CN1239351A - 角度调制信号的解调装置与解调方法 - Google Patents

Abstract

角度解调器，其中FM调制波转换成数字的IF信号。希尔伯特变换器将IF信号的相位偏移90°后提供给外积计算部件。积分器计算余弦波相位。相位转换器计算余弦波和与余弦波相差90°的信号的瞬时值。外积计算部件向频率控制单元提供包括IF信号的值和希尔伯特变换器输出的信号的值的矢量与包括相位转换器输出的值的矢量的外积。频率控制单元对外积比例积分控制以确定角频率的刷新值并把确定的值提供给积分器。角频率数字信号经D/A转换后再现为声音。

Description

角度调制信号的解调装置与解调方法

本发明涉及一种用于对深角度调制信号进行精确解调的装置与方法。

利用模拟信号处理技术对角度调制波进行解调的装置与方法已得到采用。近年来，随着数字信号处理技术的发展，用数字信号处理技术对角度调制波进行解调的方法已得到广泛推荐。

利用数字信号处理的传统的角度解调器是由FM解调器组成的，该FM解调器通过应用FM信号和相位与该FM信号的相位相差90°的信号对FM信号进行解调。

FM解调器根据等式(1)对FM信号进行解调，此处，X表示待解调的FM信号，Y表示相位比FM信号超前90°的信号，F表示FM信号被解调后的结果。

F＝(d/dt)tg^-1(X/Y)……(1)

如图5所示，FM解调器包括例如A/D转换器101、延迟补偿器102、90°移相器103、相角计算器104、微分器105和D/A转换器106。

在这种类型的解调器中，FM信号X通过A/D转换器101转换成数字信号。该数字信号被输入到延迟补偿器102和90°移相器103中。

90°移相器103产生一个代表信号Y的数字信号，该信号的相位与数字输入信号的相位相差90°。90°移相器向相位角计算器104输出一个相位超前的数字信号。延迟补偿器102使数字输入信号延迟一段时间，该延迟时间与90°移相器103的输入信号与输出信号之间的延迟时间相同。延迟后的数字信号输入到相位角计算器104中。

相位角计算器104将来自延迟补偿器102的滞后数字信号的值除以来自90°移相器103的相位超前数字信号的值。此外，相位角计算器104还求出所得商数的反正切以便给微分器105传送代表所得反正切的数字信号。

微分器105求出两个连续输入的数字信号间的差值(换句话说，求出连续提供的两个信号段值之间的差值)，并把代表所得差值的数字信号输出到D/A转换器106上。微分器105输出的数字信号代表被解调FM信号X的解调结果信号F的值。

D/A转换器106通过将微分器105输出的数字信号转换成模拟值来产生信号F。

在如图5所示的FM解调器中，相位角计算器104从无限个的可取值中选择出预定的连续的2π范围内的一个值作为反正切值(即主值)。

当角度调制信号被深度调制并且角度调制信号的相移大于2π弧度时，相位角计算器104便会选择不适当的值，如选择比实际相角大2π或小2π的值。因此，图5所示的解调器不适合对相位移超过2π的角度调制信号进行解调。

本发明的针对上述问题考虑的，其目的是提供一种对角度调制信号甚至相移大于2π的角度调制信号能进行精确解调的装置与方法。

为了达到上述目的，按照本发明的第一方面提供了一种角度解调器，它包括：

移相器(81)，它输入一个数字角度调制信号(SI)并产生一个相位与所输入的数字角度调制信号的相位大致相差90°的第一90°移相信号(SQ)；

数字振荡器(84、85)，它输入一个表示振荡频率的控制信号(ω(n))并产生一个频率与控制信号指定的振荡频率相同的内部数字振荡信号(II)以及产生一个相位与内部数字振荡信号的相位大致相差90°的第二90°移相信号(IQ)；

运算单元(82)，它输入数字角度调制信号(SI)、第一90°移相信号(SQ)、内部数字振荡信号(II)和第二90°移相信号(IQ)，它通过计算数字角度调制信号(SI)和第二90°移相信号(IQ)的乘积与内部数字振荡信号(II)和第一90°移相信号(IQ)的乘积这两个乘积之间的差值产生该差值的差值信号(ε(n))；

频率控制单元(83)，它根据差值信号(ε(n))给数字振荡器(84、85)提供一个能使运算单元(82)输出的差值信号基本为零的指示振荡频率的控制信号(ω(n))，并把该控制信号作为数字解调信号(ω(n))输出。

根据这个角度解调器，内部数字振荡信号的振荡频率基本上由数字角度调制信号值决定，与数字角度调制信号的相位移无关。即使数字角度调制信号的相位移大于2π，该数字角度调制信号也能得到适当解调。

移相器(81)比如可以是希尔伯特变换器。

频率控制单元(83)输出控制信号，该控制信号指定作为振荡频率的值ω(n)，ω(n)用等式(2)表示；

ω(n)＝ω(n－1)＋K_p·ε(n)＋K_l·(1/f_s)·∑ε    …(2)

此处，K_P和K_I是预定常数，∑ε是输入的差值信号值的总和，ε(n)是第n个输入的差值信号的值。在这种情况下，例如，数字振荡器(84、85)输入控制信号后产生一个相位基本等于θ(n)的内部数字振荡信号，θ(n)用等式(3)表示，f_s代表数字角度调制信号的采样频率。

θ(n)＝θ(n－1)＋(1/f_s)·ω(n－1)    …(3)

数字振荡器可以包括：

数字积分器(84)，它输入一个已数字解调信号(ω)并产生一个代表数字解调信号的积分结果的数字积分信号(θ)；和

转换器(85)，它产生第二90°移相信号和内部数字振荡信号，该内部数字振荡信号的相位由数字积分信号表示。

角度解调器可以包括：

用于输入模拟角度调信号并将该模拟角度调制信号转换成数字角度调制信号以便输出的A/D转换器(6、7)；和

用于输入由频率控制单元提供的数字解调信号并将该数字解调信号转换成模拟信号以便输出的D/A转换器(9)。

有了这些特性，角度解调器便能对模拟角度调制信号进行解调并提供模拟再现。

按照本发明的第二方面，提供了一种角度解调器，它包括：移相器(81)，它输入角度调制信号(SI)并产生一个相位与角度调制信号(SI)相差大约90°的第一移相信号(SQ)；

内部振荡器(84、85)，它输入一个指示振荡频率的控制信号并产生一个振荡频率由控制信号指定的内部数字振荡信号(II)以及产生一个相位与内部数字振荡信号的相位相差大约90°的第二90°移相信号(IQ)；

运算单元(82)，它产生一个代表角度调制信号和第二90°移相信号的乘积与内部振荡信号和第一90°移相信号的乘积这两个乘积之间的差值的差值信号(ε)；和

频度控制单元(83)，它向内部振荡器提供一个使差值信号(ε)为零的控制信号并把该控制信号作为解调信号输出。

内部振荡信号的振荡频率基本上由角度调制信号值决定，与角度调制信号的相位移无关。即使角度调制信号的相位移大于2π，该角度调制信号也能得到适当解调。

移相器(81)可以是希尔伯特变换器或其它类似的变换器，它用于对角度调制信号作希尔伯特变换以及用于产生第一90°移相信号。

频率控制单元(83)的输入信号为差值信号(ε)，输出信号为内部振荡器的振荡频率控制信号，通过该控制信号振荡频率发生变化以便与差值信号的比例信号值及差值信号的积分值之和成比例。

内部振荡器可以包括：

积分器(84)，它对已解调信号进行积分并产生积分信号；

转换器(85)，它产生内部振荡信号(II)和第二90°移相信号(IQ)，内部振荡信号的相位值由积分信号决定，第二90°移相信号的相位与内部振荡信号的相位大致相差90°。

各个信号可以是模拟信号或数字信号，其值是各个信号的实际瞬时值。

按照本发明的第三方面，提供了一种角度解调器，它包括：振荡器(84、85)，它输入一个指示振荡频率的控制信号(ω)并产生一个振荡频率由控制信号决定的内部振荡信号(II)；

运算单元(82)，它输入角度调制信号(SI)和内部振荡信号(II)并产生代表角度调制信号(SI)与内部振荡信号(II)之间的相位差的相位差信号(ε)；

频率控制单元(83)，它根据相位差信号(ε)产生一个用于控制内部振荡信号(II)的振荡频率以便使相位差信号接近于零的控制信号，它把该控制信号提供给内部振荡器并把该控制信号作为解调信号输出。

按照本发明的角度解调器，内部数字振荡信号的振荡频率由角度调制信号值决定，与数字角度调制信号的相位移无关。因此，即使数字角度调制信号的相位移大于2π，该数字角度调制信号也能得到适当解调。

各个信号可以是模拟信号或数字信号，其值是各个信号的瞬时值。

按照本发明的第四方面，提供了一种角度调制信号解调方法，它包括：

振荡步骤(84、85)，它用于输入指示振荡频率的控制信号并产生振荡频率由控制信号决定的振荡信号；

运算步骤(82)，它用于输入角度调制信号(SI)和振荡信号(II)，并产生代表角度调制信号与振荡信号之间的相位差的相位差信号(ε)；和

频率控制步骤，它根据相位差信号产生一个用于控制内部振荡信号的振荡频率以便使相位差信号接近于零的控制信号，并把该控制信号作为已解调信号输出。

振荡步骤可以包括指示振荡频率的控制信号输入步骤和振荡信号(II)与第二90°移相信号(Iθ)产生步骤，其中，振荡信号(II)的振荡频率由控制信号决定，第二90°移相信号的相位与振荡信号的相位大致相差90°

运算步骤可以包括角度调制信号(SI)输入步骤和第一90°移相信号(SI)与差值信号(ε)产生步骤，其中，第一90°移相信号(SQ)的相位与角度调制信号(SI)的相位大致相差90°，差值信号(ε)代表角度调制信号和第二90°移相信号的乘积与振荡信号和第一90°移相信号的乘积这两个乘积之间的差值，和

频率控制步骤可以包括控制信号(ω)产生步骤和控制信号输出步骤，其中，控制信号(ω)用于使差值信号(ε)为零，输出的控制信号就是已解调信号。

移相步骤利用希尔伯特变换对角度调制信号进行转换从而产生第一90°移相信号(SQ)。

频率控制步骤输入差值信号并控制振荡频率，使振汇频率与差值信号比例值及差值信号的积分值之和基本成正比。

振荡步骤还包括例如用于产生积分信号的控制信号积分步骤和振荡信号(II)与第二90°移相信号(IQ)产生步骤，其中，振荡信号的相位由积分信号决定，第二90°移相信号(IQ)的相位与振荡信号的相位大致相差90°。

频率控制步骤输出控制信号，该控制信号值ω(n)可用等式(4)求得：

ω(n)＝ω(n－1)＋K_P·ε(n)＋K_I·(1/f_s)·∑ε    …(4)

此处，K_P和K_I是预定常数，∑ε是输入的差值信号值的总和，ε(n)是第n个输入的差值信号的值，和

振荡步骤可以输入控制信号并产生一个相位基本等于θ(n)的振荡信号，θ(n)用等式(5)表示，f_s代表角度调制信号的采样频率。

θ(n)＝θ(n－1)＋(1/f_s)·ω(n－1)               …(5)

各个信号可以是模拟信号或数字信号，其值表示该信号的实际瞬时值。

图1是按照本发明一个实施例的FM接收器的基本结构框图。

图2是FM解调器理论结构框图。

图3是图1所示FM接收器的变形例框图。

图4是图2所示频率控制单元的变形例框图。

图5是传统FM解调器的结构框图。

将举例说明作为本发明数字式角度解调器实施例的FM接收器。

图1是按照本发明实施例的FM接收器的结构示意图。

如图1所示，该FM接收器包括天线1、调谐电路2、RF(射频)放大器3、混频器4、本机振荡器5、采样信号振荡器6、A/D(模拟到数字)转换器7、FM(频率调制)解调器8、D/A(数字到模拟)转换器9、AF(音频)放大器10和扬声器11。

调谐电路2将天线1输入的FM信号调谐到用户所选择的解调频率上，然后将调谐后的FM信号传送给RF放大器3。

RF放大器3对输入的FM信号进行放大，然后将它传送给混频器4。

混频器4把放大后的FM信号与本机振荡器5输出的本机振荡信号混频以后产生IF(中频)信号，并把该中频信号传送给A/D转换器7。

该IF信号是载波频率被转换成预定中频的一种FM信号。

采样信号振荡器6产生一个采样信号并将该采样信号输出给A/D转换器7。其中，采样信号表示A/D转换器7对FM信号进行采样的时刻。该采样信号的频率大于混频器4输出的IF信号载波频率的两倍。

A/D转换器7对混频器4输出的IF信号进行采样，采样时刻与采样信号振荡器6提供的采样信号同步。A/D转换器7对采样后的IF信号进行量化(数字化)以便将它转换成数字信号，A/D转换器7将转换后的数字信号输出给FM解调器8。

FM解调器8对A/D转换器7输出的数字IF信号进行解调并将解调后的数字AF信号输出给D/A转换器9。

如图2所示，FM解调器8理论上包括希尔伯特变换器81、外积运算单元82、频率控制单元83、积分器84和相位转换器85。

希尔伯特变换器对A/D转换器7提供的数字信号作希尔伯特变换从而产生一个比所输入的FM信号滞后90°的数字信号，然后将所产生的数字信号输出给外积运算单元82。

外积运算单元82接收来自A/D转换器7和希尔伯特变换器81的数字信号，以及接收来自相位转换器85的数字余弦信号和数字正弦信号。

外积运算单元82计算：(1)以A/D转换器7输出的数字信号值和希尔伯特变换器81输出的数字信号值为分量的二维矢量，(2)以相位转换器85输出的数字余弦信号值和数字正弦信号值为分量的二维矢理，和(3)以上两个二维矢理的外积(二维空间外积)。外积运算单元82将求得的外积输入到频率控制单元83中。

频率控制单元83根据外积运算单元82提供的外积按步骤(这将在后面说明)产生频率指示数据，该频率指示数据指示相位转换器85的振荡频率。然后，频率控制单元83将频率指示数据提供给积分器84和A/D转换器9。

积分器84对频率控制单元83提供的频率指示数据值进行积分，从而产生相位数据，然后把所产生的相位数据提供给相位转换器85。其中，相位数据表示其频率与频率指示数据指示的频率基本相同的振荡信号相位的瞬时值。

相位转换器85接收来自积分器84的相位数据并根据后面将说明的步骤产生代表振荡信号瞬时值的一个数字信号(数字余弦信号)和产生代表比振荡信号滞后90°的信号的瞬时值的数字信号(数字正弦信号)，然后将所产生的数字正弦信号和数字余弦信号提供给外积运算单元82。

图1中的D/A转换器9将FM解调器8中的频率控制单元83提供的数字信号转换成模拟电压并将该模拟电压作为AF信号提供给AF放大器10。

AF放大器10对输入的AF信号进行放大并通过驱动扬声器11将AF信号再现为声音。

将参照图1和2对按照本发明这个实施例的FM接收器的操作过程进行解释。

调谐电路2用用户指定的频率对FM调制信号进行调谐。调谐后的FM调制信号被输入到RF放大器3中，放大后的信号被输入到混频器4中。

混频器4将放大后的FM调制信号与本机振荡器5提供的本机振荡信号混频后产生IF信号，并将该IF信号输入到A/D转换器7中。

为便于理解，假定AF信号V(t)，即所接收的FM调制信号的调制信号(原始信号)用等式(6)表示。在等式(6)中，t、ωp

V(t)＝cos{(ω_p·t)＋ψ}                        (6)

和ψ分别表示时间、调制信号的角频率和调制信号的初始相位(即，t＝0时的相位)。

待调制的IF信号S(t)的值用等式(7)表示。在等式(7)中，

S(t)＝S·cos{φ(t)} $=S\·\cos \{({\mathrm{\ω}}_c\·t)+{\mathrm{\ω}}_d\·\∫V\left(t\right)\mathrm{dt}\}$

    ＝S·cos[(ω_c·t)＋δ·sin{(ω_p·t)＋ψ}]      (7)

其中δ＝ω_d/ω_p。

φ(t)、ω_c和ω_d分别表示IF信号在时刻t时的相位、IF信号的载波角频率(即，中频与2π的倍数)和最大频移。

A/D转换器7将振荡器6输出的采样信号作为输入信号，在响应该采样信号时对来自混频器4的IF信号进行采样。

A/D转换器7对IF信号值进行量化或数字化从而产生一个输出给FM解调器8的希尔伯特变换器81和外积运算单元82的数字信号。

此处，n表示其每一个代表IF信号电压值(采样值)的数字信号(段)的顺序号，fs表示采样频率，第n个采样电压值(S_I(n))可以用时刻为(n/fs)时的值S(t)来表示，如等式8的右侧所示。

S_I(n)＝S·cos{φ(n/f_s)}

     ＝S·cos[{ω_c·(n/f_s)＋{δ·sin(ω_p·(n/f_s))}＋ψ]

(8)

为了对调制信号作高精度解调，根据奈奎斯特定理，要求采样频率值fs大于调制信号的奈奎斯特频率，也就是说，f_s和ω_p必须满足不等式(9)。

f_s≥2·{ω_p/(2·π)}＝ω_p/π                   …(9)

以表示电压值S_I(1)的数字信号开始，表示各个电压值S_I(n)的数字信号被顺序输入到希尔伯特变换器81中。希尔伯特变换器81对每个电压值S_I(n)进行希尔伯特变换，然后将表示各个变换结果的电压输出给外积运算单元82。

假定S_Q(n)代表作希尔伯特变换的电压值S_I(n)，S_Q(n)可以用等式(10)表示：

S_Q(n)＝S·sin[{ω_c·(n/fs)}＋{δ·sin(ω_p·(n/fs))}＋ψ]    …(10)

对于频率与由频率控制单元83提供的频率指示数据(最新的刷新数据)所指定的频率基本相等的余弦信号来说，积分器84基本上在上述IF信号被采样的同时对余弦波相位瞬时进行计算。

更详细地讲，积分器84利用算得的余弦波相位瞬时值θ(n－1)、频率控制单元83提供的刷新角频率ω(n－1)和A/D转换器7的采样频率f_s来计算等式(11)的右侧刷新部分从而求得最新的刷新相位瞬时值θ(n)。

“n”表示所算出的相位瞬时值的序号。当算出第一个相位时值θ(1)时，便把(1/f_s)与ω(0)的乘积作为θ(1)。

      θ(n)＝θ(n－1)＋(1/f_s)·ω(n－1)               …(11)

积分器84将表示所得值θ(n)的数字信号提供给相位转换器85。

相位转换器85对输入的数字信号所表示的相位θ(n)的余弦值和正弦值进行计算并产生代表该计算结果的余弦信号和正弦信号，然后将这些信号提供给外积运算单元82。

也就是说，相位转换器85通过计算等式(12)的右侧部分求得表示值I_I(n)的数字余弦信号，通过计算等式(13)的右侧部分求得表示值I_Q(n)的数字正弦信号，然后将这些余弦信号和正弦信号提供给外积运算单元82。在等式(12)和(13)中，“I”是数字余弦信号所代表的余弦波的幅值常数和数字正弦信号所代表的正弦波的幅值常数。

I_I(n)＝l·cos{θ(n)}    …(12)

I_Q(n)＝l·sin{θ(n)}    …(13)

外积运算单元82根据A/D转换器7、希尔伯特变换器81和相位转换器85提供的数字信号计算外积。

特别地，外积运算单元82通过用上述S_I(n)、S_Q(n)、I_I(n)和I_Q(n)计算等式(14)的右侧部分来求得等式(14)的左侧值ε(n)，然后将求出的ε(n)提供给频率控制单元83。

ε(n)＝{S_I(n)·I_Q(n)}-{S_Q(n)·I_I(n)}    …(14)

ε(n)表示[S_I(n)，S_Q(n)]和[I_I(n)，I_Q(n)]这两个矢量在二维空间上的外积(标量)。[α、β]表示相互垂直的x(水平)轴和y(垂直)轴的平面内的一个矢量，在此平面上，α代表x轴方向上的分量，β代表y轴方向上的分量。

频率控制单元83利用外积运算单元82提供的外积ε(n)计算等式(15)的右侧部分并确定由积分器84提供的相位数据所表示的正弦波的一个新的角频率ω(n)，然后将代表ω(n)值的数字信号输入到积分器84和D/A转换器9中。

在等式(15)中，K_P和K_I是预定常数，∑ε代表以前提供的外积ε(n)的总和，f_s代表A/D转换器7的采样频率。

         ω(n)＝ω(n－1)＋△ω(n)    (15)

            △ω(n)＝K_p·ε(n)＋K_i·(1/f_s)·∑ε

△ω(n)表示与ε(n)值和积分后的ε(n)值成正比的值的总和。也就是说，ω(n)值是受以ε(n)值为基础的比例积分控制器(PI控制器)所控制的。

如上所述，在IF信号电压S_I(n)被采样的时刻，ω(n)接近IF信号的角频率。IF信号的角频率基本上等于IF信号相位对时间的微分d{φ(t)}/dt，即基本等于等式(16)右边的值。

ω(n)＝d{φ(t)}/dt

     ＝ω_c＋[δ·ω_p·cos{ω_p·(n/f_d}]

     ＝ω_c＋[ω_d·cos{ω_p·(n/f_s)}]    …(16)

 等式(16)右边项cos{ω_p·(n/f_s)}与等式(4)所示的以采样频率f_s采样的AF信号V(t)(被接收FM调制信号的调制信号)值基本相等。ω(n)基本等于IF信号的载波角频率ω_c加上AF信号V(t)与最大频移ω_d的乘积。

因此，ω(n)的交变分量与以采样频率f_s对AF信号的比例信号进行采样所获得的采样值基本成正比。

由于在(n/f_s)时刻ω(n)接近于IF依赖的角频率值，因此ω(n)的积分值θ(n)在(n/f_s)时刻接近于IF信号的相位值。

θ(n)并不局限于2π范围内。

大约在IF信号被采样的同时，刷新的角频率值ω(n)被传送到积分器84中，积分器84获得余弦波的相位瞬时值θ(n＋1)。所述余弦波的角频率与频率控制单元83提供的刷新的角频率ω(n)基本相同。

积分器84把代表所获得的θ(n＋1)值的数字信号提供给相位转换器85。相位转换器85分别产生与θ(n＋1)的余弦值成正比的数字余弦信号I_I(n＋1)和与θ(n＋1)的正弦值成正比的数字正弦信号I_Q(n＋1)，然后将所产生的数字余弦信号和数字正弦信号提供给外积运算单元82。

外积运算单元82接收来自相位转换器85的表示值I_I(n＋1)的数字余弦信号和表示值I_Q(n＋1)的数字正弦信号，接收来自A/D转换器7的电压值S_I(n＋1)(在S_I(n)之后采样的)以及接收来自希尔伯特变换器81的代表S_I(n＋1)的希尔伯特变换结果的数字值S_Q(n＋1)。

外积运算单元82利用上述步骤获得[S_I(n＋1)、S_Q(n＋1)和[I_I(n＋1)、I_Q(n＋1)]这两个矢量的外积ε(n＋1)，并将所获得的外积值ε(n＋1)传送给频率控制单元83。

FM解调器8依次获得代表A/D转换器7采集的各个电压值的数字信号，然后依次将频率控制单元83连续测得的刷新角频率ω(n)从频率控制单元83输入到D/A转换器9中。

D/A转换器9将FM解调器8中频率控制单元83提供的角频率ω(n)转换成模拟电压，并在每个采样频率f_s ^-1将转换后的电压加到AF放大器10上。

AF放大器10将D/A转换器9提供的模拟AF信号放大以后驱动扬声器11，扬声器11把模拟信号中的交变分量再现为音频声音。

角频率ω(n)的交变分量基本等于角频率ω(n)的直流分量与以采样频率f_s对与被接收FM调制信号的调制信号成比例信号进行采样所获得的值之和。采样频率f_s比FM接收器所接收到的FM调制波的调制信号频率的奈奎斯特率大。

因此，扬声器11可以再现与被接收FM信号的调制信号V(t)基本相同的音频声或声音。

这个实施例中的FM接收器的结构并不局限于上述结构，可以对其作出其它修改和变动。

例如，采样信号振荡器6或FM解调器8可以包括离散部件，换句话说，它的一部分或整个部分可以是一个DSP(数字信号处理器)或一个CPU(中央处理单元)。当采用DSP(数字信号处理器)或CPU(中央处理单元)时，以上一部分功能或全部功能可以用已知的软件技术来实现。

希尔伯特变换器81可以产生相位比FM调制信号的相位超前90°的数字信号。

(PM(相位调制)解调器)

如图3所示，通过在频率控制单元83和D/A转换器9之间接入一个PM解调部件86，该实施例中的接收器可以对PM(相位调制)信号进行解调。

如图3所示，PM解调部件86包括：例如，偏移设定单元861和相位计算部件862。

偏移设定单元861从频率控制单元83获得表示角频率ω(n)的数字信号，并将最新接收的预定量的数字信号存储起来。每当频率控制单元83提供已刷新的数字信号时，偏移设定单元861便计算所存储的ω(n)的平均值、将最新接收的角频率ω(n)减去所计算的平均值、并产生表示差值ω(n)的数字信号，然后将该差值ω(n)数字信号加到相位计算部件862上。ω(n)基本上等于最新的角频率ω(n)减去角频率的直流分量。

更准确地说，偏移设定单元861要完成下列工作：(i)存储K个由频率控制单元83最新或提供的频率指示数据{ω(n)、ω(n－1)、ω(n－2)…ω(n－k＋1)；(ii)计算平均值：{ω(n)＋ω(n－1)＋ω(n－2)＋…＋ω(n－k＋1)}/k；(iii)将最新刷新或提供的频率指示数据ω(n)减去所算得的平均值；和(iv)产生表示差值ω_AC(n)的数字信号，然后将该数字信号提供给相位计算部件862。其中，ω_AC(n)＝ω(n)－{ω(n)＋ω(n－1)＋ω(n－2)＋…＋ω(n－k＋1)}/k。

相位计算部件862的计算工作与积分器84的计算工作基本相同。

当收到表示ω_AC(n)的一个数字信号时，相位计算部件862便用等式(17)计算相位θ_PM(n)。该相位θ_PM(n)与对相位角ω_AC(n)积分所得的值基本相同。

θ_PM(n)＝θ_PM(n－1)＋(1/f_s)·ω_AC(n－1)     (17)

为便于理解，假定被接收相位调制信号的调制信号用等式(4)中的信号V(t)表示。在这种情况下，混频器4输出的IF信号S_PM(t)(18)表示。在等式(18)中，P_d表示调制系数。

S_PM(t)＝S·cos{φ_PM(t)}

      ＝S·cos{(ω_c·t)＋P_d·v(t)}

      ＝S·cos[(ω_c·t)＋P_d·cos{(ω_p·t)＋ψ}]    (18)

当混频器4提供给A/D转换器7的IF信号用等式(18)表示时，频率控制单元83输出的数字信号ω(n)便可用等式(19)表示。ω(n)＝d{φ_PM(t)}/dt＝ω_c－[ω_p·P_d·sin{ω_p·(n/f_s}]此处，t＝n/f_s                                (19)

PM解调部件86中偏移设置单元861输出的数字信号所表示的角频率ω_AC(n)可以用等式(20)求得。ω_AC(n)＝-[ω_p·P_d·sin{ω_p·(n/f_s)}]       (20)相位计算部件862算得的相位θ_PM(n)可以用等式(21)表示。 ${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{PM}}\left(n\right)\≅{\∫\mathrm{\ω}}_{\mathrm{AC}}\left(t\right)\mathrm{dt}=P_d\·\cos \left\{{\mathrm{\ω}}_p(n/f_s)\right\}+\mathrm{\γ}---\left(21\right)$

这里，t＝n/f_s，γ表示积分常数。

从等式(21)可看出，θ_PM(n)等于常数γ与以采样频率f_s对其幅值与调制信号V(t)成比例信号进行采样所得的值之和。

θ_PM(n)的交变分量与以采样频率f_s对与调制信号V(t)成比例的信号进行采样所得的值成正比。因此，扬声器11能再现与调制信号V(t)所表达的声音基本相同的声音。

θ_PM(θ)值的范围并不局限于2π。即使IF信号的相移大于2π，在时刻(n/f_s)相位值θ_PM(n)也能接近IF信号的相位。

FM解调器8中所包括的希尔伯特变换器81、外积运算单元82、频率控制单元83、积分部件84和相位转换器85可以分别采用模拟电路形式。

FM解调器8中的希尔伯特变换器81和相位转换器85可以由使输入的交变信号移相90°的全通滤波器组成。外积运算单元82可以由模拟乘法电路和模拟减法电路组成，而积分部件84则可以是按照频率控制单元83提供的信号进行振荡的压控振荡器(VCO)。

如图4所示，频率控制单元83可以包括模拟积分电路831、模拟放大电路832、模拟加法器833、834和延迟电路835。

待解调的角度调制信号不一定从天线1输入到FM接收器中。例如，待解调的角度调制信号可以从电缆线输入。

解调信号不仅可以是声音信号，也可以是图像信号。

当通过解调获得图像信号时，本发明的角度解调器比如可以包括CRT(阴极射线管)和CRT驱动电路，以代替扬声器11。

已解调信号还可以按要求的方法进一步调制。在这种情况下，可以用对解调信号作进一步解调的解调器来代替扬声器11。

本发明的角度解调器可以用普通的计算机系统来实现。通过从诸如软盘、CD-ROM等程序记录媒体给带有A/D和D/A转换器的计算机装入上述操作执行程序可以实现具有上述操作功能的角度调制器。程序码可以嵌入在载波中。例如，为了将程序(程序码)嵌入到通信网络中并通过网络进行传送，可以将程序装载到通信网络的公告栏系统(BBS)中。

当程序运行时，上述操作可以在OS的控制下执行。

在一部分操作被分配给OS或者OS包含本发明的某个结构部件的情况下，除其它部分以外的程序可以存入存储媒体。如上所述，即使在角度调制波相位大于2π的情况下，本发明的角度解调器也能对角度调制信号作适当解调。

Claims (20)

1.一种角度解调器，它包括：

移相器(81)它输入一个数字角度调制信号(SI)并产生一个相位与所输入的数字角度调制信号的相位大致相差90°的第一90°移相信号(SQ)；

数字振荡器(84、85)，它输入一个指示振荡的控制信号并产生一个频率与控制信号指定的振荡频率相同的内部数字振荡信号(II)和一个相位与内部数字振荡信号的相位大致相差90°的第二90°移相信号(IQ)；

运算单元(82)，它输入所述数字角度调制信号(SI)、所述第一90°移相信号(SQ)、所述内部数字振荡信号(II)和所述第二90°移相信号(IQ)，它通过计算所述数字角度调制信号(SI)和所述第二90°移相信号(IQ)的乘积与所述内部数字振荡信号(II)和所述第一90°移相信号(SQ)的乘积这两个乘积之间的差值产生表示所述差值的差值信号(ε(n))；

频率控制单元(83)，它根据所述差值信号(ε(n))所述数字振荡器(84、85)提供一个表示能使所述运算单元(82)输出的差值信号基本为零的所述振荡频率的控制信号(ω(n))，并将所述控制信号作为数字解调信号(ω)输出。

2.根据权利要求1所述的角度解调器，其中，所述移相器是希尔伯特变换器。

3.根据权利要求1所述的角度解调器，其中，所述频率控制单元(83)输出所述控制信号即等式(22)所示的所述振荡频率值ω(n)，此处，K_P和K_I是预定常数，∑ε是输入的差值信号值的总和，ε(n)是第n个输入的差值信号的值；所述数字振荡器(84、85)输入所述控制信号并产生相位与等式(23)所示的θ(n)基本相同的所述内部数字振荡信号，此处，f_s表示所述数字角度调制信号的采样频率。

ω(n)＝ω(n－1)＋K_p·ε(n)＋K_l·(1/f_s)·∑ε    …(22)

θ(n)＝θ(n－1)＋(1/f_s)·ω(n－1)               …(23)

4.根据权利要求1所述的角度解调器，其中，所述数字振荡器包括：

数字积分器(84)，它输入所述数字解调信号(ω)并产生一个代表所述数字解调信号的积分结果的数字积分信号(θ)；

转换器(85)，它产生一个所述第二90°移相信号和一个相位由所述数字积分信号表示的所述内部数字振荡信号。

5.根据权利要求1所述的角度解调器，它包括A/D转换器(6、7)，A/D转换器(6、7)输入一个模拟角度调制信号并将所述模拟角度调制信号转换成待输出的数字信号。

6.根据权利要求1所述的角度解调器，包括D/A转换器(6、9)，D/A转换器(6、9)输入由所述频率控制单元提供的所述数字解调信号，并将所述数字解调信号的值转换成待输出的模拟值。

7.一种角度解调器，它包括：

移相器(81)，它输入角度调制信号(SI)并产生一个相位与所述角度调制信号(SI)的相位大致相差90°的第一90°移相信号(SQ)；

内部振荡器(84。85)，它输入一个指示振荡频率的控制信号(ω)并产生一个振荡频率由所述控制信号指示的内部振荡信号和一个相位与所述内部振荡信号的相位大致相差90°的第二90°移相信号(IQ)；

运算单元(82)，它产生一个代表所述角度调制信号和所述第二90°移相信号的乘积与所述内部振荡信号和所述第一90°移相信号乘积这两个乘积之间的差值的差值信号(ε)；

频率控制单元(83)，它向所述内部振荡器提供一个使所述差值信号(ε)指示零的所述控制信号(ω)，并将所述控制信号作为解调信号输出。

8.根据权利要求7所述的角度解调器，其中，所述移相器(81)是希尔伯特变换器。

9.根据权利要求7所述的角度解调器，其中，所述频率控制单元(83)输入所述差值信号(ε)，输出所述控制信号，通过所述控制信号所述内部振荡器的振荡频率发生变化以便与所述差值信号的比例值以及所述差值信号的积分值之和基本成正比。

10.根据权利要求7所述的角度解调器，其中，所述内部振荡器包括：

积分器(84)，它对所述已解调信号进行积分并产生积分信号；和

转换器(85)，它产生一个相位由所述积分信号表示的所述内部积分信号(II)以及产生一个相位与所述内部振荡信号大致相差90°的第二90°移相信号(IQ)。

11.根据权利要求7所述的角度解调器，其中，各个所述信号是数字信号，所述数字信号值表示各个信号的实际瞬时值。

12.一种角度解调器，它包括：

振荡器(84、85)，它输入一个指示振荡频率的控制信号(ω)并产生一个振荡频率由所述控制信号决定的内部振荡信号(II)；

运算单元(82)，它输入角度调制信号(SI)和所述内部振荡信号(II)并产生一个代表所述角度调制信号(SI)和所述内部振荡信号(II)之间的相位差的相位差信号(ε)；和

频率控制单元(83)，它根据所述相位差信号(ε)产生一个用于控制所述内部振荡信号(II)的振荡频率从而使所述相位差信号接近于零的所述控制信号，它把该控制信号提供给所述内部振荡器并把所述控制信号作为解调信号输出。

13、根据权利要求12所述的角度解码器，其中，所述各个信号是数字信号，所述数字信号值是信号的实际瞬时值。

14、一种角度调制信号解调方法，它包括：

振荡步骤(84、85)，它用于输入指示振荡频率的控制信号并产生振荡频率由所述控制信号指示的振荡信号；

运算步骤(82)，它用于输入角度调制信号(SI)和所述振荡信号(II)，并产生一个代表所述角度调制信号与所述振荡信号之间的相位差的相位差信号(ε)；和

频率控制步骤(83)，它根据所述相位差信号产生一个用于控制所述内部振荡信号的振荡频率以便使所述相位差信号接近于零的所述控制信号，并将所述控制信号作为已解调信号输出。

15、根据权利要求14所述的角度调制信号解调方法，其中，所述振荡步骤包括输入指示振荡频率的控制信号(ω)的步骤和产生其振荡频率由所述控制信号指示的振荡信号(II)与产生第二90°移相信号(IQ)的步骤，所述第二90°移相信号(IQ)的相位与所述振荡信号的相位大致相差90°；所述运算步骤包括以下步骤：输入角度调制信号(SI)和产生相位与所述角度调制信号(SI)的相位大致相差90°的第一90°移相信号(SQ)；和

产生一个代表所述角度调制信号和所述第二90°移相信号的乘积与振荡信号和所述第一90°移相信号的乘积这两个乘积之间的差值的差值信号(ε)；

所述频率控制步骤包括以下步骤：

产生所述控制信号(ω)以便使所述差值信号(ε)为零；和将所述控制信号作为已解调信号输出。

16、根据权利要求15所述的解调方法，其中，所述移相步骤实际上利用希尔伯特变换对所述角度调制信号进行转换从而产生所述第一90°移相信号(SQ)。

17、根据权利要求15所述的解调方法，其中，所述频率控制步骤输入所述差值信号并控制所述振荡频率以便使振荡频率与所述差值信号的比例值及所述差值信号的积分值之和基本成正比。

18、根据权利要求15所述的解调方法，其中，所述振荡步骤还包括下列步骤：

对所述控制信号进行积分从而产生积分信号；和

产生相位由所述积分信号决定的所述振荡信号(II)和产生相位与所述振荡信号的相位大致相差90°的第二90°移相信号(IQ)。

19、根据权利要求15所述的解调方法，其中，所述频率控制步骤输出所述控制信号作为振荡频率，所述控制信号值ω(n)由等式(24)求得，此处，各个k_P和k_I是预定常数，∑ε是所述差值信号值的总和，ε(n)是第n个输入的差值信号的值；所述振荡步骤输入所述控制信号并产生所述振荡信号，所述振荡信号的相位与等式(25)所示的θ(n)基本相等，此处，f_s表示所述角度调制信号的采样频率。

ω(n)＝ω(n－1)＋K_p·ε(n)＋K_l·(1/f_s)·∑ε       (24)

θ＝θ(n－1)＋(1/f_s·ω(n－1)                      (25)

20、根据权利要求15所述的解调方法，其中，各个所述信号是数字信号，所述数字信号代表信号的实际瞬时值。

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