JPS58187048A - 周波数変調信号伝送用送信機 - Google Patents
周波数変調信号伝送用送信機Info
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- JPS58187048A JPS58187048A JP58062392A JP6239283A JPS58187048A JP S58187048 A JPS58187048 A JP S58187048A JP 58062392 A JP58062392 A JP 58062392A JP 6239283 A JP6239283 A JP 6239283A JP S58187048 A JPS58187048 A JP S58187048A
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- Japan
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/497—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems by correlative coding, e.g. partial response coding or echo modulation coding transmitters and receivers for partial response systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2003—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation
- H04L27/2007—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained
- H04L27/2017—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained in which the phase changes are non-linear, e.g. generalized and Gaussian minimum shift keying, tamed frequency modulation
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は入力信号から時間ｔ −ｎＴにおいて少なくと
も５つの信号レベルを有するデータ信号を生成するため
のプレモジュレーションフィルタと・該フィルタに接続
した変調器とを含む周波数変調信号伝送用送信機に関す
るものである。
も５つの信号レベルを有するデータ信号を生成するため
のプレモジュレーションフィルタと・該フィルタに接続
した変調器とを含む周波数変調信号伝送用送信機に関す
るものである。
従 来 技 術
この種送信機に関しては、通信に関する工ＥＥＫ会報（
ＩＫＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍ
ｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ）、ＶＯｌ ＯＯｍ、 ２６
、 ｎｏ、 ５ 、１９７８年５月号に発表されている
エフ・デ ジャガ−（Ｆ、 ａｅ Ｊａｇｅｒ ）＋シ
ー・ビー・デｙ 力（Ｃ，Ｂ、 Ｄｅｋｋｅｒ ）によ
る論文１デジタル伝送における新しいスペクトル節減方
法、ＴＦＭ （テームド周波数変＠ ） 、Ｔａｍｅｄ
Ｆｒｅｑｕ−６ｎＣｙ Ｎｏ（ｉｕｌａｔ土ｏｎ
、 Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｍｅｔｈｏｄ ｔｏ
ＡｃｈｉｅｖｅＳｐｅｃｔｒｕｍ Ｅｃｏｎｏｍｙ ｉ
ｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ）”
に記載されており既知である。この論文に記載されてい
る変調は通常、テームド周波数変ｍｌ（以下ＴＦＭとい
う）と呼ばれるものである。
ＩＫＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍ
ｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ）、ＶＯｌ ＯＯｍ、 ２６
、 ｎｏ、 ５ 、１９７８年５月号に発表されている
エフ・デ ジャガ−（Ｆ、 ａｅ Ｊａｇｅｒ ）＋シ
ー・ビー・デｙ 力（Ｃ，Ｂ、 Ｄｅｋｋｅｒ ）によ
る論文１デジタル伝送における新しいスペクトル節減方
法、ＴＦＭ （テームド周波数変＠ ） 、Ｔａｍｅｄ
Ｆｒｅｑｕ−６ｎＣｙ Ｎｏ（ｉｕｌａｔ土ｏｎ
、 Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｍｅｔｈｏｄ ｔｏ
ＡｃｈｉｅｖｅＳｐｅｃｔｒｕｍ Ｅｃｏｎｏｍｙ ｉ
ｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ）”
に記載されており既知である。この論文に記載されてい
る変調は通常、テームド周波数変ｍｌ（以下ＴＦＭとい
う）と呼ばれるものである。
周波数変調は、周波数変調搬送波が一定の振幅であり、
非直線増幅により高効率の増幅が可能であるため、無線
通信システム用として使用するのに好都合であるが、占
有スペクトルが広帯域に及ぶという難点を有する。デジ
タル信号伝送においては、このスペクトルの拡がりを減
少させるため、あるシンボル間妨害を使用して送信しよ
うとするデータを事前に処理することにより、擬似多レ
ベル信号を有する信号を碍だ後、これを周波数変調器に
供給するようにしている。
非直線増幅により高効率の増幅が可能であるため、無線
通信システム用として使用するのに好都合であるが、占
有スペクトルが広帯域に及ぶという難点を有する。デジ
タル信号伝送においては、このスペクトルの拡がりを減
少させるため、あるシンボル間妨害を使用して送信しよ
うとするデータを事前に処理することにより、擬似多レ
ベル信号を有する信号を碍だ後、これを周波数変調器に
供給するようにしている。
−ただし、ａｎは入力データ信号のｎ＠目（ｎ−１，２
，−−−）のビット−により入力データ信号から擬似５
レベル信号を生成した後、ナイキスト（Ｎｙｑｕｉｓｔ
） Ｉレイズド コサイン（ｒａｉｓｅａ ｃｏｓ−
１ｎｓ ） フィルタにより形成するを可とするナイキ
スト璽フィルタでｐ波し、その後周波数変調器内でこの
信号により搬送波信号を変調するようにしている。
，−−−）のビット−により入力データ信号から擬似５
レベル信号を生成した後、ナイキスト（Ｎｙｑｕｉｓｔ
） Ｉレイズド コサイン（ｒａｉｓｅａ ｃｏｓ−
１ｎｓ ） フィルタにより形成するを可とするナイキ
スト璽フィルタでｐ波し、その後周波数変調器内でこの
信号により搬送波信号を変調するようにしている。
このような事前処理操作あるいは同じような操作により
、実際上、所要帯域幅は木幡に縮少されるが、擬似５レ
ベル信号用として受信機側においてかなり複雑な検波回
路が必要となり、通常コヒーレント検波を必要とする。
、実際上、所要帯域幅は木幡に縮少されるが、擬似５レ
ベル信号用として受信機側においてかなり複雑な検波回
路が必要となり、通常コヒーレント検波を必要とする。
発明の目的
本発明の目的は、簡単な受信機を要するのみで、通常、
この揮送信機を含む通信系におけるデータの伝送の信号
対雑音比の向上をはかることができ、かつ非コヒーレン
ト検波に最適な周波数変調用送信機を提供しようとする
ものである。
この揮送信機を含む通信系におけるデータの伝送の信号
対雑音比の向上をはかることができ、かつ非コヒーレン
ト検波に最適な周波数変調用送信機を提供しようとする
ものである。
発明の構成
本発明による前述形式の送信機においては、サンプリン
ク時間ｔ −（２ｍ−１）Ｔ／１１ （ただし、Ｔはデ
ータ信号のピット周期の信号周期、ｍは整数とする。］
に、該プレモジュレーションフィルタにより擬似８レベ
ル信号を供給するようにしたことを特徴とする。
ク時間ｔ −（２ｍ−１）Ｔ／１１ （ただし、Ｔはデ
ータ信号のピット周期の信号周期、ｍは整数とする。］
に、該プレモジュレーションフィルタにより擬似８レベ
ル信号を供給するようにしたことを特徴とする。
また、該プレモジュレーションフィルタを、そのうち２
つが相互に等しい値をもった８つの重み率（ウェイティ
ングファクタ）を有する非巡回形２次デジタルフィルタ
と、第８ナイキスト判定基準を満足する低域フィルタで
、第１ナイキスト判定基準を満足するルイズド コサイ
ン（ｒａｉｓｅｄＣＯ８ｉＭ ） ” フィルタにより
形成するようにしたものとの直列配置により構成した本
発明送信機の実施例においては、相互に等しくない重み
率の値をＡおよびＢとし、該非巡回形２次デジタルフィ
ルタの重み率ＡおよびＢの値がそれぞれ％以下および％
以上で、ｇＡ＋Ｂが１に等しくなるよう選定するととも
に、該ルイズド コサイン１″フイルタのロールオフ係
数ｒＢを零より大きくしたことを特徴とする。
つが相互に等しい値をもった８つの重み率（ウェイティ
ングファクタ）を有する非巡回形２次デジタルフィルタ
と、第８ナイキスト判定基準を満足する低域フィルタで
、第１ナイキスト判定基準を満足するルイズド コサイ
ン（ｒａｉｓｅｄＣＯ８ｉＭ ） ” フィルタにより
形成するようにしたものとの直列配置により構成した本
発明送信機の実施例においては、相互に等しくない重み
率の値をＡおよびＢとし、該非巡回形２次デジタルフィ
ルタの重み率ＡおよびＢの値がそれぞれ％以下および％
以上で、ｇＡ＋Ｂが１に等しくなるよう選定するととも
に、該ルイズド コサイン１″フイルタのロールオフ係
数ｒＢを零より大きくしたことを特徴とする。
また、１９８１年６月、デンバーにおけるＩｃｅ／８１
会議に提出されたピー・ギャルコ（Ｐ、 Ｇａ１ｋｏ）
、ニス・ハスパシ−（Ｓ、 Ｐａ５ｕｐａｔｈｙ ）に
よる論文１−膜形ＭＳＫのクラスにライて（Ｏｎ ａ
ｃｌａｓｓｏｆ ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ ＭＳＫ ）
” 、 １〜６ページに記載されている所から、非巡回
形２次デジタルフィルタに対して重み率を調整可能にし
うろことについても既知であるが、この論文に含まれる
ＭＳＫ信号の一般化は、本発明送信機と対比した場合、
サンプリング時間ｔ−ｎＴ（ただしＴはデータ信号のビ
ット周期の信号周期、ｎ”” ＯＩ Ｌ ２ｙ ３＊−
一一ンにおけるアイパターンの改善を目的としており１
コヒーレント検波用に適するものであることを銘記すべ
きである。
会議に提出されたピー・ギャルコ（Ｐ、 Ｇａ１ｋｏ）
、ニス・ハスパシ−（Ｓ、 Ｐａ５ｕｐａｔｈｙ ）に
よる論文１−膜形ＭＳＫのクラスにライて（Ｏｎ ａ
ｃｌａｓｓｏｆ ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ ＭＳＫ ）
” 、 １〜６ページに記載されている所から、非巡回
形２次デジタルフィルタに対して重み率を調整可能にし
うろことについても既知であるが、この論文に含まれる
ＭＳＫ信号の一般化は、本発明送信機と対比した場合、
サンプリング時間ｔ−ｎＴ（ただしＴはデータ信号のビ
ット周期の信号周期、ｎ”” ＯＩ Ｌ ２ｙ ３＊−
一一ンにおけるアイパターンの改善を目的としており１
コヒーレント検波用に適するものであることを銘記すべ
きである。
実 施 例
以下図面により本発明を説明する。
第１図に示すＦＭ送信機の部分は米国特許第４．２２９
，８２１号に記載されているものである。図示送信機部
分はプレモジュレーションフィルタ（前置変調フィルタ
〕１を含み、前記フィルタの入力２に、次式で表示しつ
るような差動的に符号化するを可とするデータ信号ａ（
ｔ ）を供給するようにする。
，８２１号に記載されているものである。図示送信機部
分はプレモジュレーションフィルタ（前置変調フィルタ
〕１を含み、前記フィルタの入力２に、次式で表示しつ
るような差動的に符号化するを可とするデータ信号ａ（
ｔ ）を供給するようにする。
ここで、ａｎ−＋１または−１，Ｔはピット周期の信号
周期−またｔ −ｎＴはサンプリング時間である０ このプレモジュレーションフィルタは後述するように擬
似多レベル信号を生成する機能を有する。
周期−またｔ −ｎＴはサンプリング時間である０ このプレモジュレーションフィルタは後述するように擬
似多レベル信号を生成する機能を有する。
かくして得られる擬似多レベル信号は、搬送波発生器４
より搬送波信号を供給するようにした周波数変調器５に
供給し、前記変調器５により形成される信号５（ｔ）を
アンテナ端子２８に供給する。
より搬送波信号を供給するようにした周波数変調器５に
供給し、前記変調器５により形成される信号５（ｔ）を
アンテナ端子２８に供給する。
周波数変調信号５（ｔ）は次のように書き表わされる。
５（ｊ） −５ｉｎ （ｍｏｔ＋ ｐ（ｔ） ）ここで
、ω。は搬送波角周波数、またＩｔ（ｔ）は情報搬送、
時間変化位相角である。
、ω。は搬送波角周波数、またＩｔ（ｔ）は情報搬送、
時間変化位相角である。
通信に関するＩＩＥＥ会報（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃ
ｔｉｏｎｓｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ
） 、 ”ｌｏｔ、 Ｇｏｍ、 ２６． ｎ
ｏ、 ５゜１９７８年６月号に発表されているエフ・
デ ジャガー（Ｆ、 ｄｅＪａｇｅｒ ） 、 シー−
ピー・テッカ（０，Ｂ、 Ｄｅｋｋｅｒ ）による前述
の論文１デジタル伝送における新しいスペクトル節減方
法、ＴＦＭ（テームド周波数変ＩＩ）、（Ｔａｍｅｄ
ＦｒｅｑｕｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ、 Ａ Ｎｏｖ
ｅｌ Ｍｅｔｈｏｄ ｔｏ Ａｃｈｉｅｖｅ Ｓｐｅｃ
ｔｒｕｍＥｃｏｎｏｍｙ ｉｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｒ
ａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ） ”に記載されているように
、ＴＦＭにおいては、位相角ｊｒ（ｔ）は、プレモジュ
レーションフィルターによって次式により決められる。
ｔｉｏｎｓｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ
） 、 ”ｌｏｔ、 Ｇｏｍ、 ２６． ｎ
ｏ、 ５゜１９７８年６月号に発表されているエフ・
デ ジャガー（Ｆ、 ｄｅＪａｇｅｒ ） 、 シー−
ピー・テッカ（０，Ｂ、 Ｄｅｋｋｅｒ ）による前述
の論文１デジタル伝送における新しいスペクトル節減方
法、ＴＦＭ（テームド周波数変ＩＩ）、（Ｔａｍｅｄ
ＦｒｅｑｕｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ、 Ａ Ｎｏｖ
ｅｌ Ｍｅｔｈｏｄ ｔｏ Ａｃｈｉｅｖｅ Ｓｐｅｃ
ｔｒｕｍＥｃｏｎｏｍｙ ｉｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｒ
ａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ） ”に記載されているように
、ＴＦＭにおいては、位相角ｊｒ（ｔ）は、プレモジュ
レーションフィルターによって次式により決められる。
ここで、ｇ（τ）はプレモジュレーションフィルタ１の
伝達函数、Ｋｏはラジアン／ボルト７秒で表わしだ変調
器６の感度、また・Ｃ０は任意の定数である。
伝達函数、Ｋｏはラジアン／ボルト７秒で表わしだ変調
器６の感度、また・Ｃ０は任意の定数である。
ＴＦＭ信号を生成するため、前記プレモジュレーション
フィルターは非巡回形２次デジタルフィルタ６を具え、
前記フィルタ６に第８ナイキスト（Ｎｙｑｕｉｓｔ ）
判定基準を満足する低域フィルタ８を接続する。
フィルターは非巡回形２次デジタルフィルタ６を具え、
前記フィルタ６に第８ナイキスト（Ｎｙｑｕｉｓｔ ）
判定基準を満足する低域フィルタ８を接続する。
第２図はこのプレモジュレーションフィルタ１の詳細ブ
ロック図を示す。すなわち、非巡回形２次デジタルフィ
ルタ６においては、図示を省略した方法で、まず入力信
号をＣ−π／ｓＫ０により乗算する。次いで、加算回路
１４を用いて、Ｃにより乗算された非遅延入力信号を乗
算器（マルチプライヤ）１１で重み率（ウェイティング
ファクタ）号で乗算した後の信号と・Ｃにより乗算され
、かつ遅延素子９で１ビット周期Ｔだけ遅延を与えられ
た入力信号を乗算器１２で重み率％で乗算した後の信号
とＳＣにより乗算され、かつ遅延素子ＩＯで１ビット周
期−Ｔだけ遅延を与えられた入力信号を乗算器１８で重
み率％で乗算した後の信号の和を決定する。
ロック図を示す。すなわち、非巡回形２次デジタルフィ
ルタ６においては、図示を省略した方法で、まず入力信
号をＣ−π／ｓＫ０により乗算する。次いで、加算回路
１４を用いて、Ｃにより乗算された非遅延入力信号を乗
算器（マルチプライヤ）１１で重み率（ウェイティング
ファクタ）号で乗算した後の信号と・Ｃにより乗算され
、かつ遅延素子９で１ビット周期Ｔだけ遅延を与えられ
た入力信号を乗算器１２で重み率％で乗算した後の信号
とＳＣにより乗算され、かつ遅延素子ＩＯで１ビット周
期−Ｔだけ遅延を与えられた入力信号を乗算器１８で重
み率％で乗算した後の信号の和を決定する。
かくして、このフィルタ６の伝達函数Ｓ（ωンは次式の
ようになる。
ようになる。
Ｓ（＠）−０（３ＡｅＸｐ−ｊａ＋ｔ＋％＋％６Ｘｐｊ
ωｔ−Ｃ）ｃｏｓ”（ａ＋Ｔ／ｓンこの信号は、その伝
達面′＃Ｈ（ω）が次式で定義されるような低域フィル
タ８に供給される。
ωｔ−Ｃ）ｃｏｓ”（ａ＋Ｔ／ｓンこの信号は、その伝
達面′＃Ｈ（ω）が次式で定義されるような低域フィル
タ８に供給される。
Ｈ（ω）−（（ａｌＴ／１）／（２Ｂｉｎ（ａｌＴ／１
））） ’Ｎ１（ａｌ）ここで、Ｎｏ（ω）は第１ナイ
キスト判定基準を満足し・かつそのためにレイズドコサ
イン形函数を選定するようにした函数の７−リエスペク
トラムで、次のような値をとる。
））） ’Ｎ１（ａｌ）ここで、Ｎｏ（ω）は第１ナイ
キスト判定基準を満足し・かつそのためにレイズドコサ
イン形函数を選定するようにした函数の７−リエスペク
トラムで、次のような値をとる。
この場合、いわゆるロールオフ係数ｒは０．２５より小
さい値に選定する。
さい値に選定する。
かくして、Ｈ（ω）に対して最も狭い帯域幅（ｒ−ｏ）
を選定した場合、プレモジュレーションフィルタ１の伝
達函数Ｇ（ω〕は次の値をとる。
を選定した場合、プレモジュレーションフィルタ１の伝
達函数Ｇ（ω〕は次の値をとる。
かくシて、Ｍｌのインパルスレスポンスｇ（ｔ）が決ま
り、したがって、情報搬送、時間変化位相角グ（１）が
決まる。
り、したがって、情報搬送、時間変化位相角グ（１）が
決まる。
第８図はこのプレモジュレーションフィルタ１のインパ
ルスレスポンスを示す。この図から分るように、サンプ
リング時間ｔ −ｎＴ 、ただし、ｎ−０，１，２，−
−−に対するインパルスレスポンスの値は、ｔ−ｏの場
合はｖｐに等しく、ｔ−Ｔの場合はＶｐ ／ｓに等しく
、ｔ−２Ｔの場合はけぼ０に等しい。このように、ｔ−
Ｔの場合のインパルスレスポンスはＯに等しくないとい
う事実のため・シンボル間妨害が生ずる。また、データ
信号ａｎは＋１ｔたは−１に等しいので、プレモジュレ
ー □ジョンフィルタ１により供給される信号は、
シンボル間妨害のため、５つの可能な値を有する。第４
図は第２図示プレモジュレーションフィルタにより供給
される信号のアイパターンを示す。この図は時間に対す
るＶ −ａｍ−ｇ（Ｔ−ｎＴ）の値をプロットしたもの
である。第４図から分るように、信号は時間ｔ −ｎＴ
には上記の５つの信号レベルを有する。このようなＴＦ
Ｍ変調された信号を受信するための屑波数復調器を具え
た非コヒーレント形受信機は、６つの信号レベルのため
むしろ複雑となる。そこで、より簡単な非コヒーレント
形受信機の使用を可能にするため、オランダ国未公開特
許第８２００９４８号（）に記載 されているように、時−、ｔ−ｎＴには信号の検波を行
わず、時間ｔ −（２ｍ−１）Ｔ／ＩＩ 、ただし、ｍ
−０＋ １．Ｌ −−−に信号の検波を行う方法が提案
されている。
ルスレスポンスを示す。この図から分るように、サンプ
リング時間ｔ −ｎＴ 、ただし、ｎ−０，１，２，−
−−に対するインパルスレスポンスの値は、ｔ−ｏの場
合はｖｐに等しく、ｔ−Ｔの場合はＶｐ ／ｓに等しく
、ｔ−２Ｔの場合はけぼ０に等しい。このように、ｔ−
Ｔの場合のインパルスレスポンスはＯに等しくないとい
う事実のため・シンボル間妨害が生ずる。また、データ
信号ａｎは＋１ｔたは−１に等しいので、プレモジュレ
ー □ジョンフィルタ１により供給される信号は、
シンボル間妨害のため、５つの可能な値を有する。第４
図は第２図示プレモジュレーションフィルタにより供給
される信号のアイパターンを示す。この図は時間に対す
るＶ −ａｍ−ｇ（Ｔ−ｎＴ）の値をプロットしたもの
である。第４図から分るように、信号は時間ｔ −ｎＴ
には上記の５つの信号レベルを有する。このようなＴＦ
Ｍ変調された信号を受信するための屑波数復調器を具え
た非コヒーレント形受信機は、６つの信号レベルのため
むしろ複雑となる。そこで、より簡単な非コヒーレント
形受信機の使用を可能にするため、オランダ国未公開特
許第８２００９４８号（）に記載 されているように、時−、ｔ−ｎＴには信号の検波を行
わず、時間ｔ −（２ｍ−１）Ｔ／ＩＩ 、ただし、ｍ
−０＋ １．Ｌ −−−に信号の検波を行う方法が提案
されている。
時間ｔ −（２ｍ−１）Ｔ／ｓにおいて受信機の最適な
信号検波を得るためには送信機を変形させる必要がある
。
信号検波を得るためには送信機を変形させる必要がある
。
第４図は、時間を−（２！ｎ−１）Ｔ／１におけるアイ
パターンが最適でないことを示す。それは、第８図に示
すインパルスレスポンスがｔ −Ｔ／ 、に値ｐｖ
を有し、ｔ −８Ｔ／、 ニ値ｑｖｐを有スルコトによ
るもので、第４図の場合は時間Ｔ／ｍには値ＰＶｐおよ
び零が生ずるだけでなく、これらの値の上下にはぼｑｖ
ｐだけ拡大された値が生じ、したがって、第２図に示す
ようなプレモジュレーションフィルタは適当とはいえな
い。
パターンが最適でないことを示す。それは、第８図に示
すインパルスレスポンスがｔ −Ｔ／ 、に値ｐｖ
を有し、ｔ −８Ｔ／、 ニ値ｑｖｐを有スルコトによ
るもので、第４図の場合は時間Ｔ／ｍには値ＰＶｐおよ
び零が生ずるだけでなく、これらの値の上下にはぼｑｖ
ｐだけ拡大された値が生じ、したがって、第２図に示す
ようなプレモジュレーションフィルタは適当とはいえな
い。
それ故、第２図示プレモジュレーションフィルタを変形
する変更により検波時間ｔ −（１＋ｍ−１）Ｔ／ｇに
重み率ＢＧＣよる最適のアイパターンを得ることができ
る。このような変形フィルター５を第５図に示す。
する変更により検波時間ｔ −（１＋ｍ−１）Ｔ／ｇに
重み率ＢＧＣよる最適のアイパターンを得ることができ
る。このような変形フィルター５を第５図に示す。
このプレモジュレーションフィルターも非巡回形２次デ
ジタルフィルター５と、該フィルター５に接続した第８
ナイキスト判定基準を満足する低域フィルタとを含む。
ジタルフィルター５と、該フィルター５に接続した第８
ナイキスト判定基準を満足する低域フィルタとを含む。
また、前記デジタルフィルター５は１それぞれ１ビット
周期Ｔの時間遅延を有する２つの直列配置遅延素子１７
および１８を具えるほか、非遅延入力信号を重み率ムで
乗算する乗算器１９．１ビット周期Ｔだけ遅延させた入
力信号を重み率Ｂで乗算する乗算器２０、ならびに、１
ビット周期Ｔだけ遅延させた素子１７の出力信号を重み
率Ａで乗算する乗算器２１を含む８つの分岐線を有し、
前記重み率Ａお上びＢの値を前述の率Ｃにかかわらず、
２Ａ＋Ｂ−１となるよう選定する。このようにして得ら
れた信号は加算回路２２において加算した後・第８ナイ
キスト判定基準を満足する低域フィルタ１６に供給し１
この低域フィルタでｐ波した信号を変調器人力８に供給
するようにする。
周期Ｔの時間遅延を有する２つの直列配置遅延素子１７
および１８を具えるほか、非遅延入力信号を重み率ムで
乗算する乗算器１９．１ビット周期Ｔだけ遅延させた入
力信号を重み率Ｂで乗算する乗算器２０、ならびに、１
ビット周期Ｔだけ遅延させた素子１７の出力信号を重み
率Ａで乗算する乗算器２１を含む８つの分岐線を有し、
前記重み率Ａお上びＢの値を前述の率Ｃにかかわらず、
２Ａ＋Ｂ−１となるよう選定する。このようにして得ら
れた信号は加算回路２２において加算した後・第８ナイ
キスト判定基準を満足する低域フィルタ１６に供給し１
この低域フィルタでｐ波した信号を変調器人力８に供給
するようにする。
また、この場合、重み率ＡおよびＢはそれぞれ％以下お
よび％以上とし、ＴＦＭ信号に対してこれらの値が保持
されるようにする。以下、重み率ＢがＯ０６に等しくな
いような第５図示プレモジュレーションフィルタ１で得
られる信号により変調されたＦＭ信号を一般化テームド
周波数変調信号、略して、ＧＴＦＭと呼ぶことにする。
よび％以上とし、ＴＦＭ信号に対してこれらの値が保持
されるようにする。以下、重み率ＢがＯ０６に等しくな
いような第５図示プレモジュレーションフィルタ１で得
られる信号により変調されたＦＭ信号を一般化テームド
周波数変調信号、略して、ＧＴＦＭと呼ぶことにする。
このよりなＧＴＦＭ信号は、検波時間ｔ −（２ｍ−１
）Ｔ／ＩＩには最大限に開いた８レベルアイが実現され
なければならないという要求を満足しなければならない
。ただし、前記信号はサンプリング時間ｔ−ｎＴには擬
似５レベル信号である。それがため、一方においてはＳ
フィルタ１５０重み率の値、したがって、サンプリング
時間ｔ −ｎＴにおける５レベルの値を変化させて、検
波時間ｔ −（２ｍ−１）Ｔ／ｇにアイパターンが８つ
のレベルのみをもち得るようにし、他方においては、サ
ンプリング時間ｔ−ｎＴにおける種々の値の間において
信号の変化に影響を与える低域フィルタ１６のロールオ
フ係数ｒに対し検波時間ｔ −（２ｍ−１）’［’／ｓ
にアイパター・ンが上述の８つの値をもつような値ｒＢ
を与えるようにしなければならない。ロールオフ係数ｒ
に付加した添字Ｂは、２つの他の重み率の１つに等しく
ない各重み率の値Ｂに特定のロールオフ係数の値が加算
されていることを示す。
）Ｔ／ＩＩには最大限に開いた８レベルアイが実現され
なければならないという要求を満足しなければならない
。ただし、前記信号はサンプリング時間ｔ−ｎＴには擬
似５レベル信号である。それがため、一方においてはＳ
フィルタ１５０重み率の値、したがって、サンプリング
時間ｔ −ｎＴにおける５レベルの値を変化させて、検
波時間ｔ −（２ｍ−１）Ｔ／ｇにアイパターンが８つ
のレベルのみをもち得るようにし、他方においては、サ
ンプリング時間ｔ−ｎＴにおける種々の値の間において
信号の変化に影響を与える低域フィルタ１６のロールオ
フ係数ｒに対し検波時間ｔ −（２ｍ−１）’［’／ｓ
にアイパター・ンが上述の８つの値をもつような値ｒＢ
を与えるようにしなければならない。ロールオフ係数ｒ
に付加した添字Ｂは、２つの他の重み率の１つに等しく
ない各重み率の値Ｂに特定のロールオフ係数の値が加算
されていることを示す。
第６図は第６図によるプレモジュレーションフィルタ１
０重み率Ｂ −０，６２、関連のロールオフ係１ｋ ｒ
Ｂ −０，８６の場合のインパルスレスポンスｇ（ｔ）
を示す。図示のように、インパルスレスポンスの値は時
間ｔ −Ｔ／２にＬ ｐＶｐに等しく、インパルスレス
ポンスｑｖｐの値は時間ｔ −８Ｔ／２には零に等しい
。かくして、検波時間ｔ −（２ｍ−１）Ｔ／２におけ
るシンボル間妨害の発生を防止することができる◇ 第７図はこのプレモジュレーションフィルタ１の場合に
得られるアイパターンを示す。この図は時間ｔ −Ｔ／
２において最適に開いた８レベルアイを明白に示してい
るが・時間ｔ −０，Ｔ、 −−一における５レベルア
イはそれによりかなり害なわれる。
０重み率Ｂ −０，６２、関連のロールオフ係１ｋ ｒ
Ｂ −０，８６の場合のインパルスレスポンスｇ（ｔ）
を示す。図示のように、インパルスレスポンスの値は時
間ｔ −Ｔ／２にＬ ｐＶｐに等しく、インパルスレス
ポンスｑｖｐの値は時間ｔ −８Ｔ／２には零に等しい
。かくして、検波時間ｔ −（２ｍ−１）Ｔ／２におけ
るシンボル間妨害の発生を防止することができる◇ 第７図はこのプレモジュレーションフィルタ１の場合に
得られるアイパターンを示す。この図は時間ｔ −Ｔ／
２において最適に開いた８レベルアイを明白に示してい
るが・時間ｔ −０，Ｔ、 −−一における５レベルア
イはそれによりかなり害なわれる。
第８図は重み率Ｂの値が０．５８に等しく、関連のロー
ルオフ係Ｗ！１．ｒＢの最適値が０．８に等しいフィル
タの場合に得られるアイパターンを示す。この場合には
１時間ｔ −（２ｍ−１）Ｔ／２におけるアイパターン
の値は第７図に示す理想的なδレベルアイパターンの値
より僅かだけ偏移したものとなる。
ルオフ係Ｗ！１．ｒＢの最適値が０．８に等しいフィル
タの場合に得られるアイパターンを示す。この場合には
１時間ｔ −（２ｍ−１）Ｔ／２におけるアイパターン
の値は第７図に示す理想的なδレベルアイパターンの値
より僅かだけ偏移したものとなる。
また、重み率Ｂの値が０．６８に等しく、関連のロール
オフ係数ｒＢを有する場合にも、これと同じことが適用
される。ただし、このＢの値は等しく大きな距離に位置
し、第８図示アイパターンの値に関して、Ｂ −０，６
２の最適値の反対側にある。
オフ係数ｒＢを有する場合にも、これと同じことが適用
される。ただし、このＢの値は等しく大きな距離に位置
し、第８図示アイパターンの値に関して、Ｂ −０，６
２の最適値の反対側にある。
第９図は重み率の値Ｂ−０，５４、ロールオフ係数の値
ｒＢ−ＯＪの場合のアイパターンを示す。
ｒＢ−ＯＪの場合のアイパターンを示す。
この図は１第７図示アイパターンと比較した場合、時間
ｔ −Ｔ／２における理想的アイパターンから偏移して
おり、その偏移は第４ｖ！Ｊに示すＴＦＭ信号のアイパ
ターンの場合より大きいことを明白に示している。実際
には、０゜５４ないし０．６６の範囲内の重み率Ｂの値
と、例えば、コンピュータシミュレーション技術により
実験的に決められる関連のロールオフ係数島の値に対し
て、検波時間ｔ−（２ｍ−１）Ｔ／２に良好な８レベル
アイを得ることができる。
ｔ −Ｔ／２における理想的アイパターンから偏移して
おり、その偏移は第４ｖ！Ｊに示すＴＦＭ信号のアイパ
ターンの場合より大きいことを明白に示している。実際
には、０゜５４ないし０．６６の範囲内の重み率Ｂの値
と、例えば、コンピュータシミュレーション技術により
実験的に決められる関連のロールオフ係数島の値に対し
て、検波時間ｔ−（２ｍ−１）Ｔ／２に良好な８レベル
アイを得ることができる。
発明の要約
擬似５レベル信号で周波数変調した搬送波を送信するた
めの送信機で、受信機の構造を簡単にし・信号対雑音比
を改善するため、プレモジュレーションフィルタにより
検波時間ｔ −（２ｍ−１）Ｔ／２に送信機内に擬似８
レベル信号を発生させるよう形成したものである。
めの送信機で、受信機の構造を簡単にし・信号対雑音比
を改善するため、プレモジュレーションフィルタにより
検波時間ｔ −（２ｍ−１）Ｔ／２に送信機内に擬似８
レベル信号を発生させるよう形成したものである。
第１図は入力データ信号から抽出した擬似５レベル信号
で変調された周波数変調搬送波信号を伝送するに適した
送信機の一部を示すブロック図、第２図はＴＦＭ信号を
生成するため第１図示送信機内で使用する従来技術によ
るプレモジュレーション（前置変調ンフィルタのブロッ
ク図、第８図Ｌｉ第’ｉＡ図示プレモジュレーションフ
ィルタのインパルスレスポンスを示す図、 第４図は第２図示プレモジュレーションフィルタにより
得られるアイパターンを示ス図、第６図は本発明に係る
プレモジュレーションフィルタの一実施例を示すブロッ
ク図、 第６図はＢ −０，６２、ｒＢ−ｏ、８６の場合の第５
図示フィルタのインパルスレスポンスを示す図、第７図
はＢ −０，６２、ｒＢ−０，８６の場合に第６図示フ
ィルタにより得られるアイパターンを示す図１ 第８図はＢ −０，５８、ｒＢ −０，８の場合に第６
図示フィルタにより得られるアイパターンを示す図、第
９図はＢ −０，５４、ｒＢ−０，２（７’）場合に第
６図示フィルタにより得られるアイパターンを示す図で
ある。 ｌ・・・プレモジュレーションフィルタ（前ｆｔ１Ｊｌ
フイルタ］ ２・・・入力端子 ８，７・・・端子４・・・
搬送波発生器 ５・・・周波数変調器６．１５・・
・非巡回形２次デジタルフィルタ８．１６・・・低域フ
ィルタ ９、１０．１７．１８・・・遅延素子 １１、１２．１８．１９．２０．２１・・・乗算器（マ
ルチプライヤ） １４、２２・・・加算回路 ２８・・・アンテナ端
子。 ＦＩ６．２ ＦＩ６．５ 手続補正書 昭和５８ イ１ ％ 月２ｉｌ Ｉ＋ １、事件の表示 昭和５３年 行、；′１ 願第ｔ： ２ ：４ ｇ−２
号２、発明の名称 １１、ｌ波数変調１，１吋伝送用送信機３、補正をする
に゛ １叶Ｉしの閏イＩ’ Ｔ、’ｒ 、暦・Ｉ出願人名称
エヌ・ヘー・フィリップス・フルーイランベンフ
ァブリケン 電話（５８１） ２２４１番（代表） ５゜ ６、 ｈｌｉ正の対象 明細１１シのヅζ明の、■工細な説明の欄７、′ｆ市１
にの内容 （別紙の通り）１明細書第８頁第２行および
第９頁第１２行の式％式％ ２、同第１１頁第１行の式中、右側部分のｒ −−−ｐ
ｊωｔ＝ｃ）ｃＯ８（ωＴ／２）Ｊをｒ−−−１）ｊω
ｔ） ＝ ａｃｏｓ” （ωＴ／２）Ｊと訂正する。 ８同第１４頁第１０行中「重み率Ｂによる」を削除する
。 ４同第１４頁第１６行中「フィルタ」を「フィルタ１６
」と訂正する。 ２５６一
で変調された周波数変調搬送波信号を伝送するに適した
送信機の一部を示すブロック図、第２図はＴＦＭ信号を
生成するため第１図示送信機内で使用する従来技術によ
るプレモジュレーション（前置変調ンフィルタのブロッ
ク図、第８図Ｌｉ第’ｉＡ図示プレモジュレーションフ
ィルタのインパルスレスポンスを示す図、 第４図は第２図示プレモジュレーションフィルタにより
得られるアイパターンを示ス図、第６図は本発明に係る
プレモジュレーションフィルタの一実施例を示すブロッ
ク図、 第６図はＢ −０，６２、ｒＢ−ｏ、８６の場合の第５
図示フィルタのインパルスレスポンスを示す図、第７図
はＢ −０，６２、ｒＢ−０，８６の場合に第６図示フ
ィルタにより得られるアイパターンを示す図１ 第８図はＢ −０，５８、ｒＢ −０，８の場合に第６
図示フィルタにより得られるアイパターンを示す図、第
９図はＢ −０，５４、ｒＢ−０，２（７’）場合に第
６図示フィルタにより得られるアイパターンを示す図で
ある。 ｌ・・・プレモジュレーションフィルタ（前ｆｔ１Ｊｌ
フイルタ］ ２・・・入力端子 ８，７・・・端子４・・・
搬送波発生器 ５・・・周波数変調器６．１５・・
・非巡回形２次デジタルフィルタ８．１６・・・低域フ
ィルタ ９、１０．１７．１８・・・遅延素子 １１、１２．１８．１９．２０．２１・・・乗算器（マ
ルチプライヤ） １４、２２・・・加算回路 ２８・・・アンテナ端
子。 ＦＩ６．２ ＦＩ６．５ 手続補正書 昭和５８ イ１ ％ 月２ｉｌ Ｉ＋ １、事件の表示 昭和５３年 行、；′１ 願第ｔ： ２ ：４ ｇ−２
号２、発明の名称 １１、ｌ波数変調１，１吋伝送用送信機３、補正をする
に゛ １叶Ｉしの閏イＩ’ Ｔ、’ｒ 、暦・Ｉ出願人名称
エヌ・ヘー・フィリップス・フルーイランベンフ
ァブリケン 電話（５８１） ２２４１番（代表） ５゜ ６、 ｈｌｉ正の対象 明細１１シのヅζ明の、■工細な説明の欄７、′ｆ市１
にの内容 （別紙の通り）１明細書第８頁第２行および
第９頁第１２行の式％式％ ２、同第１１頁第１行の式中、右側部分のｒ −−−ｐ
ｊωｔ＝ｃ）ｃＯ８（ωＴ／２）Ｊをｒ−−−１）ｊω
ｔ） ＝ ａｃｏｓ” （ωＴ／２）Ｊと訂正する。 ８同第１４頁第１０行中「重み率Ｂによる」を削除する
。 ４同第１４頁第１６行中「フィルタ」を「フィルタ１６
」と訂正する。 ２５６一
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力データ信号から時間ｔ −ｎＴにおいて少なく
とも５つの信号レベルを有するデータ信号を生成するた
めのプレモジュレーションフィルタと・該フィルタに接
続した変調器とを含む周波数変調信号伝送用送信機にお
いて、さらに、サンプリング時間ｔ−（２ｍ−１）Ｔ／
８ （ただし、Ｔはデータ信号のビット周期の信号周期
、ｍは整数とする。）に、該プレモジュレーションフィ
ルタにより擬似８レベル信号を供給するようにしたこと
を特徴とする周波数変調信号伝送用送信機。 亀 該プレモジュレーションフィルタは、そのうち２つ
が相互に等しい値をもった８つの重み率を有する非巡回
形８次デジタルフィルタと、第８ナイキスト判定基準を
満足する低域フィルタで、第１ナイキスト判定基準を満
足するルイズドコサイン”フィルタにより形成するよう
にしたものとの直列配置を具え、相互に等しくない該重
み率の値をＡおよびＢとし、該非巡回形２次デジタルフ
ィルタの重み率ムおよびＢの値がそれぞれ％以下および
ｈ以上で、２Ａ ＋Ｂが１に等しくなるよう選定すると
ともに該ルイズドコサイン”フィルタのロールオフ係数
ｒＢを零より大きくしたことを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の送信機◇ ＆ 重み率Ｂを０．３０ないし０．６６の範囲内の値と
し、かつ、前記ロールオフ係ｔｒＢを０．８０ないし０
．４２の範囲における最適８レベル信号に対する前記重
み率の値に対応する値としたことを特徴とする特許請求
の範囲第２項記載の送信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8201533A NL8201533A (nl) | 1982-04-13 | 1982-04-13 | Een zender ingericht voor het zenden van fm gemoduleerde signalen. |
| NL8201533 | 1982-04-13 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58187048A true JPS58187048A (ja) | 1983-11-01 |
| JPH047622B2 JPH047622B2 (ja) | 1992-02-12 |
Family
ID=19839570
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58062392A Granted JPS58187048A (ja) | 1982-04-13 | 1983-04-11 | 周波数変調信号伝送用送信機 |
Country Status (13)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4531221A (ja) |
| JP (1) | JPS58187048A (ja) |
| AU (1) | AU556010B2 (ja) |
| BE (1) | BE896425A (ja) |
| BR (1) | BR8301828A (ja) |
| CA (1) | CA1221740A (ja) |
| CH (1) | CH661626A5 (ja) |
| DE (1) | DE3312849A1 (ja) |
| FR (1) | FR2525054B1 (ja) |
| GB (1) | GB2118406B (ja) |
| IT (1) | IT1170123B (ja) |
| NL (1) | NL8201533A (ja) |
| SE (2) | SE459624B (ja) |
Families Citing this family (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0834408B2 (ja) * | 1983-12-23 | 1996-03-29 | ソニー株式会社 | Ｉｉｒデイジタルフイルタ |
| EP0181953B1 (de) * | 1984-11-16 | 1991-03-20 | Deutsche ITT Industries GmbH | Interpolator für Digitalsignale |
| US4868895A (en) * | 1986-12-29 | 1989-09-19 | The Grass Valley Group, Inc. | Optical device copensator |
| JPH0630443B2 (ja) * | 1987-01-16 | 1994-04-20 | ヤマハ株式会社 | デジタル・フエイズ・ロツクド・ル−プ用入力回路 |
| US4757519A (en) * | 1987-10-02 | 1988-07-12 | Hewlett-Packard | Digital premodulation filter |
| NL8703084A (nl) * | 1987-12-21 | 1989-07-17 | Philips Nv | Digitaal premodulatiefilter. |
| TW318297B (ja) * | 1995-05-22 | 1997-10-21 | Motorola Inc | |
| US5796780A (en) * | 1996-02-09 | 1998-08-18 | Ericsson Inc. | Coherent modulation of CPM signals |
| US6757334B1 (en) * | 1998-08-10 | 2004-06-29 | Kamilo Feher | Bit rate agile third-generation wireless CDMA, GSM, TDMA and OFDM system |
| US7593481B2 (en) * | 1998-08-31 | 2009-09-22 | Kamilo Feher | CDMA, W-CDMA, 3rd generation interoperable modem format selectable (MFS) systems with GMSK modulated systems |
| US7548787B2 (en) | 2005-08-03 | 2009-06-16 | Kamilo Feher | Medical diagnostic and communication system |
| US7415066B2 (en) * | 1998-08-10 | 2008-08-19 | Kamilo Feher | Mis-matched modulation-demodulation format selectable filters |
| US8050345B1 (en) * | 1999-08-09 | 2011-11-01 | Kamilo Feher | QAM and GMSK systems |
| US6470055B1 (en) * | 1998-08-10 | 2002-10-22 | Kamilo Feher | Spectrally efficient FQPSK, FGMSK, and FQAM for enhanced performance CDMA, TDMA, GSM, OFDN, and other systems |
| US7079584B2 (en) * | 1998-08-10 | 2006-07-18 | Kamilo Feher | OFDM, CDMA, spread spectrum, TDMA, cross-correlated and filtered modulation |
| WO2000013382A1 (en) | 1998-08-31 | 2000-03-09 | Kamilo Feher | Feher keying (fk) modulation and transceivers including clock shaping processors |
| US9813270B2 (en) | 1999-08-09 | 2017-11-07 | Kamilo Feher | Heart rate sensor and medical diagnostics wireless devices |
| US7260369B2 (en) | 2005-08-03 | 2007-08-21 | Kamilo Feher | Location finder, tracker, communication and remote control system |
| US9307407B1 (en) | 1999-08-09 | 2016-04-05 | Kamilo Feher | DNA and fingerprint authentication of mobile devices |
| US9373251B2 (en) | 1999-08-09 | 2016-06-21 | Kamilo Feher | Base station devices and automobile wireless communication systems |
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| US7359449B2 (en) * | 2004-10-05 | 2008-04-15 | Kamilo Feher | Data communication for wired and wireless communication |
| US10009956B1 (en) | 2017-09-02 | 2018-06-26 | Kamilo Feher | OFDM, 3G and 4G cellular multimode systems and wireless mobile networks |
| US7280810B2 (en) | 2005-08-03 | 2007-10-09 | Kamilo Feher | Multimode communication system |
Citations (1)
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-
1982
- 1982-04-13 NL NL8201533A patent/NL8201533A/nl not_active Application Discontinuation
-
1983
- 1983-03-24 US US06/478,397 patent/US4531221A/en not_active Expired - Lifetime
- 1983-04-06 CA CA000425348A patent/CA1221740A/en not_active Expired
- 1983-04-08 IT IT20520/83A patent/IT1170123B/it active
- 1983-04-08 GB GB08309553A patent/GB2118406B/en not_active Expired
- 1983-04-09 DE DE19833312849 patent/DE3312849A1/de active Granted
- 1983-04-11 CH CH1941/83A patent/CH661626A5/de not_active IP Right Cessation
- 1983-04-11 SE SE8301977A patent/SE459624B/sv not_active IP Right Cessation
- 1983-04-11 BE BE0/210525A patent/BE896425A/fr not_active IP Right Cessation
- 1983-04-11 SE SE8301977D patent/SE8301977L/xx not_active Application Discontinuation
- 1983-04-11 BR BR8301828A patent/BR8301828A/pt unknown
- 1983-04-11 JP JP58062392A patent/JPS58187048A/ja active Granted
- 1983-04-12 AU AU13418/83A patent/AU556010B2/en not_active Ceased
- 1983-04-13 FR FR838306005A patent/FR2525054B1/fr not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5624851A (en) * | 1979-08-06 | 1981-03-10 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Digital frequency modulating communication system |
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| FR2525054B1 (fr) | 1990-05-04 |
| IT1170123B (it) | 1987-06-03 |
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| CA1221740A (en) | 1987-05-12 |
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