する場合、
信号電力対干渉波電力比を３０dB改善しようとするとエ
ネルギーの拡散は１，０００倍にしなければならない。
即ち、１２．５MHz 以上に拡散する必要がある。この例
では所要信号より３０dB大きい干渉波を１，０００倍の
周期数拡散を行ってやっと所要信号と同一エネルギー密
度であるから実際に通信するにはさらに一桁程度、合計
１０，０００倍程度拡散する必要がある。即ち、１２５
MHz程度まで拡散する必要があり、スペクトル拡散のた
めの回路技術的および所要帯域的に容易ではない。
【０００４】本発明の目的は、技術的に高度で高価なＳ
Ｓ方式を用いることなく強大な干渉波電力を低減させて
劣悪な電波環境のもとでも微少電力の信号によって通信
を可能とする干渉波低減受信方式を実現することにあ
る。
Ｓ方式を用いることなく強大な干渉波電力を低減させて
劣悪な電波環境のもとでも微少電力の信号によって通信
を可能とする干渉波低減受信方式を実現することにあ
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために、第１の受信アンテナに受信信号を一定のレ
ベルに増幅する回路を接続した第１のブランチと、第２
の受信アンテナに受信信号を一定のレベルに増幅する回
路を接続した第２のブランチと、前記第１のブランチと
第２のブランチ間の信号位相差を検出する位相差検出回
路と、この位相差検出回路により検出した位相差情報に
基づいて前記第２のブランチの信号位相を前記第１のブ
ランチの信号位相に対し逆位相になるように調整する制
御回路と、この制御回路により調整された前記第２のブ
ランチの信号と前記第１のブランチの信号を合成する合
成回路とを具備することを特徴とするものである。
するために、第１の受信アンテナに受信信号を一定のレ
ベルに増幅する回路を接続した第１のブランチと、第２
の受信アンテナに受信信号を一定のレベルに増幅する回
路を接続した第２のブランチと、前記第１のブランチと
第２のブランチ間の信号位相差を検出する位相差検出回
路と、この位相差検出回路により検出した位相差情報に
基づいて前記第２のブランチの信号位相を前記第１のブ
ランチの信号位相に対し逆位相になるように調整する制
御回路と、この制御回路により調整された前記第２のブ
ランチの信号と前記第１のブランチの信号を合成する合
成回路とを具備することを特徴とするものである。
【０００６】
【作用】本発明は、二つのアンテナで受信した強大な干
渉波のレベルを同一振幅になるように調整し、次に両ブ
ランチ間の位相差を検出してその位相差情報により干渉
波どうしの位相差を逆相になるように位相を制御して合
成することを特徴とする。
渉波のレベルを同一振幅になるように調整し、次に両ブ
ランチ間の位相差を検出してその位相差情報により干渉
波どうしの位相差を逆相になるように位相を制御して合
成することを特徴とする。
【０００７】
【実施例】以下図面を参照して本発明の実施例を詳細に
説明する。
説明する。
【０００８】図１は本発明の一実施例で、１は第１のブ
ランチの第１の受信アンテナ、２はＡＧＣアンプ、３は
第２のブランチの第２の受信アンテナ、４はＡＧＣアン
プ、５は第１のブランチと第２のブランチ間位相差検出
回路、６は逆相位相制御回路、７は信号合成回路であ
る。第１の受信アンテナ１および第２の受信アンテナ３
からの受信信号のベクトル関係を図２及び図３にそれぞ
れ示す。８はアンテナ１から受信される強大な不要干渉
波、９はその時の微弱な所要信号波、１０は干渉波８を
基準とした所要信号波９の位相差、１１はアンテナ３か
ら受信される強大な干渉波、１２はその時の微弱な所要
信号波、１３はアンテナ１の干渉波８を基準としたアン
テナ３の干渉波１１の位相、１４は所要信号波１２の位
相である。移動通信において、相関が低くなるように空
間的に離したアンテナでは受信入力信号のレベルと位相
はランダムに変動している。これは干渉信号、所要信号
及びレベルの大小に係わらず同一である。アンテナ１か
らの受信信号を以下のように表す。 ａ1 cos(ω1 ｔ＋α1 ）＋ｂ1 cos ω2 ｔ
ランチの第１の受信アンテナ、２はＡＧＣアンプ、３は
第２のブランチの第２の受信アンテナ、４はＡＧＣアン
プ、５は第１のブランチと第２のブランチ間位相差検出
回路、６は逆相位相制御回路、７は信号合成回路であ
る。第１の受信アンテナ１および第２の受信アンテナ３
からの受信信号のベクトル関係を図２及び図３にそれぞ
れ示す。８はアンテナ１から受信される強大な不要干渉
波、９はその時の微弱な所要信号波、１０は干渉波８を
基準とした所要信号波９の位相差、１１はアンテナ３か
ら受信される強大な干渉波、１２はその時の微弱な所要
信号波、１３はアンテナ１の干渉波８を基準としたアン
テナ３の干渉波１１の位相、１４は所要信号波１２の位
相である。移動通信において、相関が低くなるように空
間的に離したアンテナでは受信入力信号のレベルと位相
はランダムに変動している。これは干渉信号、所要信号
及びレベルの大小に係わらず同一である。アンテナ１か
らの受信信号を以下のように表す。 ａ1 cos(ω1 ｔ＋α1 ）＋ｂ1 cos ω2 ｔ
【０００９】ここで、第一項は目的の所要信号、第二項
は不要干渉波を表し、ω1 とω2 は全く同一ではないが
近い関係にあり、信号レベルに関しては以下の関係があ
る。 ａ＜＜ｂ1 （１） 同様にアンテナ３からの受信信号は以下のように表せ
る。ａ2 cos(ω1 ｔ＋α2 ）＋ｂ2 cos(ω2 ｔ＋β）ア
ンテナ１と同様ここでも以下の関係にある。 ａ2 ＜＜ｂ2 （２）
は不要干渉波を表し、ω1 とω2 は全く同一ではないが
近い関係にあり、信号レベルに関しては以下の関係があ
る。 ａ＜＜ｂ1 （１） 同様にアンテナ３からの受信信号は以下のように表せ
る。ａ2 cos(ω1 ｔ＋α2 ）＋ｂ2 cos(ω2 ｔ＋β）ア
ンテナ１と同様ここでも以下の関係にある。 ａ2 ＜＜ｂ2 （２）
【００１０】上記の関係、即ち不要干渉波の受信レベル
が所要の目的信号よりはるかに大きいと言うことからＡ
ＧＣアンプにより設定レベルまで増幅されるのは不要干
渉波の方である。ＡＧＣアンプの出力レベルをｂo とす
ると第１のブランチ、第２のブランチそれぞれのアンプ
出力信号は以下のようになる。 第１のブランチ （ａ1 ・ｂo ／ｂ1 ）cos(ω1 ｔ＋α1 ）＋ｂo cos ω2 ｔ （３） 第２のブランチ （ａ2 ・ｂo ／ｂ2 ）cos(ω1 ｔ＋α2 ）＋ｂo cos(ω2 ｔ＋β） （４） 通常、ＡＧＣアンプの特性としてｂ1 、ｂ2 ＜ｂo 、さ
らに式（１）、式（２）の関係が成立しているから ａ1 ・ｂo ／ｂ1 、 ａ2 ・ｂo ／ｂ2 ＜＜ｂo
が所要の目的信号よりはるかに大きいと言うことからＡ
ＧＣアンプにより設定レベルまで増幅されるのは不要干
渉波の方である。ＡＧＣアンプの出力レベルをｂo とす
ると第１のブランチ、第２のブランチそれぞれのアンプ
出力信号は以下のようになる。 第１のブランチ （ａ1 ・ｂo ／ｂ1 ）cos(ω1 ｔ＋α1 ）＋ｂo cos ω2 ｔ （３） 第２のブランチ （ａ2 ・ｂo ／ｂ2 ）cos(ω1 ｔ＋α2 ）＋ｂo cos(ω2 ｔ＋β） （４） 通常、ＡＧＣアンプの特性としてｂ1 、ｂ2 ＜ｂo 、さ
らに式（１）、式（２）の関係が成立しているから ａ1 ・ｂo ／ｂ1 、 ａ2 ・ｂo ／ｂ2 ＜＜ｂo
【００１１】と考えて良い。即ち、所要信号は干渉波と
同一ゲインで増幅されても干渉波より小さい出力レベル
しか得られない。従って、位相差検出回路５は所要信号
ではなく、はるかにレベルの大きい干渉波の位相差を検
出するようになる。この位相差情報を元にして位相制御
回路６は干渉波の位相を逆相に制御することになる。従
って、式（４）は次のようになる。 （ａ2 ・ｂo ／ｂ2 ）cos(ω1 ｔ＋α2 −β＋π）＋ｂo cos(ω2 ｔ＋π） （５） 合成回路７は式（３）と式（５）で表される信号を加え
ることになるから出力信号は ｛（ａ1 ・ｂo ／ｂ1 ）cos(ω1 ｔ＋α1 ）＋ｂo cos ω2 ｔ｝ ＋｛（ａ2 ・ｂo ／ｂ2 ）cos(ω1 ｔ＋α2 −β＋π） ＋ｂo cos(ω2 ｔ＋π）｝＝Ａcos(ω1 ｔ＋α1 ＋Φ） となり、強大な不要干渉波は除去される。ここでＡとΦ
は以下の式で表される。 Ａ＝ｂo [ ( ａ1 ／ｂ1 )2 ＋( ａ2 ／ｂ2 )2 −（ａ1 ａ2 ／ｂ1 ｂ2 ） ×cos(α1 −α2 ＋β)]1/2 Φ＝tan -1[ ｛ａ2 ｂ1 ｂ2 sin(α1 −α2 ＋β）｝／｛ａ1 ｂ2 −ａ2 ｂ1 cos(α1 −α2 ＋β）｝ この後、通常の受信復調操作を行うことが出来る。な
お、変調方式によっては図１にあるＡＧＣアンプ２、４
の代わりにリミタアンプを用いても同様な効果を得るこ
とが出来る。
同一ゲインで増幅されても干渉波より小さい出力レベル
しか得られない。従って、位相差検出回路５は所要信号
ではなく、はるかにレベルの大きい干渉波の位相差を検
出するようになる。この位相差情報を元にして位相制御
回路６は干渉波の位相を逆相に制御することになる。従
って、式（４）は次のようになる。 （ａ2 ・ｂo ／ｂ2 ）cos(ω1 ｔ＋α2 −β＋π）＋ｂo cos(ω2 ｔ＋π） （５） 合成回路７は式（３）と式（５）で表される信号を加え
ることになるから出力信号は ｛（ａ1 ・ｂo ／ｂ1 ）cos(ω1 ｔ＋α1 ）＋ｂo cos ω2 ｔ｝ ＋｛（ａ2 ・ｂo ／ｂ2 ）cos(ω1 ｔ＋α2 −β＋π） ＋ｂo cos(ω2 ｔ＋π）｝＝Ａcos(ω1 ｔ＋α1 ＋Φ） となり、強大な不要干渉波は除去される。ここでＡとΦ
は以下の式で表される。 Ａ＝ｂo [ ( ａ1 ／ｂ1 )2 ＋( ａ2 ／ｂ2 )2 −（ａ1 ａ2 ／ｂ1 ｂ2 ） ×cos(α1 −α2 ＋β)]1/2 Φ＝tan -1[ ｛ａ2 ｂ1 ｂ2 sin(α1 −α2 ＋β）｝／｛ａ1 ｂ2 −ａ2 ｂ1 cos(α1 −α2 ＋β）｝ この後、通常の受信復調操作を行うことが出来る。な
お、変調方式によっては図１にあるＡＧＣアンプ２、４
の代わりにリミタアンプを用いても同様な効果を得るこ
とが出来る。
【００１２】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、微少
な所要信号波の受信復調を妨げる強大な干渉波をキャン
セルするため、そのままでは受信検出できなかった上記
微小信号の受信復調を可能とする利点を有する。
な所要信号波の受信復調を妨げる強大な干渉波をキャン
セルするため、そのままでは受信検出できなかった上記
微小信号の受信復調を可能とする利点を有する。
【００１３】本発明の応用として、図１で示す回路を２
つ用意し、それぞれを新たなブランチとして所要信号に
対するダイバーシティを構成し、信号の品質を上げるこ
とが可能である。また、強大な干渉波の存在する周波数
拡散方式の受信部に適用することにより周波数逆拡散の
効果を上げることも可能である。
つ用意し、それぞれを新たなブランチとして所要信号に
対するダイバーシティを構成し、信号の品質を上げるこ
とが可能である。また、強大な干渉波の存在する周波数
拡散方式の受信部に適用することにより周波数逆拡散の
効果を上げることも可能である。
【図１】本発明の一実施例を示す構成説明図である。
【図２】本発明に係る第１のブランチの第１の受信アン
テナから受信される干渉波と所要信号波のベクトル関係
の一例を示す特性図である。
テナから受信される干渉波と所要信号波のベクトル関係
の一例を示す特性図である。
【図３】本発明に係る第１のブランチの第１の受信アン
テナにおける干渉波の位相を基準とした第２のブランチ
の第２の受信アンテナから受信される干渉波と所要信号
波のベクトル関係の一例を示す特性図である。
テナにおける干渉波の位相を基準とした第２のブランチ
の第２の受信アンテナから受信される干渉波と所要信号
波のベクトル関係の一例を示す特性図である。
１…第１のブランチの第１の受信アンテナ、２…ＡＧＣ
アンプ、３…第２のブランチの第２の受信アンテナ、４
…ＡＧＣアンプ、５…位相差検出回路、６…逆相位相制
御回路、７…信号合成回路、８…干渉波、９…所要信号
波、１０…干渉波を基準とする所要信号波の位相差、１
１…干渉波、１２…所要信号波、１３…第１のブランチ
の第１の受信アンテナにおける干渉波に対する第２の受
信アンテナの干渉波の位相、１４…所要信号波の位相。
アンプ、３…第２のブランチの第２の受信アンテナ、４
…ＡＧＣアンプ、５…位相差検出回路、６…逆相位相制
御回路、７…信号合成回路、８…干渉波、９…所要信号
波、１０…干渉波を基準とする所要信号波の位相差、１
１…干渉波、１２…所要信号波、１３…第１のブランチ
の第１の受信アンテナにおける干渉波に対する第２の受
信アンテナの干渉波の位相、１４…所要信号波の位相。
Claims (1)
- 【請求項１】 第１の受信アンテナに受信信号を一定の
レベルに増幅する回路を接続した第１のブランチと、第
２の受信アンテナに受信信号を一定のレベルに増幅する
回路を接続した第２のブランチと、前記第１のブランチ
と第２のブランチ間の信号位相差を検出する位相差検出
回路と、この位相差検出回路により検出した位相差情報
に基づいて前記第２のブランチの信号位相を前記第１の
ブランチの信号位相に対し逆位相になるように調整する
制御回路と、この制御回路により調整された前記第２の
ブランチの信号と前記第１のブランチの信号を合成する
合成回路とを具備することを特徴とする干渉波低減受信
方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3236215A JPH05102867A (ja) | 1991-09-17 | 1991-09-17 | 干渉波低減受信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3236215A JPH05102867A (ja) | 1991-09-17 | 1991-09-17 | 干渉波低減受信方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05102867A true JPH05102867A (ja) | 1993-04-23 |
Family
ID=16997488
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3236215A Pending JPH05102867A (ja) | 1991-09-17 | 1991-09-17 | 干渉波低減受信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05102867A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004274452A (ja) * | 2003-03-10 | 2004-09-30 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | トランシーバ |
| JP2011182400A (ja) * | 2010-03-03 | 2011-09-15 | Ls Industrial Systems Co Ltd | 無線送受信機における送信漏れ信号の相殺信号探索方法及び装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59105727A (ja) * | 1982-12-09 | 1984-06-19 | Nec Corp | 対妨害受信機能を備えたスペ−スダイバ−シチ受信方式 |
-
1991
- 1991-09-17 JP JP3236215A patent/JPH05102867A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59105727A (ja) * | 1982-12-09 | 1984-06-19 | Nec Corp | 対妨害受信機能を備えたスペ−スダイバ−シチ受信方式 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004274452A (ja) * | 2003-03-10 | 2004-09-30 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | トランシーバ |
| JP2011182400A (ja) * | 2010-03-03 | 2011-09-15 | Ls Industrial Systems Co Ltd | 無線送受信機における送信漏れ信号の相殺信号探索方法及び装置 |
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