JPWO2005006694A1 - タイミング抽出装置及び方法並びにそのタイミング抽出装置を備えた復調装置 - Google Patents

Abstract

デジタル変調信号用のタイミング成分抽出装置において、周波数変換部３０は、シンボルレートｆｓのＩ信号及びＱ信号より成る複素ベースバンド信号を入力し、データ変化に伴って存在する±ｆｓ／２周波数成分を±ｆｓ／４周波数に周波数変換する。乗算器３１、３２は、複素ベースバンド信号のＩ信号及びＱ信号を各々２乗し、その各２乗結果を加算器３３で加算することにより、非線形処理する。ＢＰＦ３４は、加算器３３の出力のうち±ｆｓ／２の周波数成分を抽出し、タイミング信号として出力する。従って、シンボルレートｆｓの２倍のサンプリング周波数で処理が可能であり、且つキャリア周波数オフセットの影響を受けず安定にタイミング抽出する。

Description

本発明は、デジタル衛星ＴＶ放送やデジタルケーブルＴＶ放送等で用いるＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式や、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式等のデジタル変調方式を復調する際に、その復調に必要なタイミングを抽出するタイミング抽出装置及び方法に関する。

従来、ＰＳＫ方式やＱＡＭ方式などのデジタル変調信号から、その信号に含まれる情報を復調、再生するためのタイミング成分の抽出方法として、例えば、特許第２５５５１４０号明細書（特許文献１）に記載されるものがある。このものは、シンボルのデータ変化に伴ってデジタル変調信号に存在するシンボルレートｆｓの１／２倍の周波数成分を非線形処理して、ｆｓの周波数成分を抽出するものである。
この抽出方法では、非線形処理するので、受信機側で利用する局部発振器の周波数誤差に起因して生じるキャリア周波数のオフセットの影響を受けることなく、安定にタイミング抽出が可能である。また、最終的にｆｓの周波数成分を抽出することから、デジタル信号処理では、サンプリング定理を満足するように、２ｆｓを越えるサンプリング周波数で動作する必要があって、通常では、干渉を避けるために、サンプリング周波数を４ｆｓ以上としている。
更に、従来の他のタイミング成分抽出方法としては、例えば、特開平５−２０７０８２号公報（特許文献２）に記載されるように、シンボルのデータ変化に伴ってデジタル変調信号に存在するｆｓ／２の周波数成分を抽出し、この抽出した周波数成分に対してベクトル処理と周波数シフト処理と２倍角処理とを施すことにより、サンプリング周波数を２ｆｓとしながら、処理可能なタイミング抽出方法がある。
また、従来の更に他のタイミング成分抽出方法としては、例えば、特開平７−２２６７８１号公報（特許文献３）に記載されるように、サンプリング周波数を２ｆｓとし、デジタル信号を平均化した信号を非線形処理して、その１サンプル遅延信号との差分をとることにより、ｆｓの周波数成分を抽出する方法が知られている。
解決課題
しかしながら、特許文献１記載の方法では、安定にタイミング抽出するために、４ｆｓのサンプリング周波数でデジタル信号処理する必要がある。このため、シンボルレートが高い周波数の場合には、ハードウエアの実現が困難であったり、消費電力が増大したりする。また、低シンボルレートであっても、ＤＳＰで処理を実現する場合には、単位時間当たりの処理量が増大する欠点がある。
また、特許文献２記載の方法では、ベクトル化処理を施すために、受信機側で利用する局部発振器の周波数誤差に起因して生じるキャリア周波数のオフセットの影響を受け、このため、キャリア周波数のオフセットがあると、正確なタイミング抽出が困難になる。
更に、特許文献３記載の抽出方法では、サンプリング周波数を２ｆｓとしているために、抽出信号はサンプリングの定理により干渉を起こし、安定したタイミング抽出を行うことができない。

本発明は、前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、シンボルレートｆｓが高い場合であっても、２ｆｓの低いサンプリング周波数でデジタル信号処理を行いながらも、ハードウエアの実現を容易にし、キャリア周波数オフセットの影響を受けずに、干渉のない安定したタイミング抽出方法を提供することにある。
前記目的を達成するために、本発明では、デジタル変調信号を復調して情報を再生する場合に、デジタル変調信号のシンボルレートをｆｓとして、Ｉ信号及びＱ信号からなる複素ベースバンド信号のｆｓ／２の正及び負の周波数成分を、他の周波数成分と干渉を起こさないような周波数位置に周波数変換し、その後、この周波数変換されたＩ信号及びＱ信号を少なくとも各々２乗して、その周波数位置の２倍の周波数成分を抽出する。
すなわち、本発明のタイミング抽出装置は、シンボルレートがｆｓであるデジタル変調信号から、そのシンボルの判定タイミング成分を抽出するタイミング抽出装置であって、前記デジタル変調信号から得られるＩ信号及びＱ信号から成る複素ベースバンド信号に含まれる前記ｆｓの１／２値の正及び負の周波数成分を、周波数位置ｆｍ（０＜｜ｆｍ｜＜ｆｓ／２）に周波数変換する周波数変換手段と、前記周波数変換手段により周波数変換された後のＩ信号及びＱ信号を各々少なくとも２乗する非線形処理手段と、前記非線形処理手段の出力信号から、前記周波数位置ｆｍの２倍の周波数成分をタイミング信号として抽出する周波数抽出手段とを備えたことを特徴とする。
本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記周波数位置ｆｍは、｜ｆｍ｜＝ｆｓ／２Ｍ（Ｍは２以上の整数）であることを特徴とする。
本発明は、前記タイミング抽出装置において、ＭはＭ＝２であって、前記周波数位置ｆｍは、｜ｆｍ｜＝ｆｓ／４であることを特徴とする。
本発明は、前記タイミング抽出装置において、ＭはＭ＝４であって、前記周波数位置ｆｍは、｜ｆｍ｜＝ｆｓ／８であることを特徴とする。
本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記非線形処理手段の出力信号に含まれる前記周波数位置ｆｍの２倍の周波数成分に対して折り返し歪み成分となる周波数成分を、前記複素ベースバンド信号から予め除去するフィルタリング手段を備えることを特徴とする。
本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記複素ベースバンド信号を周波数増大方向に周波数シフトする第１の周波数シフト手段と、逆に、前記複素ベースバンド信号を周波数減少方向に周波数シフトする第２の周波数シフト手段とを備えることを特徴とする。
本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記複素ベースバンド信号を前記ｆｓ／２の周波数だけ周波数増大方向及び周波数減少方向に周波数シフトする周波数シフト手段を備えることを特徴とする。
本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記複素ベースバンド信号に含まれる前記ｆｓの１／２値の正及び負の周波数成分を抽出するバンドバスフィルタリング手段を備えることを特徴とする。
本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記周波数位置ｆｍに周波数変換された前記ｆｓの１／２値の正及び負の周波数成分の値として、２回のサンプリング毎に真値よりも√２倍された値を演算する数値演算手段を有することを特徴とする。
本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記非線形処理手段は、前記周波数変換手段により周波数変換された後のＩ信号及びＱ信号を各々２乗する２個の乗算手段と、前記乗算手段により２乗されたＩ信号及びＱ信号を加算する加算器と、前記加算器の出力を１／２倍するビットシフト手段と、前記加算器の出力と前記ビットシフト手段の出力との何れか一方を選択する選択手段とを備えることを特徴とする。
本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記周波数抽出手段は、前記周波数位置ｆｍが、｜ｆｍ｜＝ｆｓ／（２^２×Ｌ）（Ｌは１以上の整数）であるとき、Ｌ回に１回の割合で前記タイミング信号を出力することを特徴とする。
本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記第１及び第２の周波数シフト手段は、前記周波数位置ｆｍに存在する干渉成分を予め除去するフィルタリング手段を備えることを特徴とする。
本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記第１及び第２の周波数シフト手段の出力を複素加算することを特徴とする。
本発明のタイミング抽出方法は、シンボルレートがｆｓであるデジタル変調信号から、そのシンボルの判定タイミング成分を抽出するタイミング抽出方法であって、前記デジタル変調信号から得られるＩ信号及びＱ信号から成る複素ベースバンド信号に含まれる前記ｆｓの１／２値の正及び負の周波数成分を、周波数位置ｆｍ（０＜｜ｆｍ｜＜ｆｓ／２）に周波数変換し、前記周波数変換された後のＩ信号及びＱ信号を各々少なくとも２乗し、前記２乗されたＩ信号及びＱ信号を加算し、その後、前記加算された信号から、前記周波数位置ｆｍの２倍の周波数成分をタイミング信号として抽出することを特徴とする。
本発明は、前記タイミング抽出方法において、前記周波数位置ｆｍは、｜ｆｍ｜＝ｆｓ／２Ｍ（Ｍは２以上の整数）であることを特徴とする。
本発明の復調装置は、デジタル変調信号を受信するアンテナと、前記アンテナにより受信されたデジタル変調信号を直交検波して、Ｉ信号とＱ信号とから成る複素ベースバンド信号を得る準同期検波手段と、前記準同期検波手段により得られた複素ベースバンド信号をアナログ値からデジタル値に変換するＡＤ変換手段と、前記タイミング抽出装置とを備え、前記タイミング抽出装置からのタイミング信号に基づいて、前記ＡＤ変換手段により得られるデジタル値の複素ベースバンド信号を、２ｆｓのサンプリング周波数でサンプリングした復調データとすることを特徴とする。
以上により、本発明では、２ｆｓのサンプリング周波数であっても、複素ベースバンド信号のｆｓ／２の正及び負の周波数成分を周波数変換した周波数位置ｆｍが、シンボルレートｆｓの１／２値よりも小さい、すなわち、２ｆｍがｆｓよりも小さいので、サンプリング定理上、この周波数位置ｆｍでのｆｓ／２の正及び負の周波数成分は折り返し歪み成分と干渉を起こすことないと共に、低消費電力化が可能である。しかも、２乗処理という非線形処理により、ｆｓの周波数成分を抽出するので、キャリア周波数のオフセットの影響を受けることがなく、安定なタイミング抽出ができる。
特に、本発明では、周波数演算手段での周波数変換で行われる複素乗算を、非線形処理手段のビットシフト手段と選択手段とにより代行することができるので、回路規模を小さくできる。
更に、本発明では、タイミング抽出装置はタイミング信号をＬ回に１回の割合で出力すれば良いので、後段に用いられるタイミング誤差検出器やループフィルタの単位時間当りの演算量が大きく削減される。

図１は本発明の第１の実施の形態とするタイミング抽出方法を採用した復調装置の構成を示すブロック図である。
図２は第１の実施の形態に用いられるタイミング抽出部の具体的な構成例を示すブロック図である。
図３は第１の実施の形態に用いられる周波数変換部の動作原理を説明するための周波数特性図を示し、同図（ａ）はレート変換後の複素ベースバンド信号のスペクトルを示す図、同図（ｂ）は±ｆｓ／２周波数成分を±ｆｓ／４周波数位置に周波数変換した図、同図（ｃ）は±ｆｓ／４周波数成分が直流成分と±ｆｓ／２周波数成分とに変換された様子を示す図である。
図４は第１の実施の形態に用いられる周波数変換部の具体的な構成例を示すブロック図である。
図５は第１の実施の形態に用いられる周波数変換部の動作を説明するための周波数特性図を示し、同図（ａ）は複素ベースバンド信号の−ｆｓ／２周波数成分を−ｆｓ／４周波数位置に周波数変換した図、同図（ｂ）は＋ｆｓ／２周波数成分を−ｆｓ／４周波数位置に周波数変換した図、同図（ｃ）は第１の複素フィルタの周波数特性を示す図、同図（ｄ）は第２の複素フィルタの周波数特性を示す図である。
図６は第１の実施の形態に用いられる±ｆｓ／４シフト部の具体的な構成例を示すブロック図である。
図７は第１の実施の形態に用いられる複素フィルタの具体的な構成例を示すブロック図である。
図８はタイミング信号とサンプル点の関係を表した波形図を示し、同図（ａ）はサンプリングタイミングが遅い場合を示す図、同図（ｂ）はサンプリングタイミングが早い場合を示す図である。
図９は第２の実施の形態に用いられる周波数変換部の具体的な構成例を示すブロック図である。
図１０は第２の実施の形態に用いられる周波数変換部の動作を説明するための周波数特性図を示し、同図（ａ）は複素ベースバンド信号の−ｆｓ／２周波数成分を０周波数位置に周波数変換した図、同図（ｂ）は＋ｆｓ／２周波数成分を０周波数位置に周波数変換した図、同図（ｃ）はＬＰＦの周波数特性を示す図、同図（ｄ）はＬＰＦの他の周波数特性を示す図である。
図１１は第３の実施の形態に用いられる周波数変換部の具体的な構成例を示すブロック図である。
図１２は第４の実施の形態に用いられるタイミング抽出部の具体的な構成例を示すブロック図である。
図１３は第４の実施の形態に用いられる周波数変換部の具体的な構成例を示すブロック図である。
図１４は第５の実施の形態に用いられるタイミング抽出部の具体的な構成例を示すブロック図である。
図１５は第５の実施の形態に用いられる周波数変換部の具体的な構成例を示すブロック図である。
図１６は第５の実施の形態に用いられるタイミング抽出部のタイミング出力信号とサンプル点の関係を表した波形図である。
図１７はタイミング誤差検出器の具体的な誤差関数例を示す入出力特性図である。
図１８は第６の実施の形態に用いられる電圧制御発振器を用いた復調装置の全体構成を示す図である。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態であるタイミング抽出方法を採用したＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ＰＳＫ）信号やＱＡＭ信号等のデジタル変調信号を復調する復調装置の構成を示すブロック図である。
先ず、この復調装置について説明する。図１において、デジタル変調信号はアンテナ１０１で受信される。ダウンコンバータ１０２は、アンテナ１０１での受信信号を所望の中間周波数帯に周波数変換して、出力する。
準同期検波器（準同期検波手段）１０３は、局部発振器１０４の固定発振周波数で直交検波し、同相成分と直交成分との両信号を出力する。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０５、１０６は、前記準同期検波器１０３からの同相成分と直交成分から成る複素ベースバンド信号から高調波成分を除去して、出力する。ＡＤ変換器（ＡＤ変換手段）１０７、１０８は、シンボルレートｆｓの２倍を上回るクロック信号を用いて前記ＬＰＦ１０５、１０６からの複素ベースバンド信号をサンプリングし、複素ベースバンド信号をアナログ値からデジタル値に変換する。
更に、レート変換器１０９は、後述するタイミング制御部１１０が出力するタイミング制御信号１１０ａに基づいて前記ＡＤ変換器１０７、１０８からのデジタル値の複素ベースバンド信号をレート変換し、２ｆｓのサンプリングレートで出力する。
デジタルフィルタ（ＲＸ−ＦＩＬ）１１１、１１２は、前記レート変換器１０９でレート変換した信号を入力し、デジタルデータ伝送におけるシンボル間干渉を防止するようにスペクトル整形し、出力する。波形等化器１１３は、伝送路で生じた反射等によるゴーストを波形等化して、出力する。同期検波器１１４は、キャリア周波数オフセットを補正し、復調データを出力する。
加えて、タイミング制御部１１０は、レート変換器１０９でレート変換後の２ｆｓでサンプリングした同相信号（Ｉ）と直交信号（Ｑ）からなる複素ベースバンド信号を入力し、タイミング制御信号１１０ａをレート変換器１０９に出力しており、レート変換部１０９を含めてフィードバックループを形成している。このタイミング制御部１１０は、タイミング抽出部２０と、タイミング誤差検出部２１と、ループフィルタ２２とから構成されている。
前記タイミング抽出部（タイミング抽出装置）２０はレート変換部１０９が出力する複素ベースバンド信号からシンボルの判定タイミング成分を抽出し、タイミング誤差検出器２１に出力する。
前記タイミング抽出部２０の具体的な構成例を図２に示す。タイミング抽出部２０は、周波数変換部３０と、２個の乗算器（乗算手段）３１、３２と、加算器（加算手段）３３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３４とから構成される。
ここで、図３（ａ）及び図３（ｂ）を参照して周波数変換部（周波数変換手段）３０の動作の具体例を簡単に説明する。図３（ａ）に、レート変換後の複素ベースバンド信号のスペクトルを示す。同図（ａ）において、破線はデジタル変調信号のスペクトルを示し、実線はデジタル変調信号がシンボルレートｆｓでデータが変化することに伴って存在する±ｆｓ／２の周波数成分を示す。
周波数変換部３０は、レート変換部１０９からの複素ベースバンド信号を入力し、±ｆｓ／２の周波数成分を、他の周波数領域の周波数成分と干渉が起こらないように、図３（ｂ）に示す±ｆｓ／４に周波数変換する。
複素ベースバンド信号を構成するＩ信号及びＱ信号は、各々、２個の乗算器３１、３２及び加算器３３により構成される非線形処理部（非線形処理手段）４０により２乗処理（非線形処理）される。つまり、Ｉ信号及びＱ信号は各々乗算器３１、３２で２乗され、その各２乗結果を加算器３３で加算する非線型処理が施される。ここで、±ｆｓ／４の周波数成分は非線型処理により、図３（ｃ）に示すように、直流成分と±ｆｓ／２の周波数成分に変換される。ＢＰＦ３４は図３（ｃ）に破線で示すような通過中心周波数が±ｆｓ／２の周波数特性を有するものであり、非線型処理した信号を入力して、±ｆｓ／２の周波数成分を抽出し、タイミング信号として出力する。
以上の操作により、タイミング信号として抽出した±ｆｓ／２の周波数成分は、サンプリング周波数２ｆｓにおいて、−ｆｓよりも大きく且つ＋ｆｓよりも小さい値であるので、非線形処理により自身の折り返し歪み成分の影響を受けることなく抽出される。
次に、周波数変換部３０の具体的な構成例を図４に示す。周波数変換部３０は、＋ｆｓ／４シフト部３０１と、−ｆｓ／４シフト部３０２と、第１及び第２の複素フィルタ（フィルタリング手段）３０３、３０４と、複素加算器３０５とから構成される。
ここで、図５を参照して、周波数変換部３０の動作について説明する。複素ベースバンド信号は、＋ｆｓ／４シフト部３０１と−ｆｓ／４シフト部３０２とに入力される。＋ｆｓ／４シフト部３０１は、複素ベースバンド信号を＋ｆｓ／４周波数だけシフトし、図３（ａ）に示す複素ベースバンド信号の−ｆｓ／２の周波数成分を図５（ａ）に示すように−ｆｓ／４の周波数位置に周波数変換し、第１の複素フィルタ３０３に供給する。
前記＋ｆｓ／４シフト部３０１の内部構成は、例えば、図６に示される。同図において、＋ｆｓ／４シフト部３０１は、複素乗算器３０１１と、サイン／コサイン信号発生器３０１２とから構成される。サイン／コサイン信号発生器３０１２は、サンプリングクロック周波数２ｆｓでＩ軸、Ｑ軸からなる複素平面においてサンプリング毎にπ／４位相だけ回転する回転ベクトルを出力する。すなわち、（Ｉ、Ｑ）＝（１、０）、（１／√２、１／√２）、（０、１）、（−１／√２、１／√２）、（−１、０）、（−１／√２、−１／√２）、（０、−１）、（１／√２、−１／√２）を取るＩ信号及びＱ信号を順次繰り返し複素乗算器３０１１に供給する。複素乗算器３０１１は、複素ベースバンド信号とサイン／コサイン発生器３０１２の出力信号とを複素乗算する。これにより、＋ｆｓ／４だけの周波数シフトを実現することができる。
一方、−ｆｓ／４シフト部３０２は、複素ベースバンド信号を−ｆｓ／４周波数だけシフトし、複素ベースバンド信号の＋ｆｓ／２の周波数成分を図５（ｂ）に示すように＋ｆｓ／４の周波数位置に周波数変換して、第２の複素フィルタ３０４に供給する。−ｆｓ／４シフト部３０２の内部構成は、同様に図６に示した構成となり、サイン／コサイン信号発生器３０１２のデータ発生方法としては、Ｉ軸、Ｑ軸からなる複素平面においてサンプリング毎に−π／４位相だけ回転する回転ベクトルを出力する。すなわち、（Ｉ、Ｑ）＝（１、０）、（１／√２、−１／√２）、（０，−１）、（−１／√２、−１／√２）、（−１、０）、（−１／√２、１／√２）、（０、１）、（１／√２、１／√２）を取るＩ信号及び、Ｑ信号を順次繰り返し複素乗算器３０１１に供給することにより、−ｆｓ／４だけの周波数シフトを実現することができる。
図４において、第１の複素フィルタ３０３は、少なくとも−ｆｓ／４の周波数を通過させ、第２の複素フィルタ３０４の出力である＋ｆｓ／４の周波数成分と周波数的に干渉しないように＋ｆｓ／４周波数を阻止し、後段の非線型処理後の±ｆｓ／２の周波数の折り返し歪成分となる±３ｆｓ／４周波数を阻止する周波数特性を有しており、この特性に従ってフィルタリングされた複素ベースバンド信号を複素加算器３０５に供給する。このフィルタリング操作は、周波数変換部３０に入力される複素ベースバンドの周波数成分では、−ｆｓ／２周波数を通過させ、０周波数を阻止し、＋ｆｓ／２及び±ｆｓの周波数を阻止する操作となる。
前記第１の複素フィルタ３０３の内部構成は、例えば、図７に示される。同図において、第１の複素フィルタ３０３は、３つの複素遅延器４１、４２、４３と、４つの複素演算器４４、４５、４６、４７と、複素加算器４８からなる構成をとる。複素遅延器４１〜４３は、サンプリングクロック周波数２ｆｓに従って複素ベースバンド信号を遅延させる。複素演算器４４〜４７は、複素ベースバンド信号と複素タップ係数Ｃｉｍ、Ｃｑｍ（ｍ＝０、１、２，３）とについて複素乗算に相当する演算を行う。複素加算器３０５は、複素演算器４４〜４７の総和をとって、出力する。複素タップ係数としては、（Ｃｉ０、Ｃｑ０）＝（１、０）、（Ｃｉ１、Ｃｑ１）＝（１／√２、−１／√２）、（Ｃｉ２、Ｃｑ２）＝（０、−１）、（Ｃｉ３、Ｃｑ３）＝（−１／√２、−１／√２）を与えることにより、図５（ｃ）の周波数特性を実現できる。
次に、図４の第２の複素フィルタ３０４は、少なくとも＋ｆｓ／４の周波数を通過させ、第１の複素フィルタ３０３の出力である−ｆｓ／４の周波数成分と周波数的に干渉しないように−ｆｓ／４周波数を阻止し、後段の非線型処理後の±ｆｓ／２の周波数の折り返し歪成分となる±３ｆｓ／４の周波数を阻止する周波数特性を有しており、この特性に従ってフィルタリングされた複素ベースバンド信号を複素加算器３０５に供給する。このフィルタリング操作は、周波数変換部３０に入力される複素ベースバンド信号の周波数成分では、＋ｆｓ／２周波数を通過させ、０周波数を阻止し、−ｆｓ／２及び±ｆｓの周波数を阻止する操作である。例えば、第２の複素フィルタ３０４は、図７に示す内部構成を有し、タップ係数としては、（Ｃｉ０、Ｃｑ０）＝（１，０）、（Ｃｉ１、Ｃｑ１）＝（１／√２、１／√２）、（Ｃｉ２、Ｃｑ２）＝（０、１）、（Ｃｉ３、Ｃｑ３）＝（−１／√２、１／√２）を与えることにより、図５（ｄ）の周波数特性を実現できる。
図４の複素加算器３０５は、前述の処理により得られた複素ベースバンド信号を複素加算する。これにより、その複素加算出力はデジタル変調波の±ｆｓ／２の周波数成分が、他の周波数領域の周波数成分と干渉が起こらないように、±ｆｓ／４の周波数位置に周波数変換された複素ベースバンド信号となる。
次に、図２に戻って、非線形処理部４０の乗算器３１、３２は、図４の周波数変換部３０の複素加算器３０５から出力されるＩ信号とＱ信号とからなる複素ベースバンド信号の前記Ｉ信号及びＱ信号の各々を２乗し、出力する。加算器３３は、その各２乗後の信号を加算し、ＢＰＦ３４に供給する。
前記非線形処理部４０での２乗和処理は、従来でも用いられている非線形処理方法であって、シンボル変化に伴う周波数成分の０度と１８０度との位相不確定性とキャリア周波数のオフセットの影響をキャンセルする。加えて、本実施の形態では、サンプリング周波数及び時間ずれに伴い、図４の周波数変換部３０の＋ｆｓ／４シフト部３０１及び−ｆｓ／４シフト部３０２で生じる周波数オフセットをキャンセルする。
図２において、ＢＰＦ３４は、前記非線形処理部４０の加算器３３からの加算結果信号のうち±ｆｓ／２の周波数成分を抽出し、この抽出した周波数成分をタイミング信号として、図１に示したタイミング誤差検出器２１へ出力する。
図８は、タイミング波形とサンプル点との関係を表した波形図を示す。同図（ａ）及び同図（ｂ）において、曲線Ａは正しいサンプリングタイミングの場合を、同図（ａ）の曲線Ｂはサンプリングタイミングが遅い場合を、同図（ｂ）の曲線Ｃはサンプリングタイミングが早い場合を各々示す。タイミング誤差検出器２１は、例えばＸ点とＹ点の大きさからφ＝Ｔａｎ^−１（Ｘ／Ｙ）を算出することにより、サンプルポイントのタイミングずれを検出し、タイミング誤差信号としてループフィルタ２２に出力する。
図１７にタイミング誤差検出器２１の誤差関数を示す。同図において、実線は、タイミング信号の入力位相とφ＝Ｔａｎ^−１（Ｘ／Ｙ）との関係を示す。同図から判るように、入力位相が０、＋πの時、０交差ポイントが存在する。この入力位相が＋π又は−πのポイントに収束すると、擬似同期が発生する。この擬似同期発生を回避するために、タイミング誤差検出器２１は、例えば、擬似同期回避手段として４サンプルをカウントするカウンタを有し、サンプリングクロック周波数２ｆｓの４サンプルを１周期として解析し、入力位相がπ／２〜πと−π／２〜−πとの時、破線又は１点鎖線で示すような特性にする。尚、４サンプル中の基準ポイントとしては、図４に示した周波数変換部３０の＋ｆｓ／４シフト部３０１及び−ｆｓ／４シフト部３０２内で使用する回転ベクトル（０〜２π）の初期位相を０に揃え、その回転ベクトルが０又はπの時のデータポイントを基準ポイントとすることが、望ましい。
また、他の回避方法として、例えば、ＢＥＲ測定器やＣ／Ｎ検出器等の信号品質検出手段を用い、タイミング制御ループが収束した後、信号品質が悪い場合は、擬似同期と判定し、レート変換部１０９の出力信号を制御して、タイミング信号をπ又は−π位相シフトするようにする方法もある。
図１のタイミング制御部１１０において、ループフィルタ２２は、タイミング誤差検出器２１からのタイミング誤差信号を平滑化して、タイミング制御信号１１０ａとしてレート変換部１０９へ出力する。
以上のように、本実施の形態の構成によれば、サンプリングクロック周波数２ｆｓでキャリア周波数オフセットの影響を受けることなく安定にタイミング抽出が可能である。
尚、本実施の形態では、周波数変換部３０の入力である複素ベースバンド信号の＋ｆｓ／２の周波数成分を＋ｆｓ／４周波数位置へ周波数変換し、−ｆｓ／２の周波数成分を−ｆｓ／４周波数位置へ周波数変換したが、本発明はこれに限定されず、その他、例えば、周波数成分的に干渉が起らないように、＋ｆｓ／２の周波数成分を−ｆｓ／４周波数位置へ周波数変換し、−ｆｓ／２の周波数成分を＋ｆｓ／４周波数位置へと逆の周波数配置に周波数変換しても、同様の効果が得られることは言うまでもない。
（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態について図９及び図１０を参照して説明する。
本実施の形態の全体構成は、図１及び図２に示したものと同様であるが、周波数変換部３０の構成が異なる。図９は本実施の形態の周波数変換部３０の構成を示すものである。尚、図９において、図４と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分を中心に説明する。
図９において、複素ベースバンド信号は、＋ｆｓ／２だけ周波数増大方向に周波数シフトする＋ｆｓ／２シフト部（第１の周波数シフト手段）３０６と、逆に−ｆｓ／２だけ周波数減少方向に周波数シフトする−ｆｓ／２シフト部（第２の周波数シフト手段）３０７とに入力される。前記＋ｆｓ／２シフト部３０６は、複素ベースバンド信号を＋ｆｓ／２周波数だけシフトし、図３（ａ）に示す複素ベースバンド信号の−ｆｓ／２の周波数成分を図１０（ａ）に示すように０周波数の位置に周波数変換して、ＬＰＦ３０８に供給する。一方、−ｆｓ／２シフト部３０７は、複素ベースバンド信号を−ｆｓ／２周波数だけシフトし、複素ベースバンド信号の＋ｆｓ／２の周波数成分を図１０（ｂ）に示すように０周波数の位置に周波数変換して、ＬＰＦ３０９に供給する。
ＬＰＦ３０８及びＬＰＦ３０９は、図１０（ｃ）に示すように、０周波数を通過させ、±ｆｓ／２及び±ｆｓの各周波数成分を阻止する周波数特性を有するフィルタであり、この特性に従ってフィルタリングされた複素ベースバンド信号を各々−ｆｓ／４シフト部（第２の周波数シフト手段）３１０及び＋ｆｓ／４シフト部（第１の周波数シフト手段）３１１に供給する。
前記ＬＰＦ３０８及びＬＰＦ３０９は、周波数特性が同じであるので、同一の構成となる。また、各々のＬＰＦ３０８、３０９の入力であるＩ信号及びＱ信号は、ＬＰＦの周波数特性が０周波数を中心として正負対称であるので、各々、独立且つ同一のフィルタリング処理が可能である。
一方のＬＰＦ３０８のフィルタリング操作は、周波数変換部３０に入力される複素ベースバンド信号の周波数成分では、−ｆｓ／２の周波数を通過させ、０周波数、＋ｆｓ／２及び±ｆｓの各周波数を阻止する操作である。他方のＬＰＦ３０９のフィルタリング操作は、周波数変換部３０に入力される複素ベースバンド信号の周波数成分では、＋ｆｓ／２の周波数を通過させ、０周波数、−ｆｓ／２及び±ｆｓの周波数を阻止する操作である。
更に、図９において、−ｆｓ／４シフト部３１０は、０周波数成分を−ｆｓ／４の周波数位置にシフトし、ｆｓのヌル周波数成分を３ｆｓ／４の周波数位置にシフトし、ｆｓ／２のヌル周波数成分をｆｓ／４の周波数位置にシフトする。一方、＋ｆｓ／４シフト部３１１は、０周波数成分をｆｓ／４の周波数位置にシフトし、−ｆｓのヌル周波数成分を−３ｆｓ／４の周波数位置にシフトし、−ｆｓ／２のヌル周波数成分を−ｆｓ／４の周波数位置にシフトする。
複素加算器３０５は、前記−ｆｓ／４シフト部３１０及び＋ｆｓ／４シフト部３１１の出力を複素加算する。その結果、その複素加算出力はデジタル変調波の±ｆｓ／２の周波数成分が、他の周波数領域の周波数成分と干渉が起こらないように±ｆｓ／４の周波数位置に周波数変換され、後段の非線形処理により±ｆｓ／４の折り返し歪み成分となる±３ｆｓ／４をヌル周波数成分とする複素ベースバンド信号となる。
以上のように、本実施の形態によれば、２個のＬＰＦ３０８及びＬＰＦ３０９は、同一の構成となり、加えて、各々のＬＰＦ３０８、３０９のＩ側とＱ側とが、各々、独立且つ同一のフィルタリング処理構成となるので、回路が簡単になる。その他の具体的な効果は第１の実施の形態と同様である。
尚、第１の実施の形態と同様に、周波数変換部３０の入力である複素ベースバンド信号の±ｆｓ／２の周波数成分を周波数成分的に干渉が起こらないように、±ｆｓ／４の逆の周波数配置に周波数変換しても、同様の効果が得られることは勿論である。
（第３の実施の形態）
次に、本発明の第３の実施の形態について図１０及び図１１を参照して説明する。
本実施の形態の全体構成は図１及び図２に示した構成と同様であるが、周波数変換部３０の構成が異なる。図１１は本実施の形態の周波数変換部３０の構成を示す。尚、図１１において、図４及び図９と同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。
図１１において、複素ベースバンド信号はＢＰＦ（バンドパスフィルタリング手段）３１２に入力される。このＢＰＦ３１２は、通過中心周波数が±ｆｓ／２の周波数特性を有しており、複素ベースバンド信号を入力し、±ｆｓ／２の周波数成分を抽出して、＋ｆｓ／２シフト部３０６及び−ｆｓ／２シフト部３０７に出力する。
前記＋ｆｓ／２シフト部３０６は、複素ベースバンド信号を＋ｆｓ／２だけ周波数シフトして、−ｆｓ／２の周波数成分を０周波数の位置に周波数変換し、＋ｆｓ／２の周波数をｆｓ周波数の位置に周波数変換して、ＬＰＦ３１３に出力する。一方、−ｆｓ／２シフト部３０７は、−ｆｓ／２だけ周波数シフトして、＋ｆｓ／２の周波数成分を０周波数の位置に周波数変換し、−ｆｓ／２の周波数成分を−ｆｓ周波数の位置に周波数変換して、ＬＰＦ３０９に出力する。
ＬＰＦ３１３及びＬＰＦ３１４は、図１０（ｄ）に示すように０周波数を通過させ、±ｆｓの周波数を阻止する周波数特性を有するフィルタであって、この特性に従ってフィルタリングされた複素ベースバンド信号を、各々、−ｆｓ／４シフト部３１０及び＋ｆｓ／４シフト部３１１に出力する。
−ｆｓ／４シフト部３１０は、０周波数成分を−ｆｓ／４の周波数位置にシフトし、ｆｓのヌル周波数成分を３ｆｓ／４の周波数位置にシフトする。一方、＋ｆｓ／４シフト部３１１は、０周波数成分をｆｓ／４の周波数位置にシフトし、−ｆｓのヌル周波数成分を−３ｆｓ／４の周波数位置にシフトする。
複素加算器３０５は、前記−ｆｓ／４シフト部３１０及びｆｓ／４シフト部３１１の両出力を複素加算する。その結果、この複素加算出力は、デジタル変調波の±ｆｓ／２の周波数成分が他の周波数領域の周波数成分と干渉が起こらないように±ｆｓ／４の周波数位置に周波数変換され、後段の非線形処理により±ｆｓ／４の折り返し歪み成分となる±３ｆｓ／４をヌル周波数成分とする複素ベースバンド信号となる。
以上のように、本実施の形態によれば、ＢＰＦ３１２により、±ｆｓ／２の周波数成分を抽出するので、不要な周波数信号成分を予め除去できて、より安定にタイミング抽出することが可能である。その他の具体的な効果は第１の実施の形態と同様である。
尚、２個のＬＰＦ３１３、３１４の周波数特性を、図１０（ｃ）の周波数特性を持つＬＰＦ３０８、３０９に置き換えることで、サンプリング定理の折り返し歪み成分を更に除去でき、更に安定にタイミング抽出できることは言うまでもない。
また、第１の実施の形態と同様に、周波数変換部３０の入力である複素ベースバンド信号の±ｆｓ／２の周波数成分を周波数成分的に干渉が起こらないように、±ｆｓ／４の逆の周波数配置に周波数変換しても、同様の効果が得られることは言うまでもない。
（第４の実施の形態）
次に、本発明の第４の実施の形態について図１２及び図１３を参照して説明する。
本実施の形態の全体構成は図１に示したものと同様であるが、図２のタイミング抽出部２０の構成が異なる。図１２は本実施の形態のタイミング抽出部２０の構成を示すものである。
図１２において、タイミング抽出部２０は、既述した第１〜第３の実施の形態と入出力信号としては同じであるが、周波数変換部３０の代わりに、周波数変換部３５を使用することと、非線形処理部４０’内において、加算器３３の後段に、ビットシフト器（ビットシフト手段）３６と、セレクタ（選択手段）３７とが挿入されている点が異なる。尚、図１２において、図２と同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。
図１３は、周波数変換部３５の構成を示す。同図において、周波数変換部３５は、図１１に示した周波数変換部３０の構成と若干異なる。図１３において、図１１と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分について説明する。
図１３において、第１の数値演算器（数値演算手段）３１５は、ＬＰＦ３１３から供給される複素ベースバンド信号に、Ｉ軸及びＱ軸からなる複素平面において、（Ｉ、Ｑ）＝（１、０）、（１／√２、−１／√２）、（０、−１）、（−１／√２、−１／√２）、（−１、０）、（−１／√２、１／√２）、（０、１）、（１／√２、１／√２）を取るＩ信号及びＱ信号を順次繰り返し複素乗算した数値に対し、更に、Ｉ値及びＱ値の１／√２の部分にのみ√２を掛けた値を複素乗算する。すなわち、複素平面において、（Ｉ、Ｑ）＝（１、０）、（１、−１）、（０、−１）、（−１、−１）、（−１、０）、（−１、１）、（０、１）、（１、１）を取るＩ信号及びＱ信号を順次繰り返し複素乗算する。
一方、第２の数値演算器（数値演算手段）３１６は、ＬＰＦ３１４から供給される複素ベースバンド信号に、Ｉ軸及びＱ軸からなる複素平面において、（Ｉ、Ｑ）＝（１、０）、（１／√２、１／√２）、（０、１）、（−１／√２、１／√２）、（−１、０）、（−１／√２、−１／√２）、（０、−１）、（１／√２、−１／√２）を取るＩ信号及びＱ信号を順次繰り返し複素乗算することとは異なり、Ｉ値及びＱ値の１／√２の部分にのみ√２を掛けた値を用いる。すなわち、複素平面において、（Ｉ、Ｑ）＝（１、０）、（１、１）、（０、１）、（−１、１）、（−１、０）、（−１、−１）、（０、−１）、（１、−１）を取るＩ信号及びＱ信号を順次繰り返し複素乗算する。
図１３の制御信号発生器３１７は、前記第１の数値演算器３１５及び第２の数値演算器３１５において√２倍した値の演算タイミングを合わせるために、使用する。例えば、制御信号発生器３１７は、Ａ（ｎ）を第１の数値演算器３１５のｎサンプル時の複素乗算する値、Ｂ（ｎ）を第２の数値演算器３１６のｎサンプル時の複素乗算する値とすると、
Ａ（ｎ）＝（１、０）、Ａ（ｎ＋１）＝（１、−１）、Ａ（ｎ＋２）＝（０、−１）、Ａ（ｎ＋３）＝（−１、−１）、Ａ（ｎ＋４）＝（−１、０）、Ａ（ｎ＋５）＝（−１、１）、Ａ（ｎ＋６）＝（０、１）、Ａ（ｎ＋７）＝（１、１）となり、一方、Ｂ（ｎ）＝（１、０）、Ｂ（ｎ＋１）＝（１、１）、Ｂ（ｎ＋２）＝（０、１）、Ｂ（ｎ＋３）＝（−１、１）、Ｂ（ｎ＋４）＝（−１、０）、Ｂ（ｎ＋５）＝（−１、−１）、Ｂ（ｎ＋６）＝（０、−１）、Ｂ（ｎ＋７）＝（１、−１）となる。
前記数値と複素ベースバンド信号との複素乗算は、複素乗算を使用せず、セレクタ、符号反転、加算器等で実現できる。
√２倍した値は２乗すると、２となる。すなわち、周波数変換部３５で√２倍した信号を２乗処理の後に１／２倍することにより、もとの信号となる。このことから、図１２に示すように、非線形処理部４０’においては、２乗処理後に信号をビットシフト器３６で１／２倍し、ビットシフト器３６の出力と加算器３３の出力とを制御信号発生器３１７のタイミングに基づいて、√２倍信号のタイミングでは、ビットシフト器３６の出力信号を選択し、それ以外の信号のタイミングでは加算器３３の出力を選択することにより、図２に示したタイミング抽出部２０と同じ出力を得ることができる。
以上のように、本実施の形態によれば、２乗演算後に１／２倍した信号と、通常値の出力信号とを、制御信号に基づいて選択する構成をとることにより、複素乗算器が行う演算が加算器３３、ビットシフト器３６及びセレクタ３７だけで実現できるので、回路規模を小さくすることができる。
その他の具体的な効果は第１の実施の形態と同様である。尚、第１の実施の形態と同様に、周波数変換部３５の入力である複素ベースバンド信号の±ｆｓ／２の周波数成分を周波数成分的に干渉が起こらないように、±ｆｓ／４の逆の周波数配置に周波数変換しても、同様の効果が得られることは言うまでもない。
（第５の実施の形態）
次に、本発明の第５の実施の形態について図１４及び図１５を参照して説明する。
本実施の形態の全体構成は図１に示したものと同様であるが、図２のタイミング抽出部２０の構成が異なる。図１４は本実施の形態のタイミング抽出部２０の構成を示すものである。
図１４において、タイミング抽出部２０は、先に示した第１の実施の形態の図２と入力信号としては同じであるが、周波数変換部３０の代わりに周波数変換部３８を使用することと、図１２のＢＰＦ３４の代わりに、通過中心周波数が±ｆｓ／４の周波数特性であるＢＰＦ３９とを使用する点が異なる。尚、図１４において、図２と同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。
図１５は、前記周波数変換部３８の構成を示すものである。この周波数変換部３８は、図１１に示した周波数変換部３０の−ｆｓ／４シフト部３１０の代わりに、−ｆｓ／８シフト部３１８を使用すると共に、＋ｆｓ／４シフト部３１１の代わりに＋ｆｓ／８１シフト部３１９を使用する点で異なる。図１５において、図１１と同一部分には、同一符号を付して示し、ここでは異なる部分について説明する。
図１５において、−ｆｓ／８シフト部３１８は、０周波数位置にあるシンボルの変化に伴って発生する周波数成分を−ｆｓ／８の周波数位置にシフトする。一方、＋ｆｓ／８シフト部３１９は、０周波数位置にあるシンボルの変化に伴って発生する周波数成分をｆｓ／８の周波数位置にシフトする。
複素加算器３０５は、前記−ｆｓ／８シフト部３１８と前記＋ｆｓ／８シフト部３１９との両出力を複素加算し、±ｆｓ／８の周波数成分が干渉を起こすことなく後段の非線形処理により±ｆｓ／４の折り返し歪み成分となる±７ｆｓ／８をヌル周波数成分とする複素ベースバンド信号を出力する。
更に、図１４において、２個の乗算器３１、３２は、前記周波数変換部３８の複素加算器３０５から供給されるＩ信号及びＱ信号からなる複素ベースバンド信号の前記Ｉ信号及びＱ信号を共に各々２乗し、加算器３３は前記各２乗後の信号を加算して、非線形処理を行う。この非線形処理により、入力信号の±ｆｓ／８の周波数成分は、０周波数と、±ｆｓ／４の周波数位置とに周波数変換される。ＢＰＦ３９は、この±ｆｓ／４の周波数成分を抽出し、タイミング信号として出力する。
図１６は、タイミング信号とサンプル間隔との関係を表した波形を示す。前記第１〜第４の実施の形態では、図８において１周期の正弦波に対し４サンプルで表現していたが、図１６に示すように、１周期の正弦波に対して８点のサンプリング点で表現される。従って、例えば、図中黒丸印の信号を間引いた１サンプルデータ間引き信号をタイミング信号として出力することにより、後段のタイミング誤差検出器２２及びループフィルタ２２はこの間引かれたタイミング信号を使用して動作すれば良く、時間単位の演算量を削減することが可能となる。
以上のように、本実施の形態によれば、ＢＰＦ３９の出力データを間引くことが可能となり、後段のタイミング誤差検出器２２及びループフィルタ２３の単位時間当りの演算量を削減することができる。その他の具体的な効果は第１の実施の形態と同様である。
尚、第１の実施の形態と同様に、周波数変換部３８の入力である複素ベースバンド信号の±ｆｓ／２の周波数成分を周波数成分的に干渉が起こらないように±ｆｓ／８の逆の周波数配置に周波数変換しても、同様の効果が得られることは言うまでもない。
また、本実施の形態では、タイミング抽出部２０に入力される複素ベースバンド信号の±ｆｓ／２の周波数を±ｆｓ／８に周波数変換し、非線形抽出処理後に±ｆｓ／４の周波数成分を抽出する例を示したが、本発明はこれに限定されず、±ｆｓ／２Ｍ（Ｍは３以上の整数）に周波数変換し、非線形処理後に、±ｆｓ／Ｍの周波数を抽出することによっても、第１の実施の形態と同様の効果が得られることは言うまでもないし、更には、このように整数値Ｍを用いることは必須ではなく、要は、複素ベースバンド信号に含まれる±ｆｓ／２の周波数を成分を、周波数位置ｆｍ（０＜｜ｆｍ｜＜ｆｓ／２）に周波数変換して、この±ｆｓ／２の周波数成分が他の周波数成分と干渉を起こすことがないようにすれば良い。
加えて、±ｆｓ／（２^２×Ｌ）に周波数変換し、非線形処理後、±ｆｓ／（２×Ｌ）（Ｌは３以上の整数）を抽出し、Ｌ回に１回データをタイミング誤差検出器２２へ出力することにより、後段のタイミング誤差検出器２２及びループフィルタ２３の演算量を更に削減することができる。
（第６の実施の形態）
続いて、本発明の第６の実施の形態について図１８を参照して説明する。
図１８は、本発明のタイミング抽出装置を含む復調装置の他の構成例を示す。同図の復調装置は、図１の復調装置とは異なり、図１のレート変換部１０９の代わりに、ＤＡ変換器１１５及び電圧制御クロック発振器１１６を用いて、ＡＤ変換器１０７、１０８とタイミング制御部１１０とＤＡ変換器１１５と電圧制御クロック発振器１１６からなるフィードバックループを形成することにより、タイミング制御を行うようにした構成を持つ。
図１８の復調装置について、図１と異なる部分について簡単に説明すると、ＡＤ変換器１０７、１０８は、電圧制御クロック発振器１１６から供給されるシンボルレートｆｓの２倍のクロックでサンプリングし、複素ベースバンド信号をアナログ値からデジタル値に変換する。
タイミング制御部１１０は、前記複素ベースバンド信号を入力し、タイミング抽出部２０においてタイミングを抽出し、タイミング誤差検出器２１においてＡＤ変換器１０７、１０８で生じたサンプルタイミングの誤差を検出し、ループフィルタ２２においてタイミングの誤差を平滑化し、タイミング制御信号として出力する。ＤＡ変換器１１５は、前記ループフィルタ２２からのタイミング制御信号をデジタル信号からアナログ信号に変換する。電圧制御クロック発振器１１６は、電圧値によりクロック発振周波数の制御が可能な構成を有し、前記ＤＡ変換器１１５からのタイミング制御信号を電圧値として入力し、このタイミング制御信号が安定する周波数のクロックをＡＤ変換器１０７、１０８に供給する。
以上により、所望のサンプルタイミングで動作することが可能になり、安定した復調動作を実現することができる。

以上説明したように、本発明のタイミング抽出装置及び方法によれば、デジタル変調信号からシンボルの判定タイミング成分を抽出するに際し、サンプリング周波数をシンボルレートｆｓの２倍のサンプリング周波数としながら、折り返し歪み成分と干渉を起こすことなく、キャリア周波数のオフセットの影響を受けずに安定にタイミング成分の抽出が可能であるので、デジタル衛星ＴＶ放送やデジタルケーブルＴＶ放送等で用いるデジタル変調方式の復調等の用途に適用して有用である。

本発明は、デジタル衛星ＴＶ放送やデジタルケーブルＴＶ放送等で用いるＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式や、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式等のデジタル変調方式を復調する際に、その復調に必要なタイミングを抽出するタイミング抽出装置及び方法に関する。

従来、ＰＳＫ方式やＱＡＭ方式などのデジタル変調信号から、その信号に含まれる情報を復調、再生するためのタイミング成分の抽出方法として、例えば、特許文献１に記載されるものがある。このものは、シンボルのデータ変化に伴ってデジタル変調信号に存在するシンボルレートｆｓの１／２倍の周波数成分を非線形処理して、ｆｓの周波数成分を抽出するものである。

この抽出方法では、非線形処理するので、受信機側で利用する局部発振器の周波数誤差に起因して生じるキャリア周波数のオフセットの影響を受けることなく、安定にタイミング抽出が可能である。また、最終的にｆｓの周波数成分を抽出することから、デジタル信号処理では、サンプリング定理を満足するように、２ｆｓを越えるサンプリング周波数で動作する必要があって、通常では、干渉を避けるために、サンプリング周波数を４ｆｓ以上としている。

更に、従来の他のタイミング成分抽出方法としては、例えば、特許文献２に記載されるように、シンボルのデータ変化に伴ってデジタル変調信号に存在するｆｓ/２の周波数成分を抽出し、この抽出した周波数成分に対してベクトル処理と周波数シフト処理と２倍角処理とを施すことにより、サンプリング周波数を２ｆｓとしながら、処理可能なタイミング抽出方法がある。

また、従来の更に他のタイミング成分抽出方法としては、例えば、特許文献３に記載されるように、サンプリング周波数を２ｆｓとし、デジタル信号を平均化した信号を非線形処理して、その１サンプル遅延信号との差分をとることにより、ｆｓの周波数成分を抽出する方法が知られている。
特許第２５５５１４０号明細書（第５−７頁、第５図） 特開平５−２０７０８２号公報（第３−６頁、第２図） 特開平７−２２６７８１号公報（第５−６頁、第４図）

しかしながら、特許文献１記載の方法では、安定にタイミング抽出するために、４ｆｓのサンプリング周波数でデジタル信号処理する必要がある。このため、シンボルレートが高い周波数の場合には、ハードウエアの実現が困難であったり、消費電力が増大したりする。また、低シンボルレートであっても、ＤＳＰで処理を実現する場合には、単位時間当たりの処理量が増大する欠点がある。

また、特許文献２記載の方法では、ベクトル化処理を施すために、受信機側で利用する局部発振器の周波数誤差に起因して生じるキャリア周波数のオフセットの影響を受け、このため、キャリア周波数のオフセットがあると、正確なタイミング抽出が困難になる。

更に、特許文献３記載の抽出方法では、サンプリング周波数を２ｆｓとしているために、抽出信号はサンプリングの定理により干渉を起こし、安定したタイミング抽出を行うことができない。

本発明は、前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、シンボルレートｆｓが高い場合であっても、２ｆｓの低いサンプリング周波数でデジタル信号処理を行いながらも、ハードウエアの実現を容易にし、キャリア周波数オフセットの影響を受けずに、干渉のない安定したタイミング抽出方法を提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明では、デジタル変調信号を復調して情報を再生する場合に、デジタル変調信号のシンボルレートをｆｓとして、Ｉ信号及びＱ信号からなる複素ベースバンド信号のｆｓ／２の正及び負の周波数成分を、他の周波数成分と干渉を起こさないような周波数位置に周波数変換し、その後、この周波数変換されたＩ信号及びＱ信号を少なくとも各々２乗して、その周波数位置の２倍の周波数成分を抽出する。

すなわち、請求項１記載の発明のタイミング抽出装置は、シンボルレートがｆｓであるデジタル変調信号から、そのシンボルの判定タイミング成分を抽出するタイミング抽出装置であって、前記デジタル変調信号から得られるＩ信号及びＱ信号から成る複素ベースバンド信号に含まれる前記ｆｓの１／２値の正及び負の周波数成分を、周波数位置ｆｍ（０＜｜ｆｍ｜＜ｆｓ／２）に周波数変換する周波数変換手段と、前記周波数変換手段により周波数変換された後のＩ信号及びＱ信号を各々少なくとも２乗する非線形処理手段と、前記非線形処理手段の出力信号から、前記周波数位置ｆｍの２倍の周波数成分をタイミング信号として抽出する周波数抽出手段とを備えたことを特徴とする。

請求項２記載の発明は、請求項１記載のタイミング抽出装置において、前記周波数位置ｆｍは、｜ｆｍ｜＝ｆｓ／２Ｍ（Ｍは２以上の整数）であることを特徴とする。

請求項３記載の発明は、請求項２記載のタイミング抽出装置において、ＭはＭ＝２であって、前記周波数位置ｆｍは、｜ｆｍ｜＝ｆｓ／４であることを特徴とする。

請求項４記載の発明は、請求項２記載のタイミング抽出装置において、ＭはＭ＝４であって、前記周波数位置ｆｍは、｜ｆｍ｜＝ｆｓ／８であることを特徴とする。

請求項５記載の発明は、請求項１又は２記載のタイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記非線形処理手段の出力信号に含まれる前記周波数位置ｆｍの２倍の周波数成分に対して折り返し歪み成分となる周波数成分を、前記複素ベースバンド信号から予め除去するフィルタリング手段を備えることを特徴とする。

請求項６記載の発明は、請求項１又は２記載のタイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記複素ベースバンド信号を周波数増大方向に周波数シフトする第１の周波数シフト手段と、逆に、前記複素ベースバンド信号を周波数減少方向に周波数シフトする第２の周波数シフト手段とを備えることを特徴とする。

請求項７記載の発明は、請求項１、２又は６記載のタイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記複素ベースバンド信号を前記ｆｓ／２の周波数だけ周波数増大方向及び周波数減少方向に周波数シフトする周波数シフト手段を備えることを特徴とする。

請求項８記載の発明は、請求項１記載のタイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記複素ベースバンド信号に含まれる前記ｆｓの１／２値の正及び負の周波数成分を抽出するバンドバスフィルタリング手段を備えることを特徴とする。

請求項９記載の発明は、請求項３記載のタイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記周波数位置ｆｍに周波数変換された前記ｆｓの１／２値の正及び負の周波数成分の値として、２回のサンプリング毎に真値よりも√２倍された値を演算する数値演算手段を有することを特徴とする。

請求項１０記載の発明は、請求項９記載のタイミング抽出装置において、前記非線形処理手段は、前記周波数変換手段により周波数変換された後のＩ信号及びＱ信号を各々２乗する２個の乗算手段と、前記乗算手段により２乗されたＩ信号及びＱ信号を加算する加算器と、前記加算器の出力を１/２倍するビットシフト手段と、前記加算器の出力と前記ビットシフト手段の出力との何れか一方を選択する選択手段とを備えることを特徴とする。

請求項１１記載の発明は、請求項１又は２記載のタイミング抽出装置において、前記周波数抽出手段は、前記周波数位置ｆｍが、｜ｆｍ｜＝ｆｓ／（２²×Ｌ）（Ｌは１以上の整数）であるとき、Ｌ回に１回の割合で前記タイミング信号を出力することを特徴とする。

請求項１２記載の発明は、請求項６記載のタイミング抽出装置において、前記第１及び第２の周波数シフト手段は、前記周波数位置ｆｍに存在する干渉成分を予め除去するフィルタリング手段を備えることを特徴とする。

請求項１３記載の発明は、請求項６記載のタイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記第１及び第２の周波数シフト手段の出力を複素加算することを特徴とする。

請求項１４記載の発明のタイミング抽出方法は、シンボルレートがｆｓであるデジタル変調信号から、そのシンボルの判定タイミング成分を抽出するタイミング抽出方法であって、前記デジタル変調信号から得られるＩ信号及びＱ信号から成る複素ベースバンド信号に含まれる前記ｆｓの１／２値の正及び負の周波数成分を、周波数位置ｆｍ（０＜｜ｆｍ｜＜ｆｓ／２）に周波数変換し、前記周波数変換された後のＩ信号及びＱ信号を各々少なくとも２乗し、前記２乗されたＩ信号及びＱ信号を加算し、その後、前記加算された信号から、前記周波数位置ｆｍの２倍の周波数成分をタイミング信号として抽出することを特徴とする。

請求項１５記載の発明は、請求項１４記載のタイミング抽出方法において、前記周波数位置ｆｍは、｜ｆｍ｜＝ｆｓ／２Ｍ（Ｍは２以上の整数）であることを特徴とする。

請求項１６記載の発明の復調装置は、デジタル変調信号を受信するアンテナと、前記アンテナにより受信されたデジタル変調信号を直交検波して、Ｉ信号とＱ信号とから成る複素ベースバンド信号を得る準同期検波手段と、前記準同期検波手段により得られた複素ベースバンド信号をアナログ値からデジタル値に変換するＡＤ変換手段と、前記請求項１記載のタイミング抽出装置とを備え、前記タイミング抽出装置からのタイミング信号に基づいて、前記ＡＤ変換手段により得られるデジタル値の複素ベースバンド信号を、２ｆｓのサンプリング周波数でサンプリングした復調データとすることを特徴とする。

以上により、請求項１〜１６記載の発明では、２ｆｓのサンプリング周波数であっても、複素ベースバンド信号のｆｓ/２の正及び負の周波数成分を周波数変換した周波数位置ｆｍが、シンボルレートｆｓの１/２値よりも小さい、すなわち、２ｆｍがｆｓよりも小さいので、サンプリング定理上、この周波数位置ｆｍでのｆｓ/２の正及び負の周波数成分は折り返し歪み成分と干渉を起こすことないと共に、低消費電力化が可能である。しかも、２乗処理という非線形処理により、ｆｓの周波数成分を抽出するので、キャリア周波数のオフセットの影響を受けることがなく、安定なタイミング抽出ができる。

特に、請求項１０記載の発明では、周波数演算手段での周波数変換で行われる複素乗算を、非線形処理手段のビットシフト手段と選択手段とにより代行することができるので、回路規模を小さくできる。

更に、請求項１１記載の発明では、タイミング抽出装置はタイミング信号をＬ回に１回の割合で出力すれば良いので、後段に用いられるタイミング誤差検出器やループフィルタの単位時間当りの演算量が大きく削減される。

以上説明したように、請求項１〜１６記載の発明によれば、デジタル変調信号からシンボルの判定タイミング成分を抽出するに際し、サンプリング周波数をシンボルレートｆｓの２倍のサンプリング周波数としながら、折り返し歪み成分と干渉を起こすことなく、低消費電力で、且つ、キャリア周波数のオフセットの影響を受けずに安定にタイミング成分の抽出が可能である。

特に、請求項１０記載の発明によれば、周波数変換で行うべき複素乗算を、非線形処理でのビットシフトと信号の選択処理とにより代行したので、回路規模を小さくできる。

更に、請求項１１記載の発明によれば、タイミング抽出装置がタイミング信号をＬ回に１回の割合で出力すれば良いので、後段に用いられるタイミング誤差検出器やループフィルタの単位時間当りの演算量を大きく削減できる。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。

（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態であるタイミング抽出方法を採用したＱＰＳＫ（Quadrature PSK）信号やＱＡＭ信号等のデジタル変調信号を復調する復調装置の構成を示すブロック図である。

先ず、この復調装置について説明する。図１において、デジタル変調信号はアンテナ１０１で受信される。ダウンコンバータ１０２は、アンテナ１０１での受信信号を所望の中間周波数帯に周波数変換して、出力する。

準同期検波器（準同期検波手段）１０３は、局部発振器１０４の固定発振周波数で直交検波し、同相成分と直交成分との両信号を出力する。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０５、１０６は、前記準同期検波器１０３からの同相成分と直交成分から成る複素ベースバンド信号から高調波成分を除去して、出力する。ＡＤ変換器（ＡＤ変換手段）１０７、１０８は、シンボルレートｆｓの２倍を上回るクロック信号を用いて前記ＬＰＦ１０５、１０６からの複素ベースバンド信号をサンプリングし、複素ベースバンド信号をアナログ値からデジタル値に変換する。

更に、レート変換器１０９は、後述するタイミング制御部１１０が出力するタイミング制御信号１１０ａに基づいて前記ＡＤ変換器１０７、１０８からのデジタル値の複素ベースバンド信号をレート変換し、２ｆｓのサンプリングレートで出力する。

デジタルフィルタ（ＲＸ−ＦＩＬ）１１１、１１２は、前記レート変換器１０９でレート変換した信号を入力し、デジタルデータ伝送におけるシンボル間干渉を防止するようにスペクトル整形し、出力する。波形等化器１１３は、伝送路で生じた反射等によるゴーストを波形等化して、出力する。同期検波器１１４は、キャリア周波数オフセットを補正し、復調データを出力する。

加えて、タイミング制御部１１０は、レート変換器１０９でレート変換後の２ｆｓでサンプリングした同相信号（Ｉ）と直交信号（Ｑ）からなる複素ベースバンド信号を入力し、タイミング制御信号１１０ａをレート変換器１０９に出力しており、レート変換部１０９を含めてフィードバックループを形成している。このタイミング制御部１１０は、タイミング抽出部２０と、タイミング誤差検出部２１と、ループフィルタ２２とから構成されている。

前記タイミング抽出部（タイミング抽出装置）２０はレート変換部１０９が出力する複素ベースバンド信号からシンボルの判定タイミング成分を抽出し、タイミング誤差検出器２１に出力する。

前記タイミング抽出部２０の具体的な構成例を図２に示す。タイミング抽出部２０は、周波数変換部３０と、２個の乗算器（乗算手段）３１、３２と、加算器（加算手段）３３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３４とから構成される。

ここで、図３（ａ）及び図３（ｂ）を参照して周波数変換部（周波数変換手段）３０の動作の具体例を簡単に説明する。図３（ａ）に、レート変換後の複素ベースバンド信号のスペクトルを示す。同図（ａ）において、破線はデジタル変調信号のスペクトルを示し、実線はデジタル変調信号がシンボルレートｆｓでデータが変化することに伴って存在する±ｆｓ／２の周波数成分を示す。

周波数変換部３０は、レート変換部１０９からの複素ベースバンド信号を入力し、±ｆｓ／２の周波数成分を、他の周波数領域の周波数成分と干渉が起こらないように、図３（ｂ）に示す±ｆｓ／４に周波数変換する。

複素ベースバンド信号を構成するＩ信号及びＱ信号は、各々、２個の乗算器３１、３２及び加算器３３により構成される非線形処理部（非線形処理手段）４０により２乗処理（非線形処理）される。つまり、Ｉ信号及びＱ信号は各々乗算器３１、３２で２乗され、その各２乗結果を加算器３３で加算する非線型処理が施される。ここで、±ｆｓ／４の周波数成分は非線型処理により、図３（ｃ）に示すように、直流成分と±ｆｓ／２の周波数成分に変換される。ＢＰＦ３４は図３（ｃ）に破線で示すような通過中心周波数が±ｆｓ／２の周波数特性を有するものであり、非線型処理した信号を入力して、±ｆｓ／２の周波数成分を抽出し、タイミング信号として出力する。

以上の操作により、タイミング信号として抽出した±ｆｓ／２の周波数成分は、サンプリング周波数２ｆｓにおいて、−ｆｓよりも大きく且つ＋ｆｓよりも小さい値であるので、非線形処理により自身の折り返し歪み成分の影響を受けることなく抽出される。

次に、周波数変換部３０の具体的な構成例を図４に示す。周波数変換部３０は、＋ｆｓ／４シフト部３０１と、−ｆｓ／４シフト部３０２と、第１及び第２の複素フィルタ（フィルタリング手段）３０３、３０４と、複素加算器３０５とから構成される。

ここで、図５を参照して、周波数変換部３０の動作について説明する。複素ベースバンド信号は、＋ｆｓ／４シフト部３０１と−ｆｓ／４シフト部３０２とに入力される。＋ｆｓ／４シフト部３０１は、複素ベースバンド信号を＋ｆｓ／４周波数だけシフトし、図３（ａ）に示す複素ベースバンド信号の−ｆｓ／２の周波数成分を図５（ａ）に示すように−ｆｓ／４の周波数位置に周波数変換し、第１の複素フィルタ３０３に供給する。

前記＋ｆｓ／４シフト部３０１の内部構成は、例えば、図６に示される。同図において、＋ｆｓ／４シフト部３０１は、複素乗算器３０１１と、サイン／コサイン信号発生器３０１２とから構成される。サイン／コサイン信号発生器３０１２は、サンプリングクロック周波数２ｆｓでＩ軸、Ｑ軸からなる複素平面においてサンプリング毎にπ／４位相だけ回転する回転ベクトルを出力する。すなわち、（Ｉ、Ｑ）＝（１、０）、（１／√２、１／√２）、（０、１）、（−１／√２、１／√２）、（−１、０）、（−１／√２、−１／√２）、（０、−１）、（１／√２、−１／√２）を取るＩ信号及びＱ信号を順次繰り返し複素乗算器３０１１に供給する。複素乗算器３０１１は、複素ベースバンド信号とサイン／コサイン発生器３０１２の出力信号とを複素乗算する。これにより、＋ｆｓ／４だけの周波数シフトを実現することができる。

一方、−ｆｓ／４シフト部３０２は、複素ベースバンド信号を−ｆｓ／４周波数だけシフトし、複素ベースバンド信号の＋ｆｓ／２の周波数成分を図５（ｂ）に示すように＋ｆｓ／４の周波数位置に周波数変換して、第２の複素フィルタ３０４に供給する。−ｆｓ／４シフト部３０２の内部構成は、同様に図６に示した構成となり、サイン／コサイン信号発生器３０１２のデータ発生方法としては、Ｉ軸、Ｑ軸からなる複素平面においてサンプリング毎に−π／４位相だけ回転する回転ベクトルを出力する。すなわち、（Ｉ、Ｑ）＝（１、０）、（１／√２、−１／√２）、（０，−１）、（−１／√２、−１／√２）、（−１、０）、（−１／√２、１／√２）、（０、１）、（１／√２、１／√２）を取るＩ信号及び、Ｑ信号を順次繰り返し複素乗算器３０１１に供給することにより、−ｆｓ／４だけの周波数シフトを実現することができる。

図４において、第１の複素フィルタ３０３は、少なくとも−ｆｓ／４の周波数を通過させ、第２の複素フィルタ３０４の出力である＋ｆｓ／４の周波数成分と周波数的に干渉しないように＋ｆｓ／４周波数を阻止し、後段の非線型処理後の±ｆｓ／２の周波数の折り返し歪成分となる±３ｆｓ／４周波数を阻止する周波数特性を有しており、この特性に従ってフィルタリングされた複素ベースバンド信号を複素加算器３０５に供給する。このフィルタリング操作は、周波数変換部３０に入力される複素ベースバンドの周波数成分では、−ｆｓ／２周波数を通過させ、０周波数を阻止し、＋ｆｓ／２及び±ｆｓの周波数を阻止する操作となる。

前記第１の複素フィルタ３０３の内部構成は、例えば、図７に示される。同図において、第１の複素フィルタ３０３は、３つの複素遅延器４１、４２、４３と、４つの複素演算器４４、４５、４６、４７と、複素加算器４８からなる構成をとる。複素遅延器４１〜４３は、サンプリングクロック周波数２ｆｓに従って複素ベースバンド信号を遅延させる。複素演算器４４〜４７は、複素ベースバンド信号と複素タップ係数Ｃｉｍ、Ｃｑｍ（ｍ＝０、１、２，３）とについて複素乗算に相当する演算を行う。複素加算器３０５は、複素演算器４４〜４７の総和をとって、出力する。複素タップ係数としては、(Ｃi０、Ｃｑ０）＝（１、０）、(Ｃi１、Ｃｑ１）＝（１／√２、−１／√２）、(Ｃi２、Ｃｑ２）＝（０、−１）、(Ｃi３、Ｃｑ３）＝（−１／√２、−１／√２）を与えることにより、図５（ｃ）の周波数特性を実現できる。

次に、図４の第２の複素フィルタ３０４は、少なくとも＋ｆｓ／４の周波数を通過させ、第１の複素フィルタ３０３の出力である−ｆｓ／４の周波数成分と周波数的に干渉しないように−ｆｓ／４周波数を阻止し、後段の非線型処理後の±ｆｓ／２の周波数の折り返し歪成分となる±３ｆｓ／４の周波数を阻止する周波数特性を有しており、この特性に従ってフィルタリングされた複素ベースバンド信号を複素加算器３０５に供給する。このフィルタリング操作は、周波数変換部３０に入力される複素ベースバンド信号の周波数成分では、＋ｆｓ／２周波数を通過させ、０周波数を阻止し、−ｆｓ／２及び±ｆｓの周波数を阻止する操作である。例えば、第２の複素フィルタ３０４は、図７に示す内部構成を有し、タップ係数としては、(Ｃi０、Ｃｑ０）＝（１，０）、(Ｃi１、Ｃｑ１）＝（１／√２、１／√２）、(Ｃi２、Ｃｑ２）＝（０、１）、(Ｃi３、Ｃｑ３）＝（−１／√２、１／√２）を与えることにより、図５（ｄ）の周波数特性を実現できる。

図４の複素加算器３０５は、前述の処理により得られた複素ベースバンド信号を複素加算する。これにより、その複素加算出力はデジタル変調波の±ｆｓ／２の周波数成分が、他の周波数領域の周波数成分と干渉が起こらないように、±ｆｓ／４の周波数位置に周波数変換された複素ベースバンド信号となる。

次に、図２に戻って、非線形処理部４０の乗算器３１、３２は、図４の周波数変換部３０の複素加算器３０５から出力されるＩ信号とＱ信号とからなる複素ベースバンド信号の前記Ｉ信号及びＱ信号の各々を２乗し、出力する。加算器３３は、その各２乗後の信号を加算し、ＢＰＦ３４に供給する。

前記非線形処理部４０での２乗和処理は、従来でも用いられている非線形処理方法であって、シンボル変化に伴う周波数成分の０度と１８０度との位相不確定性とキャリア周波数のオフセットの影響をキャンセルする。加えて、本実施の形態では、サンプリング周波数及び時間ずれに伴い、図４の周波数変換部３０の＋ｆｓ／４シフト部３０１及び−ｆｓ／４シフト部３０２で生じる周波数オフセットをキャンセルする。

図２において、ＢＰＦ３４は、前記非線形処理部４０の加算器３３からの加算結果信号のうち±ｆｓ／２の周波数成分を抽出し、この抽出した周波数成分をタイミング信号として、図１に示したタイミング誤差検出器２１へ出力する。

図８は、タイミング波形とサンプル点との関係を表した波形図を示す。同図（ａ）及び同図（ｂ）において、曲線Ａは正しいサンプリングタイミングの場合を、同図（ａ）の曲線Ｂはサンプリングタイミングが遅い場合を、同図（ｂ）の曲線Ｃはサンプリングタイミングが早い場合を各々示す。タイミング誤差検出器２１は、例えばＸ点とＹ点の大きさからφ＝Ｔａｎ^-1（Ｘ／Ｙ）を算出することにより、サンプルポイントのタイミングずれを検出し、タイミング誤差信号としてループフィルタ２２に出力する。

図１７にタイミング誤差検出器２１の誤差関数を示す。同図において、実線は、タイミング信号の入力位相とφ＝Ｔａｎ^-1（Ｘ／Ｙ）との関係を示す。同図から判るように、入力位相が０、＋πの時、０交差ポイントが存在する。この入力位相が＋π又は−πのポイントに収束すると、擬似同期が発生する。この擬似同期発生を回避するために、タイミング誤差検出器２１は、例えば、擬似同期回避手段として４サンプルをカウントするカウンタを有し、サンプリングクロック周波数２ｆｓの４サンプルを１周期として解析し、入力位相がπ／２〜πと−π／２〜−πとの時、破線又は１点鎖線で示すような特性にする。尚、４サンプル中の基準ポイントとしては、図４に示した周波数変換部３０の＋ｆｓ／４シフト部３０１及び−ｆｓ／４シフト部３０２内で使用する回転ベクトル（０〜２π）の初期位相を０に揃え、その回転ベクトルが０又はπの時のデータポイントを基準ポイントとすることが、望ましい。

また、他の回避方法として、例えば、ＢＥＲ測定器やＣ／Ｎ検出器等の信号品質検出手段を用い、タイミング制御ループが収束した後、信号品質が悪い場合は、擬似同期と判定し、レート変換部１０９の出力信号を制御して、タイミング信号をπ又は−π位相シフトするようにする方法もある。

図１のタイミング制御部１１０において、ループフィルタ２２は、タイミング誤差検出器２１からのタイミング誤差信号を平滑化して、タイミング制御信号１１０ａとしてレート変換部１０９へ出力する。

以上のように、本実施の形態の構成によれば、サンプリングクロック周波数２ｆｓでキャリア周波数オフセットの影響を受けることなく安定にタイミング抽出が可能である。

尚、本実施の形態では、周波数変換部３０の入力である複素ベースバンド信号の＋ｆｓ／２の周波数成分を＋ｆｓ／４周波数位置へ周波数変換し、−ｆｓ／２の周波数成分を−ｆｓ／４周波数位置へ周波数変換したが、本発明はこれに限定されず、その他、例えば、周波数成分的に干渉が起らないように、＋ｆｓ／２の周波数成分を−ｆｓ／４周波数位置へ周波数変換し、−ｆｓ／２の周波数成分を＋ｆｓ／４周波数位置へと逆の周波数配置に周波数変換しても、同様の効果が得られることは言うまでもない。

（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態について図９及び図１０を参照して説明する。

本実施の形態の全体構成は、図１及び図２に示したものと同様であるが、周波数変換部３０の構成が異なる。図９は本実施の形態の周波数変換部３０の構成を示すものである。尚、図９において、図４と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分を中心に説明する。

図９において、複素ベースバンド信号は、＋ｆｓ／２だけ周波数増大方向に周波数シフトする＋ｆｓ／２シフト部（第１の周波数シフト手段）３０６と、逆に−ｆｓ／２だけ周波数減少方向に周波数シフトする−ｆｓ／２シフト部（第２の周波数シフト手段）３０７とに入力される。前記＋ｆｓ／２シフト部３０６は、複素ベースバンド信号を＋ｆｓ／２周波数だけシフトし、図３（ａ）に示す複素ベースバンド信号の−ｆｓ／２の周波数成分を図１０（ａ）に示すように０周波数の位置に周波数変換して、ＬＰＦ３０８に供給する。一方、−ｆｓ／２シフト部３０７は、複素ベースバンド信号を−ｆｓ／２周波数だけシフトし、複素ベースバンド信号の＋ｆｓ／２の周波数成分を図１０（ｂ）に示すように０周波数の位置に周波数変換して、ＬＰＦ３０９に供給する。

ＬＰＦ３０８及びＬＰＦ３０９は、図１０（ｃ）に示すように、０周波数を通過させ、±ｆｓ／２及び±ｆｓの各周波数成分を阻止する周波数特性を有するフィルタであり、この特性に従ってフィルタリングされた複素ベースバンド信号を各々−ｆｓ／４シフト部（第２の周波数シフト手段）３１０及び＋ｆｓ／４シフト部（第１の周波数シフト手段）３１１に供給する。

前記ＬＰＦ３０８及びＬＰＦ３０９は、周波数特性が同じであるので、同一の構成となる。また、各々のＬＰＦ３０８、３０９の入力であるＩ信号及びＱ信号は、ＬＰＦの周波数特性が０周波数を中心として正負対称であるので、各々、独立且つ同一のフィルタリング処理が可能である。

一方のＬＰＦ３０８のフィルタリング操作は、周波数変換部３０に入力される複素ベースバンド信号の周波数成分では、−ｆｓ／２の周波数を通過させ、０周波数、＋ｆｓ／２及び±ｆｓの各周波数を阻止する操作である。他方のＬＰＦ３０９のフィルタリング操作は、周波数変換部３０に入力される複素ベースバンド信号の周波数成分では、＋ｆｓ／２の周波数を通過させ、０周波数、−ｆｓ／２及び±ｆｓの周波数を阻止する操作である。

更に、図９において、−ｆｓ／４シフト部３１０は、０周波数成分を−ｆｓ／４の周波数位置にシフトし、ｆｓのヌル周波数成分を３ｆｓ／４の周波数位置にシフトし、ｆｓ／２のヌル周波数成分をｆｓ／４の周波数位置にシフトする。一方、＋ｆｓ／４シフト部３１１は、０周波数成分をｆｓ／４の周波数位置にシフトし、−ｆｓのヌル周波数成分を−３ｆｓ／４の周波数位置にシフトし、−ｆｓ／２のヌル周波数成分を−ｆｓ／４の周波数位置にシフトする。

複素加算器３０５は、前記−ｆｓ／４シフト部３１０及び＋ｆｓ／４シフト部３１１の出力を複素加算する。その結果、その複素加算出力はデジタル変調波の±ｆｓ／２の周波数成分が、他の周波数領域の周波数成分と干渉が起こらないように±ｆｓ／４の周波数位置に周波数変換され、後段の非線形処理により±ｆｓ／４の折り返し歪み成分となる±３ｆｓ／４をヌル周波数成分とする複素ベースバンド信号となる。

以上のように、本実施の形態によれば、２個のＬＰＦ３０８及びＬＰＦ３０９は、同一の構成となり、加えて、各々のＬＰＦ３０８、３０９のＩ側とＱ側とが、各々、独立且つ同一のフィルタリング処理構成となるので、回路が簡単になる。その他の具体的な効果は第１の実施の形態と同様である。

尚、第１の実施の形態と同様に、周波数変換部３０の入力である複素ベースバンド信号の±ｆｓ／２の周波数成分を周波数成分的に干渉が起こらないように、±ｆｓ／４の逆の周波数配置に周波数変換しても、同様の効果が得られることは勿論である。

（第３の実施の形態）
次に、本発明の第３の実施の形態について図１０及び図１１を参照して説明する。

本実施の形態の全体構成は図１及び図２に示した構成と同様であるが、周波数変換部３０の構成が異なる。図１１は本実施の形態の周波数変換部３０の構成を示す。尚、図１１において、図４及び図９と同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。

図１１において、複素ベースバンド信号はＢＰＦ（バンドパスフィルタリング手段）３１２に入力される。このＢＰＦ３１２は、通過中心周波数が±ｆｓ／２の周波数特性を有しており、複素ベースバンド信号を入力し、±ｆｓ／２の周波数成分を抽出して、＋ｆｓ／２シフト部３０６及び−ｆｓ／２シフト部３０７に出力する。

前記＋ｆｓ／２シフト部３０６は、複素ベースバンド信号を＋ｆｓ／２だけ周波数シフトして、−ｆｓ／２の周波数成分を０周波数の位置に周波数変換し、＋ｆｓ／２の周波数をｆｓ周波数の位置に周波数変換して、ＬＰＦ３１３に出力する。一方、−ｆｓ／２シフト部３０７は、−ｆｓ／２だけ周波数シフトして、＋ｆｓ／２の周波数成分を０周波数の位置に周波数変換し、−ｆｓ／２の周波数成分を−ｆｓ周波数の位置に周波数変換して、ＬＰＦ３０９に出力する。

ＬＰＦ３１３及びＬＰＦ３１４は、図１０（ｄ）に示すように０周波数を通過させ、±ｆｓの周波数を阻止する周波数特性を有するフィルタであって、この特性に従ってフィルタリングされた複素ベースバンド信号を、各々、−ｆｓ／４シフト部３１０及び＋ｆｓ／４シフト部３１１に出力する。

−ｆｓ／４シフト部３１０は、０周波数成分を−ｆｓ／４の周波数位置にシフトし、ｆｓのヌル周波数成分を３ｆｓ／４の周波数位置にシフトする。一方、＋ｆｓ／４シフト部３１１は、０周波数成分をｆｓ／４の周波数位置にシフトし、−ｆｓのヌル周波数成分を−３ｆｓ／４の周波数位置にシフトする。

複素加算器３０５は、前記−ｆｓ／４シフト部３１０及びｆｓ／４シフト部３１１の両出力を複素加算する。その結果、この複素加算出力は、デジタル変調波の±ｆｓ／２の周波数成分が他の周波数領域の周波数成分と干渉が起こらないように±ｆｓ／４の周波数位置に周波数変換され、後段の非線形処理により±ｆｓ／４の折り返し歪み成分となる±３ｆｓ／４をヌル周波数成分とする複素ベースバンド信号となる。

以上のように、本実施の形態によれば、ＢＰＦ３１２により、±ｆｓ／２の周波数成分を抽出するので、不要な周波数信号成分を予め除去できて、より安定にタイミング抽出することが可能である。その他の具体的な効果は第１の実施の形態と同様である。

尚、２個のＬＰＦ３１３、３１４の周波数特性を、図１０（ｃ）の周波数特性を持つＬＰＦ３０８、３０９に置き換えることで、サンプリング定理の折り返し歪み成分を更に除去でき、更に安定にタイミング抽出できることは言うまでもない。

また、第１の実施の形態と同様に、周波数変換部３０の入力である複素ベースバンド信号の±ｆｓ／２の周波数成分を周波数成分的に干渉が起こらないように、±ｆｓ／４の逆の周波数配置に周波数変換しても、同様の効果が得られることは言うまでもない。

（第４の実施の形態）
次に、本発明の第４の実施の形態について図１２及び図１３を参照して説明する。

本実施の形態の全体構成は図１に示したものと同様であるが、図２のタイミング抽出部２０の構成が異なる。図１２は本実施の形態のタイミング抽出部２０の構成を示すものである。

図１２において、タイミング抽出部２０は、既述した第１〜第３の実施の形態と入出力信号としては同じであるが、周波数変換部３０の代わりに、周波数変換部３５を使用することと、非線形処理部４０’内において、加算器３３の後段に、ビットシフト器（ビットシフト手段）３６と、セレクタ（選択手段）３７とが挿入されている点が異なる。尚、図１２において、図２と同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。

図１３は、周波数変換部３５の構成を示す。同図において、周波数変換部３５は、図１１に示した周波数変換部３０の構成と若干異なる。図１３において、図１１と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分について説明する。

図１３において、第１の数値演算器（数値演算手段）３１５は、ＬＰＦ３１３から供給される複素ベースバンド信号に、Ｉ軸及びＱ軸からなる複素平面において、（Ｉ、Ｑ）＝（１、０）、（１／√２、−１／√２）、（０、−１）、（−１／√２、−１／√２）、（−１、０）、（−１／√２、１／√２）、（０、１）、（１／√２、１／√２）を取るＩ信号及びＱ信号を順次繰り返し複素乗算した数値に対し、更に、Ｉ値及びＱ値の１／√２の部分にのみ√２を掛けた値を複素乗算する。すなわち、複素平面において、（Ｉ、Ｑ）＝（１、０）、（１、−１）、（０、−１）、（−１、−１）、（−１、０）、（−１、１）、（０、１）、（１、１）を取るＩ信号及びＱ信号を順次繰り返し複素乗算する。

一方、第２の数値演算器（数値演算手段）３１６は、ＬＰＦ３１４から供給される複素ベースバンド信号に、Ｉ軸及びＱ軸からなる複素平面において、（Ｉ、Ｑ）＝（１、０）、（１／√２、１／√２）、（０、１）、（−１／√２、１／√２）、（−１、０）、（−１／√２、−１／√２）、（０、−１）、（１／√２、−１／√２）を取るＩ信号及びＱ信号を順次繰り返し複素乗算することとは異なり、Ｉ値及びＱ値の１／√２の部分にのみ√２を掛けた値を用いる。すなわち、複素平面において、（Ｉ、Ｑ）＝（１、０）、（１、１）、（０、１）、（−１、１）、（−１、０）、（−１、−１）、（０、−１）、（１、−１）を取るＩ信号及びＱ信号を順次繰り返し複素乗算する。

図１３の制御信号発生器３１７は、前記第１の数値演算器３１５及び第２の数値演算器３１５において√２倍した値の演算タイミングを合わせるために、使用する。例えば、制御信号発生器３１７は、Ａ（ｎ）を第１の数値演算器３１５のｎサンプル時の複素乗算する値、Ｂ（ｎ）を第２の数値演算器３１６のｎサンプル時の複素乗算する値とすると、
Ａ（ｎ）＝（１、０）、Ａ（ｎ＋１）＝（１、−１）、Ａ（ｎ＋２）＝（０、−１）、Ａ（ｎ＋３）＝（−１、−１）、Ａ（ｎ＋４）＝（−１、０）、Ａ（ｎ＋５）＝（−１、１）、Ａ（ｎ＋６）＝（０、１）、Ａ（ｎ＋７）＝（１、１）となり、一方、Ｂ（ｎ）＝（１、０）、Ｂ（ｎ＋１）＝（１、１）、Ｂ（ｎ＋２）＝（０、１）、Ｂ（ｎ＋３）＝（−１、１）、Ｂ（ｎ＋４）＝（−１、０）、Ｂ（ｎ＋５）＝（−１、−１）、Ｂ（ｎ＋６）＝（０、−１）、Ｂ（ｎ＋７）＝（１、−１）となる。

前記数値と複素ベースバンド信号との複素乗算は、複素乗算を使用せず、セレクタ、符号反転、加算器等で実現できる。

√２倍した値は２乗すると、２となる。すなわち、周波数変換部３５で√２倍した信号を２乗処理の後に１／２倍することにより、もとの信号となる。このことから、図１２に示すように、非線形処理部４０’においては、２乗処理後に信号をビットシフト器３６で１／２倍し、ビットシフト器３６の出力と加算器３３の出力とを制御信号発生器３１７のタイミングに基づいて、√２倍信号のタイミングでは、ビットシフト器３６の出力信号を選択し、それ以外の信号のタイミングでは加算器３３の出力を選択することにより、図２に示したタイミング抽出部２０と同じ出力を得ることができる。

以上のように、本実施の形態によれば、２乗演算後に１／２倍した信号と、通常値の出力信号とを、制御信号に基づいて選択する構成をとることにより、複素乗算器が行う演算が加算器３３、ビットシフト器３６及びセレクタ３７だけで実現できるので、回路規模を小さくすることができる。

その他の具体的な効果は第１の実施の形態と同様である。尚、第１の実施の形態と同様に、周波数変換部３５の入力である複素ベースバンド信号の±ｆｓ／２の周波数成分を周波数成分的に干渉が起こらないように、±ｆｓ／４の逆の周波数配置に周波数変換しても、同様の効果が得られることは言うまでもない。

（第５の実施の形態）
次に、本発明の第５の実施の形態について図１４及び図１５を参照して説明する。

本実施の形態の全体構成は図１に示したものと同様であるが、図２のタイミング抽出部２０の構成が異なる。図１４は本実施の形態のタイミング抽出部２０の構成を示すものである。

図１４において、タイミング抽出部２０は、先に示した第１の実施の形態の図２と入力信号としては同じであるが、周波数変換部３０の代わりに周波数変換部３８を使用することと、図１２のＢＰＦ３４の代わりに、通過中心周波数が±ｆｓ／４の周波数特性であるＢＰＦ３９とを使用する点が異なる。尚、図１４において、図２と同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。

図１５は、前記周波数変換部３８の構成を示すものである。この周波数変換部３８は、図１１に示した周波数変換部３０の−ｆｓ／４シフト部３１０の代わりに、−ｆｓ／８シフト部３１８を使用すると共に、＋ｆｓ／４シフト部３１１の代わりに＋ｆｓ／８１シフト部３１９を使用する点で異なる。図１５において、図１１と同一部分には、同一符号を付して示し、ここでは異なる部分について説明する。

図１５において、−ｆｓ／８シフト部３１８は、０周波数位置にあるシンボルの変化に伴って発生する周波数成分を−ｆｓ／８の周波数位置にシフトする。一方、＋ｆｓ／８シフト部３１９は、０周波数位置にあるシンボルの変化に伴って発生する周波数成分をｆｓ／８の周波数位置にシフトする。

複素加算器３０５は、前記−ｆｓ／８シフト部３１８と前記＋ｆｓ／８シフト部３１９との両出力を複素加算し、±ｆｓ／８の周波数成分が干渉を起こすことなく後段の非線形処理により±ｆｓ／４の折り返し歪み成分となる±７ｆｓ／８をヌル周波数成分とする複素ベースバンド信号を出力する。

更に、図１４において、２個の乗算器３１、３２は、前記周波数変換部３８の複素加算器３０５から供給されるＩ信号及びＱ信号からなる複素ベースバンド信号の前記Ｉ信号及びＱ信号を共に各々２乗し、加算器３３は前記各２乗後の信号を加算して、非線形処理を行う。この非線形処理により、入力信号の±ｆｓ／８の周波数成分は、０周波数と、±ｆｓ／４の周波数位置とに周波数変換される。ＢＰＦ３９は、この±ｆｓ／４の周波数成分を抽出し、タイミング信号として出力する。

図１６は、タイミング信号とサンプル間隔との関係を表した波形を示す。前記第１〜第４の実施の形態では、図８において１周期の正弦波に対し４サンプルで表現していたが、図１６に示すように、１周期の正弦波に対して８点のサンプリング点で表現される。従って、例えば、図中黒丸印の信号を間引いた１サンプルデータ間引き信号をタイミング信号として出力することにより、後段のタイミング誤差検出器２２及びループフィルタ２２はこの間引かれたタイミング信号を使用して動作すれば良く、時間単位の演算量を削減することが可能となる。

以上のように、本実施の形態によれば、ＢＰＦ３９の出力データを間引くことが可能となり、後段のタイミング誤差検出器２２及びループフィルタ２３の単位時間当りの演算量を削減することができる。その他の具体的な効果は第１の実施の形態と同様である。

尚、第１の実施の形態と同様に、周波数変換部３８の入力である複素ベースバンド信号の±ｆｓ／２の周波数成分を周波数成分的に干渉が起こらないように±ｆｓ／８の逆の周波数配置に周波数変換しても、同様の効果が得られることは言うまでもない。

また、本実施の形態では、タイミング抽出部２０に入力される複素ベースバンド信号の±ｆｓ／２の周波数を±ｆｓ／８に周波数変換し、非線形抽出処理後に±ｆｓ／４の周波数成分を抽出する例を示したが、本発明はこれに限定されず、±ｆｓ／２Ｍ（Ｍは３以上の整数）に周波数変換し、非線形処理後に、±ｆｓ／Ｍの周波数を抽出することによっても、第１の実施の形態と同様の効果が得られることは言うまでもないし、更には、このように整数値Ｍを用いることは必須ではなく、要は、複素ベースバンド信号に含まれる±ｆｓ／２の周波数を成分を、周波数位置ｆｍ（０＜｜ｆｍ｜＜ｆｓ／２）に周波数変換して、この±ｆｓ／２の周波数成分が他の周波数成分と干渉を起こすことがないようにすれば良い。

加えて、±ｆｓ／（２²×Ｌ）に周波数変換し、非線形処理後、±ｆｓ／（２×Ｌ）（Ｌは３以上の整数）を抽出し、Ｌ回に１回データをタイミング誤差検出器２２へ出力することにより、後段のタイミング誤差検出器２２及びループフィルタ２３の演算量を更に削減することができる。

（第６の実施の形態）
続いて、本発明の第６の実施の形態について図１８を参照して説明する。

図１８は、本発明のタイミング抽出装置を含む復調装置の他の構成例を示す。同図の復調装置は、図１の復調装置とは異なり、図１のレート変換部１０９の代わりに、ＤＡ変換器１１５及び電圧制御クロック発振器１１６を用いて、ＡＤ変換器１０７、１０８とタイミング制御部１１０とＤＡ変換器１１５と電圧制御クロック発振器１１６からなるフィードバックループを形成することにより、タイミング制御を行うようにした構成を持つ。

図１８の復調装置について、図１と異なる部分について簡単に説明すると、ＡＤ変換器１０７、１０８は、電圧制御クロック発振器１１６から供給されるシンボルレートｆｓの２倍のクロックでサンプリングし、複素ベースバンド信号をアナログ値からデジタル値に変換する。

タイミング制御部１１０は、前記複素ベースバンド信号を入力し、タイミング抽出部２０においてタイミングを抽出し、タイミング誤差検出器２１においてＡＤ変換器１０７、１０８で生じたサンプルタイミングの誤差を検出し、ループフィルタ２２においてタイミングの誤差を平滑化し、タイミング制御信号として出力する。ＤＡ変換器１１５は、前記ループフィルタ２２からのタイミング制御信号をデジタル信号からアナログ信号に変換する。電圧制御クロック発振器１１６は、電圧値によりクロック発振周波数の制御が可能な構成を有し、前記ＤＡ変換器１１５からのタイミング制御信号を電圧値として入力し、このタイミング制御信号が安定する周波数のクロックをＡＤ変換器１０７、１０８に供給する。

以上により、所望のサンプルタイミングで動作することが可能になり、安定した復調動作を実現することができる。

以上説明したように、本発明のタイミング抽出装置及び方法によれば、デジタル変調信号からシンボルの判定タイミング成分を抽出するに際し、サンプリング周波数をシンボルレートｆｓの２倍のサンプリング周波数としながら、折り返し歪み成分と干渉を起こすことなく、キャリア周波数のオフセットの影響を受けずに安定にタイミング成分の抽出が可能であるので、デジタル衛星ＴＶ放送やデジタルケーブルＴＶ放送等で用いるデジタル変調方式の復調等の用途に適用して有用である。

本発明の第１の実施の形態とするタイミング抽出方法を採用した復調装置の構成を示すブロック図である。 第１の実施の形態に用いられるタイミング抽出部の具体的な構成例を示すブロック図である。 第１の実施の形態に用いられる周波数変換部の動作原理を説明するための周波数特性図を示し、同図（ａ）はレート変換後の複素ベースバンド信号のスペクトルを示す図、同図（ｂ）は±ｆｓ/２周波数成分を±ｆｓ/４周波数位置に周波数変換した図、同図（ｃ）は±ｆｓ/４周波数成分が直流成分と±ｆｓ/２周波数成分とに変換された様子を示す図である。 第１の実施の形態に用いられる周波数変換部の具体的な構成例を示すブロック図である。 第１の実施の形態に用いられる周波数変換部の動作を説明するための周波数特性図を示し、同図（ａ）は複素ベースバンド信号の−ｆｓ/２周波数成分を−ｆｓ/４周波数位置に周波数変換した図、同図（ｂ）は＋ｆｓ/２周波数成分を−ｆｓ/４周波数位置に周波数変換した図、同図（ｃ）は第１の複素フィルタの周波数特性を示す図、同図（ｄ）は第２の複素フィルタの周波数特性を示す図である。 第１の実施の形態に用いられる±ｆｓ／４シフト部の具体的な構成例を示すブロック図である。 第１の実施の形態に用いられる複素フィルタの具体的な構成例を示すブロック図である。 タイミング信号とサンプル点の関係を表した波形図を示し、同図（ａ）はサンプリングタイミングが遅い場合を示す図、同図（ｂ）はサンプリングタイミングが早い場合を示す図である。 第２の実施の形態に用いられる周波数変換部の具体的な構成例を示すブロック図である。 第２の実施の形態に用いられる周波数変換部の動作を説明するための周波数特性図を示し、同図（ａ）は複素ベースバンド信号の−ｆｓ/２周波数成分を０周波数位置に周波数変換した図、同図（ｂ）は＋ｆｓ/２周波数成分を０周波数位置に周波数変換した図、同図（ｃ）はＬＰＦの周波数特性を示す図、同図（ｄ）はＬＰＦの他の周波数特性を示す図である。 第３の実施の形態に用いられる周波数変換部の具体的な構成例を示すブロック図である。 第４の実施の形態に用いられるタイミング抽出部の具体的な構成例を示すブロック図である。 第４の実施の形態に用いられる周波数変換部の具体的な構成例を示すブロック図である。 第５の実施の形態に用いられるタイミング抽出部の具体的な構成例を示すブロック図である。 第５の実施の形態に用いられる周波数変換部の具体的な構成例を示すブロック図である。 第５の実施の形態に用いられるタイミング抽出部のタイミング出力信号とサンプル点の関係を表した波形図である。 タイミング誤差検出器の具体的な誤差関数例を示す入出力特性図である。 第６の実施の形態に用いられる電圧制御発振器を用いた復調装置の全体構成を示す図である。

符号の説明

２０ タイミング抽出部（タイミング抽出装置）
２１ タイミング誤差検出器
２２ ループフィルタ
３０、３５、３８ 周波数変換部（周波数変換手段）
３１、３２ 乗算器（乗算手段）
３３ 加算器（加算手段）
３４、３９ ＢＰＦ（周波数抽出手段）
３６ ビットシフト器（ビットシフト手段）
３７ セレクタ（選択手段）
４０、４０’ 非線形処理手段
１０１ アンテナ
１０３ 準同期検波器（準同期検波手段）
１０７、１０８ ＡＤ変換器（ＡＤ変換手段）
１０９ レート変換器
３０１ ＋ｆｓ／４シフト部
３０２ −ｆｓ／４シフト部
３０３、３０４ フィルタリング手段
３０５ 複素加算器
３０６ ＋ｆｓ／２シフト部（第１の周波数シフト手段）
３０７ −ｆｓ／２シフト部（第２の周波数シフト手段）
３１０ −ｆｓ／４シフト部（第２の周波数シフト手段）
３１１ ＋ｆｓ／４シフト部（第１の周波数シフト手段）
３１２ ＢＰＦ（バンドパスフィルタリング手段）
３１５、３１６ 数値演算器（数値演算手段）
３１７ 制御信号発生器
３１８ −ｆｓ／８シフト部
３１９ ＋ｆｓ／８シフト部
３０１１ 複素乗算器
３０１２ サイン/コサイン信号発生器

Claims (16)

1. シンボルレートがｆｓであるデジタル変調信号から、そのシンボルの判定タイミング成分を抽出するタイミング抽出装置であって、
   前記デジタル変調信号から得られるＩ信号及びＱ信号から成る複素ベースバンド信号に含まれる前記ｆｓの１／２値の正及び負の周波数成分を、周波数位置ｆｍ（０＜｜ｆｍ｜＜ｆｓ／２）に周波数変換する周波数変換手段と、
   前記周波数変換手段により周波数変換された後のＩ信号及びＱ信号を各々少なくとも２乗する非線形処理手段と、
   前記非線形処理手段の出力信号から、前記周波数位置ｆｍの２倍の周波数成分をタイミング信号として抽出する周波数抽出手段と
   を備えたことを特徴とするタイミング抽出装置。
2. 請求項１記載のタイミング抽出装置において、
   前記周波数位置ｆｍは、
   ｜ｆｍ｜＝ｆｓ／２Ｍ（Ｍは２以上の整数）である
   ことを特徴とするタイミング抽出装置。
3. 請求項２記載のタイミング抽出装置において、
   ＭはＭ＝２であって、
   前記周波数位置ｆｍは、｜ｆｍ｜＝ｆｓ／４である
   ことを特徴とするタイミング抽出装置。
4. 請求項２記載のタイミング抽出装置において、
   ＭはＭ＝４であって、
   前記周波数位置ｆｍは、｜ｆｍ｜＝ｆｓ／８である
   ことを特徴とするタイミング抽出装置。
5. 請求項１又は２記載のタイミング抽出装置において、
   前記周波数変換手段は、
   前記非線形処理手段の出力信号に含まれる前記周波数位置ｆｍの２倍の周波数成分に対して折り返し歪み成分となる周波数成分を、前記複素ベースバンド信号から予め除去するフィルタリング手段を備える
   ことを特徴とするタイミング抽出装置。
6. 請求項１記載のタイミング抽出装置において、
   前記周波数変換手段は、
   前記複素ベースバンド信号を周波数増大方向に周波数シフトする第１の周波数シフト手段と、
   逆に、前記複素ベースバンド信号を周波数減少方向に周波数シフトする第２の周波数シフト手段とを備える
   ことを特徴とするタイミング抽出装置。
7. 請求項１、２又は６記載のタイミング抽出装置において、
   前記周波数変換手段は、
   前記複素ベースバンド信号を前記ｆｓ／２の周波数だけ周波数増大方向及び周波数減少方向に周波数シフトする周波数シフト手段を備える
   ことを特徴とするタイミング抽出装置。
8. 請求項１記載のタイミング抽出装置において、
   前記周波数変換手段は、
   前記複素ベースバンド信号に含まれる前記ｆｓの１／２値の正及び負の周波数成分を抽出するバンドバスフィルタリング手段を備える
   ことを特徴とするタイミング抽出装置。
9. 請求項３記載のタイミング抽出装置において、
   前記周波数変換手段は、
   前記周波数位置ｆｍに周波数変換された前記ｆｓの１／２値の正及び負の周波数成分の値として、２回のサンプリング毎に真値よりも√２倍された値を演算する数値演算手段を有する
   ことを特徴とするタイミング抽出装置。
10. 請求項９記載のタイミング抽出装置において、
    前記非線形処理手段は、
    前記周波数変換手段により周波数変換された後のＩ信号及びＱ信号を各々２乗する２個の乗算手段と、
    前記乗算手段により２乗されたＩ信号及びＱ信号を加算する加算器と、
    前記加算器の出力を１／２倍するビットシフト手段と、
    前記加算器の出力と前記ビットシフト手段の出力との何れか一方を選択する選択手段とを備える
    ことを特徴とするタイミング抽出装置。
11. 請求項１又は２記載のタイミング抽出装置において、
    前記周波数抽出手段は、
    前記周波数位置ｆｍが、｜ｆｍ｜＝ｆｓ／（２^２×Ｌ）（Ｌは１以上の整数）であるとき、Ｌ回に１回の割合で前記タイミング信号を出力する
    ことを特徴とするタイミング抽出装置。
12. 請求項６記載のタイミング抽出装置において、
    前記第１及び第２の周波数シフト手段は、前記周波数位置ｆｍに存在する干渉成分を予め除去するフィルタリング手段を備える
    ことを特徴とするタイミング抽出装置。
13. 請求項６記載のタイミング抽出装置において、
    前記周波数変換手段は、前記第１及び第２の周波数シフト手段の出力を複素加算する
    ことを特徴とするタイミング抽出装置。
14. シンボルレートがｆｓであるデジタル変調信号から、そのシンボルの判定タイミング成分を抽出するタイミング抽出方法であって、
    前記デジタル変調信号から得られるＩ信号及びＱ信号から成る複素ベースバンド信号に含まれる前記ｆｓの１／２値の正及び負の周波数成分を、周波数位置ｆｍ（０＜｜ｆｍ｜＜ｆｓ／２）に周波数変換し、
    前記周波数変換された後のＩ信号及びＱ信号を各々少なくとも２乗し、
    前記２乗されたＩ信号及びＱ信号を加算し、
    その後、前記加算された信号から、前記周波数位置ｆｍの２倍の周波数成分をタイミング信号として抽出する
    ことを特徴とするタイミング抽出方法。
15. 請求項１４記載のタイミング抽出方法において、
    前記周波数位置ｆｍは、
    ｜ｆｍ｜＝ｆｓ／２Ｍ（Ｍは２以上の整数）である
    ことを特徴とするタイミング抽出方法。
16. デジタル変調信号を受信するアンテナと、
    前記アンテナにより受信されたデジタル変調信号を直交検波して、Ｉ信号とＱ信号とから成る複素ベースバンド信号を得る準同期検波手段と、
    前記準同期検波手段により得られた複素ベースバンド信号をアナログ値からデジタル値に変換するＡＤ変換手段と、
    前記請求項１記載のタイミング抽出装置とを備え、
    前記タイミング抽出装置からのタイミング信号に基づいて、前記ＡＤ変換手段により得られるデジタル値の複素ベースバンド信号を、２ｆｓのサンプリング周波数でサンプリングした復調データとする
    ことを特徴とする復調装置。

Images