JPH10229360A - 検波後ダイバーシチ受信回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ディジタル位相変調信号のダイバーシチ受信
方式に関し、簡潔な構成で低消費電力であり、かつ、高
い受信品質が得られる検波後ダイバーシチ受信回路の実
現を目的とする。 【解決手段】 フェージングに対して互いに独立な２系
統のディジタル位相変調信号をそれぞれ受信する第一お
よび第二の受信手段と、各受信手段毎の復調位相を出力
する第一および第二の復調位相検出手段と、各受信手段
毎の受信信号対雑音電力比を検出する第一および第二の
受信Ｓ／Ｎ検出手段とを備えた検波後ダイバーシチ受信
回路において、前記第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力に
対する前記第一の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力の比Ａを演
算する除算手段と、前記第二の復調位相検出手段の出力
と前記第一の復調位相検出手段の出力との差Ｂを求める
減算手段と、前記除算手段の出力Ａと前記減算手段の出
力Ｂを入力としてtan^-1｛ＡsinＢ／（１＋ＡcosＢ）｝
を演算する演算手段と、前記第一の復調位相検出手段の
出力と前記演算手段の出力を加算する加算手段とを備え
ることにより構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル位相変
調信号のダイバーシチ受信方式に関し、特に、検波後ダ
イバーシチ受信回路に係る。

【０００２】

【従来の技術】移動体通信等では、マルチパスフェージ
ングによる信号伝送特性の劣化を改善するため、空間、
偏波、周波数あるいは時間的に独立な複数のブランチを
用いて受信するダイバーシチ受信方式が用いられてい
る。

【０００３】このダイバーシチ受信には複数種類の信号
合成方式があるが、中でも受信Ｓ／Ｎに比例した重み係
数を用いて各ブランチの復調出力の重み付け合成を行う
検波後最大比合成ダイバーシチ方式は、最も高いダイバ
ーシチ利得が得られるため伝送品質改善に極めて効果的
である。

【０００４】図７は、受信信号レベルに応じて最大比合
成を行う従来の検波後ダイバーシチ受信回路の第１の構
成例を示す。変調信号は差動符号化されていないものと
した。ここでは、ブランチ数２の空間ダイバーシチの例
を示す。

【０００５】図７において、アンテナ７０１，７０２で
受信された受信信号７ａ，７ｂは、それぞれ受信回路７
０３，７０４に入力される。受信回路７０３，７０４
は、それぞれ受信信号の受信処理を行った後、復調を行
い、振幅が受信信号レベルに比例した復調ベクトル信号
（複素信号）７ｃ，７ｄを出力する。

【０００６】一般に、最大比合成を行うための各ブラン
チの復調信号への重み付けは受信信号電力対雑音電力比
（Ｓ／Ｎ比）に比例して行うことが最適であるが、雑音
電力が受信回路の内部雑音で規定されかつ各ブランチの
雑音電力が同一である場合、受信信号レベルに比例して
重み付けを行うことができる。

【０００７】受信信号レベルに比例した重み付けを行う
ために、復調する際に受信信号の振幅情報を失わずに復
調を行う必要がある。従来の検波後最大比合成ダイバー
シチ合成回路では、受信回路７０３，７０４において受
信信号７ａ，７ｂに対し線形の検波演算を行うことによ
り振幅が受信信号レベルに比例した復調ベクトル信号
（複素信号）７ｃ，７ｄつまり受信信号レベルにより重
み付けされた復調信号を出力している。

【０００８】出力された復調ベクトル信号７ｃ，７ｄは
加算回路７０５に入力される。加算回路７０５は入力さ
れた各ブランチの復調ベクトル信号を加算し、最大比合
成出力として出力する。加算回路７０５から出力された
信号は識別回路７０６によりシンボル判定が行われる。

【０００９】このように、受信信号レベルに比例して復
調信号に重み付けして合成することにより、受信レベル
低下に伴うＳ／Ｎ劣化を軽減でき、符号誤り率の小さい
良好な受信品質が得られる。

【００１０】図８は、受信信号レベルに応じて近似的に
最大比合成を行う従来の検波後ダイバーシチ受信回路の
第２の構成例を示す。変調信号は差動符号化されていな
いものとした。ブランチ数２の空問ダイバーシチの例を
示す。図８において、アンテナ７０１、７０２で受信さ
れた受信信号７ａ、７ｂは、それぞれ受信回路８０３、
８０４に入力される。

【００１１】受信回路８０３、８０４では、それぞれ受
信信号を位相検波して復調位相信号８ｃ、８ｄを出力す
る。また、各受信信号７ａ、７ｂはそれぞれ受信電界強
度検出回路８０５、８０６に入力され、各受信信号の受
信電界強度が検出される。検出された各受信信号の受信
電界強度は重み係数演算回路８０７に入力される。

【００１２】重み係数演算回路８０７では、入力された
受信電界強度に応じた重み係数を演算し、出力する。復
調位相信号８ｃは減算回路８１４および乗算回路８０９
に、復調位相信号８ｄは減算回路８１４および補正回路
８１５にそれぞれ入力される。減算回路８１４では入力
された復調位相信号８ｃから復調位相信号８ｄを減算
し、減算結果信号８ｅを出力する。

【００１３】出力された減算結果信号８ｅは補正回路８
１５に入力される。補正回路８１５では、入力された減
算結果信号８ｅがπよりも大きい場合には復調位相信号
８ｄに２πを加算した値を補正結果信号８ｆとして出力
し、入力された減算結果信号８ｅが−πよりも小さい場
合には復調位相信号８ｄから２πを減算した値を補正結
果信号８ｆとして出力し、それ以外の場合には、入力さ
れた復調位相信号８ｄを補正結果信号８ｆとして出力す
る。

【００１４】復調位相信号８ｃおよび補正結果信号８ｆ
はそれぞれ乗算回路８０９、８１０に入力され、重み係
数演算回路８０７から出力される重み係数とそれぞれ乗
算される。乗算回路８０９、８１０において各ブランチ
の復調位相信号に重み付けが行われることになる。乗算
回路８０９、８１０のそれぞれの出力信号は加算回路８
１１に入力される。

【００１５】加算回路８１１は入力された乗算回路８０
９、８１０の出力信号を加算し、合成出力として出力す
る。加算回路８１１から出力された信号は識別回路８１
３によりシンボル判定が行われ、該識別回路８１３は復
調信号を出力する。本第２の構成例の特徴は、第１の構
成例の受信回路が復調出力としてべクトル信号を出力す
るのに対し、復調出力として復調位相値を示すスカラー
信号を出力することで線形の検波演算の必要をなくして
回路の簡易化を図っていることである。

【００１６】減算回路８１４および補正回路８１５によ
る前述の補正動作は、本第２の構成例が受信回路から出
力される復調位相信号に重み付けを行った後に合成を行
うスカラー合成を行うために必要となる（参考文献：
“π／４シフトＱＤＰＳＫの位相遅延検波に適した検波
後合成ダイバーシチ”、電子情報通信学会技術研究報
告、RCS92-39）。

【００１７】すなわち、補正回路８１５を通さずに復調
位相信号８ｄに対して重み係数演算回路８０７の出力す
る重み係数を乗算した後に加算回路８１１にてスカラー
合成を行うと、復調位相信号８ｃと復調位相信号８ｄの
差分値の絶対値がπより大きい場合、本来合成出力とし
て出力すべき位相から２π×（当該ブランチの重み係
数）だけずれた信号が加算回路８１１から出力される。

【００１８】このため、本第２の構成例では、乗算回路
８１０による重み付けを行う前に減算回路８１４にて復
調位相信号８ｃと復調位相信号８ｄの差分を演算し、そ
の演算結果に基づいて補正回路８１５により加算回路８
１１から出力される信号が本来合成出力として出力すべ
き位相となるように補正を行っているのである。

【００１９】このように、受信信号レベルに比例して復
調位相信号に重み付けして合成することにより、受信レ
ベル低下に伴うＳ／Ｎ劣化を軽減でき、符号誤り率の小
さい良好な受信品質が得られる。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した第
１の構成例では、回路規模の大きい線形の検波演算が必
要になる。このため受信回路全体の回路規模が増大して
しまうという問題があった。また、第２の構成例では回
路の簡易化を図るために復調出力として復調位相値を示
すスカラー信号を出力し、重み係数演算回路から出力さ
れる各ブランチの重み係数と乗算した後に合成を行って
いる。

【００２１】ところが、最大比合成は復調信号の振幅に
対して重み付けを行うことで実現されるため、第２の構
成例のように復調位相信号に対して単純に重み付けを行
うと正確な最大比合成にはならないために符号誤り率特
性に劣化が生じるという問題があった。

【００２２】本発明は、上述のような課題を解決するた
めになされたもので、その目的とするところは、低消費
電力、かつ、簡易な装置によって高い受信品質が得られ
る検波後ダイバーシチ受信回路を提供することにある。

【００２３】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、上述の
課題は、前記特許請求の範囲に記した手段により解決さ
れる。すなわち、請求項１に記載の発明は、フェージン
グに対して互いに独立な２系統のディジタル位相変調信
号をそれぞれ受信する第一および第二の受信手段と、前
記各受信手段毎の復調位相を出力する第一および第二の
復調位相検出手段と、前記各受信手段毎の受信信号対雑
音電力比を検出する第一および第二の受信Ｓ／Ｎ検出手
段とを備えた検波後ダイバーシチ受信回路であって、

【００２４】前記第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力に対
する前記第一の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力の比Ａを演算
する除算手段と、前記第二の復調位相検出手段の出力と
前記第一の復調位相検出手段の出力差Ｂを求める減算手
段と、前記除算手段の出力Ａと前記減算手段の出力Ｂを
入力としてtan^-1｛ＡsinＢ／（１＋ＡcosＢ）｝を演算
する演算手段と、前記第一の復調位相検出手段の出力と
前記演算手段の出力を加算する加算手段とを備えたこと
を特徴とする検波後ダイバーシチ受信回路である。

【００２５】請求項２に記載の発明は、フェージングに
対して互いに独立な２系統のディジタル位相変調信号を
それぞれ受信する第一および第二の受信手段と、前記各
受信手段毎の復調位相を出力する第一および第二の復調
位相検出手段と、前記各受信手段毎の受信信号対雑音電
力比を検出する第一および第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段と
を備えた検波後ダイバーシチ受信回路であって、

【００２６】前記第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力に対
する前記第一の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力の比を演算す
る除算手段と、前記除算手段の出力を一定期間遅延させ
る遅延手段と、前記除算手段の出力と前記遅延手段の出
力の積Ｃをそれぞれ演算する乗算手段と、前記第二の復
調位相検出手段の出力と前記第一の復調位相検出手段の
出力差Ｄを求める減算手段と、

【００２７】前記乗算手段の出力Ｃと前記減算手段の出
力Ｄを入力としてtan^-1｛ＣsinＤ／（１＋ＣcosＤ）｝
を演算する演算手段と、前記第一の復調位相検出手段の
出力と前記演算手段の出力を加算する加算手段とを備え
たことを特徴とする検波後ダイバーシチ受信回路であ
る。

【００２８】請求項３に記載の発明は、フェージングに
対して互いに独立な２系統のディジタル位相変調信号を
それぞれ受信する第一および第二の受信手段と、前記各
受信手段毎の復調位相を出力する第一および第二の復調
位相検出手段と、前記各受信手段毎の受信信号対雑音電
力比を検出する第一および第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段と
を備えた検波後ダイバーシチ受信回路であって、

【００２９】前記第一および第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段
の出力を一定期問遅延させる第一および第二の遅延手段
と、前記第一および第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力と
前記第一および第二の遅延手段の出力の積をそれぞれ演
算する第一および第二の乗算手段と、前記第二の乗算手
段の出力に対する前記第一の乗算手段の出力の比Ｃを演
算する除算手段と、

【００３０】前記第二の復調位相検出手段の出力と前記
第一の復調位相検出手段の出力差Ｄを求める減算手段
と、前記除算手段の出力Ｃと前記減算手段の出力Ｄを入
力としてtan^-1｛ＣsinＤ／（１＋ＣcosＤ）｝を演算す
る演算手段と、前記第一の復調位相検出手段の出力と前
記演算手段の出力を加算する加算手段とを備えたことを
特徴とする検波後ダイバーシチ受信回路である。

【００３１】請求項４に記載の発明は、請求項１に記載
の検波後ダイバーシチ受信回路であって、前記第一およ
び第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段は前記第一および第二の受
信手段毎の受信信号対雑音電力比の対数値（対数の底は
ａ、ａ：定数）をそれぞれ検出し、前記演算手段は前記
第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力に対する前記第一の受
信Ｓ／Ｎ検出手段の出力差Ｅと前記出力Ｂを入力として
tan^-1｛ａ^EsinＢ／（１＋ａ^EcosＢ）｝を演算すること
を特徴とする検波後ダイバーシチ受信回路である。

【００３２】請求項５に記載の発明は、請求項２に記載
の検波後ダイバーシチ受信回路であって、前記第一およ
び第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段は前記第一および第二の受
信手段毎の受信信号対雑音電力比の対数値（対数の底は
ａ、ａ：定数）をそれぞれ検出し、

【００３３】前記演算手段は前記第二の受信Ｓ／Ｎ検出
手段の出力に対する前記第一の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出
力差と前記遅延手段の出力の和である出力Ｆと前記出力
Ｄを入力としてtan^-1｛ａ^FsinＤ／（１＋ａ^FcosＤ）｝
を演算することを特徴とする検波後ダイバーシチ受信回
路である。

【００３４】請求項６に記載の発明は、請求項３に記載
の検波後ダイバーシチ受信回路であって、前記第一およ
び第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段は前記第一および第二の受
信手段毎の受信信号対雑音電力比の対数値（対数の底は
ａ、ａ：定数）をそれぞれ検出し、

【００３５】第一の加算手段は前記第一の受信Ｓ／Ｎ検
出手段と第一の遅延手段の出力の和を出力し、第二の加
算手段は前記第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段と第二の遅延手
段の出力の和を出力し、前記演算手段は前記第二の加算
手段の出力に対する前記第一の加算手段の出力差Ｆと前
記出力Ｄを入力としてtan^-1｛ａ^FsinＤ／（１＋ａ^Fcos
Ｄ）｝を演算することを特徴とする検波後ダイバーシチ
受信回路である。

【００３６】一般に、２ブランチの検波後最大比合成出
力ＭＲＣは式（１）のように表される。 ＭＲＣ＝ＳＮ₁exp（ｊθ₁）＋ＳＮ₂exp（ｊθ₂） （１） ただし、ＳＮ_i はブランチｉの信号電力対雑音電力比、
θ_i はブランチｉの復調位相である。雑音電力が受信回
路の内部雑音で規定されかつ各ブランチの雑音電力が同
一であると仮定すると、式（１）は式（２）のように表
される。

【００３７】 ＭＲＣ＝ｒ₁exp（ｊθ₁〕＋ｒ₂exp（ｊθ₂） （２） ただし、ｒ_iは時刻ｔにおけるブランチｉの受信信号電
力レベルである。なお、時刻ｔにおけるブランチｉの受
信電界強度レベルをｘ_i,tとすると、変調信号が差動符
号化されていない場合には受信信号電力レベルｒ_iはｘ
_i,tに等しく、変調信号が差動符号化されている場合に
は受信信号電力レベルｒ_iは ｘ_i,t×ｘ_{i,t -1}に等しい。

【００３８】また、時刻ｔにおいてブランチｉが検出し
た位相をθ_i,t とすると、変調信号が差動符号化されて
いない場合には復調位相θ_iはθ_i,tに等しく、変調信号
が差動符号化されている場合には復調位相θ_i はθ_i,t
−θ_i,t-1に等しい。変調信号がディジタル位相変調信
号の場合、ＭＲＣの位相 arg（ＭＲＣ）をシンボル判定
することにより復調が行われる。ＭＲＣの位相 arg（Ｍ
ＲＣ）は“数２”で示す式（３）のように表わすことが
できる。なお、時刻ｔ−１は時刻ｔの１シンボル前の時
刻を示している。

【００３９】

【数２】

【００４０】本発明の請求項１では、変調信号が差動符
号化されておらずかつ受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力が受信
Ｓ／Ｎに比例した線形出力である場合、請求項２および
請求項３では、変調信号が差動符号化され、かつ、受信
Ｓ／Ｎ検出手段の出力が受信Ｓ／Ｎに比例した線形出力
である場合、請求項４では、変調信号が差動符号化され
ておらずかつ受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力が受信Ｓ／Ｎの
対数をとった非線形出力である場合に、

【００４１】また、請求項５および請求項６では、変調
信号が差動符号化されかつ受信電界強度検出回路の出力
が受信電界強度の対数をとった非線形出力である場合
に、出力端子に arg（ＭＲＣ）が出力される。このため
請求項１から請求項６に記載の発明による検波後ダイバ
ーシチ受信回路は、前述したような従来の第２の構成例
で生じた受信品質の劣化は起こらずに最良の最大比合成
結果を得ることができ、また、従来の第１の構成例のよ
うな線形の検波演算を行わないため回路規模も小さい。

【００４２】さらにまた、請求項７では、変調信号が差
動符号化されかつ受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力が受信Ｓ／
Ｎに比例した線形出力でありかつフェージング周波数が
変調信号のシンボル周波数に比較して非常に小さい場
合、請求項８では、変調信号が差動符号化されかつ受信
Ｓ／Ｎ検出手段の出力が受信Ｓ／Ｎの対数をとった非線
形出力でありかつフェージング周波数が変調信号のシン
ボル周波数に比較して非常に小さい場合に、出力端子に
arg（ＭＲＣ）の近似値が出力される。

【００４３】一般に、フェージング周波数が変調信号の
シンボル周波数に比較して非常に小さい場合には、ある
時刻における受信Ｓ／Ｎは１シンボル前あるいは数シン
ボル前の受信Ｓ／Ｎと等しいとして扱うことができる。
このため請求項７および請求項８に記載の発明による検
波後ダイバーシチ受信回路は、前述したような従来の第
２の構成例で生じたほどには受信品質の劣化が起こらず
に最大比合成結果を得ることができる。また、従来の第
１の構成例のような線形の検波演算を行わないため回線
規模も小さい。

【００４４】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照してこの発明を
実際にはどのように実施するかについて説明する。な
お、以下の文中と図中の［ ］内の数式は当該信号が保
持している値を表す。

【００４５】図１は、この発明の実施の形態の第１の例
を示すブロック図である。なお、図１は変調信号が差動
符号化されず、かつ、受信電界強度検出回路の出力が受
信電界強度に比例した線形出力である場合の構成例であ
って、請求項１の発明に対応する。

【００４６】図１において、アンテナ１０１，１０２で
受信された受信信号１ａ，ｌｂは、それぞれ受信回路１
０３，１０４に入力される。受信回路１０３，１０４で
は、それぞれ受信信号を位相検波して復調位相信号１ｃ
［θ₁］，ｌｄ［θ₂］を出力する。また、受信信号１
ａ、ｌｂはそれぞれ受信電界強度検出回路１０５，１０
６に入力され、各受信信号の受信電界強度が検出され
る。

【００４７】受信電界強度検出回路１０５，１０６から
は検出された受信電界強度信号１ｅ［ｘ_1,t］，１ｆ
［ｘ_2,t］がそれぞれ出力される。受信電界強度検出回
路１０５，１０６から出力された受信電界強度信号１
ｅ，ｌｆは除算回路１０７に入力される。除算回路１０
７では、受信電界強度信号１ｆに対する受信電界強度信
号１ｅの比が演算され、除算結果信号１ｇ［Ａ＝ｘ_2,t
／ｘ_1,t］が出力される。

【００４８】変調信号は差動符号化されていないため、
ｘ_1,t＝ｒ₁，ｘ_2,t＝ｒ₂である。一方、復調位相信号１
ｃ，１ｄは減算回路１１０に入力される。減算回路１１
０では、復調位相信号１ｄから復調位相信号１ｃが減算
され、減算結果信号１ｈ［Ｂ＝θ₂−θ₁］が出力され
る。減算結果信号ｌｈと、除算回路１０７の出力信号１
ｇは演算回路１１１に入力される。

【００４９】演算回路１１１では tan^-1｛ＡsinＢ／
（１＋ＡcosＢ）｝が演算され、演算結果信号 １ｉ［ta
n^-1｛ＡsinＢ／（１＋ＡcosＢ）｝］が出力される。出
力された演算結果信号１ｉと復調位相１ｃは加算回路１
１２に入力される。

【００５０】加算回路１１２では入力された演算結果信
号１ｉと復調位相信号１ｃを加算し、合成信号１ｊ［ta
n^-1｛ＡsinＢ／(１＋ＡcosＢ）｝＋θ₁］を出力する。
Ａ＝ｘ₂／ｘ₁とＢ＝θ₂−θ₁を合成結果の式tan^-1｛Ａs
inＢ／（１＋ＡcosＢ）｝＋θ₁に代入すると合成結果は
arg（ＭＲＣ）に等しくなるため、加算回路１１２の出
力信号である合成信号１ｊは最大比合成出力信号の位相
に等しい。合成信号１ｊは識別回路１１３によりシンボ
ル判定が行われ、復調信号を出力する。

【００５１】図２は、この発明の実施の形態の第２の例
を示すブロック図である。なお、図２は変調信号が差動
符号化されかつ受信電界強度検出回路の出力が受信電界
強度に比例した線形出力である場合の構成例であって、
請求項２の発明に対応する。

【００５２】図２において、アンテナ２０１，２０２で
受信された受信信号２ａ，２ｂは、それぞれ受信回路２
０３，２０４に入力される。受信回路２０３，２０４で
は、それぞれ受信信号を位相検波して復調位相信号２ｃ
［θ₁］，２ｄ［θ₂］を出力する。また、受信信号２
ａ，２ｂはそれぞれ受信電界強度検出回路２０５，２０
６に入力され、各受信信号の受信電界強度が検出され
る。

【００５３】受信電界強度検出回路２０５，２０６から
は検出された受信電界強度信号２ｅ［ｘ_1,t］，２ｆ
［ｘ_2,t］がそれぞれ出力される。受信電界強度検出回
路２０５，２０６から出力された受信電界強度信号２
ｅ，２ｆは除算回路２０７に入力される。除算回路２０
７では、受信電界強度信号２ｆに対する受信電界強度信
号２ｅの比が演算され、除算結果信号２ｇ［ｘ_2,t／ｘ
_1,t］が出力される。

【００５４】除算結果信号２ｇは遅延回路２０８に入力
されるとともに乗算回路２０９に入力される。遅延回路
２０８は入力された除算結果信号２ｇを変調信号の１シ
ンボル間隔に等しい時間だけ遅延させてから出力する。
時刻ｔにおける遅延回路２０８の入力信号は除算結果信
号２ｇ［ｘ_2,t／ｘ_1,t］であるので、時刻ｔにおける遅
延回路２０８の遅延出力信号２ｋの値は［ｘ_2,t-1／ｘ
_1,t-1］ということになる。

【００５５】乗算回路２０９では、入力された除算結果
信号２ｇと遅延出力信号２ｋを乗算し、乗算結果信号２
ｌ［Ｃ＝ｘ_2,t-1ｘ_2,t／ｘ_1,t-1ｘ_1,t］を出力する。変
調信号は差動符号化されているので、ｘ_1,t-1ｘ_1,t＝ｒ
₁，ｘ_2,t-1ｘ_2,t＝ｒ₂である。一方、復調位相信号２
ｃ，２ｄは減算回路２１０に入力される。

【００５６】減算回路２１０では、復調位相信号２ｄか
ら復調位相信号２ｃが減算され、減算結果信号２ｈ［Ｄ
＝θ₂−θ₁］が出力される。乗算結果信号２ｌおよび減
算結果信号２ｈは演算回路２１１に入力される。演算回
路２１１ではtan^-1｛ＣsinＤ／（１＋ＣcosＤ）｝が演
算され、演算結果信号２ｉ［ｔａｎ^-1｛ＣsinＤ／（１
＋ＣcosＤ）｝］が出力される。

【００５７】出力された演算結果信号２ｉと復調位相２
ｃは加算回路２１２に入力される。加算回路２１２では
入力された演算結果信号２ｉと復調位相信号２ｃを加算
し、合成信号２ｊ［tan^-1｛ＣｓｉｎＤ（１＋Ｃcos
Ｄ）｝＋θ₁］を出力する。

【００５８】Ｃ＝ｘ_2,t-1ｘ_2,t／ｘ_1,t-1ｘ_1,tとＤ＝θ
₂−θ₁を合成結果の式tan^-1｛ＣsinＤ／（１＋Ｃcos
Ｄ）｝＋θ₁に代入すると合成結果は arg（ＭＲＣ）に
等しくなるため、加算回路２１２の出力信号である合成
信号２ｊは最大比合成出力信号の位相に等しい。合成信
号２ｊは識別回路２１３によりシンボル判定が行われ、
復調信号を出力する。

【００５９】図３は、この発明の実施の形態の第３の例
を示すブロック図である。なお、図３は変調信号が差動
符号化され、かつ、受信電界強度検出回路の出力が受信
電界強度に比例した線形出力である場合の構成例であっ
て、請求項３の発明に対応する。

【００６０】図３において、アンテナ２０１，２０２で
受信された受信信号２ａ，２ｂは、それぞれ受信回路２
０３，２０４に入力される。受信回路２０３，２０４で
は、それぞれ受信信号を位相検波して復調位相信号２ｃ
［θ₁］，２ｄ［θ₂］を出力する。また、受信信号２
ａ，２ｂはそれぞれ受信電界強度検出回路２０５，２０
６に入力され、各受信信号の受信電界強度が検出され
る。

【００６１】受信電界強度検出回路２０５，２０６から
は検出された受信電界強度信号２ｅ［ｘ_1,t］，２ｆ
［ｘ_2,t］がそれぞれ出力される。受信電界強度検出回
路２０５から出力された受信電界強度信号２ｅは遅延回
路３０７に入力されるとともに乗算回路３０９に入力さ
れる。また、受信電界強度検出回路２０６から出力され
た受信電界強度信号２ｆは遅延回路３１４に入力される
とともに乗算回路３１５に入力される。

【００６２】遅延回路３０７，３１４はそれぞれ入力さ
れた受信電界強度信号２ｅ，２ｆを変調信号の１シンボ
ル問隔に等しい時間だけ遅延させてから出力する。時刻
ｔにおける遅延回路３０７，３１４の入力信号はそれぞ
れ受信電界強度信号２ｅ［ｘ _1,t］、受信電界強度信号
２ｆ［ｘ_2,t］であるので、時刻ｔにおける遅延回路３
０７，３１４の遅延出力信号３ｋ，３ｍの値はそれぞれ
ｘ_1,t-1，ｘ_2,t-1ということになる。

【００６３】乗算回路３０９，３１５では、それぞれ入
力された受信電界強度信号２ｅと遅延出力信号３ｋ、受
信電界強度信号２ｆと遅延出力信号３ｍを乗算し、それ
ぞれ乗算結果信号３ｎ［ｘ_1,t-1ｘ_1,t］，３ｐ［ｘ
_2,t-1ｘ_2,t］を出力する。変調信号は、差動符号化され
ているので、ｘ_1,t-1ｘ_1,t＝ｒ₁，ｘ_2,t-1ｘ_2,t＝ｒ₂で
ある。

【００６４】乗算結果信号３ｎ，３ｐは除算回路３０８
に入力される。除算回路３０８では入力された乗算結果
信号３ｐに対する乗算結果信号３ｎの比を演算し、除算
結果信号２ｌ［Ｃ＝ｘ_2,t-1ｘ_2,t／ｘ_1,t-1ｘ_1,t］を出
力する。一方、復調位相信号２ｃ，２ｄは減算回路２１
０に入力される。減算回路２１０では、復調位相信号２
ｄから復調位相信号２ｃが減算され、減算結果信号２ｈ
［Ｄ＝θ₂−θ₁］が出力される。

【００６５】除算結果信号２ｌおよび減算結果信号２ｈ
は演算回路２１１に入力される。演算回路２１１ではta
n^-1｛ＣsinＤ／（１＋ＣcosＤ）｝が演算され、演算結
果信号２ｉ［tan^-1｛ＣsinＤ（１＋ＣcosＤ）｝］が出
力される。出力された演算結果信号２ｉと復調位相信号
２ｃは加算回路２１２に入力される。

【００６６】加算回路２１２では入力された演算結果信
号２ｉと復調位相信号２ｃを加算し、合成信号２ｊ［ta
n^-1｛ＣsinＤ／（１＋ＣcosＤ）｝＋θ₁］を出力する。
Ｃ＝ｘ_2,t-1ｘ_2,t／ｘ_1,t-1ｘ_1,tとＤ＝θ₂−θ₁を、合
成結果の式tan^-1｛ＣsinＤ／（１＋ＣcosＤ）｝＋θ₁に
代入すると合成結果は arg（ＭＲＣ）に等しくなるた
め、加算回路２１２の出力信号である合成信号２ｊは最
大比合成出力信号の位相に等しい。合成信号２ｊは識別
回路２１３によりシンボル判定が行われ、該識別回路２
１３は復調信号を出力する。

【００６７】図４は、この発明の実施の形態の第４の例
を示すブロック図である。なお、図４は変調信号が差動
符号化されずかつ受信電界強度検出回路の出力が受信電
界強度の対数（対数の底はａ、ａ：定数）をとった非線
形出力である場合の構成例であって、請求項４の発明に
対応する。

【００６８】図４において、アンテナ１０１，１０２で
受信された受信信号１ａ，ｌｂは、それぞれ受信回路１
０３，１０４に入力される。受信回路１０３，１０４で
は、それぞれ受信信号を位相検波して復調位相信号１ｃ
［θ₁］，１ｄ［θ₂］を出力する。

【００６９】また、受信信号１ａ，ｌｂはそれぞれ受信
電界強度検出回路４０５，４０６に入力され、各受信信
号の受信電界強度信号が検出される。受信電界強度検出
回路４０５，４０６からは検出された受信電界強度の対
数をとった受信電界強度信号４ｅ［log_a（ｘ_1,t）］，
４ｆ［log_a（ｘ_2,t）］がそれぞれ出力される。

【００７０】受信電界強度検出回路４０５，４０６から
出力された受信電界強度信号４ｅ，４ｆは減算回路４０
７に入力される。減算回路４０７では、受信電界強度信
号４ｆから受信電界強度信号４ｅが減算され、減算結果
信号４ｇ［Ｅ＝log_a（ｘ_2,t／ｘ_1,t）］が出力される。
変調信号は差動符号化されていないため、ｘ_1,t＝ｒ ₁，
ｘ_2,t＝ｒ₂である。

【００７１】一方、復調位相信号１ｃ、１ｄは減算回路
１１０に入力される。減算回路１１０では、復調位相信
号１ｄから復調位相信号１ｃが減算され、減算結果信号
１ｈ［Ｂ＝θ₂−θ₁］が出力される。減算結果信号４
ｇ，１ｈは演算回路４１１に入力される。

【００７２】演算回路４１１ではtan^-1｛ａ^EsinＢ／
（１＋ａ^EcosＢ）｝が演算され、演算結果信号４ｉ［ta
n^-1｛ａ^EsinＢ／（１＋ａ^EcosＢ）｝］が出力される。
出力された演算結果信号４ｉと復調位相１ｃは加算回路
４１２に入力される。

【００７３】加算回路４１２では入力された演算結果信
号４ｉと復調位相信号１ｃを加算し、合成信号４ｊ［ta
n^-1｛ａ^EsinＢ／（１＋ａ^EcosＢ）｝＋θ₁］を出力す
る。Ｅ＝log_a（ｘ₂／ｘ₁）と Ｂ＝θ₂−θ₁を合成結果
の式tan^-1｛ａ^EsinＢ／（１＋ａ^EcosＢ）｝＋θ₁に代入
すると合成結果arg（ＭＲＣ）に等しくなるため、加算
回路４１２の出力信号である合成信号４ｊは最大比合成
出力信号の位相に等しい。合成信号４ｊは識別回路４１
３によりシンボル判定が行われ、該識別回路４１３は復
調信号を出力する。

【００７４】図５は、この発明の実施の形態の第５の例
を示すブロック図である。なお、図５は変調信号が差動
符号化され、かつ、受信電界強度検出回路の出力が受信
電界強度の対数（対数の底はａ、ａ：定数）をとった非
線形出力である場合の構成例であって、請求項５の発明
に対応する。

【００７５】図５において、アンテナ２０１，２０２で
受信された受信信号２ａ，２ｂは、それぞれ受信回路２
０３，２０４に入力される。受信回路２０３，２０４で
は、それぞれ受信信号を位相検波して復調位相信号２ｃ
［θ₁］，２ｄ［θ₂］を出力する。

【００７６】また、受信信号２ａ，２ｂはそれぞれ受信
電界強度検出回路５０５，５０６に人力され、各受信信
号の受信電界強度が検出される。受信電界強度検出回路
５０５，５０６からは検出された受信電界強度の対数を
とった受信電界強度信号５ｅ［log_a（ｘ_1,t）］，５ｆ
［log_a（ｘ_2,t）］がそれぞれ出力される。

【００７７】受信電界強度検出回路５０５，５０６から
出力された受信電界強度信号５ｅ，５ｆは減算回路５０
７に入力される。減算回路５０７では、受信電界強度信
号５ｆから受信電界強度信号５ｅが減算され、減算結果
信号５ｇ［log_a（ｘ_2,t／ｘ_{1 ,t}）］が出力される。減算
結果信号５ｇは遅延回路５０８に入力されるとともに加
算回路５０９に入力される。

【００７８】遅延回路５０８は入力された減算結果信号
５ｇを変調信号の１シンボル間隔に等しい時間だけ入力
信号を遅延させてから出力する。時刻ｔにおける遅延回
路５０８の入力信号は減算結果信号５ｇ［log_a（ｘ_2,t
／ｘ_1,t）］であるので、時刻ｔにおける遅延回路５０
８の遅延出力信号５ｋの値は［log_a（ｘ_2,t-1／
ｘ_1,t-1）］ということになる。

【００７９】加算回路５０９では、入力された減算結果
信号５ｇと遅延出力信号５ｋを加算し、加算結果信号５
ｌ［Ｆ＝log_a（ｘ_2,t-1ｘ_2,t／ｘ_1,t-1ｘ_1,t）］を出力
する。変調信号は差動符号化されているので，ｘ_1,t-1
ｘ_1,t＝ｒ₁，ｘ_2,t-1ｘ_2,t＝ｒ₂である。一方、復調位
相信号２ｃ，２ｄは減算回路２１０に入力される。減算
回路２１０では、復調位相信号２ｄから復調位相信号２
ｃが減算され、減算結果信号２ｈ［Ｄ＝θ₂−θ₁］が出
力される。

【００８０】加算結果信号５ｌおよび減算結果信号２ｈ
は演算回路５１１に入力される。演算回路５１１では t
an^-1｛ａ^FsinＤ／（１＋ａ^FcosＤ）｝が演算され、演算
結果信号 ５ｉ［tan^-1｛ａ^FsinＤ（１＋ａ^FcosＤ）｝］
が出力される。出力された演算結果信号５ｉと復調位相
信号２ｃは加算回路５１２に入力される。加算回路５１
２では入力された演算結果信号５ｉと復調位相信号２ｃ
を加算し、合成信号５ｊ［tan^-1｛ａ^FsinＤ／（１＋ａ^F
cosＤ）｝＋θ₁］を出力する。

【００８１】Ｆ＝log_a（ｘ_2,t-1ｘ_2,t／ｘ_1,t-1ｘ_1,t）
とＤ＝θ₂−θ₁を合成結果の式tan^{- 1}｛ａ^FsinＤ／（１
＋ａ^FcosＤ）｝＋θ₁代入すると合成結果はarg（ＭＲ
Ｃ）に等しくなるため、加算回路５１２の出力信号であ
る合成信号５ｊは最大比合成出力信号の位相に等しい。
合成信号５ｊは識別回路５１３によりシンボル判定が行
われ、該識別回路５１３は復調信号を出力する。

【００８２】図６は、この発明の実施の形態の第６の例
を示すブロック図である。なお、図６は変調信号が差動
符号化されかつ受信電界強度検出回路の出力が受信電界
強度の対数（対数の底はａ、ａ：定数）をとった非線形
出力である場合の構成例であって、請求項６の発明に対
応する。

【００８３】図６において、アンテナ２０１，２０２で
受信された受信信号２ａ，２ｂは、それぞれ受信回路２
０３，２０４に入力される。受信回路２０３，２０４で
は、それぞれ受信信号を位相検波して復調位相信号２ｃ
［θ₁］，２ｄ［θ₂］を出力する。また、受信信号２
ａ，２ｂはそれぞれ受信電界強度検出回路５０５，５０
６に入力され、各受信信号の受信電界強度が検出され
る。

【００８４】受信電界強度検出回路５０５，５０６から
は検出された受信電界強度の対数をとった受信電界強度
信号５ｅ［log_a（ｘ_1,t）］，５ｆ［log_a（ｘ_2,t）］が
それぞれ出力される。受信電界強度検出回路５０５から
出力された受信電界強度信号５ｃは遅延回路６０７に入
力されるとともに、加算回路６０９に入力される。

【００８５】また、受信電界強度検出回路５０６から出
力された受信電界強度信号５ｆは遅延回路６１４に入力
されるとともに、加算回路６１５に入力される。遅延回
路６０７，６１４はそれぞれ入力された受信電界強度信
号５ｅ，５ｆを変調信号の１シンボル問隔に等しい時間
だけ入力信号を遅延させてから出力する。

【００８６】時刻ｔにおける遅延回路６０７，６１４の
入力信号はそれぞれ受信電界強度信号５ｅ［log_a（ｘ
_1,t）］、受信電界強度信号５ｆ［log_a（ｘ_2,t）］であ
るので、時刻ｔにおける遅延回路６０７，６１４の遅延
出力信号６ｋ，６ｍの値はそれぞれlog_a（ｘ_1,t-1），l
og_a（ｘ_2,t-1）ということになる。

【００８７】加算回路６０９，６１５では、それぞれ入
力された受信電界強度信号５ｅと遅延出力信号６ｋ、受
信電界強度信号５ｆと遅延出力信号６ｍを加算し、それ
ぞれ加算結果信号６ｎ［log_a（ｘ_1,t-1ｘ_1,t）］，６p
［log_a（ｘ_2,t-1ｘ_2,t）］を出力する。変調信号は差動
符号化されているので、ｘ_1,t-1ｘ_1,t＝ｒ₁，ｘ_2,t-1ｘ
_2,t＝ｒ₂である。

【００８８】加算結果信号６ｎ，６ｐは減算回路６０８
に入力される。減算回路６０８では入力された加算結果
信号６ｐから加算結果信号６ｎを減算し、減算結果信号
５ｌ［log_a（ｘ_2,t-1ｘ_2,t／ｘ_1,t-1ｘ_1,t）］出力す
る。

【００８９】一方、復調位相信号２ｃ，２ｄは減算回路
２１０に入力される。減算回路２１０では、復調位相信
号２ｄから復調位相信号２ｃが減算され、減算結果信号
２ｈ［Ｄ＝θ₂−θ₁］が出力される。減算結果信号５ｌ
および減算結果信号２ｈは演算回路５１１に入力され
る。

【００９０】演算回路５１１ではtan^-1｛ａ^FsinＤ／
（１＋ａ^FcosＤ）｝が演算され、演算結果信号 ５ｉ［t
an^-1｛ａ^FsinＤ／（１＋ａ^FcosＤ）｝］が出力される。
出力された演算結果信号５ｉと復調位相信号２ｃは加算
回路５１２に入力される。加算回路５１２では入力され
た演算結果信号５ｉと復調位相信号２ｃを加算し、合成
信号５ｊ［tan^-1｛ａ^FsinＤ／（１＋ａ^FcosＤ）｝＋
θ₁］を出力する。

【００９１】Ｆ＝log_a（ｘ_2,t-1ｘ_2,t／ｘ_1,t-1ｘ_1,t）
とＤ＝θ₂−θ₁を合成結果の式tan^{- 1}｛ａ^FsinＤ／（１
＋ａ^FcosＤ）｝＋θ₁に代入すると合成結果はarg（ＭＲ
Ｃ）に等しくなるため、加算回路５１２の出力信号であ
る合成信号５ｊは最大比合成出力信号の位相に等しい。
合成信号５ｊは識別回路５１３によりシンボル判定が行
われ、該識別回路５１３は、復調信号を出力する。

【００９２】図９は、この発明の実施の形態の第７の例
を示すブロック図である。なお、図９は変調信号が差動
符号化されかつ受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力が受信Ｓ／Ｎ
に比例した線形出力である場合の構成例である。この例
における検波後ダイバーシチ受信回路の動作について、
先に説明した第２の例と異なる部分について、以下に説
明する。

【００９３】すなわち、第２の例では除算回路２０７の
出力信号である除算結果信号２ｇは遅延回路２０８に入
力されるとともに乗算回路２０９に入力されていたが、
本例では、除算結果信号２ｇ［Ａ＝ｘ_2,t／ｘ_1,t］は演
算回路９１１に入力されている。演算回路９１１では、
入力された除算結果信号２ｇと減算結果信号２ｈからta
n^-1｛Ａ² sinＢ／（１＋Ａ² cosＢ）｝が演算され、演
算結果信号９ｉ［tan^-1｛Ａ² sinＢ／（１＋Ａ² cos
Ｂ）｝］が出力される。

【００９４】出力された演算結果信号９ｉと復調位相信
号２ｃは加算回路９１２に入力される。加算回路９１２
では入力された演算結果信号９ｉと復調位相信号２ｃを
加算し、合成信号９ｊ[tan^-1｛Ａ² sinＢ／（１＋Ａ² c
osＢ）｝+θ₁]を出力する。

【００９５】フェージング周波数が変調信号のシンボル
周波数に比較して非常に小さい場合にはｘ_1,t-1はｘ_1,t
にほとんど等しく、かつ、ｘ_2,t-1はｘ_2,tにほとんど等
しいので、合成信号９ｊの値は近似的に arg（ＭＲＣ）
と等しくなるため、加算回路９１２の出力信号である合
成信号９ｊは近似的に最大比合成出力信号の位相に等し
い。合成信号９ｊは識別回路９１３によりシンボル判定
が行われ、復調信号を出力する。以上の動作以外は例２
の場合と同様である。≒≪

【００９６】図１０は、この発明の実施の形態の第８の
例を示すブロック図である。なお、図１０は変調信号が
差動符号化されかつ受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力が受信Ｓ
／Ｎの対数をとった非線形出力である場合の構成例であ
る。この例における検波後ダイバーシチ受信回路の動作
について、先に説明した第５の例と異なる部分につい
て、以下に説明する。

【００９７】すなわち、第５の例では減算回路５０７の
出力信号である減算結果信号５ｇは遅延回路５０８に入
力されるとともに加算回路５０９に入力されていたが、
本例では、減算結果信号５ｇ［Ｅ＝log_a（ｘ_2,t／
ｘ_1,t）］は演算回路１０１１に入力されている。

【００９８】演算回路１０１１では、入力された減算結
果信号５ｇと減算結果信号２ｈから前記“数１”が演算
され、演算結果信号１０ｉが出力される。出力された演
算結果信号１０ｉと復調位相信号２ｃは加算回路１０１
２に入力される。

【００９９】加算回路１０１２では入力された演算結果
信号１０ｉと復調位相信号２ｃを加算し、“数３”で示
す合成信号９ｊを出力する。フェージング周波数が変調
信号のシンボル周波数に比較して非常に小さい場合には
ｘ_1,t-1はｘ_1,tにほとんど等しく、かつ、ｘ_2,t-1はｘ
_2,tにほとんど等しいので、合成信号１０ｊの値は近似
的に arg（ＭＲＣ）と等しくなるため、加算回路１０１
２の出力信号である合成信号１０ｊは近似的に最大比合
成出力信号の位相に等しい。

【０１００】

【数３】

【０１０１】合成信号１０ｊは識別回路１０１３により
シンボル判定が行われ、復調信号を出力する。以上の動
作以外は例５の場合と同様である。

【０１０２】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、回
路規模が大きくなる線形の検波演算を行うことなく最大
比合成出力位相が得られるので、低消費電力で受信品質
の高い検波後ダイバーシチ受信装置を実現できる。そし
て、請求項１の発明によれば変調信号が差動符号化され
ておらず、かつ、受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力が受信Ｓ／
Ｎに比例した線形出力である場合に、

【０１０３】請求項２および請求項３の発明によれば変
調信号が差動符号化されかつ受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力
が受信Ｓ／Ｎに比例した線形出力である場合に、請求項
４の発明によれば変調信号が差動符号化されておらず、
かつ、受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力が受信Ｓ／Ｎの対数を
とった非線形出力である場合に、

【０１０４】請求項５および請求項６の発明によれば変
調信号が差動符号化されかつ受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力
が受信Ｓ／Ｎの対数をとった非線形出力である場合に受
信品質が最良の検波後最大比合成ダイバーシチ受信回路
を実現することがでる。また、従来のような線形の検波
演算を行わないため回路規模も小さくできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態の第１の例を示す図であ
る。

【図２】本発明の実施の形態の第２の例を示す図であ
る。

【図３】本発明の実施の形態の第３の例を示す図であ
る。

【図４】本発明の実施の形態の第４の例を示す図であ
る。

【図５】本発明の実施の形態の第５の例を示す図であ
る。

【図６】本発明の実施の形態の第６の例を示す図であ
る。

【図７】従来の検波後ダイバーシチ受信回路の第１の例
を示す図である。

【図８】従来の検波後ダイバーシチ受信回路の第２の例
を示す図である。

【図９】本発明の実施の形態の第７の例を示す図であ
る。

【図１０】本発明の実施の形態の第８の例を示す図であ
る。

【符号の説明】

１０１，１０２，２０１，２０２，７０１，７０２
アンテナ １０３，１０４，２０３，２０４，７０３，７０４，８
０３，８０４受信回路 １０５，１０６，２０５，２０６，４０５，４０６，５
０５，５０６受信電界強度検出回路 １０７，２０７，３０８ 除算回路 ２０８，３０７，３１４，５０８，６０７，６１４
遅延回路 ２０９，３０９，３１５，８０９，８１０ 乗算回路 １１０，２１０，４０７，５０７，６０８，８１４
減算回路 １１２，２１２，４１２，５０９，５１２，６０９，６
１５，７０５，８１１，９１２，１０１２ 加算回路 １１１，２１１，４１１，５１１，８１１，９１１，１
０１１ 演算回路 １１３，２１３，４１３，５１３，７０６，８１３，９
１３，１０１３識別回路 ８１３ 補正回路

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 フェージングに対して互いに独立な２系
   統のディジタル位相変調信号をそれぞれ受信する第一お
   よび第二の受信手段と、 前記各受信手段毎の復調位相を出力する第一および第二
   の復調位相検出手段と、 前記各受信手段毎の受信信号対雑音電力比を検出する第
   一および第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段とを備えた検波後ダ
   イバーシチ受信回路において、 前記第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力に対する前記第一
   の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力の比Ａを演算する除算手段
   と、 前記第二の復調位相検出手段の出力と前記第一の復調位
   相検出手段の出力との差Ｂを求める減算手段と、 前記除算手段の出力Ａと前記減算手段の出力Ｂを入力と
   してtan^-1｛ＡsinＢ／（１＋ＡcosＢ）｝を演算する演
   算手段と、 前記第一の復調位相検出手段の出力と前記演算手段の出
   力を加算する加算手段とを備えたことを特徴とする検波
   後ダイバーシチ受信回路。
2. 【請求項２】 フェージングに対して互いに独立な２系
   統のディジタル位相変調信号をそれぞれ受信する第一お
   よび第二の受信手段と、 前記各受信手段毎の復調位相を出力する第一および第二
   の復調位相検出手段と、 前記各受信手段毎の受信信号対雑音電力比を検出する第
   一および第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段とを備えた検波後ダ
   イバーシチ受信回路において、 前記第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力に対する前記第一
   の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力の比を演算する除算手段
   と、 前記除算手段の出力を一定期間遅延させる遅延手段と、 前記除算手段の出力と前記遅延手段の出力の積Ｃを演算
   する乗算手段と、 前記第二の復調位相検出手段の出力と前記第一の復調位
   相検出手段の出力との差Ｄを求める減算手段と、 前記乗算手段の出力Ｃと前記減算手段の出力Ｄを入力と
   してtan^-1｛ＣsinＤ／（１＋ＣcosＤ）｝を演算する演
   算手段と、 前記第一の復調位相検出手段の出力と前記演算手段の出
   力を加算する加算手段とを備えたことを特徴とする検波
   後ダイバーシチ受信回路。
3. 【請求項３】 フェージングに対して互いに独立な２系
   統のディジタル位相変調信号をそれぞれ受信する第一お
   よび第二の受信手段と、 前記各受信手段毎の復調位相を出力する第一および第二
   の復調位相検出手段と、 前記各受信手段毎の受信信号対雑音電力比を検出する第
   一および第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段とを備えた検波後ダ
   イバーシチ受信回路において、 前記第一および第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力を一定
   期問遅延させる第一および第二の遅延手段と、 前記第一および第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力と前記
   第一および第二の遅延手段の出力の積をそれぞれ演算す
   る第一および第二の乗算手段と、 前記第二の乗算手段の出力に対する前記第一の乗算手段
   の出力の比Ｃを演算する除算手段と、 前記第二の復調位相検出手段の出力と前記第一の復調位
   相検出手段の出力との差Ｄを求める減算手段と、 前記除算手段の出力Ｃと前記減算手段の出力Ｄを入力と
   してtan^-1｛ＣsinＤ／（１＋ＣcosＤ）｝を演算する演
   算手段と、 前記第一の復調位相検出手段の出力と前記演算手段の出
   力を加算する加算手段とを備えたことを特徴とする検波
   後ダイバーシチ受信回路。
4. 【請求項４】 請求項１に記載の検波後ダイバーシチ受
   信回路において、 前記第一および第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段は前記第一お
   よび第二の受信手段毎の受信信号対雑音電力比の対数値
   （対数の底はａ、ａ：定数）を、それぞれ検出し、 前記演算手段は前記第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力に
   対する前記第一の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力差Ｅと前記
   出力Ｂを入力としてtan^-1｛ａ^E sinＢ／（１＋ａ^Ecos
   Ｂ）｝を演算することを特徴とする検波後ダイバーシチ
   受信回路。
5. 【請求項５】 請求項２に記載の検波後ダイバーシチ受
   信回路において、 前記第一および第二の受信ＳＮ検出手段は前記第一およ
   び第二の受信手段毎の受信信号対雑音電力比の対数値
   （対数の底はａ、ａ：定数）をそれぞれ検出し、 前記演算手段は前記第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力に
   対する前記第一の受信Ｓ／Ｎ検出手段の出力差と前記遅
   延手段の出力の和である出力Ｆと前記出力Ｄを入力とし
   て tan^-1｛ａ^FsinＤ／（１＋ａ^FcosＤ）｝を演算するこ
   とを特徴とする検波後ダイバーシチ受信回路。
6. 【請求項６】 請求項３に記載の検波後ダイバーシチ受
   信回路において、 前記第一および第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段は前記第一お
   よび第二の受信手段毎の受信信号対雑音電力比の対数値
   （対数の底はａ、ａ：定数）を、それぞれ検出し、 第一の加算手段は前記第一の受信Ｓ／Ｎ検出手段と第一
   の遅延手段の出力の和を出力し、 第二の加算手段は前記第二の受信Ｓ／Ｎ検出手段と第二
   の遅延手段の出力の和を出力し、 前記演算手段は前記第二の加算手段の出力に対する前記
   第一の加算手段の出力差Ｆと前記出力Ｄを入力としてta
   n^-1｛ａ^FsinＤ／(１＋ａ^FcosＤ）｝を演算することを特
   徴とする検波後ダイバーシチ受信回路。
7. 【請求項７】 請求項１に記載の検波後ダイバーシチ受
   信回路において、 前記演算手段は前記出力Ａと前記出力Ｂを入力としてta
   n^-1{Ａ²sinＢ／（１＋Ａ²cosＢ）｝を演算することを特
   徴とする検波後ダイバーシチ受信回路。
8. 【請求項８】 請求項４に記載の検波後ダイバーシチ受
   信回路において、 前記演算手段は前記出力Ｅと前記出力Ｂを入力として
   “数１”の演算を行うことを特徴とする検波後ダイバー
   シチ受信回路。 【数１】