WO2006011423A1 - 受信装置 - Google Patents

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WO2006011423A1
WO2006011423A1 PCT/JP2005/013480 JP2005013480W WO2006011423A1 WO 2006011423 A1 WO2006011423 A1 WO 2006011423A1 JP 2005013480 W JP2005013480 W JP 2005013480W WO 2006011423 A1 WO2006011423 A1 WO 2006011423A1
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signal
points
signals
point
unit
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PCT/JP2005/013480
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English (en)
French (fr)
Inventor
Tomohiko Taniguchi
Keiichi Toiyama
Kazuya Ueda
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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Publication date
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Priority to DE602005010542T priority patent/DE602005010542D1/de
Priority to EP05762038A priority patent/EP1684453B1/en
Priority to US10/568,776 priority patent/US7587006B2/en
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0868—Hybrid systems, i.e. switching and combining
    • H04B7/0874—Hybrid systems, i.e. switching and combining using subgroups of receive antennas

Definitions

  • the present invention relates to a receiving apparatus that diversity receives a data signal sequence modulated / demodulated by a digital multilevel modulation method.
  • Diversity reception is often used for the purpose of receiving terrestrial broadcast waves on a mobile object such as an automobile or a mobile phone in a stable manner.
  • Diversity reception methods include a space diversity method that uses a difference in spatial arrangement between transmitting and receiving antennas, a time diversity method that improves the reception probability by transmitting the same signal multiple times, and the same in multiple frequency bands.
  • Frequency diversity method that uses different characteristics depending on the frequency band, and the stable reception in any band, and uses the difference in the polarization characteristics of the transmitted signal. The polarization diversity method is used.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • transmission data transmitted by OFDM modulation is based on the MPEG2 information coding system.
  • the information source coding is performed.
  • error correction processing is performed at the time of signal reception to improve reception error tolerance. Furthermore, it is possible to improve error resilience by changing the carrier modulation method to a modulation method that is more resistant to errors. For example, by changing the carrier modulation method from a modulation method called 64QAM to a modulation method called 16QAM, the information rate of the transmitted signal is reduced, but the noise resistance performance of the signal can be improved.
  • the space diversity reception method When the space diversity reception method is applied to the OFDM-modulated signal, a plurality of signals are received by a plurality of antennas, and each received signal is individually subjected to A / D conversion and synchronous detection. , FFT calculation, and demodulation processing. As a result, an OFDM signal composed of a large number of carriers is generated for each signal received by a plurality of antennas.
  • the space diversity reception method it is most effective to process signals received by a plurality of antennas in units of OFDM carriers.
  • one optimal signal is selected from signals received by multiple antennas for each OFDM carrier, or signals received by multiple antennas are combined for each OFDM carrier.
  • the power of the OFDM carrier can be used as a selection criterion. In other words, the power amount for each OFDM carrier is compared, and the one with the largest value is selected.
  • a weighting amount is calculated for a plurality of obtained signals for each OFDM carrier, and the signals are added according to the weighted amount power ratio calculated.
  • a method called a maximum ratio combining diversity reception method in which weighting is performed according to the ratio of the amount of power for each OFDM carrier, the amount of noise with respect to the signal can be minimized, and the effect of improving reception characteristics is high.
  • the maximum ratio combining diversity reception method is as follows: [Tohoku literature 'D. G. Brennan “Linear diversity combining techniques” Proc. IRE, 471075 — 1102,] une — 1959, (This will be disclosed.
  • a diversity reception method in which a plurality of OFDM-modulated signals received by a plurality of antennas are demodulated to OFDM carriers for each received signal, and OFDM carriers obtained by the number of antennas are selected or combined.
  • OFDM carrier power Is used as a selection criterion at the time of selection and a calculation criterion of a composition ratio at the time of composition.
  • the power of the OFDM carrier is calculated from pilot carriers arranged in the OFDM signal at regular intervals in the frequency and time directions. Since the amplitude and phase of the pilot carrier are known, it is assumed that the change in amplitude and phase is given by the fluctuation of the transmission path, and the transmission path characteristics (the degree of deviation between the amplitude and the phase) are estimated. Use to calculate the power of all OFDM carriers.
  • a receiving apparatus is a diversity type receiving apparatus that receives a signal modulated by a digital multilevel modulation method using a plurality of antennas and performs demodulation processing.
  • the demodulator that outputs complex information indicating the signal points of received signals received from multiple antennas, the distance between the signal points of the received signals calculated from the complex signals and the threshold value stored in advance are compared, and the determination result is obtained.
  • An output reliability determination unit a reliability unit that outputs reliability information based on the determination result; and a combination unit that combines the complex information input from the demodulation unit; and the combined received signal power bit data is restored,
  • a demapping unit that calculates the likelihood for each bit and outputs the likelihood corrected based on the reliability information, and an error correction unit that performs error correction of the bit data according to the likelihood.
  • a signal that is modulated 'by a digital multi-level modulation method is transmitted to a plurality of keys.
  • diversity processing is performed to select or synthesize after receiving the signal up to demodulation processing for each signal, even if at least one received signal is affected by the noise signal, reception of the diversity antenna The performance can be maintained.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a diversity receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2A is a diagram showing a complex signal in Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2B is a diagram showing a complex signal in Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2C shows a complex signal in Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3A is another diagram showing a complex signal in Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3B is another diagram showing a complex signal in Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3C is another diagram showing a complex signal in Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing a bit data restoration method in Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a diversity receiving device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 6A is a diagram showing a complex signal in Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 6B is a diagram showing a complex signal according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 6C is a diagram showing a complex signal in Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 6D is a diagram showing a complex signal in Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 7 is another diagram showing a complex signal in the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is another block diagram showing the configuration of the diversity receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. Explanation of symbols
  • Embodiment 1 the description will be made assuming that the diversity receiver has two antennas.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an example of an embodiment of the present invention.
  • the antenna unit 101a converts a broadcast radio wave transmitted from a broadcast station into an electrical signal and outputs it.
  • the tuner unit 102a extracts a signal in a specific frequency band from the signal obtained from the antenna unit 101a, and converts it into a signal in a baseband or a constant frequency band.
  • the A / D conversion unit 103a converts the analog signal obtained from the tuner unit into a digital signal.
  • the quadrature detection unit 104a detects the OFDM transmission signal, calculates and corrects a frequency error between the transmission signal and the frequency reference signal of the demodulation unit, calculates a frequency OFDM symbol period and a guard interval period, Outputs signal in OFDM symbol period. Also, determine the transmission mode of the FDM transmission signal and the length of the guard interval period.
  • the FFT operation unit 105a is configured to perform the OFDM symbol period time obtained from the quadrature detection unit 104a.
  • the domain signal is processed by FFT and converted to a frequency domain signal.
  • Demodulation section 106a demodulates a transmission and multiplexing configuration and control (TMCC) signal inserted into the OFDM signal, and obtains various parameter information of the OFDM transmission signal.
  • TMCC transmission and multiplexing configuration and control
  • demodulation section 106a extracts a pilot signal arranged in the OFDM signal at regular intervals in the frequency and time directions.
  • the demodulator 106a compares the extracted pilot signal with a reference value (known amplitude and phase), and determines the channel characteristics (degree of amplitude and phase deviation) of the carrier in which the pilot signal existed from changes in amplitude and phase. calculate.
  • the channel characteristics of the carrier with the pilot signal calculated by the pilot extraction unit are interpolated in the time direction and the frequency direction, and the estimated values of the channel characteristics of all OFDM carriers are calculated and output. Interpolation is performed by using the transmission path characteristics of pilot carriers so that it increases or decreases sequentially according to the number of data carriers existing between the pilot carriers, or is integrated with an average value.
  • the signal obtained from the FFT operation unit 105a is divided by the estimated value of the transmission path characteristic, a complex signal based on the division result is calculated, and output to the reliability determination unit 107 and the synthesis unit 108.
  • Demodulation section 106a outputs the power information of each OFDM carrier calculated using the transmission path characteristics estimated from the pilot signal to reliability determination section 107 and combining section 108.
  • the description from the antenna unit 101b to the demodulating unit 106b is also the same as the configuration from the antenna units 101a to 106a, and will not be repeated.
  • Reliability determination section 107 obtains power information indicating the complex signal from demodulation sections 106a and 106b and the power of the OFDM carrier to which the signal is transmitted, and calculates the distance between output signal points.
  • FIGS. 2 and 3 map the complex signals input from the demodulation units 106a and 106b on a plan view.
  • a in FIG. 2A is a complex signal received by the antenna unit 101a and obtained from the demodulation unit 106a.
  • B in Fig. 2B is a complex signal received by the antenna unit 101b and obtained from the demodulation unit 106b.
  • Y in Fig. 2C is the result of combining signals A and B in Figs. 2 and 2.
  • Reliability determination section 107 calculates the distance between output signal point A of demodulation section 106a and output signal point B of demodulation section 106b. Then, the distance between signal point A and signal point B is compared with a preset threshold value.
  • the threshold is assumed to be twice the minimum distance between 16QAM mapping points.
  • the minimum distance between the mapping points is 2, and the threshold is 4. This threshold is compared with the distance between signal point A and signal point B (hereinafter referred to as “distance between received signal AB points”).
  • the reliability determination unit 107 determines that the distance between the received signal AB points is smaller than a preset threshold value, and sends the determination result to the synthesis unit 108. Output.
  • the determination result in this case may be any information such as information indicating that the distance between the received signal AB points is smaller than the threshold or a pass determination.
  • the synthesis unit 108 obtains the complex signal and the power information from the demodulation unit 106a. Also, the complex signal and power information are obtained from the demodulation unit 106b. Then, the complex signal obtained from the demodulating unit 106a and the demodulating unit 106b is synthesized. At the time of combining, weighting processing is performed based on the amount of power of the carrier to which the reception signal calculated by the demodulation unit 106a is transmitted and the amount of power of the carrier to which the reception signal calculated by the demodulation unit 106b is transmitted; Add the signals at. The amount of power and the amount of power / 3 may be quantized values.
  • the weighting amount for reception signal point A in FIG. 2A is, for example, H / (H + / 3), and the weighting amount for reception signal point B in FIG. 2B is, for example, ⁇ ( ⁇ + ⁇ ).
  • the signal point ⁇ obtained as a result of synthesis is shown in Fig. 2C.
  • Combining section 108 outputs complex signal information and reliability information of the received signal point after combining to post-stage dingtal section 109.
  • the reliability judgment unit 107 obtains the judgment result that the distance between the saddle points is smaller than the threshold value or passes the judgment.
  • the combining section 108 outputs the received power information of ⁇ , the received power ⁇ of the received signal B, or the larger received power information.
  • one of the output signals of the demodulation unit 106a and the demodulation unit 106b is affected by a large noise signal. This case will be described with reference to FIGS. 3A, 3B, and 3C.
  • a 'in FIG. 3A is a complex signal received by the antenna unit 101a and obtained from the demodulation unit 106a.
  • B ′ in FIG. 3B is a complex signal received by the antenna unit 101b and obtained from the demodulation unit 106b.
  • Y 'in Fig. 3C is the result of combining signals A' and B 'in Figs. 3A and 3B.
  • the reliability determination unit 107 is a distance between the output signal point A ′ of the demodulation unit 106 a and the output signal point B ′ of the demodulation unit 106 b (hereinafter referred to as “reception signal A ′ B ′ point distance”). Is calculated. Then, the distance between the received signals A'B 'is compared with a preset threshold value. As described above, since the threshold value in the first embodiment is 4, when the reception signal point is in FIGS. 3A and 3B, the distance between the reception signal A'B 'points is larger than the preset threshold value.
  • the determination result is output to the synthesis unit 108. In this case, the determination result may be any information such as information indicating that the distance between the received signals A ′ and B ′ is larger than the threshold value, or a failure determination.
  • the synthesis unit 108 obtains the complex signal and the power information from the demodulation unit 106a. Also, the complex signal and power information are obtained from the demodulation unit 106b. Then, the complex signal obtained from the demodulating unit 106a and the demodulating unit 106b is synthesized. At the time of combining, weighting processing is performed based on the carrier power ⁇ ′ to which the received signal A ′ calculated by the demodulator 106a is transmitted and the carrier power ⁇ to which the received signal calculated by the demodulator 106b is transmitted. Yes Add signal.
  • the weighting amount for the received signal point A ′ in FIG. 3A is, for example, o 7 ′ + ⁇
  • the weighting amount for the received signal point B ′ in FIG. 3 ⁇ is, for example, “ ⁇ ( ⁇ ” + ”).
  • the signal point Y 'obtained as a result of the synthesis is shown in Fig. 3C.
  • Combining section 108 outputs the complex signal information and reliability information of received signal point Y 'after combining to dingter section 109 at the subsequent stage.
  • the reliability determination unit 107 obtains the determination result that the distance between the received signals A 'and B' is greater than the threshold or fails, so that the reliability information is For example, 0 indicating the lowest level is output from the combining unit 108.
  • the dingerive unit 109 receives the complex signal of the received signal point after synthesis obtained from the synthesis unit 108. Rearrange the numbers in frequency and time direction.
  • the rearrangement method is specified in advance, and is a method for restoring the rearrangement performed on the transmission side.
  • Demapping section 110 restores the bit data possessed by the signal based on the information of the received signal point obtained from dintarving section 109.
  • the bit data is restored assuming that the code sequence assigned to the mapping point closest to the received signal point is the transmission code sequence.
  • the bit data is restored according to the rules shown in FIG.
  • the shortest distance between the mapping point where the transmission code point is 0 with respect to the reception signal point and the mapping point where the transmission code point is 1 is calculated, and the value obtained according to the distance is calculated as the likelihood. (“Likeness of 0”, “Likeness of 1”) is transmitted to the subsequent error correction unit (referred to as “soft decision”).
  • the likelihood is corrected using the reliability information obtained from the synthesizing unit 108 via the dingering unit 109.
  • the likelihood is corrected to 0 (“0” and “1” are equal).
  • the reliability value which is the carrier power information obtained from combining section 108, is multiplied by the previously obtained likelihood and output.
  • the demapping unit 110 calculates and outputs the bit data string obtained from the information on the reception point obtained from the combining unit 108 and the likelihood for each bit.
  • the bit dingerive unit rearranges the outputs of the demapping unit 110.
  • the rearrangement method is specified in advance, and is a method for restoring the rearrangement performed on the transmission side.
  • the error correction unit 112 performs error correction using the bit data sequence obtained from the bit dingering unit 111 and the likelihood information of each bit data.
  • an error correction method called “Viterbi decoding” is often used, and “Reed-Solomon correction codes” are often combined.
  • the method is not limited to this, and any method may be used for error correction using the above-mentioned likelihood.
  • the position of the reception point is far away from the transmission point, and as a result of combining the signals using the signal affected by the noise signal, the position of the reception point is transmitted instead. It is possible to prevent the estimation from being made away from the point.
  • the reliability information of the received signal transmitted to the error correction processing unit subsequent to the synthesis process can be set low. Therefore, it is possible to prevent a decrease in reception performance due to an interference signal.
  • Embodiment 1 the number of antennas has been described as two, but the present invention can be realized even when there are three or more antennas.
  • the transmission method is described as O FDM and the digital modulation method is 16Q AM.
  • the transmission method may be single carrier transmission such as VSB (VESTIGIAL SIDE BAND).
  • any modulation method can be used, such as 8QAM, 32QAM, 64QAM, 256QAM, and QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), as long as it can confirm the distance information between receiving points.
  • demodulating section 106 divides the reliability carrier 107 and combining section 108 by the estimated value of the transmission path characteristics of the power carrier outputting the power information of the OFDM carrier.
  • the amplitude of the data carrier obtained in this way may be output.
  • the synthesizer 108 synthesizes a complex signal based on the amplitude amount of the data carrier.
  • the threshold is a force described as being twice the distance between 16QAM mapping points, but is not limited to this.
  • an arbitrary value such as 3 times or 1.5 times the distance between mapping points can be set.
  • the distance between mapping points can be adjusted to an arbitrary value according to the reception conditions and carrier modulation methods such as 8QAM, 32QAM, 64QAM, 256QAM, and QP SK.
  • the threshold may be calculated based on the C / N characteristic of the received signal.
  • C / N characteristics of received signal When calculating the threshold value of the sexual power, the average power of the noise signal is obtained from the C / N characteristics of the signal. For example, it is possible to set a threshold value that is twice the average power of the noise. In addition, as an example, the power stated to set twice the average power as the threshold is not necessarily double, and it is possible to set any value such as 3 times or 1.5 times based on the average power. It is.
  • the method of comparing the distance between received signal points with a threshold value and correcting the likelihood using the determination result has been described so far. It is also possible to correct the reliability information and output it.
  • the reliability of the received signal is corrected to be low and the received signal point is corrected. If the distance between signal points is short, correct the received signal reliability. However, the reliability of the received signal may be corrected to a low level according to the distance between the received signal points.
  • the accumulating unit When comparing the average value of the distance between the received signal points with the threshold, the accumulating unit accumulates the information on the distance between the received signal points calculated by the reliability determining unit 107 for a certain period of time and uses this. The average value of the distance between reception points is always calculated.
  • the reliability determination unit 107 compares the average value of the distances between the reception signal points received from the storage unit with a preset threshold value.
  • the period and range in which the accumulation unit accumulates the information on the distance between the reception signal points can be arbitrarily set according to the reception status. For example, by calculating the average value for several carriers in the frequency direction and for several hundred symbols in the time direction, it is possible to improve the accuracy of detecting interference signals having frequency selectivity.
  • the distance between received signal points is set to an arbitrary number along the frequency axis and the time axis as a threshold value used in the reliability judgment unit 107.
  • the average value is calculated using information on distances between receiving points for several hundreds or thousands of carriers in the frequency direction and several hundreds in the time direction. This makes it possible to calculate an average value corresponding to the amount of interference signal included in the received signal and set this as a threshold value.
  • a storage unit is provided separately from the reliability determination unit 107, but the reliability determination unit 107 has this function.
  • the distance between received signal points is calculated, but the received signal point is estimated as the closest mapping point (referred to as "hard decision"), and powerful mapping is performed.
  • the determination result may be output by calculating a distance between the points and comparing the distance with a threshold value.
  • combining section 107 outputs complex signal information of the combined received signal to reliability determining section 108, and reliability determining section 108 replaces the distance between received signal points with the combined received signal.
  • the determination result may be output by measuring the distance between the signal and the reception signal point and comparing this with a threshold value stored in advance. As a result, it is possible to exclude only the received signal point having a large distance from the combined received signal point.
  • combining section 107 outputs complex signal information of the combined received signal to reliability determining section 108, and reliability determining section 108 replaces the distance between received signal points with the combined received signal.
  • a value obtained by multiplying the distance between the signal and the reception signal point by the power information may be calculated, and the determination result may be output by comparing this value with a threshold value stored in advance.
  • the diversity receiving apparatus has more than three antennas.
  • FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the diversity receiver in the second embodiment. Each component in FIG. 5 is the same as that described in the first embodiment of the present invention, and therefore will be omitted.
  • the reliability determination unit 107 receives ⁇ complex signals input in parallel from the demodulation units 106a to 106 ⁇ , and the distances between the received complex signals ⁇ to ⁇ , respectively. Is calculated.
  • the reliability determination unit 107 outputs a pass determination result to the synthesis unit 108 as the determination result. Do (majority decision). If less than half is equal to or greater than the threshold, a fail judgment is output.
  • the complex signals A, B, C, and D are respectively
  • the distance is determined by comparing these values with a predetermined threshold value. As a result of the distance determination, if two or more are within the threshold value, pass determination is performed, and the determination result is output to the synthesis unit 108.
  • the reliability determination unit 107 outputs the determination result of the distance for each complex signal to the synthesis unit 108.
  • the comparison results between f (a), f (b), f (c), and f (d) and the threshold values are output to the combining unit 108 as distance determination results.
  • the synthesizing unit 108 uses the complex signal obtained from the demodulating units 106a to 106n as well as the demodulating unit 106a.
  • the combining process is performed according to the weighting calculated from the electric energy of the carrier obtained from ⁇ 106n.
  • the combining unit 108 adjusts the weighting amount based on the distance determination result received from the reliability determination unit 107. For example, when receiving information that the distance determination result is greater than or equal to the threshold, the power amount is set to zero. As shown in Fig. 6 and Fig.
  • each power of f (a) to f (d) Ryoohi, beta ⁇ I,
  • f (a) ⁇ f weighting amount of (d) are respectively 0 / ( ⁇ + j3 + 7 + ⁇ ), j3 / (a + j3 + 7 + ⁇ ) , y / (a + / 3 + ⁇ + ⁇ ), ⁇ / ( ⁇ + ⁇ + ⁇ + ⁇ ).
  • a complex signal to be synthesized can be selected based on the determination result of the distance.
  • f (a) is not used for combining, and the energy ⁇ may not be considered in the weighting.
  • a received signal that is estimated not to be affected by the disturbing signal is selected by majority decision, and is affected by the disturbing signal. Increase the weight of the received signal that is estimated not to be received, or perform the combining process using only the received signal that is estimated not to be affected by the interference signal to prevent the reception performance from being degraded by the interference signal. It becomes possible.
  • reliability determination unit 107 sends a pass determination result to combining unit 108 when more than half of the distance determination results performed for each complex signal are within the threshold. It is going to output.
  • what percentage is within the threshold value can be determined arbitrarily. The higher the percentage of the judgment result of the distance that is within the threshold, the higher the pass. Judgment becomes severe.
  • reliability determination section 107 sums the distance that is the starting point of the calculated distance between received signal points, and compares this value with a threshold value. Therefore, the distance is determined.
  • Any other means can be used as long as it can select complex information with high reliability from complex information obtained multiple times. For example, for each distance between other received complex signals, the distance is individually compared with the threshold value, and the distance is individually received and the result of the individual distance determination is acceptable. It is also possible to select complex signals. Only the distance between the received signal point A and the received signal point B exceeds the threshold value, as in the previous 4-branch diversity example. At this time, if the result of judging the distance individually is represented by ⁇ (within the threshold) and X (exceeding the threshold),
  • the determination of the distance between the two received signal points is set to fail. At this time, the reception signal point A and the reception signal point B fail in determining the distance. However, since the determination of the distance between two reception signal points out of the four reception signal points is acceptable, the determination result is acceptable (majority determination).
  • the number of 0s obtained as a result of individually determining the distance for each received signal point is counted, and the result of determining the distance according to this is provided with a light weight, and the result of determining the distance is input. It may be used as a guideline for weighting adjustment at the time of composition in the composition unit 108. For example, (2/3) X ⁇ / ( ⁇ + ⁇ + y + ⁇ )], (2/3) X [ ⁇ / ( ⁇ + ⁇ + + ⁇ )], (3/3) X [ ⁇ / ( ⁇ + j3 + + ⁇ )], (3/3) X [ ⁇ / ( ⁇ + ⁇ + ⁇ )]] is possible.
  • Embodiment 1 by separately providing a storage unit that accumulates distance information between received signal points for a certain period of time, the average value of the distance between received signal points or the distance between received signal points is provided. It is also possible to set an average value of the sum of the separations as a threshold value. In this case, the point that may be based on an integer multiple or a fractional multiple of the average value is the same as in the first embodiment.
  • the reliability determination unit 107 stores the sum of the distances between the received signal points received in the past, calculates the average value of the sum of the distances between the received signal points, and calculates the average value of the sums.
  • the determination result may be output by comparing the threshold values stored in advance.
  • the distance between received signal points and the sum of these distances are calculated, but the received signal point is estimated as the closest mapping point (hard decision), and the power It is also possible to calculate the distance and the total sum of the distances between the mapping points and compare the result with a threshold value and output the determination result.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a diversity receiving device in which interference detector 113 is further added to the above configuration.
  • demodulation section 106a calculates the distance between the received signal point and the mapping point closest to the received signal point, and calculates and outputs a variance value from past distance information.
  • the disturbance detection unit 113a inputs this dispersion value from the demodulation unit 106a and compares it with a threshold value.
  • Carriers that are subject to frequency-selective interference have a high probability of moving away from the mapping point and tend to have a large dispersion value. Therefore, it is possible to determine that carriers whose dispersion value is greater than the threshold value are disturbed. .
  • Interference detection section 113a outputs a comparison result with a threshold value indicating whether or not each OFDM carrier is interfering to reliability determination section 107 as binary or multilevel information.
  • the comparison result is output as multi-value information, the level of interference can be output as information on the amount of interference. Since the operation of the interference detection units 113b to 113 ⁇ is the same, the description is omitted here.
  • the reliability determination unit 107 sets reliability information low when it is determined that there is “disturbance” in at least one of the above-described determination result and the comparison results of the interference detection units 113a to 113n. As a result, since the likelihood can be adjusted based on both the distance between the reception signal point and the mapping point and the distance between the reception signal points, it is possible to realize a diversity receiver that is more resistant to interference signals.
  • the combining unit 108 does not combine carriers determined to be “disturbed” in at least one of the comparison results described above and the comparison results of the interference detection units 113a to 113 ⁇ . It is also possible to obtain the same effect by setting the weighting at the time of synthesis low.
  • Embodiments 1 and 2 the diversity receiver and the reception method according to the present invention have been described.
  • antennas such as personal computers (PCs), televisions, videos, and other STBs (Set-top Boxes) are used.
  • Embodiments 1 and 2 in order to cause the reception methods of Embodiments 1 and 2 to be executed by the CPU provided in the PC or the like, these methods can be processed as a procedure that can be processed by the CPU as data corresponding to a program or program. —It is also possible to store in a recording medium such as a ROM. As a result, the above-described method can be realized by a PC or the like equipped with a reading device.
  • the present invention it is possible to maintain the reception performance of the diversity receiving device even when the received signal is affected by a noise signal. Therefore, it can be used industrially as a diversity type receiver.

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Abstract

　本発明は、デジタル多値変調方式によりキャリア変調された信号を複数のアンテナで受信し、復調処理する際に、複素信号から算出される受信信号点間距離と予め記憶している閾値を比較することで合成すべき複素信号を選択し、合成の際の比率を調整して誤り訂正時の尤度を補正する。このような構成により、ノイズ信号の影響を排して良好な受信状態を確保することが可能な受信装置を提供する。

Description

明 細 書
受信装置
技術分野
[0001] 本発明は、デジタル多値変調方式により変復調がなされたデータ信号系列をダイ バーシティ受信する受信装置に関する。
背景技術
[0002] 地上放送波を自動車や携帯電話機などの移動体にぉレ、て安定して受信する目的 でダイバーシティ受信が用いられることが多レ、。
[0003] ダイバーシティ受信方式としては、送受信アンテナ間の空間的な配置の違いを利 用するスペースダイバーシティ方式、同じ信号を複数回送信し受信確率を向上させ る時間ダイバーシティ方式、複数の周波数帯域で同一の信号を送信し、フェージン グの発生状況が周波数帯域により異なる特性を利用し、いずれかの帯域で安定して 受信することをねらった周波数ダイバーシティ方式、送信信号の偏波特性の違いを 利用する偏波ダイバーシティ方式などが挙げられる。
[0004] このうち、時間ダイバーシティ方式、周波数ダイバーシティ方式、偏波ダイバーシテ ィ方式については、送信側において同一の情報を複数回もしくは複数の手段により 送信する必要がある。このため、地上放送波の受信特性改善の目的においては、限 られた周波数資源を有効に利用するために、受信側の受信形態を変更することで実 現できるスペースダイバーシティ方式が用いられることが多い。
[0005] 例えば、アナログテレビ放送を自動車で移動受信する場合に、複数アンテナを自 動車に設定し、複数得られる受信信号の中から最も受信信号レベルが大きレ、入力信 号を選択するスペースダイバーシティ受信方式が実用化されている。
[0006] ところで、現在、放送のデジタル化が進められている。例えば、 日本や欧州におい て、地上デジタルテレビジョン放送方式として直交周波数分割多重（以下、「〇FDM 」 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)といつ。 ) 方式力、: |¾用 されている。
[0007] また、 OFDM変調されて送信される送信データは MPEG2情報符号化方式に基 づレ、た情報源符号化が行われてレ、る。
[0008] そして、信号の受信時に、誤り訂正処理を行うことで、受信誤り耐性を向上させてい る。さらに、キャリア変調方式をより誤りに強い変調方式へと変更することにより、誤り 耐性を向上させることも可能である。例えば、キャリア変調方式を 64QAMと呼ばれる 変調方式から 16QAMと呼ばれる変調方式へと変更することで、伝送する信号の情 報レートは低下するが、信号の耐ノイズ性能を向上させることができる。
[0009] 上記の OFDM変調された信号に対してスペースダイバーシティ受信方式を適用す る場合には、複数のアンテナにより信号を複数受信し、各受信信号に対して個別に A/D変換、同期検波、 FFT演算、復調処理までを行う。この結果、複数のアンテナ で受信した信号それぞれについて多数のキャリアから構成される OFDM信号が生成 される。
[0010] スペースダイバーシティ受信方式では、複数のアンテナで受信した信号を OFDM キャリア単位に処理することが最も有効である。すなわち、 OFDMキャリア毎に複数 のアンテナで受信した信号の中から最適な信号を 1つ選択したり、 OFDMキャリア毎 に複数のアンテナで受信した信号の合成を行なったりする。
[0011] 最適な信号を 1つ選択する場合には、たとえば OFDMキャリアの電力を選択基準と することができる。すなわち、 OFDMキャリア毎の電力量を比較し、最も値が大きいも のを 1つ選択する。
[0012] また、信号を合成する場合には、 OFDMキャリア毎に、複数入手した信号に対して 重み付け量を算出し、重み付け量力 算出した比率に従い信号を加算する。この際 、 OFDMキャリア毎の電力量の比率に応じて重み付けする最大比合成ダイバーシテ ィ受信方式と呼ばれる方法を取ると、信号に対するノイズ量を最も小さくできるため、 受信特性の改善効果が高い。なお、最大比合成ダイバーシティ受信方式について 【ま、 特午文献 'D. G. Brennan 「Linear diversity combining techniques 」 Proc. IRE、 471075 _ 1102、】une_ 1959，， (こ開示されてレヽる。
[0013] 上記のように、複数アンテナにより複数受信した OFDM変調された信号を、受信信 号ごとに OFDMキャリアまで復調し、アンテナの本数分だけ得られた OFDMキャリア を選択または合成するダイバーシティ受信方式をとる場合、 OFDMキャリアの電力量 を選択時の選択規準や、合成時の合成比率の算出基準として用いる。
[0014] OFDMキャリアの電力量は、 OFDM信号に周波数および時間方向に一定間隔で 配置されているパイロットキャリアより算出する。パイロットキャリアの振幅と位相は既知 であるため、振幅と位相の変化が伝送路の変動により与えられたものとみなして、伝 送路特性 (振幅と位相のずれの程度）を推定し、これを用いて全ての OFDMキャリア の電力量を算出する。
[0015] し力 ながら、ノイズ信号、特に、周波数選択性妨害信号が OFDM信号のパイロッ ト信号に加算された場合には、パイロットキャリアの振幅や位相にも変動が生じ、伝送 路特性の推定に誤差が生じる。また、 OFDM信号のデータキャリアで送信される信 号は、パイロットキャリアより推定した伝送路特性で、受信データを除算して算出する 。このため、データキャリアの信号についても誤差が発生する。
[0016] また、 OFDM信号とは異なる特性を持つノイズ信号が OFDM信号のデータキヤリ ァの信号のみに加算された場合にも、データキャリアの信号に誤差が発生する。
[0017] 複数のアンテナで受信した OFDM変調された信号をスペースダイバーシティ受信 方式により選択または合成して利用する場合に、少なくとも 1つのアンテナで受信し た信号が上記のノイズ信号の影響を受けた場合には、誤った情報を持つ信号を選択 または合成することとなり、力えって受信特性が悪くなる可能性がある。
発明の開示
[0018] 上記課題を解決するために、本発明にかかる受信装置は、デジタル多値変調方式 によりキャリア変調された信号を複数のアンテナで受信し復調処理するダイバーシテ ィ型受信装置であって、複数のアンテナから受信した受信信号の信号点を示す複素 情報を出力する復調部と、複素信号から算出される受信信号の信号点間距離と予め 記憶している閾値とを比較し、判定結果を出力する信頼性判定部と、判定結果に基 づいて信頼性情報を出力し、復調部から入力した複素情報を用いて合成する合成 部と、合成された受信信号力 ビットデータを復元するとともに、ビット毎の尤度を算 出し、信頼性情報に基づいて補正した尤度を出力するデマッピング部と、尤度に従 つてビットデータの誤り訂正を行なう誤り訂正部とを有する。
[0019] 上記の構成により、デジタル多値変調方式により変調'送信された信号を複数のァ ンテナで受信し、それぞれの信号に対して復調処理まで行った後に選択または合成 するダイバーシティ処理を行う場合に、少なくとも 1つの受信信号がノイズ信号の影響 を受けた場合であってもダイバーシティアンテナの受信性能を維持することが可能に なる。
図面の簡単な説明
[0020] [図 1]図 1は本発明の実施の形態 1におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示す ブロック図である。
[図 2A]図 2Aは本発明の実施の形態 1における複素信号を示した図である。
[図 2B]図 2Bは本発明の実施の形態 1における複素信号を示した図である。
[図 2C]図 2Cは本発明の実施の形態 1における複素信号を示した図である。
[図 3A]図 3Aは本発明の実施の形態 1における複素信号を示した別の図である。
[図 3B]図 3Bは本発明の実施の形態 1における複素信号を示した別の図である。
[図 3C]図 3Cは本発明の実施の形態 1における複素信号を示した別の図である。
[図 4]図 4は本発明の実施の形態 1におけるビットデータの復元方法を示した図であ る。
[図 5]図 5は本発明の実施の形態 2におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示す ブロック図である。
[図 6A]図 6Aは本発明の実施の形態 2における複素信号を示した図である。
[図 6B]図 6Bは本発明の実施の形態 2における複素信号を示した図である。
[図 6C]図 6Cは本発明の実施の形態 2における複素信号を示した図である。
[図 6D]図 6Dは本発明の実施の形態 2における複素信号を示した図である。
[図 7]図 7は本発明の実施の形態 2における複素信号を示した別の図である。
[図 8]図 8は本発明の実施の形態 2におけるダイバーシティ型受信装置の構成を示す 別のブロック図である。 符号の説明
[0021] 101 アンテナ部
102 チューナ部
103 AZD変換部 104 直交検波部
105 FFT演算部
106 復調部
107 信頼性判定部
108 合成部
109 ディンタリーブ部
110 デマッピング部
111 ビットディンタリー
112 誤り訂正部
発明を実施するための最良の形態
[0022] (実施の形態 1)
まず、本発明のダイバーシティ受信方法を具現化する装置構成の一例を説明する
。本実施の形態 1において、ダイバーシティ受信装置は 2本のアンテナを有するもの として説明する。
[0023] 図 1は、本発明の実施の一例の構成を示すブロック図である。
[0024] 以下、受信信号が OFDM伝送信号のようにマルチキャリアにより伝送され、各キヤ リアは 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation)変調方式により変調され ている信号を合成するダイバーシティ受信方式を一例としてその動作を説明する。
[0025] アンテナ部 101aは、放送局から送信される放送電波を電気信号に変換し出力する 。チューナ部 102aは、アンテナ部 101aより得られた信号から、特定の周波数帯域の 信号を抽出し、ベースバンドもしくは一定の周波数帯域の信号へと変換する。 A/D 変換部 103aは、チューナ部から得られたアナログ信号をデジタル信号へと変換する
[0026] 直交検波部 104aは、 OFDM伝送信号の検波を行い、送信信号と復調部の持つ 周波数基準信号との周波数誤差を算出して補正し、周波数 OFDMシンボル期間と ガードインターバル期間を算出し、 OFDMシンボル期間の信号を出力する。また、〇 FDM伝送信号の伝送モードやガードインターバル期間の長さを判定する。
[0027] FFT演算部 105aは、直交検波部 104aから得られた OFDMシンボル期間の時間 領域の信号を FFT演算処理し周波数領域の信号へと変換する。
[0028] 復調部 106aは、 OFDM信号に揷入された TMCC (Transmission and Multip lexing Configuration and Control)信号を復調し、 OFDM伝送信号の各種パ ラメータ情報を入手する。
[0029] さらに、復調部 106aは、 OFDM信号に周波数および時間方向に一定間隔で配置 されているパイロット信号を抽出する。復調部 106aは、抽出したパイロット信号を基 準値 (既知の振幅と位相）と比較し、振幅と位相の変化からパイロット信号の存在した キャリアの伝送路特性 (振幅と位相のずれの程度）を算出する。次に、前記パイロット 抽出部で算出したパイロット信号の存在したキャリアの伝送路特性を時間方向および 周波数方向に補間し、全ての OFDMキャリアの伝送路特性の推定値を算出し出力 する。補間はパイロットキャリアの伝送路特性を用い、ノ ィロットキャリア間に存在する データキャリアの数に応じて順次増加または順次減少するよう、あるいは平均値で統 一すること等により行なう。そして、 FFT演算部 105aより入手した信号を、伝送路特 性の推定値で除算し、除算結果に基づく複素信号を算出し、信頼性判定部 107およ び合成部 108に出力する。
[0030] また、復調部 106aは、パイロット信号より推定した伝送路特性を用いて算出した各 OFDMキャリアの電力情報を信頼性判定部 107および合成部 108に出力する。
[0031] アンテナ部 101bから復調部 106bまでの構成についても、個々の説明は上記アン テナ部 101aから 106aまでの構成と同一となるため省略する。
[0032] 信頼性判定部 107は、復調部 106aおよび 106bからの複素信号とその信号が送ら れてきた OFDMキャリアのパワーを示す電力情報を入手し、出力信号点間の距離を 算出する。
[0033] ここで、図 2、図 3は復調部 106aおよび 106bから入力した複素信号を平面図上に マッピングしたものである。
[0034] 以下、復調部 106aと 106bの出力信号が共に大きなノイズ信号の影響を受けなか つた場合について、図 2A、図 2Bおよび図 2Cを用いて説明する。
[0035] 図 2Aにおける Aは、アンテナ部 101aで受信し復調部 106aより入手した複素信号 である。図 2Bにおける Bは、アンテナ部 101bで受信し復調部 106bより入手した複素 信号である。図 2Cにおける Yは、図 2Αと図 2Βの信号 A, Bを合成した結果である。
[0036] 信頼性判定部 107は、復調部 106aの出力信号点 Aと、復調部 106bの出力信号 点 Bとの距離を算出する。そして、信号点 Aと信号点 B間の距離をあらかじめ設定し た閾値と比較する。ここでは閾値は 16QAMマッピング点間の最小距離の 2倍である のとする。
[0037] 16QAMマッピング点の座標を + 3、 + 1、 _ 1、一 3とすると、マッピング点間の最 小距離は 2であり、閾値は 4となる。この閾値と、信号点 Aおよび信号点 B間の距離（ 以下、「受信信号 AB点間距離」という。）とを比較する。
[0038] 受信信号点が図 2Aおよび図 2Bの場合には、信頼性判定部 107は、受信信号 AB 点間距離があらかじめ設定した閾値よりも小さいと判断し、判定結果を合成部 108に 対して出力する。この場合の判定結果は、受信信号 AB点間距離が閾値より小さいこ とを示す情報や合格判定等、どのようなものであってもよい。
[0039] 合成部 108は、信頼性判定部 107と同様に、復調部 106aから複素信号と電力情 報を入手する。また、復調部 106bからも複素信号と電力情報を入手する。そして、復 調部 106aと、復調部 106bから得られた複素信号を合成する。合成時には、復調部 106aで算出した受信信号が送信されたキャリアの電力量ひと、復調部 106bで算出 した受信信号が送信されたキャリアの電力量 ;3をもとに、重み付け処理を行なった上 で信号を加算する。電力量ひ、電力量 /3は量子化された値としてもよい。
[0040] なお、図 2Aの受信信号点 Aに対する重み付け量は、例えばひ/ (ひ + /3 )となり、 図 2Bの受信信号点 Bに対する重み付け量は、例えば β ( α + β )となる。そして、 合成の結果得られる信号点 Υは図 2Cのようになる。
[0041] 合成部 108は、後段のディンタリーブ部 109に対して、合成後の受信信号点 Υの複 素信号情報と、信頼性情報を出力する。図 2Α、図 2Β及び図 2Cの場合には、信頼 性判定部 107より受信信号 ΑΒ点間距離が閾値よりも小さいまたは合格とする判定結 果を入手するため、信頼性情報として、例えば受信信号 Αの受信電力 aと受信信号 Bの受信電力 βそれぞれ、またはどちらか大きい方の受信電力情報が合成部 108か ら出力される。
[0042] 次に復調部 106aと復調部 106bの出力信号の一方が大きなノイズ信号の影響を受 けた場合について、図 3A、図 3Bおよび図 3Cを用いて説明する。
[0043] 図 3Aにおける A'は、アンテナ部 101aで受信し復調部 106aより入手した複素信号 である。図 3Bにおける B'は、アンテナ部 101bで受信し復調部 106bより入手した複 素信号である。図 3Cにおける Y'は、図 3Aと図 3Bの信号 A'， B'を合成した結果で ある。
[0044] 信頼性判定部 107は、復調部 106aの出力信号点 A'と、復調部 106bの出力信号 点 B'との距離 (以下、「受信信号 A' B'点間距離」という。）を算出する。そして、受信 信号 A' B'点間距離をあらかじめ設定した閾値と比較する。上述の通り、本実施の形 態 1における閾値は 4であるから、受信信号点が図 3Aおよび図 3Bの場合には、受信 信号 A' B'点間距離があらかじめ設定した閾値よりも大きいと判断され、判定結果が 合成部 108に対して出力される。この場合の判定結果が受信信号 A' B'点間距離が 閾値より大きいことを示す情報や不合格判定等、どのようなものであってもよい点は、 上述と同様である。
[0045] 合成部 108は、信頼性判定部 107と同様に、復調部 106aから複素信号と電力情 報を入手する。また、復調部 106bからも複素信号と電力情報を入手する。そして、復 調部 106aと、復調部 106bから得られた複素信号を合成する。合成時には、復調部 106aで算出した受信信号 A'が送信されたキャリアの電力量 α 'と、復調部 106bで 算出した受信信号が送信されたキャリアの電力量 'をもとに、重み付け処理を行い 信号を加算する。
[0046] 図 3Aの受信信号点 A'に対する重み付け量は、例えば o 7 ' + β Ίとなり、図 3Βの受信信号点 B'に対する重み付け量は、例えば ' Ζ (ひ ' + '）となる。合成 の結果得られる信号点 Y'は図 3Cのようになる。
[0047] 合成部 108は、後段のディンタリーブ部 109に対して、合成後の受信信号点 Y'の 複素信号情報と、信頼性情報を出力する。図 3Α、図 3Β及び図 3Cの場合には、信 頼性判定部 107より受信信号 A' B'点間距離が閾値よりも大きいまたは不合格とする 判定結果を入手するため、信頼性情報として、例えば最も低レ、ことを示す 0が合成部 108から出力される。
[0048] ディンタリーブ部 109は、合成部 108より得られた合成後の受信信号点の複素信 号を、周波数及び時間方向に並び替える。並び替えの方法は、あらかじめ規定され ており、送信側で施した並び替えを元に戻す方法である。
[0049] デマッピング部 110は、ディンタリーブ部 109より得られた受信信号点の情報をもと に、信号の持つビットデータを復元する。ビットデータの復元は、受信信号点から最も 近レ、マッピング点に割り当てられた符号列が送信符号列であったと仮定して行なう。 例えば本実施の形態 1のように、受信信号が 16QAM変調でキャリア変調された場 合には、図 4に示すような規則に従いビットデータの復元を行う。この際、ビット毎に、 受信信号点に対し送信符号点が 0であるマッピング点と、送信符号点が 1であるマツ ビング点との最短距離を算出し、距離に応じて求まる値を尤度（「0らしさ」、「1らしさ」 )として後段の誤り訂正部に伝達する（「軟判定」と呼ばれる。）。
[0050] 尤度を算出する場合には、合成部 108よりディンタリーブ部 109を経て入手した信 頼性情報を用いて、上記尤度を補正する。図 3A、図 3Bおよび図 3Cを用いて説明し たように、受信信号 A' B'点間距離が閾値よりも大きぐ合成部 108にて信頼性が無 レ、と判断された場合には、尤度を 0 (「0らしさ」と「1らしさ」が等しい。）へと補正する。 一方、図 2A、図 2B、図 2Cを用いて説明したように、受信信号 AB点間距離が閾値よ り小さぐ信頼性が高いと判断された場合には、算出した尤度をそのまま補正せずに 出力する。もしくは、合成部 108から得られるキャリアの電力情報である信頼性値を、 先に求めた尤度と乗じて出力する。
[0051] 以上のように、デマッピング部 110は、合成部 108より得られた受信点の情報から 求めたビットデータ列と、ビット毎の尤度を算出し出力する。
[0052] 次に、ビットディンタリーブ部は、デマッピング部 110の出力の並び替えを行う。並 び替えの方法は、あらかじめ規定されており、送信側で施した並び替えを元に戻す 方法である。
[0053] 誤り訂正部 112は、ビットディンタリーブ部 111より入手したビットデータ列と、各ビッ トデータの尤度の情報を用いて誤り訂正を行う。この際、「ビタビ復号」と呼ばれる誤り 訂正方法が用いられることが多ぐさらに「リードソロモン訂正符号」を組み合わせるこ とが多い。しかし、これに限られるものではなぐ前述の尤度を用いた誤り訂正であれ ばどのような方法であってもよレ、。 [0054] 上記の方法により、 16QAM変調方式により送信された信号を複数のアンテナで受 信し、それぞれの信号に対して復調処理まで行った後に選択または合成するダイバ 一シティ処理を行う場合に、少なくとも 1つの受信信号がノイズ信号の影響を受けた ため受信点の位置が送信点と大きく離れ、前記ノイズ信号の影響を受けた信号を用 いて信号を合成した結果、かえって受信点の位置を送信点から離れた所に推定して しまうことを防止することが可能となる。
[0055] また、全受信信号が共に妨害信号の影響を受けている場合には、合成処理より後 段の誤り訂正処理部に対して伝達する受信信号の信頼性情報を低く設定することが できるので、妨害信号による受信性能の低下を防止することが可能となる。
[0056] 本実施の形態 1においてはアンテナの本数を 2本として説明したが、 3本以上の場 合であっても本発明を実現可能である。
[0057] また、本実施の形態 1においては、伝送方式を〇FDM、デジタル変調方式を 16Q AMとして説明したが、これらに限定されるものではない。例えば、伝送方式は VSB ( VESTIGIAL SIDE BAND)などのシングルキャリアによる伝送であっても構わな レヽ。また、変調方式は 8QAM、 32QAM、 64QAM、 256QAM、 QPSK (Quadrat ure Phase Shift Keying)など、受信点間の距離情報を確認し得るものであれば どのような方式であってもよレ、。
[0058] また、本実施の形態 1において、復調部 106は信頼性判定部 107および合成部 10 8に対し、 OFDMキャリアの電力情報を出力している力 キャリアの伝送路特性の推 定値で除算して入手したデータキャリアの振幅を出力するようにしてもよい。この場合 、データキャリアの振幅量に基づいて合成部 108は複素信号の合成を行なうことにな る。
[0059] さらに、閾値は、 16QAMマッピング点間距離の 2倍として説明している力 これに 限定されるものではない。例えば、マッピング点間距離の 3倍や 1. 5倍等、任意の値 を設定することができる。受信状況や 8QAM、 32QAM、 64QAM、 256QAM, QP SK等のキャリア変調方式に応じてマッピング点間距離を任意な値に調整してもよレ、
[0060] また、受信信号の C/N特性をもとに閾値を算出してもよい。受信信号の C/N特 性力も閾値を算出する場合には、信号の C/N特性によりノイズ信号の平均パワーが 求まるので、例えば、ノイズの平均パワーの 2倍の値を閾値と設定することが可能とな る。なお、例として平均パワーの 2倍を閾値として設定すると述べた力 必ずしも 2倍 である必要は無ぐ平均パワーを基準とし、 3倍や 1. 5倍等、任意の値を設定すること が可能である。
[0061] また、これまで、受信信号点間の距離を閾値と比較し、判定結果を用いて尤度を補 正する方法について説明したが、合成部 108にて、受信信号点間の距離に従い、信 頼性情報を補正して出力することも可能である。この場合、信頼性判定部 107が算 出した受信信号点間の距離を合成部 108が入力し、受信信号点間の距離が離れた 場合には、受信信号の信頼性を低く補正し、受信信号点間の距離が近い場合には、 受信信号の信頼性を高く補正する。もっとも、受信信号点間の距離に応じて受信信 号の信頼性を低く補正するだけでもよい。
[0062] さらに、受信信号点間の距離情報を、一定期間累積する蓄積部を別途設けることも 可能である。これにより、受信信号点間の距離の平均値を閾値と比較したり、受信点 間距離の平均値を閾値として受信信号点間の距離と比較したりすることが可能となる
[0063] 受信信号点間の距離の平均値を閾値と比較する場合、蓄積部は信頼性判定部 10 7が算出した受信信号点間の距離の情報を一定期間蓄積するとともに、これを用い て受信点間の距離の平均値を常時算出する。信頼性判定部 107は蓄積部から受取 つた受信信号点間の距離の平均値を、あらかじめ設定した閾値と比較する。
[0064] なお、蓄積部が受信信号点間の距離の情報を蓄積する期間および範囲は受信状 況に応じて任意に設定可能である。例えば、周波数方向には、数キャリア分、時間方 向には数百シンボル分の平均値を算出することで、周波数選択性を持つ妨害信号 の検出精度を高めることが可能となる。
[0065] また、受信信号点間の距離の平均値を閾値として受信信号点間の距離と比較する ことも可能である。受信信号が OFDM信号のように複数のキャリアから構成される場 合には、信頼性判定部 107にて用いる閾値として、受信信号点間の距離を周波数軸 および時間軸に向かって任意の数をピックアップし、これから平均値を算出すること ができる。例えば、周波数方向に数百あるいは数千キャリア分、時間方向に数百ある レ、は数千シンボル分の受信点間距離の情報を用いて平均値を算出する。これにより 、受信した信号に含まれる妨害信号量に応じた平均値を算出し、これを閾値として設 定することが可能となる。この場合、平均値をそのまま閾値として設定するのではなく 、平均値の整数倍や端数倍を閾値として設定することも可能である。
[0066] この例では信頼性判定部 107とは別に蓄積部を設けたが、信頼性判定部 107内部 にこの機能が備わってレ、てもよレ、。
[0067] 以上の結果、特定のキャリアに対し周波数選択性を有する妨害信号が連続して付 カロされている場合に、偶然、妨害信号の影響を受けた信号間の距離が互いに近くて も、当該キャリアが妨害信号の影響を受けていると判別することが可能になる。
[0068] また、本実施の形態 1では、受信信号点間の距離を算出することとしているが、受 信信号点を最も近いマッピング点と推定し（「硬判定」という。 )、力かるマッピング点ど うしの間で距離を算出し、これと閾値とを比較することで判定結果を出力するようにし てもよい。
[0069] さらに、合成部 107は、合成された受信信号の複素信号情報を信頼性判定部 108 に出力し、信頼性判定部 108は、受信信号点間の距離に替えて、合成された受信信 号と受信信号点との間の距離を測定し、これと予め記憶している閾値とを比較するこ とで判定結果を出力するようにしてもよい。これにより、合成後の受信信号点からの距 離が大きい受信信号点のみを選択力 排除することが可能となる。
[0070] また、合成部 107は、合成された受信信号の複素信号情報を信頼性判定部 108に 出力し、信頼性判定部 108は、受信信号点間の距離に替えて、合成された受信信号 と受信信号点との間の距離に電力情報を乗算した値を算出し、これと予め記憶して レ、る閾値とを比較することで判定結果を出力するようにしてもよい。電力情報の乗算 により、キャリアの電力が小さいためにノイズの影響を受け、受信信号点が送信信号 点より離れ、受信信号点間の距離を大きく示してしまうことを防止できる。また、周波 数選択性妨害信号の影響を受けたキャリアにつレ、ても、キャリアの電力量が大きいた めに受信信号点間の距離の情報が大きいと判断されることを防止できる。このように、 周波数選択性妨害信号を受けたキャリアを正確に判別することが可能となる。 [0071] (実施の形態 2)
次に、ダイバーシティ受信装置力 ¾本以上のアンテナを有する場合を例示して説明 する。
[0072] 図 5は本実施の形態 2におけるダイバーシティ受信装置の構成を示したブロック図 である。図 5における各構成要素は、本発明の実施の形態 1において説明したものと 同様であるため省略する。
[0073] 本実施の形態 2では、信頼性判定部 107は、復調部 106a〜： 106ηからパラレルに 入力した Ν個の複素信号を受信し、受信された複素信号 Α〜Νそれぞれの間の距離 を算出する。
[0074] 算出した受信信号点間の距離のうち、 自らが起点となる距離を和算し、この値と閾 値を比較して距離の判定を行なう。距離の判定は複素信号ごとに行なわれるので、 半数以上の複素信号が距離の判定で閾値以内であった場合、信頼性判定部 107は 判定結果として合格の判定結果を合成部 108に対して出力する（多数決判定)。半 数未満が閾値以上であった場合は不合格判定を出力する。
[0075] 例えば、 4ブランチダイバーシティの受信装置の場合、複素信号 A、 B、 C、 Dにつ いてそれぞれ、
f (a) =1 (AB) +1 (AC) +1 (AD)
f (b) =1 (BA) +1 (BC) +1 (BD)
f (c) =1 (CA) +1 (CB) +1 (CD)
f (d) =1 (DA) +1 (DB) +1 (DC)
(1は受信信号点間の距離を示す。 )
の値が算出され、これらの値と予め定めた閾値との比較により距離の判定が行なわ れる。距離の判定の結果、 2つ以上が閾値内であれば合格の判定を行い、判定結果 を合成部 108に出力する。
[0076] また、信頼性判定部 107は、複素信号毎の距離の判定結果も合成部 108に出力 する。先の 4ブランチダイバーシティの例では、 f (a)、 f (b)、 f (c)、 f (d)それぞれと閾 値との比較結果が距離の判定結果として合成部 108に出力される。
[0077] 合成部 108は、復調部 106a〜106nから入手した複素信号を、同じく復調部 106a 〜106nから入手したキャリアの電力量から算出した重み付けに従って合成処理する 。この際、合成部 108は、信頼性判定部 107から受取った距離の判定結果に基づい て重み付け量を調整する。例えば、距離の判定結果が閾値以上であるとの情報を受 取っている場合、電力量は 0に設定する。図 6、図 7に示すように、先の 4ブランチダイ バーシティの例で、 f (a)の距離の判定結果のみが閾値以上となる場合、 f (a)〜f (d) それぞれの電力量をひ、 β ヽ Ί、 εとすると、 f (a)〜f (d)の重み付け量は、それぞれ 0/ ( α + j3 + 7 + ε ) , j3 / ( a + j3 + 7 + ε ) , y / ( a + /3 + γ + ε ) , ε / ( α + β + γ + ε )となる。
[0078] 他にも、合成において、距離の判定結果に基づいて合成する複素信号を選択する ことも可能である。先の 4ブランチダイバーシティの例では、 f (a)は合成のために用い ず、電力量 αは重み付けにおいて考慮しないとしてもよい。
[0079] 合成部 108が信頼性判定部 107から入手した判定結果に基づいて信頼性情報を 出力する点は、実施の形態 1において説明したものと同様である。
[0080] これにより、多値 QAM変調方式により送信された信号を複数のアンテナで受信し、 それぞれの信号に対して復調処理まで行った後に選択または合成するダイバーシテ ィ処理を行う場合に、少なくとも 1つの受信信号がノイズ信号の影響を受けたため受 信点の位置が送信点と大きく離れ、ノイズ信号の影響を受けた信号を用いて信号を 選択または合成した結果、かえって受信点の位置を送信点から離れた所に推定して しまうことを防止することが可能となる。
[0081] すなわち、一部の受信信号が妨害信号の影響を受けていた場合には、妨害信号 の影響を受けていないと推定される受信信号を多数決判定により選択し、妨害信号 の影響を受けていないと推定される受信信号の重み付け量を大きくしたり、妨害信号 の影響を受けていないと推定される受信信号のみを用いて合成処理を行なうことで 妨害信号による受信性能の低下を防止することが可能となる。
[0082] 本実施の形態 2では、信頼性判定部 107において、複素信号ごとに行なわれた距 離の判定結果の半数以上が閾値以内であった場合に合格の判定結果を合成部 10 8に出力することとしている。ここで、何％が閾値以内の場合に合格判定とするかは 任意に決定できる事項である。閾値以内となる距離の判定結果の％が高いほど合格 判定は厳しくなる。
[0083] また、本実施の形態 2では、信頼性判定部 107において、算出した受信信号点間 の距離のうち自らが起点点となる距離を和算して、この値と閾値とを比較することで距 離の判定を行なっている。しかし、この方法に限られるものではなレ、。他にも、複数入 手した複素情報から信頼性の高い複素情報を選択できる手段であれば、どのような 手段を用いることも可能である。例えば、他の受信された複素信号間の距離毎に閾 値と比較して個別に距離の判定を行なレ、、個別に距離を判定した結果が合格である ものの数を根拠に、受信された複素信号の選択を行なうことも可能である。先の 4ブラ ンチダイバーシティの例にぉレ、て、受信信号点 Aと受信信号点 Bとの間の距離のみ が閾値を上回っている。このとき、個別に距離を判定した結果を〇（閾値以内）、 X( 閾値を上回る)で表すと、
A;(1(AB)、1(AC)、1(AD)) = (X、〇、〇）
B;(1(BA)、1(BC)、1(BD)) = (X、〇、〇）
C； (1 (CA)、 1 (CB)、 1 (CD) ) = (〇、〇、〇）
D;(1(DA)、1(DB)、1(DC)) = (〇、〇、〇）
となる。
[0084] 個別に距離を判定した結果に中に少なくとも 1つ Xがあれば、その 2つの受信信号 点間の距離の判定は不合格と設定する。このとき、上記受信信号点 Aと受信信号点 Bは距離の判定においては不合格となる。しかし、 4つの受信信号点のうち 2つの受 信信号点の距離の判定が合格となるため、判定結果は合格となる (多数決判定)。
[0085] この場合、受信信号点ごとに個別に距離を判定した結果得られた〇の数をカウント し、これに応じて距離を判定した結果に軽重を設け、距離を判定した結果を入力した 合成部 108における合成時の重み付け調整の目安としてもよい。例えば、（2/3) X ία/(α + β + y + ε )], (2/3) X [ ^ / ( α + ^ + + ε )〕、 (3/3) X [γ /( α + j3 + + ε )], (3/3) X [ ε /(α + β + Ύ + ε )〕といった重み付けが可能 である。
[0086] この場合、個別に距離を判定した結果得られた Xが半数以上の受信信号点につ いては、重み付けを 0にしたり、選択から外したりすることも可能である。 [0087] なお、本実施の形態 2において、複数箇所に受信信号点が分散してしまった場合 を検討する。前述の受信信号点との距離毎に個別に閾値と比較すると、
A;(1(AB)、1(AC)、1(AD)) = (X、 X、〇）
B;a(BA)、l(BC)、l(BD)) = (X、〇、 X)
C;(1(CA)、1(CB)、1(CD)) = (X、〇、 X)
D;(1(DA)、1(DB)、1(DC)) = (〇、 X、 X)
となる。
[0088] これは、 A〜Dの各点が長方形の四隅にマッピングされたような場合に生じ得る。こ のとき、全ての受信信号点 A， B， C， Dは、個別に距離を判定した結果として、 Xを 2 つずつ含むことになるので、距離を判定した結果は、受信信号点 A〜Dの全てにお いて不合格となる。この結果、信頼性判定部 107が出力する判定結果も不合格とな る。この判定結果を用いて合成部 108は信頼性情報を 0とし、デマッピング部 110に おける尤度を補正することになるため、受信性能の低下を防止することが可能となる
[0089] さらに、実施の形態 1と同様に、受信信号点間の距離情報を一定時間累積する蓄 積部を別途設けることで、受信信号点間の距離の平均値または受信信号点間の距 離の総和の平均値を閾値として設定することも可能である。この場合、平均値の整数 倍または端数倍を基準としてもよい点は実施の形態 1の場合と同様である。
[0090] また、信頼性判定部 107は、過去に受信した受信信号点間の距離の総和を記憶し 、受信信号点間の距離の総和の平均値を算出するとともに、この総和の平均値と予 め記憶している閾値を比較することで判定結果を出力するようにしてもよい。
[0091] また、本実施の形態 2においても、受信信号点間の距離およびこの距離の総和を 算出することとしているが、受信信号点を最も近いマッピング点と推定し (硬判定）、か 力るマッピング点どうしの間で距離および距離の総和を算出し、これと閾値とを比較 することで判定結果を出力するようにしてもよい。
[0092] 以上では、受信信号点間の距離を閾値と比較し、判定結果を用いて尤度を補正す る方法について説明したが、実施の形態 1と同様、合成部において受信信号点間の 距離または距離の総和に従って信頼性情報を補正することも可能である。 [0093] 図 8は上記構成にさらに妨害検出部 113を付加したダイバーシティ受信装置の構 成を示したブロック図である。
[0094] この例において、復調部 106aは受信信号点と受信信号点に最も近いマッピング点 との距離を算出するとともに、過去の距離情報から分散値を算出して出力する。妨害 検出部 113aはこの分散値を復調部 106aから入力し、閾値と比較する。周波数選択 性妨害を受けているキャリアは、マッピング点から離れる確率が高く分散値が大きくな る傾向があるので、分散値が閾値よりも大きいキャリアは妨害を受けていると判定する こと力 Sできる。
[0095] 妨害検出部 113aは、各 OFDMキャリアが妨害を受けているかどうかを示す閾値と の比較結果を 2値または多値の情報として信頼性判定部 107に出力する。比較結果 を多値の情報として出力する場合、妨害の程度を妨害量の情報として出力すること ができる。妨害検出部 113b〜 113ηについても動作は同様であるので、ここでは説 明を省略する。
[0096] 信頼性判定部 107は、既述の判定結果と妨害検出部 113a〜113nの比較結果の 少なくとも一方において「妨害あり」と判断される場合、信頼性情報を低く設定する。こ れにより、受信信号点とマッピング点との距離および受信信号点間距離の双方を根 拠として尤度を調整できるため、より妨害信号に強いダイバーシティ受信装置を実現 すること力 Sできる。
[0097] この場合、合成部 108において、既述の判定結果と妨害検出部 113a〜： 113ηの比 較結果の少なくとも一方において「妨害あり」と判断されたキャリアを合成しなレ、、また は合成の際の重み付けを低く設定することで同様の効果を得ることも可能である。
[0098] なお、妨害検出部 113a〜： 113ηとの組み合わせの例について、実施の形態 2を用 レ、て説明したが、実施の形態 1におレ、ても妨害検出部 113a〜 113nと組み合わせる ことは可能である。
[0099] 以上、実施の形態 1および 2において、本発明にかかるダイバーシティ受信装置お よび受信方法を説明したが、パーソナルコンピュータ（PC)やテレビ、ビデオ、その他 STB (Set-top Box)等のアンテナを内蔵する、もしくはアンテナと接続された受信 装置にこれらの受信方法をソフトウェアとして組み込み、これを PC等に備わる CPU ( Central Processing Unit)に処理 ·実行させることで、選択や合成を行なうダイバ 一シティ受信を実現することが可能となる。
[0100] また、実施の形態 1および 2の受信方法を上記 PC等に備わる CPUで処理'実行さ せるために、これらの方法を CPUで処理可能な手順としてプログラムまたはプロダラ ムに準ずるデータとして CD—ROM等の記録媒体に格納することも可能である。これ により、読取装置を備えた PC等で上述の方法を実現することが可能となる。
産業上の利用可能性
[0101] 本発明によると、受信信号がノイズ信号の影響を受けた場合であっても、ダイバー シティ型受信装置の受信性能を維持させることが可能になる。従って、ダイバーシテ ィ型受信装置として産業上利用可能である。

Claims

請求の範囲
[1] デジタル多値変調方式によりキャリア変調された複数の信号を入力し、これら信号を 選択、または合成するダイバーシティ型の受信装置であって、
3つ以上の入力信号をそれぞれ復調して複素信号を出力する復調部と、 前記複素信号を用いて、各信号それぞれについて各信号点を起点とする他の信号 点までの間の距離の和を算出し、前記各信号点を起点とする他の信号点までの間の 距離の和と所定に閾値とを比較し、判定結果を出力する信頼性判定部と、 前記判定結果に基づいて、少なくとも 1つの信号を選択し、または、 2つ以上の信号 を選択、合成する合成部とを備えたことを特徴とする
ダイバーシティ型の受信装置。
[2] デジタル多値変調方式によりキャリア変調された複数の信号を入力し、これら信号を 選択、または合成するダイバーシティ型の受信装置であって、
3つ以上の入力信号をそれぞれ復調して複素信号を出力する復調部と、 複素信号からビットデータを復元する際に用いるマッピング点のうち、前記複素信号 に最も近接するマッピング点を推定するとともに、各信号それぞれについて推定され たマッピング点を起点とした他の推定されたマッピング点までの間の距離の和を算出 し、前記各信号それぞれにつレ、て推定されたマッピング点を起点とした他の推定され たマッピング点までの間の距離の和と所定の閾値とを比較し、判定結果を出力する 信頼性判定部と、
前記判定結果に基づいて、少なくとも 1つの信号を選択し、または、 2つ以上の信号 を選択、合成する合成部とを備えたことを特徴とする
ダイバーシティ型の受信装置。
[3] 前記信頼性判定部は、前記各信号点を起点とする他の信号点までの間の距離の和 が前記所定の閾値を下回る場合に、前記合成部に前記複素信号を選択させることを 特徴とする
請求項 1に記載の受信装置。
[4] 前記信頼性判定部は、前記各信号それぞれについて推定されたマッピング点を起 点とした他の推定されたマッピング点までの間の距離の和が前記所定の閾値を下回 る場合に、前記合成部に前記複素信号を選択させることを特徴とする 請求項 2に記載の受信装置。
[5] 前記合成部は、前記各信号点を起点とする他の信号点までの間の距離の和にした がって、合成時の重み付け量を調整することを特徴とする
請求項 1に記載の受信装置。
[6] 前記合成部は、前記各信号それぞれについて推定されたマッピング点を起点とした 他の推定されたマッピング点までの間の距離の和にしたがって、合成時の重み付け 量を調整することを特徴とする
請求項 2に記載の受信装置。
[7] デジタル多値変調方式によりキャリア変調された複数の信号を入力し、これら信号を 選択、または合成するダイバーシティ型の受信装置であって、
2つの入力信号をそれぞれ復調して複素信号を出力する復調部と、
前記複素信号を用いて、一方の信号点を起点とする他方の信号点までの間の距離 を算出し、前記一方の信号点を起点とする他方の信号点までの間の距離と所定の閾 値を比較し、比較結果に基づいて算出した判定結果を出力する信頼性判定部と、 前記判定結果に基づいて信頼性情報を出力し、前記両信号点の合成を行う合成部 と、
合成された信号からビットデータを復元するとともに、復元における尤度を算出する 前記信頼性情報に基づいて補正された前記尤度を用いてビットデータの誤り訂正を 行う誤り訂正部と
を備えたことを特徴とするダイバーシティ型の受信装置。
[8] デジタル多値変調方式によりキャリア変調された複数の信号を入力し、これら信号を 選択、または合成するダイバーシティ型の受信装置であって、
3つ以上の入力信号をそれぞれ復調して複素信号を出力する復調部と、 前記複素信号を用いて、各信号それぞれについて各信号点を起点とする他の信号 点までの間の距離の和を算出し、各信号点における前記各信号点を起点とする他の 信号点までの間の距離の和と所定の閾値を比較するとともに、各信号点における比 較結果に基づいて算出した判定結果を出力する信頼性判定部と、 前記判定結果に基づいて信頼性情報を出力し、前記入力信号点の合成を行う合成 部と、
合成された信号からビットデータを復元するとともに、復元における尤度を算出する 前記信頼性情報に基づいて補正された前記尤度を用いてビットデータの誤り訂正を 行う誤り訂正部と
を備えたことを特徴とするダイバーシティ型の受信装置。
[9] デジタル多値変調方式によりキャリア変調された複数の信号を入力し、これら信号を 選択、または合成するダイバーシティ型の受信装置であって、
3つ以上の入力信号をそれぞれ復調して複素信号を出力する復調部と、 複素信号からビットデータを復元する際に用いるマッピング点のうち、前記複素信号 に最も近接するマッピング点を推定するとともに、各信号それぞれについて推定され たマッピング点を起点とした他の推定されたマッピング点までの間の距離の和を算出 する算出し、前記各信号それぞれについて推定されたマッピング点を起点とした他 の推定されたマッピング点までの間の距離の和と所定の閾値を比較するとともに、各 信号点における比較結果に基づいて算出した判定結果を出力する信頼性判定部と 前記判定結果に基づいて信頼性情報を出力し、前記入力信号点の合成を行う合成 部と、
合成された信号からビットデータを復元するとともに、復元における尤度を算出する 前記信頼性情報に基づいて補正された前記尤度を用いてビットデータの誤り訂正を 行う誤り訂正部とを備えたことを特徴とする
ダイバーシティ型の受信装置。
[10] 前記信頼性判定部は、各信号点それぞれにおける比較結果のうち、半数以上が閾 値を下回る場合に信頼性が高いことを示す情報を判定結果として出力することを特 徴とする 請求項 7〜9のいずれかに記載の受信装置。
前記信頼性判定部は、過去の一定期間分の前記各信号点を起点とする他の信号点 までの間の距離を記憶するとともに、この平均値を閾値に設定することを特徴とする 請求項請求項 7〜9のいずれかに記載の受信装置。
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