CN1235344C - 噪音消除方法和装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种噪音消除方法和装置，在其中接收一扩频调制信号，该调制信号在时间轴的信号点处具有数据信号和叠加的噪音分量并在时间轴的零点处具有噪音分量。通过使用一相关滤波器生成接收的调制信号与一扩频码的相关性。在调制信号中相关性成为最大的信号点以外的点处设定零，以便从调制信号中抽取零点处的噪音分量。基于所抽取的噪音分量，通过执行插值预测来预测信号点处的噪音分量。基于预测的噪音分量从调制信号中除去信号点处的噪音分量。

Description

噪音消除方法和装置
技术领域
本发明涉及一种噪音消除方法和装置，用于消除各种传输数据或再现数据中包含的噪音，以便无差错地生成重构数据。
本发明的噪音消除方法和装置可被应用到各种技术领域。如果从广义上将用于从接收的数据信号生成重构数据的装置定义为一个调制解调器的话，则本发明可以应用到输电线载波通信系统的调制解调器、包括ADSL(非对称数字用户线)调制解调器等的xDSL调制解调器和基于标准IEEE 802.11a、IEEE 802.11b等的短距离无线电通信系统的调制解调器。此外，本发明可以应用到使用扫描仪印制和读取数据的条码读取器、存储和再现数据的磁盘或光盘装置、以及那些从广义上也被作为一种调制解调器的装置。
背景技术
下面，将输电线载波通信系统作为高噪音环境下的通信系统的例子进行说明。
图18示出了作为高噪音环境下的通信系统的例子的输电线载波通信系统。
如图18所示，例如，在输电线载波通信系统中，配电站101中设置了接入节点102。从接入节点102沿着带6kV高压输电线设置光纤103，并且将高压输电线与公用输电线杆上的变压器105连接。变压器105用于将6kV高压转换成100V或200V，并通过低压输电线106将电力分配给各户。
在变压器105的位置设置输电线载波调制解调器104，并且调制解调器104对光纤103和低压输电线106之间发送的数据进行调制/解调和中继。
来自低压输电线106的入户线107连接各户的配电盘108。例如，针对各家，电冰箱111、传真机112、空调113和插座110都与配电盘108的内部配电线109连接。调制解调器114通过电力电缆连接到插座110，并通过10 BASE_T的LAN(局域网)电缆连接到个人计算机115。
在上述配置中，通过输电线载波通信进行调制解调器114(连接到个人计算机115)和输电线载波调制解调器104之间的数据传输，并且通过光纤通信进行输电线载波调制解调器104和接入节点102之间的数据传输。该配置使得能够实现个人计算机115的Internet连接和家用电器设备的集中控制。
通常使用的安装是将低压输电线106与进入到30户的入户线107连接，并且等同于输电线载波通信系统的传输线的低压输电线106和内部配电线109通常具有复杂的传输特性。此外，诸如空调113的各种家用电器设备的逆变器控制构成增加，并且内部配电线109内包括的噪音分量将变得很大。
至于输电线载波通信系统的传输带宽，千赫兹(kHz)频带将受到家用电器设备的阻抗或噪音的影响，并且在上述情况中的频带被限制为450kHz或更小。因此，千赫兹频带的传输速率变低。另一方面，用于兆赫兹(MHz)频带的漏电场的允许值很严格，而且部分应用区域被限制。但是，可以使用宽带，并且兆赫兹频带的高速传输是可能的。
一般地，考虑到扩频(SS)通信很少受到噪音分量的影响。图19A、图19B、图19C和图19D示出了扩频通信的概念。
图19A示出了扩频(SS)通信系统的发射机单元和接收机单元的概略图。在发射机单元中，数据调制单元(DATA_MOD)121对诸如话音、图片、数据等信息进行数字调制以作为初级调制。SS调制单元(SS_MOD)122使用来自SS码生成单元(SS_CODE_GEN)123的SS码对信息进行SS调制以作为次级调制。SS调制单元122发送由SS调制获得的数据信号。
在此情况中，由扩频调制获得的数据信号被调制到射频，并将该数据信号从SS调制单元122的天线发射出去。接收机单元的天线接收从发射机单元发送的数据信号。在该接收机单元中，SS解调单元(SS_DEM)124利用来自SS码生成单元(SS_CODE_GEN)126的SS码对接收的数据信号进行反向SS解调。数据解调单元(DATA_DEM)125对来自SS解调单元124的数据信号进行数字解调，从而产生重构数据。
图19B示出了由乘法器127构成的SS调制单元122的配置，图19C示出了图19B的SS调制单元122的操作。
如图19B中所示，在图19C中示出的振幅为±1的数字调制信号(a)和值为±1的SS码(b)都被发送到乘法器127的输入，并且乘法器127执行信号(a)和信号(b)的乘法，并输出图19C所示的振幅为±1的SS调制信号(c)。
图19D在左侧示出了扩展前频率的功率通量密度并在右侧示出了扩展后频率的功率通量密度。如图19D所示，扩展后SS调制信号的功率通量密度分散在较宽范围的频率上。
应用上述扩频通信的输电线载波通信系统的实际规定如下：传输速率为9600bps，使用初级调制DPSK(差分相移键控)和次级调制DS_SS(直接扩展_扩频)的发射机单元，和使用150-350kHz频带、初级和次级解调的带分延迟检测和10mW/10kHz或更小的功率通量密度的接收机单元。针对频率轴的传输功率包络的形状是平坦的。SS码是台面型包络生成码。接收灵敏度为60dBμV或更小。
图20示出了采用上述扩频通信的现有技术调制解调器。
在图20中，标号131是差分编码单元(DIF_COD)，标号132是SS调制单元(SS_MOD)，标号133是SS码生成单元(SS_CODE_GEN)，标号134是数模转换器(DAC)，标号135是带通滤波器(BPF)，标号136是放大器(AMP)，标号137是耦合单元，标号138是带通滤波器(BPF)，标号139是模数转换器(ADC)，标号140-1至140-n是带通滤波器(BPF)，标号141-1至141-n是延迟检测单元(DEL_DET)，标号142是乘法器。此外，在图20中，SD是发送的数据信号，RD是接收的数据信号。CLK是时钟信号，和AC是交流电的内部配电线。
在图20的现有技术调制解调器的发射机单元中，差分编码单元131执行发送的数据信号SD的差分编码。SS调制单元132通过与来自SS码生成单元133的SS码相乘来对数字调制信号执行SS调制。DAC 134将来自SS调制单元132的SS调制信号转换成模拟信号。BPF 135从由DAC 134发送的模拟信号中除去不希望的频率分量。放大器136放大由BPF 135发送的数据信号，并通过耦合单元137将放大的数据信号作为SS调制信号发送到内部配电线AC。耦合单元137包括高频变压器、电容器等。
在图20的现有技术调制解调器的接收机单元中，BPF 138从通过耦合单元137从内部配电线AC接收的数据信号中除去不希望的频率分量。ADC 139将由BPF 138发送的模拟信号转换成数字信号。ADC 139将SS频带划分成“n”个频率范围。BPF 140-1至140-n均具有“n”个频带之一的中心频率作为通带频率。BPF 140-1至140-n均输出SS频带中的“n”个信号分量。
此外，延迟检测单元141-1至141-n对由BPF 140-1至140-n发送的信号执行延迟检测。多路复用器142执行由延迟检测单元141-1至141-n发送的信号分量的多路复用，并输出所接收的数据信号RD和时钟信号CLK。
在扩频通信中，噪音分量散布在传输频带内并被包括在SS调制信号中。通过反向SS解调处理，SS调制信号与SS码的相关值变成零。由于采用与SS码的相关，所以SS通信系统很少受到噪音分量的影响。
但是，当采用输电线载波通信系统时，传输线的特性是不确定并且变化的。其中包括的噪音伴随有由逆变器产生的切换噪音和负载波动效应。可能存在以下情况，即噪音分量的振幅比信号分量的更大。
在该情况中，即使通过使用频率区域对应对接收的SS调制信号进行延迟检测，噪音分量的影响也很大并且难以无差错地产生重构的数据信号。
为了克服上述问题，日本待审专利申请2000-164801披露了一种噪音消除装置，该装置能够通过从接收的SS调制信号中消除噪音来无差错地进行输电线载波通信系统的高速数据传输。
图21示出了由上述文件披露的现有技术噪音消除装置。
如图21所示，发送信号点生成单元(TX_SIG_PNT GENE)151生成与发送的数据信号对应的信号点。例如，假设如(1)数据信号点给出了对I轴和Q轴的4相位调制的信号点的情况。
下面，零点插入单元(Z_PNT INSERT)152将零点插入到发送的数据信号。通过零点插入，所插入的零点出现在如(2)中的数据+零点中的发送数据信号的I轴和Q轴的中心。
传输路径(TRANS PATH)153是上述输电线载波通信系统中的传输线，并且传输路径153示出了上述情况中的噪音频谱。如图21所示，在传输路径153中150kHz或更小的噪音分量是非常大的。因此，由于大振幅噪音分量而使信号点处于未知状态，使得通过传输路径153传送的信号是如(4)中的数据+零点+噪音。
然后，由零点疏化单元(Z_PNT THINNING)155抽取在零点叠加的噪音分量。信号点上的噪音分量由插值预测单元(INT_PRE)156进行预测，并且信号点上的噪音分量被噪音消除单元(NOI_ELI)154除去。
如在(5)数据信号点中，在接收信号点再现单元(RX_SIG_PNT REPR)157可以获得与(1)数据信号点相同的接收信号点。因此，接收信号点再现单元157可以无差错地产生重构的数据信号。
图22A、图22B、图22C和图22D示出了图21中装置的噪音消除操作。
在零点插入单元152中，如在图22A的发送零点插入中，在时间轴上的数据信号S1、S2等的信号点处插入零点。当传输频率为192kHz时，通过零点插入将被插入零点的信号的频率加倍到384kHz。
如在图22B的接收信号中，在数据信号S1、S2等处包含噪音分量N1、N2等，并且在这些数据信号之间的零点处包括噪音分量Na、Nb等。
零点疏化单元155和插值预测单元156进行噪音抽取和插值预测。如在图22C的疏化和插值预测中，零点处的噪音分量Na、Nb等被抽取，并通过使用所抽取的噪音分量Na、Nb等由插值预测处理确定信号点S1、S2等处包含的噪音分量N1、N2等。
因此，如图22D中除去噪音之后的状态中，通过从图22B的接收信号中消除噪音分量N1、N2等可以获得数据信号(S1、S2等)。通过上述插值预测处理来确定噪音分量N1、N2等。
可以通过各种方式执行零点插入。图23A、图23B、图23C、图23D和图23E示出了零点插入的各种方法。
图23A示出了每三个信号点插入一个零点的方法。图23B示出了每两个信号点插入一个零点的方法。图23C示出了每一个信号点插入一个零点的方法。图23D示出了每一个信号点插入两个零点的方法。图23E示出了每一个信号点插入三个零点的方法。
随着插入的零点数量的增加，噪音消除的效果也变大。但是，随着插入的零点数量的增加，传输频率带宽也变大。此外，如果传输频率带宽保持不变的话，传输速率将变低。
图24A示出了采用零点插入的调制解调器的配置。图24B示出了图24A中调制解调器的信号波形的一个例子。
在图24中，SD是发送数据信号；标号241是转换单元(SCR S/P)，包括扰频处理单元(SCR)和串/并转换单元(S/P)；标号242是码转换单元(G/N SUM)，包括格雷码/自然码转换单元(G/N)和码求和处理单元(SUM)；标号243是信号点生成单元(SIG_PNT GENE)，基于通过串/并转换和码转换获得的信号生成信号点；标号244是滚降滤波器(ROF)；标号245是数模转换器(D/A)；标号246是低通滤波器和调制单元(LPFMOD)；标号247是带通滤波器(BPF)；标号248是发送时钟生成单元(TX-CLK)；以及TX线是传输线。
此外，在图24A中，RX线是接收线，标号251是带通滤波器(BPF)，标号252是解调和低通滤波器单元(DEM-LPF)，标号253是模数转换器(A/D)，标号254是滚降滤波器(ROF)，标号256是定时抽取单元(TIM)，标号257是相位同步振荡单元(PLL VCXO)，标号258是接收时钟生成单元(RX-CLK)，标号259是均衡单元(EQL)，标号260是载波自动相位控制单元(CAPC)，标号261是判定单元(DEC)，标号262是码转换单元(DIFN/G)，该单元包括差分处理单元(DIF)和自然码/格雷码转换单元(N/G)，标号263是转换单元(P/S DSCR)，该单元包括并/串转换单元(P/S)和扰频处理单元(DSCR)，以及RD是接收的数据信号。
在图24A中调制解调器的发射机单元中，转换单元241执行发送数据信号SD的扰频处理，并在扰频处理之后将数据信号转换成与调制信号点相对应的并行数据。码转换单元242将格雷码转换成自然码，并对自然码进行求和处理，从而可以在不受解调基准相位影响的情况下进行解调。
信号点生成单元243生成与调制信号点一致的信号点。滚降滤波器244从数据信号中除去高频分量。D/A转换器245将数字信号转换成模拟信号。该模拟信号通过低通滤波器(LPF)，并将所得信号输入到调制单元(MOD)246。调制单元对输入的模拟信号进行调制。带通滤波器247将调制信号的频率限制在传输频带。从带通滤波器247获得的数据信号被发送到传输线TX线。
在图24A的调制解调器的接收机单元中，带通滤波器251从通过接收线RX线接收的数据信号中除去不希望的频率分量。来自BPF251的数据信号被发送到转换单元252。在转换单元252中，解调部分(DEM)对接收的数据信号进行解调，并且低通滤波器(LPF)从解调的信号中除去高频分量。A/D转换器253将模拟信号转换成数字信号。
数字信号通过滚降滤波器254并被发送到均衡单元259。均衡单元259对接收的数据信号的波形进行均衡。载波自动相位控制单元260对接收的数据信号执行相位调整。判定单元261确定接收的数据信号中的数据。码转换单元262针对由发射机单元执行的求和处理进行差分处理，并进行自然码/格雷码变换处理。转换单元263将并行码转换成串行码，并对串行码执行扰频处理，从而产生重构数据作为接收的数据信号RD。
调制单元246包括诸如64QAM调制器的QAM(正交调幅)单元，并且解调单元252包括诸如64QAM解调器的QAM解调单元。在图24A中由虚线表示的调制解调器部分包括发送线TX线和接收线RX线，该部分被构成为具有QAM调制和解调功能的QAM路径。
如图24B所示，信号波形表示：除了信号的峰值点以外，该信号是按发送速率发送的，该发送速率与奈奎斯特间隔相对应，在该奈奎斯特间隔上以固定周期出现零点。图24B中的箭头表示与信号振幅等于峰值振幅的信号点相对应的数据。
在家庭或室内环境中安置了各种电器设备，并且将这些电器设备与100V或200V的低压内部配电线相连接。使用内部配电线作为传输线的家庭网络的建议已经被提出。在所建议的网络中可采用上述输电线载波通信系统。此外，在家庭或室内环境中设置各种传感器，例如用于检测烟尘、温度等的火警检测传感器、煤气泄露检测传感器和侵入检测传感器。已经提议将这些传感器也连接到家庭网络。
此外，通过使用经由无线电电路或电话线连接到某服务中心的家庭网络和低压输电线，可以实现如下描述的各种家庭服务系统。
(a)远程维护服务系统，对家用设备进行远程维护和检修。
(b)移动服务系统，从手提电话等接入并对家用设备进行远程监视和操作。
(c)能源服务系统，对所用电力的数量或收费进行远程监视，以及进行节能操作控制等。
(d)生活辅助服务系统，对遮光百叶窗、通风扇和照明等进行集中控制和操作。
(e)家庭健康服务系统，连接到媒体机构并对年长者进行健康管理和体格状况管理。
(f)安全服务系统，通过发送家庭传感器的检测信息进行防火、防灾、防止犯罪等。
图25示出了在家庭服务系统的情况中各种数据传输方法的问题。
如图25所示，当使用QAM(正交调幅)、SS(扩频)、CDMA(码分多址)、MC(多载波)和OFDM(正交频分复用)方法作为数据传输方式时，高速传输的可能性、多径影响、波形均衡的难易、噪音的影响、低成本生产和低功耗成为必须解决的问题。在这些问题中，解决大振幅噪音的影响非常重要。
如上所述，逆变器控制的使用增加并且家用电器设备作为由逆变器切换控制导致的噪音源。此外，产生电磁波的电器设备，例如电磁感应米锅在不断增加。
因此，当家庭网络配置这样的家用电器设备时，大振幅的噪音将被包括在各种数据中并且包括噪音的数据信号将被发送出去。
在此情况中，尽管可以进行插值预测，而且可以通过由发送侧插入零点以及抽取叠加在零点上的噪音来消除叠加在信号点上的噪音，但是在发送侧插入零点的设备还没有广泛使用的状态下，必须由接收侧进行噪音排除。
但是，现有技术噪音消除方法还没有提供在接收数据信号中包括大振幅噪音时执行的用于噪音消除的数据接收处理。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种能够克服上述问题的改进的噪音消除方法和装置。
本发明的另一个目的是提供一种噪音消除方法，该方法能够进行数据接收处理，该处理通过消除包含在通过扩频通信发送的接收数据信号中的大振幅噪音，无差错地生成重构数据。
本发明的再一个目的是提供一种噪音消除装置，该装置能够进行数据接收处理，该处理通过消除包含在通过扩频通信发送的接收数据信号中的大振幅噪音，无差错地生成重构数据。
根据本发明，提供一种噪音消除装置，该装置接收一发送的扩频调制信号，该调制信号在时间轴的信号点处具有一数据信号和一叠加的噪音分量并在时间轴的零点处具有一噪音分量，该噪音消除装置包括：相关滤波器单元，通过使用一相关滤波器，生成接收的调制信号与一扩频码的相关性；和噪音消除单元，在接收的调制信号中相关性成为最大的信号点以外的点处设定零，以便从接收的调制信号中抽取零点处的噪音分量，其中该噪音消除单元基于所抽取的噪音分量，通过执行插值预测来预测信号点上的噪音分量，并且该噪音消除单元基于预测的噪音分量，从接收的调制信号中除去信号点处的噪音分量。
根据本发明，提供一种噪音消除方法，该方法包括以下步骤：接收一发送的扩频调制信号，该调制信号在时间轴的信号点处具有一数据信号和一叠加的噪音分量并在时间轴的零点处具有一噪音分量；通过使用一相关滤波器生成接收的调制信号与一扩频码的相关性；在接收的调制信号中相关性成为最大的信号点以外的点处设定零，以便从接收的调制信号中抽取零点处的噪音分量；基于抽取的噪音分量，通过执行插值预测来预测信号点处的噪音分量；以及基于预测的噪音分量从接收的调制信号中除去信号点处的噪音分量。
根据本发明，提供一种噪音消除方法，该方法包括以下步骤：接收一发送的扩频调制信号，该调制信号在时间轴的信号点处具有一数据信号和一叠加的噪音分量并在时间轴的零点处具有一噪音分量；通过使用一相关滤波器生成接收的调制信号与一扩频码的相关性；通过使用包括多个定时插值滤波器的定时插值单元，执行相关滤波器的输出的相位均衡；在接收的调制信号中相关性成为最大的信号点以外的点处设定零，以便从接收的调制信号中抽取零点处的噪音分量；基于抽取的噪音分量，通过执行插值预测来预测信号点处的噪音分量；以及基于预测的噪音分量从接收的调制信号中除去信号点处的噪音分量。
根据本发明，提供一种噪音消除方法，该方法包括以下步骤：接收一发送的扩频调制信号，该调制信号在时间轴的信号点处具有一数据信号和一叠加的噪音分量并在时间轴的零点处具有一噪音分量；通过使用包括多个定时插值滤波器的定时插值单元，执行接收的调制信号的相位均衡；通过使用一相关滤波器，生成由定时插值单元输出的调制信号与一扩频码的相关性；在接收的调制信号中相关性成为最大的信号点以外的点处设定零，以便从接收的调制信号中抽取零点处的噪音分量；基于所抽取的噪音分量，通过执行插值预测来预测信号点上的噪音分量；以及基于预测的噪音分量，从接收的调制信号中除去信号点处的噪音分量。
根据本发明的噪音消除方法和装置，相关滤波器单元提供扩频(SS)调制信号与SS码的相关性，并对信号中相关性成为最大的信号点之外的信号点设定零点。抽取零点上的噪音分量，并通过插值预测对信号点上的噪音分量进行预测。通过使用预测的噪音分量，除去信号点上的噪音分量。
与现有技术噪音消除功能不同，即使在发射机部分上不进行零点插入，也能够除去包含在接收的数据信号点中的大振幅噪音。
根据本发明，由定时插值单元执行相位均衡，并且本发明的噪音消除方法和装置能够更容易地执行噪音消除。
本发明的噪音消除方法和装置不仅可以应用到输电线载波通信系统的调制解调器，也可以应用到高噪音环境下的其他通信系统的调制解调器。
此外，根据本发明，由定时插入单元执行相位均衡，并能够更稳定地进行噪音消除和实现误码率下降。
此外，将噪音消除单元设置成通过使用一个简易的带通滤波器使得仅通过噪音分量，以便除去在接收的数据信号中包含的噪音分量。本发明可以通过利用噪音消除装置的简单配置来进行噪音的消除。
附图说明
结合附图，通过下面的详细说明可以更清楚地理解本发明的其他目的、特征和优点。
图1是输电线载波通信系统的调制解调器的方框图，在该系统中加入了本发明的第一优选实施例中的噪音消除装置；
图2A和图2B是图1的调制解调器中解调和滚降滤波器单元的一个示例方框图；
图3是图1的调制解调器中TIM抽取单元的操作解释图；
图4是图1的调制解调器中相位同步和压控振荡器单元的方框图；
图5是图1的调制解调器中相关滤波器单元的方框图；
图6是图5的相关滤波器单元的相关结果的一个示例图；
图7是图1的调制解调器中帧抽取单元的方框图；
图8是输电线载波通信系统的调制解调器的方框图，在该系统中加入了本发明的第二优选实施例中的噪音消除装置；
图9是输电线载波通信系统的调制解调器的方框图，在该系统中加入了本发明的第三优选实施例中的噪音消除装置；
图10是图8或图9的调制解调器中定时插值单元的方框图；
图11是图8或图9的调制解调器中噪音消除单元的方框图；
图12是图11的噪音消除单元中插值预测单元的方框图；
图13是图11中噪音消除单元的变型的方框图；
图14是本发明的噪音消除单元的操作解释图；
图15A和图15B是时钟再生单元和延迟检测单元的方框图；
图16A、图16B、图16C和图16D是疏化处理的解释图；
图17A和图17B是插值处理的解释图；
图18是输电线载波通信系统图；
图19A、图19B、图19C和图19D是扩频通信的概念解释图；
图20是现有技术调制解调器的方框图；
图21是现有技术噪音消除装置的解释图；
图22A、图22B、图22C和图22D是图21中装置的噪音消除操作的解释图；
图23A、图23B、图23C、图23D和图23E是零点插入的各种方法的解释图；
图24A和图24B示出了采用零点插入法的调制解调器的结构和信号波形；
图25是解释各种数据发送方法的问题的图。
具体实施方式
参考附图，对本发明的优选实施例进行说明。
图1示出了输电线载波通信系统的调制解调器，在该系统中加入了本发明的第一优选实施例中的噪音消除装置。
如图1所示，本实施例的调制解调器包括差分编码单元(DIF_COD)1、SS调制单元(SS_MOD)2、SS码生成单元(SS_CODE_GENE)3、DA转换器(DAC)4、带通滤波器(BPF)5、放大器(AMP)6、耦合单元(COUPLING)7、带通滤波器(BPF)8、AD转换器(ADC)9、解调和滚降滤波器单元(DEM&ROF)10、相关滤波器单元(COR_FIL)11、相位同步和压控振荡器(PLL/VCXO)12、定时抽取单元(TIM_EXT)13、噪音消除单元(NOI_ELI)14、帧抽取单元(FRM_EXT)15、延迟检测单元(DEL_DET)16和时钟信号生成单元(CLK_GEN)17。此外，在图1中，RD是发送数据信号，CLK是时钟信号，RD是接收的数据信号，以及AC是内部配电线。
差分编码单元1执行发送数据信号SD的差分编码。SS调制单元2对来自差分编码单元1的信号和来自SS码生成单元3的SS码进行相乘，以便执行SS调制。DA转换器4将SS调制信号转换成模拟信号。
带通滤波器5从来自DA转换器4的模拟信号中除去不希望的频率分量。放大器6将来自带通滤波器5的模拟信号放大到一预定电平。
耦合单元7包括高频变压器等，并从放大器6接收放大信号，并将该信号发作为SS调制信号送到内部配电线AC。
各种正交系序列，例如M序列、歌德序列(gold sequence)、小波序列和哈达玛序列(Hadamard sequence)都可以用做由SS码生成单元3生成的SS码。
在本发明实施例的发射机部分中，并没有象图21所示的现有技术噪音消除功能那样将零插入到发送数据信号。
在图1的接收机部分中，通过耦合单元7将通过内部配电线AC接收的调制数据输入到带通滤波器8。
带通滤波器8从接收的数据信号中除去不希望的频率分量。AD转换器9将接收的SS调制信号转换成数字信号。
解调和滚降滤波器单元10在基带信号处执行通带区的信号的解调处理，并执行滚降滤波器处理。
将解调和滚降滤波器单元10的输出输入到相关滤波器单元11和定时抽取单元13。
相关滤波器单元11是一个使用与输电线载波通信系统的调制解调器的发射机部分的SS码相同的SS码执行相关操作的滤波器装置。
相关滤波器单元11在相关性一致时输出1或-1，并在相关性不同时输出0(或1/n，其中n为SS调制序列码的数量)。
定时抽取单元13已抽取的定时信号被输入到帧抽取单元15以及相位同步和压控振荡器12。
由相位同步获得的压控振荡器的输出被发送到解调和滚降滤波器单元10和AD转换器9，并且使用该信号作为用于元件9和10的抽取定时信号。
帧抽取单元15基于相关滤波器单元11的输出信号和TIM抽取单元13的定时信号抽取SS调制的信号点(中心)。也就是说，帧抽取单元15的输出信号在信号点(中心)变成1，而在其他点变成0的序列。
噪音消除单元14根据时间轴上信号点以外的波形对信号点上的噪音分量进行插值预测，并通过减法处理除去信号点上的噪音分量。
延迟检测单元16执行延迟检测、补偿相位偏移，并再现数据。延迟检测单元16输出接收的数据信号RD。
CLK再生单元17根据定时抽取单元13已抽取的高速定时信号和帧抽取单元15已抽取的低速定时信号，再生时钟信号CLK。
也就是说，CLK再生单元17基于同步信号，对定时抽取单元13已抽取的定时信号的相位进行同步，该同步信号表示来自帧抽取单元15的SS调制的信号点。CLK再生单元17输出时钟信号CLK。
图2A和图2B示出了图1的调制解调器中解调和滚降滤波器单元(DEM&ROF)10的例子。
图1中的AD转换器(ADC)9将接收的SS调制信号转换成数字信号。将来自ADC 9的数字信号提供给解调和滚降滤波器单元10。
图2A示出了包括解调器(DEM)21、滚降滤波器(ROF)22和载波生成电路(CRR)23的解调和滚降滤波器单元10。图2B示出了包括解调和滚降滤波器单元(DEM&ROF)24和系数生成单元25的解调和滚降滤波器单元10。
在图2A的构成中，当采用输电线载波通信系统时，载波生成电路23设定使用频带为10-450kHz，和主载频为230kHz(＝(10+450)/2)。
载波生成电路23产生正交载波信号，表示为(cosα)分量和(_sinα)分量。载波生成电路23将该载波信号提供给解调器21。
载波生成电路23可以采用不同的结构。例如，该结构也可以是使用ROM通过根据载频的时钟信号进行读取作为载波信号。
在图2A的构成中，解调器21通过使用来自载波生成电路23的载波信号，将从AD转换器9接收的数字信号转换成基带信号。从解调器21输出的基带信号是矢量信号。
滚降滤波器22除去10-450kHz频带以外所不希望的频率分量。此外，当将使用频带设定为150-350kHz时，将载频设定为大约250kHz，而将滚降滤波器22的通带设定为150-350kHz的频率范围。
在图2B的构成中，系数生成单元25根据来自图1所示定时抽取单元13的定时信号，对解调和滚降滤波器单元24的系数的定时相位进行控制。
解调和滚降滤波器单元24输出解调信号，在该解调信号中根据来自系数生成单元25的系数除去了不希望的频率分量。
在例如日本公布申请1-49225中揭露了上述合并了解调器和滚降过滤器的构成。此外，在例如日本公布申请2-49065中揭露了定时信号的发送。可以使用这种技术以实现本实施例的噪音消除装置。
图3是图1的调制解调器中定时抽取单元13的操作解释图。
定时抽取单元13包括定时相位矢量单元(TIM PHASE VECTOR)28、功率计算单元(PWR)26和带通滤波器(BPF)27。定时抽取单元13抽取SS调制速率的定时信号。来自解调和滚降滤波器单元(DEM&ROF)10(图1)的信号是矢量信号，并且功率计算单元26可以通过计算该矢量信号的平方和来获得由图3中虚线箭头示出的频谱。定时抽取单元13通过利用滤波器抽取线形频谱来生成定时信号。
带通滤波器27接收功率计算单元26的输出，具有SS调制速率元素(modulation rate element)的中心频率，并抽取上述线形频谱。定时相位矢量单元28根据带通滤波器27的输出而输出矢量定时信号。
例如，生成的定时信号与输入的定时信号和延迟一个抽样的定时信号具有90度的相位差。关于定时抽取单元13，例如，日本申请2721454揭露了定时抽取装置，并且可以使用这样的已知技术。
图4示出了图1的调制解调器中的相位同步和压控振荡器单元(PLL/VCXO)12。
如图4所示，相位同步和压控振荡器单元12包括相角转换单元(PHASE_CONV)31、次级相位同步电路(SECOND_PLL)32、DA转换器(D/A)33、使用晶体振荡器的压控晶体振荡器(VCXO)34和积分电路35。
相角转换单元31将来自定时抽取单元13的定时矢量信号转换成由相角固定的标量信号。该标量信号被输入到次级PLL 32和积分电路35。
次级PLL 32等同于次级积分电路，该次级PLL 32对来自相角转换单元31的标量信号进行积分，并输出相位误差信号。
DA转换器33将来自次级PLL 32的相位误差信号转换成模拟信号。通过加入到压控晶体振荡器34来控制输出相位。从DA转换器33输出的模拟信号被设定为施加到振荡器34的控制电压。
压控晶体振荡器34的输出信号作为抽样定时信号被发送到AD转换器9(图1)。
此外，积分电路35对来自相角转换单元31的标量信号进行积分，并将积分信号输出到解调和滚降滤波器单元10(图1)。
关于相位同步和压控振荡器12，例如，日本公布的专利申请2-49065、日本待审专利申请62-35717和日本待审专利申请62-108643揭露了一种简易的装置。通过使用这样的已知技术，可以实现定时相位信号的高速传输。
图5示出了图1的调制解调器中相关滤波器单元(COR_FIL)11。
如图5所示，相关滤波器单元11包括相关滤波器36和系数生成单元37。可以将系数生成单元37认为是生成相关滤波器36的操作所需系数的结构。例如，由一个ROM(只读存储器)构成系数生成单元37，读出该ROM以便将正交系序列系数1或者-1输出到相关滤波器36。相关滤波器36通过采用解调信号对来自系数生成单元37的SS码(正交系序列的系数)在时间轴上的相关性，生成相关性输出。在该相关性输出中，时间轴上的信号点(中心)被设定为1或-1，而其他点被设定为0(或1/n，其中n为SS调制序列码的数量)。
图6示出了图5中相关滤波器单元11的相关性结果的一个示例。
如图6所示，给出了将信号1或-1输入到相关滤波器36时的相关性结果。在图6的例子中，使用了具有15个码片的正交系PN(伪噪音)序列码型“111101011001000”。此外，在图6的例子中，使用“1”用于1，使用“0”用于-1。
此外，在图6的例子中，示出了从第0个至第14个相关性中每一个的累加结果∑。由于对于所有的15个码片，只有第0个相关性的结果变成“1”，所以将第0个相关性的累加结果∑设定为15。将其他相关性的累加结果∑设定为-1。
图7示出了图1的调制解调器中帧抽取单元(FRM_EXT)15。
如图7所示，帧抽取单元15包括功率计算单元(PWR)41和差分计算单元(DIF_COMP)42、判定单元(DEC)43和阈值计算单元(THR_COMP)44构成。
在相关性变成最大时的信号点(中心)处，上述相关滤波器单元11的输出信号变成1，而在其他信号点处变成0的信号序列。该输出信号等于矢量信号。功率计算单元41通过计算这种矢量信号的平方和来计算功率。传输线中的大振幅噪音被包含在表示所确定功率的信号中。
差分计算单元42计算时间轴上的功率值的差分。换句话说，由计算单元42计算时间轴上各抽样间的功率差分值。因此，除去了噪音分量。将由计算处理获得的、等于上述中心(信号点)的值的差分作为一个正/负值输出。阈值计算单元44为一个帧(在15个码片的PN码型的情况中，一个帧等于15个抽样)的积分值计算时序信号的差分值，并输出用于加入到判定单元43的阈值。判定单元43对计算单元42的输出和来自阈值计算单元44的阈值进行比较，并输出超过作为中心位置信号的阈值的信号。
对于阈值计算单元44，还可以依照两个或更多个帧中积分值的帧之间的平均值的时间序列信号值来计算阈值。通过这样的构成，可以提供具有高水平抗噪音性的噪音消除装置。
图8示出了输电线载波通信系统的调制解调器，在该系统中加入了本发明的第二优选实施例中的噪音消除装置。
在图8中，使用相同的标号表示与图1中的对应元件基本上相同的元件，并省略了相关说明。
在图8的实施例中，包括相关滤波器单元(COR_FIL)11和定时插值单元(TIP)18的构成被用做执行相关性输出的相位均衡的装置，或被用做获得相位均衡之后的相关性的装置。
定时插值单元18包括多个划分和处理内部频率的定时插值滤波器。定时插值单元18输入来自相关滤波器单元11的相关性输出，在帧抽取单元15之间发送定时信号，并执行相位均衡。由相位均衡获得的相关性输出被输出到噪音消除单元14。通过这种构成，噪音消除单元14中的噪音消除处理变得简单。
图9示出了输电线载波通信系统的模型，在该系统中加入了本发明的第三优选实施例中的噪音消除装置。
在图9中，使用相同的标号表示与图8中的对应元件基本上相同的元件，并省略了相关说明。
在图8的上述实施例中，构成如下：将进行了SS调制的信号输入到相关滤波器11中，将相关性输出输入到定时插值单元18中并执行相位均衡。
在图9的实施例中，在把执行了SS调制的信号输入到定时插值单元18并执行信号的相位均衡之后，将信号输入到相关滤波器单元11，并搜索SS码和相关性以及将相关性输出输入到噪音消除单元14。
在本实施例中，根据相关滤波器单元11的输出，和来自定时抽取单元13的定时信号，帧抽取单元15抽取SS调制的信号点(中心)并将定时信号发送到定时插值单元18中。
图10示出了图8或图9的调制解调器中的定时插值单元18。
如图10所示，定时插值单元18包括多个插值单元50-1、50-2等，和多路复用单元56。每个插值单元包括定时插值滤波器(TIP1、TIP2...)51、积分电路52、相位误差抽取单元53、带通滤波器(BPF)54和功率计算单元(PWR)55。由于定时插值单元18配置两个或更多个处理插值单元的定时插值滤波器51，因此使得在频带内的每个时间均衡成为可能。
在图8的构成中，由于输入来自相关滤波器单元11的信号并且将其恢复信号输入到图9的结构中，所以信号被并行输入到插值单元50-1、50-2...和定时插值滤波器51中。
根据该定时插值滤波器51的输出，功率计算单元55将示出所计算的功率值的信号和计算的功率通过带通滤波器54发送到相位误差抽取单元53。
带通滤波器54从发送速率为9600bps的SS通信中抽取9600Hz信号。
相位误差抽取单元53将来自帧抽取单元15的帧定相信号与基准信号REF进行比较，并将比较结果的相位误差信号发送到积分电路52。
积分电路52将控制信号发送到定时插值滤波器51，并控制定时插值滤波器51以便对该相位误差信号进行积分并且使相位误差为零。因此，在包括插值单元50-1、50-2等的定时插值单元18中，执行相应的相位均衡并且由各相位均衡结果进行多路复用的信号被多路复用单元56输出。
在图8的结构中，多路复用单元56的输出被发送到噪音消除单元14。在图9的结构中，多路复用单元56的输出被发送到相关滤波器单元11。
图11示出了图1、图8或图9中调制解调器中的噪音消除单元14。
如图11所示，噪音消除单元14包括频移单元71、疏化单元72、插值预测单元73、频率反向偏移单元74、延迟电路75、加法单元76和延迟电路77。
在延迟电路75和77中，“T”表示抽样周期。延迟电路75和77包括多个串行连接以补偿处理延时(例如插值预测)的延迟元件T/m(例如，m＝4)。
频移单元71执行输入信号A(＝x+jy)和信号B(＝fo＝cosωt+jsinωt)的相乘。频移单元71的相乘输出信号C表示成公式C＝(xcosωt-ysinωt)+j(xsinωt+ycosωt)。
疏化单元72控制基于零点信号(帧抽取单元15的帧信号)的切换。疏化单元72在信号分量的定时处将零点插入到信号C，并在噪音分量的定时处使信号C通过而不进行零点插入。
信号C在由相关滤波器产生的相关性变成最大的信号点以外处成为零点，对信号点执行零插入，并使零点处的噪音分量通过。
上述零点等同于图22A中针对发送数据信号事先说明的零点。插入零的信号点等同于图22A中的信号点S1、S2等。由于相关值成为最大的信号点以外的信号C的定时是噪音分量的定时，所以疏化单元72将包含插入了零的信号点和叠加了噪音分量的零点的信号D输出到插值预测单元73。
插值预测单元73根据指示噪音分量的信号D，通过插值预测处理预测信号点处(插入零处)的噪音分量。插值预测单元73将信号E输出到频率反向偏移单元74。
频率反向偏移单元74对来自延迟电路77的信号F(图11中“*”表示复共轭信号)与来自插值预测单元73的信号E进行相乘。在此情况中，频移单元71执行信号B和接收的输入信号A的乘法以便进行频率前移，并且频率反向偏移单元74通过对信号B的复共轭信号F与插值预测单元73的输出信号E进行相乘来执行频率反向偏移。
加法单元76用于从信号H中减去信号G，信号H是由延迟电路75输出的延迟输入信号A，信号G表示由插值预测所预测的并通过频率反向偏移所获得的噪音分量。因此，加法单元76在噪音消除之后输出信号K。
图12示出了图11的噪音消除单元中的插值预测单元73。图12中的插值预测单元73等同于图1、图8和图9中相关滤波器单元11的结构。
图12的插值预测单元73包括延迟元件(T/m)82、乘法器83和加法器(∑)84。C1、C2、C3...Ck是组成插值预测单元73的情况中的滤波器系数。另一方面，C1、C2、C3...Ck是组成相关滤波器单元11的情况中的SS码。
图12的插值预测单元73被设置成横向型滤波器的形式。在单元73的输入处接收疏化单元72(图11)的输出信号D，并且通过插值预测处理输出指示噪音分量的信号E。插值预测滤波器由延迟元件82、乘法器83和加法器84构成，并通过使用在零插入定时(信号点)之前和之后所接收的输出信号D(表示叠加在零点处的噪音分量)执行插值预测处理。
图13示出了图11中的噪音消除单元14的变型。
如图13所示，该实施例中的噪音消除单元14被设置成带通滤波器的形式。噪音消除单元14包括延迟电路85、在等同于图11中的频移单元71的位置设置的通过电路86、疏化单元87、插值预测单元88和加法器89。
在延迟电路85和疏化单元87接收相关滤波器单元11的输出信号A。疏化单元87与图11中的疏化单元72相同。在疏化单元87中，在信号分量(表示成来自帧抽取单元的零点信号)的定时处执行零点插入，在噪音分量的定时处将信号A通过到插值预测单元88。
来自疏化单元87的信号B(等同于图11中的信号D)被发送到插值预测单元88。
插值预测单元88被设置成仅抽取进行噪音消除的频率分量的带通滤波器的形式。
插值预测单元88的输出信号C(等同于图11中的信号G)被发送到加法器89。加法器89用于从来自延迟电路85的信号D(等同于图11中的信号H)中减去来自插值预测单元88的信号C。
因此，加法器89能够将信号E(等同于图11中的信号K)输出到延迟检测单元16，在信号E中希望的频率分量的噪音分量来自包含噪音分量的信号D。
图13中的插值预测单元88被设置成与图11所示的相同的横向型滤波器的形式。
图14是发明的噪音消除单元的操作解释图。
在本实施例中，频移和疏化单元(FRE_SHIFT&THIN)91、插值和偏移单元(INT_SHIFT)92和减法单元(SUBTRACT)93等同于图1或图8中噪音消除单元14的结构，或图11中的噪音消除单元。
相关滤波器单元(COR_FIL)90等同于图1或图8中的相关滤波器单元11。接收的信号点再现单元(RSP_REP)94等同于图1或图8中的延迟检测单元16。
频移/疏化单元91具有两种功能，即图11中频移单元71的功能和疏化单元72的功能。插值和偏移单元92具有两种功能，即图11中插值预测单元73的功能和频率反向偏移单元74的功能。减法单元93具有图11中加法单元76的功能。
如在图14中，示出了噪音消除单元各位置(1)-(6)的频谱状况。即，所示为(1)噪音分布，(2)+96kHz偏移，(3)疏化，(4)插值，(5)-96kHz偏移，和(6)噪音消除。
从相关滤波器单元90输入到噪音消除单元的信号具有包括折返分量(fold-back component)的各个频带-192kHz至+192kHz。
如上所述，在输电线载波通信系统中，低频范围中的噪音电平比高频范围内的噪音电平还高，并变成(1)噪音分布中示出的频谱。
假设在噪音分布中，A表示频率范围-192kHz至-96kHz，B表示频率范围-96kHz至0kHz，C表示频率范围0kHz至+96kHz，和D表示频率范围+96kHz至+192kHz，这些频率范围的噪音电平的关系是A＞B＞C＞D。
在频移/疏化单元91中，如在(2)+96kHz偏移中，对于各频率范围A、B、C和D，将信号频率偏移96kHz，并且通过频移将范围D的信号部分转移或折返到区域-192kHz至-96kHz。
通过疏化处理，对由相关滤波器单元90产生的相关性成为最大的信号点执行零插入，因为除此(等同于零点)之外只是噪音分量。如在(3)疏化中所示，通过疏化处理将各频率范围的信号部分进行偏移。
通过插值和偏移单元92的插值处理，如在(4)插值中，在频率范围-96kHz至+96kHz中的信号被抽取。
通过插值和偏移单元92的频率反向偏移(-96kHz)，如(5)-96kHz偏移，各频率范围的信号部分被偏移到频率范围-192kHz至0 kHz。
减法单元93从由(1)噪音分布表示的信号中减去由(5)-96kHz偏移表示的信号。因此，如在(6)噪音消除中所示，仅保留频率范围C和D中的信号部分。也就是说，除去了低频侧的大振幅噪音分量。
噪音消除之后的信号被发送到接收的信号点再现单元94，并可以无差错地产生重构数据。
图21中现有技术噪音消除功能将零点插入到发送数据信号。但是，本发明的噪音消除单元不将零点插入到发送数据信号。尽管对发送数据信号不进行零点插入，仍可以通过执行类似于零点插入的操作，安全地从所接收的包含大振幅噪音的数据信号中除去噪音。
图15A和图15B分别示出了时钟再生单元17和延迟检测单元16。
图15A中的CLK再生单元17包括分频器95，分频器95根据来自定时抽取单元(TIM_EXT)13的高速定时信号和来自帧抽取单元(FRM_EXT)15的低速同步信号执行分频处理。
图15B中的延迟检测单元16包括给出用于一个帧的延迟时间的延迟电路96和乘法器97。图15B中的“*”表示复共轭信号。例如，当采用9600bps调制解调器时，可以将延迟电路96的延迟时间设定为1/9600(s)。
延迟检测单元16从噪音消除单元14接收消除了噪音的信号，并执行延迟检测。通过该延迟检测消除不确定的相位分量，并可以无差错地再现接收的数据。
图16A、图16B、图16C和图16D是疏化处理的解释图。
在图16A-图16D中，左侧的图显示了表示时间轴上的信号振幅的抽样数据，而右侧的图显示了信号的频谱。
图16A示出了信号S(n)的抽样数据和频谱。信号S(n)的z变换式A由公式A＝S(z)＝∑S(n)z-n确定。将频谱设定到频带0-fs/2，其中“fs”表示抽样频率。
图16B示出了信号[(-1)nS(n)]的抽样数据和频谱。信号S(n)的反向信号的z变换式B由公式B＝Z[(-1)n*S(n)]＝S(-z)确定。在此情况中，仅对信号点处的信号分量进行信号反向，并且频谱变成图16A中的频谱的反向。
如果将反向信号和反向前的信号加在一起，就变成图16C示出的信号t(n)的抽样数据和频谱。
相加后的信号的z变换式C由公式C＝Z[t(n)]＝T(z)＝(1/2)*[S(z)+S(-z)]确定。由于t(1)、t(3)、t(5)...＝0，所以z变换式C表示为T(z)＝∑t(2n)*z-2n。
将其中信号点t(n)＝0被疏化的信号D用公式D＝u(n)＝T(z1/2)表示。
最终信号E可以表示成E＝u(z)＝[S(z1/2)+S(-z1/2)]/2。也就是说，图16D示出了信号u(n)的抽样数据和频谱，并将频带设定为图16A所示频谱的频带的一半。
图17A和图17B是插值处理的解释图。
图17A所示信号u(n)的抽样数据和频谱对应于图16D所示信号u(n)的抽样数据和频谱。信号u(n)由疏化处理获得并仅具有噪音分量。如果插入零，则变成图17B所示信号t(n)的抽样数据和频谱。
该插值信号t(n)的z变换式F由公式F＝T(z)＝∑t(n)z-n表示。
由于t(1)、t(3)、t(5)...＝0，所以z变换式F可以表示成F＝∑t(2n)z-n＝u(n)z-2n。因此，设定T(z)＝U(z2)，并且通过折返频带0-fs/4，频谱将具有频带0-fs/2。
信号T(z)具有与接收的信号S(n)相同的速率，并且该信号仅包含噪音分量。因此，通过由加法器76(图11)执行减法处理和由频率反向偏移单元74(图11)对接收信号执行频移，可以消除噪音分量。
本发明不限定在上述实施例，在不偏离本发明的范围的情况下可以进行变动和修改。例如，本发明不仅可以应用到输电线载波通信系统的调制解调器，也可以应用到其他通信系统的调制解调器。此外，还可以通过使用DSP(数字信号处理器)的计算功能来实现各元件的功能。
此外，本发明基于在此作为参考结合其全部内容的、在2002年5月7日提交的日本优先权申请2002-131123。

Claims (12)

1.一种噪音消除装置，该装置接收一发送的扩频调制信号，该调制信号在时间轴的信号点处具有一数据信号和一叠加的噪音分量并在时间轴的零点处具有一噪音分量，该噪音消除装置包括：
相关滤波器单元，通过使用一相关滤波器，生成接收的调制信号与一扩频码的相关性；和
噪音消除单元，在接收的调制信号中相关性成为最大的信号点以外的点处设定零，以便从接收的调制信号中抽取零点处的噪音分量，其中该噪音消除单元基于所抽取的噪音分量，通过执行插值预测来预测信号点上的噪音分量，并且该噪音消除单元基于预测的噪音分量，从接收的调制信号中除去信号点处的噪音分量。
2.根据权利要求1所述的噪音消除装置，其中该噪音消除单元包括：
频移单元，从相关滤波器接收输入信号，并基于接收的输入信号和一个频移信号执行频移；
疏化单元，在信号点的定时以外的定时处执行将零点插入到频移单元的输出信号；
插值预测单元，从疏化单元的输出信号中输出噪音预测信号；
第一延迟单元，对频移信号进行延迟；
频率反向偏移单元，基于插值预测单元的噪音预测信号和第一延迟单元的输出，执行频率反向偏移；
第二延迟单元，对输入信号进行延迟；以及
减法单元，从第二延迟单元的输出中减去频率反向偏移单元的输出。
3.根据权利要求1所述的噪音消除装置，其中该噪音消除单元包括：
疏化单元，从相关滤波器中接收输入信号并在信号点的定时以外的定时处将零点插入到接收的输入信号；
插值预测单元，从疏化单元的输出信号中输出噪音预测信号；
延迟单元，对输入信号进行延迟；以及
减法单元，从延迟单元的输出中减去噪音预测信号。
4.根据权利要求1所述的噪音消除装置，还包括：
定时插值单元，位于相关滤波器单元和噪音消除单元之间，通过使用多个定时插值滤波器，执行相关滤波器的输出的相位均衡。
5.根据权利要求4所述的噪音消除装置，其中该噪音消除单元包括：
频移单元，从相关滤波器接收输入信号，并基于接收的输入信号和一个频移信号执行频移；
疏化单元，在信号点的定时以外的定时处执行将零点插入到频移单元的输出信号；
插值预测单元，从疏化单元的输出信号中输出噪音预测信号；
第一延迟单元，对频移信号进行延迟；
频率反向偏移单元，基于插值预测单元的噪音预测信号和第一延迟单元的输出，执行频率反向偏移；
第二延迟单元，对输入信号进行延迟；以及
减法单元，从第二延迟单元的输出中减去频率反向偏移单元的输出。
6.根据权利要求4所述的噪音消除装置，其中该噪音消除单元包括：
疏化单元，从相关滤波器中接收输入信号并在信号点的定时以外的定时处将零点插入到接收的输入信号；
插值预测单元，从疏化单元的输出信号中输出噪音预测信号；
延迟单元，对输入信号进行延迟；以及
减法单元，从延迟单元的输出中减去噪音预测信号。
7.根据权利要求1所述的噪音消除装置，还包括：
定时插值单元，位于相关滤波器单元之前，通过使用多个定时插值滤波器，执行接收的调制信号的相位均衡。
8.根据权利要求7所述的噪音消除装置，其中该噪音消除单元包括：
频移单元，从相关滤波器接收输入信号，并基于接收的输入信号和一个频移信号执行频移；
疏化单元，在信号点的定时以外的定时处执行将零点插入到频移单元的输出信号；
插值预测单元，从疏化单元的输出信号中输出噪音预测信号；
第一延迟单元，对频移信号进行延迟；
频率反向偏移单元，基于插值预测单元的噪音预测信号和第一延迟单元的输出，执行频率反向偏移；
第二延迟单元，对输入信号进行延迟；以及
减法单元，从第二延迟单元的输出中减去频率反向偏移单元的输出。
9.根据权利要求7所述的噪音消除装置，其中该噪音消除单元包括：
疏化单元，从相关滤波器中接收输入信号并在信号点的定时以外的定时处将零点插入到接收的输入信号；
插值预测单元，从疏化单元的输出信号中输出噪音预测信号；
延迟单元，对输入信号进行延迟；以及
减法单元，从延迟单元的输出中减去噪音预测信号。
10.一种噪音消除方法，该方法包括以下步骤：
接收一发送的扩频调制信号，该调制信号在时间轴的信号点处具有一数据信号和一叠加的噪音分量并在时间轴的零点处具有一噪音分量；
通过使用一相关滤波器生成接收的调制信号与一扩频码的相关性；
在接收的调制信号中相关性成为最大的信号点以外的点处设定零，以便从接收的调制信号中抽取零点处的噪音分量；
基于抽取的噪音分量，通过执行插值预测来预测信号点处的噪音分量；以及
基于预测的噪音分量从接收的调制信号中除去信号点处的噪音分量。
11.一种噪音消除方法，该方法包括以下步骤：
接收一发送的扩频调制信号，该调制信号在时间轴的信号点处具有一数据信号和一叠加的噪音分量并在时间轴的零点处具有一噪音分量；
通过使用一相关滤波器生成接收的调制信号与一扩频码的相关性；
通过使用包括多个定时插值滤波器的定时插值单元，执行相关滤波器的输出的相位均衡；
在接收的调制信号中相关性成为最大的信号点以外的点处设定零，以便从接收的调制信号中抽取零点处的噪音分量；
基于抽取的噪音分量，通过执行插值预测来预测信号点处的噪音分量；以及
基于预测的噪音分量从接收的调制信号中除去信号点处的噪音分量。
12.一种噪音消除方法，该方法包括以下步骤：
接收一发送的扩频调制信号，该调制信号在时间轴的信号点处具有一数据信号和一叠加的噪音分量并在时间轴的零点处具有一噪音分量；
通过使用包括多个定时插值滤波器的定时插值单元，执行接收的调制信号的相位均衡；
通过使用一相关滤波器，生成由定时插值单元输出的调制信号与一扩频码的相关性；
在接收的调制信号中相关性成为最大的信号点以外的点处设定零，以便从接收的调制信号中抽取零点处的噪音分量；
基于所抽取的噪音分量，通过执行插值预测来预测信号点上的噪音分量；以及
基于预测的噪音分量，从接收的调制信号中除去信号点处的噪音分量。
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