JPH09116461A - スペクトル拡散信号に含まれる雑音の分離推定方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】スペクトル拡散符号と各種雑音とが混在した形
で受信機に入来した場合、これらを分離して雑音の周波
数成分を識別検出することにより、受信復調ＳＮ比を改
善しＳＳ方式の周波数帯域利用効率を高める。 【解決手段】雑音を含有する受信フレ−ム信号ｒ（ｔ）
を希望局の拡散符号系列ｍ（ｔ）と同じ拡散符号系列ｍ
（ｔ）により逆拡散し、該逆拡散出力ｕ（ｔ）から直流
成分を除いた後、前記拡散符号系列ｍ（ｔ）を再び乗積
して再拡散乗積出力を得、該乗積出力のＤＦＴ変換分析
出力であるフレ−ムレ−トのｉ倍からなるＮ個の分析周
波数成分Ｗｉを求め、含有雑音のみをＤＦＴ変換分析す
ることにより得られるｊ番目の雑音周波数成分Ｘｊの集
合を未知数とし、予め求めておいた前記ＸｊとＷｉとの
集合を用いて構成されるＮ元連立一次方程式を解き受信
信号中に含まれる雑音波形成分を検出推定することによ
り、前記受信フレ−ム信号ｒ（ｔ）から推定雑音波形を
除去する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、伝送過程にて混入
する雑音等の妨害成分を推定検出し、これにより受信Ｓ
Ｎ比を向上させることが可能なスペクトル拡散通信方法
及び装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】スペクトル拡散通信は伝送せんとするデ
ータにて拡散符号系列を変調することにより比較的狭い
帯域のスペクトルを呈するデータを、広い周波数帯域に
拡散して伝送するものであって、単位周波数当たりの伝
送電力が小さく、他の通信への妨害を比較的軽微なレベ
ルに限定すると共に伝送過程において混入する環境雑音
に対し、強い耐性を本質的に有するなどの多くの特徴を
呈する優れた通信方式である。図１０は無線通信路を介
してスペクトル拡散通信を行う移動通信システムの一般
的な構成を示すブロック図であって、送信機ＴＸは伝送
せんとするデータｂにより系列発生器１にて発生した拡
散符号系列を乗積変調してベースバンド送信出力ｓ_T を
得る。さらにベースバンド送信出力ｓ_T により発振器２
にて発生した周波数ｆ₀ の搬送波を変調することによっ
て得られる送信信号を、無線通信路を介して受信機ＲＸ
に送出する。尚、拡散符号系列としては前記データｂの
周期長と同じビット周期長の疑似雑音（ＰＮ系列）を用
いるのが一般的であり、以下該ＰＮ系列の中で最も広く
用いられているＭ系列を例に説明を行う。

【０００３】受信機ＲＸはスペクトル拡散変調された信
号を図示を省略したアンテナを介して増幅器３に導き所
要レベルに増幅し、これと局部発振器４のローカル信号
ｆ_L（＝ｆ₀ ）と周波数混合した信号をローパスフィル
タ５を経て取り出すことによりベースバンド帯域の拡散
信号に復調する（コヒーレント復調を仮定する）。この
ベースバンド帯域拡散信号と系列発生器６から発生され
る前記送信機ＴＸにおいて用いた符号と同一のＭ系列符
号とを乗算器７に入力せしめ、ここで相互に相関をと
り、この相関出力を積分器８によりＭ系列の１フレーム
分の期間について積分を行い、検波器９で前記１フレー
ムを同期検波器１０を介して前記系列発生器６の制御端
子に入力せしめ、受信された信号の位相と同期するよう
にＭ系列の発生タイミングを制御する。

【０００４】図１１は伝送過程にある信号のスペクトル
を模擬的に示した図であって、１１はスペクトル拡散変
調信号のスペクトル、１２は混入した環境雑音のスペク
トルである。これを受信機にてＭ系列による復調（逆変
換）を行うと図１２に示す如く広い周波数帯域に拡散さ
れていた前記スペクトル拡散変調信号１１が狭帯域の信
号１３に、前記環境雑音１２が広い周波数帯域に分散さ
れた信号１４となるから、環境雑音による影響を本質的
に限定することが可能な通信方式として注目されてい
る。図１３は従来の直接拡散形スペクトル拡散通信方式
（ＤＳ−ＳＳ）における拡散符号出力ｅ_M と２値情報と
の対応を示す図である。

【０００５】図においてｂは送信すべき２値データ、Ｔ
_D はデータの周期、Ｔ_c はチップ周期、ｓ_T は送信波形
である。図はコード長Ｌ＝７チップを１周期とするＭ系
列を用いた例を示す。“１”に対応してｅ_M を、“０”
に対応してその反転出力（ｅ_M ）^# を送出する。これか
らデータ信号の占有周波数帯域はほぼｆ_D ＝１／Ｔ_Dで
あり、拡散送信出力ｓ_T のそれは、ほぼｆ_c ＝１／Ｔ_c
となり、数１で与えられる。

【０００６】

【数１】

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】したがって、スペクト
ル拡散変調信号は極めて広い周波数帯域を占有するので
ｆ_c 以下の帯域に含まれる雑音電力を１／（２Ｌ）に抑
圧することができ、雑音には強い。しかし、通常Ｌ≫１
でありＬ倍の帯域を使用するにもかかわらず、同時通話
数Ｎ_s はＮ_s ≪Ｌ（Ｌの数分の一程度）となり、同時伝
送容量／Ｈｚは時分割多重方式（ＴＤＭＡ）の（Ｎ_s ／
Ｌ）倍となる。したがって、ＴＤＭＡ方式に比べ、伝送
路の周波数帯域利用効率は、一般に極めて低くなるとい
う欠点がある。このように同時通話数Ｎ_s をＮに比しあ
まり大きく設定し得ない理由は、希望局に割り当てたＭ
系列Ｍ_D と他の移動局に割り当てた種類の異なるＭ系列
Ｍ_U の相互間に存在する相互相関係数を十分小さくなし
得ないからである。なお、一般に有色雑音や、伝搬過程
で多重反射（マルチパス）による遅延波による伝搬雑
音、フェーディングにともなう信号の減衰によるＳＮ比
の低下などに対する抑圧効果も不十分であり、主として
これらの要因がスペクトル拡散通信（ＳＳ）の周波数利
用効率を低下させている。従来のＤＳ−ＳＳにおける雑
音の抑圧効果はプロセス利得Ｇ_P （数２、数３）で与え
られている。

【０００８】

【数２】

【０００９】

【数３】 もし入来雑音の各周波数成分の位相が完全にランダムな
らば受信側復調後の復調雑音電力（図１０の積分器８の
出力）は入力雑音電力（図１０のＬＰＦ５の出力）に対
して、前述のように１／（２Ｌ）となる。また、異なる
Ｍ系列相互間の相互相関値Ｃ_c は、両者の相互位相によ
り変動するが、その平均値は数４で与えられている。

【００１０】

【数４】 したがって、Ｃ_c にもとずく復調出力はいわゆる多局間
干渉雑音となり、干渉局数が増大した場合、受信復調Ｓ
Ｎ比は著しく低下するという問題点があった。本発明は
上述した従来のスペクトル拡散通信方式の欠点を除去す
るためになされたものであって、スペクトル拡散信号
と、上述の各種の雑音（有色雑音、遅延波、フェーディ
ングによる伝搬雑音、多局間干渉雑音など）とが混在し
た形で受信機に入来した場合、上記の信号と雑音は分離
して雑音の周波数成分を識別検出する手段を提供するこ
とにより、受信復調ＳＮ比をＧ_p やＣ_c で定まる値より
飛躍的に改善し、その結果、ＳＳ方式の周波数帯域利用
効率を著しく高めることを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成する為、
本発明に係るスペクトル拡散信号に含まれる雑音成分の
分離検出方式の請求項１記載の発明は、２値または多値
情報に拡散符号系列を対応させるスペクトル拡散通信方
式における受信側復調系において、希望局の拡散符号系
列ｍ（ｔ）と雑音ｎ（ｔ）からなる受信フレーム信号ｒ
（ｔ）に、分析用符号系列ｇ（ｔ）を乗ずることによ
り、乗積出力ｕ（ｔ）を得、該乗積出力ｕ（ｔ）のディ
スクリート・フーリエ変換分析によるＮ個の複素周波数
成分の集合［Ｕ_i ］（ｉ＝０，１，２，…，Ｎ−１）
と、ｎ（ｔ）＝０の場合の乗積出力γ（ｔ）を分析し、
複素周波数成分の集合［Γ_i ］とを得、前記複素周波数
成分の集合［Ｕ_i ］を［Γ_i ］の位相の射影成分
［Ｕ_Ii］と直交成分［Ｕ_Qi］に分割し、さらに前記受信
フレーム信号ｒ（ｔ）を分析し、複素周波数成分の集合
［Ｒ_i］を得、該複素周波数成分の集合［Ｒ_i ］のう
ち、予め設定した修正スペクトル曲線に比し過大または
過小の振幅を持つ成分Ｒ_k の振幅を、前記［Ｕ_i ］、
［Ｕ_Qi］（ｉ＝０，１，２，…，Ｎ−１）の電力をｉに
関して選択的に加え合わせた値が減少するか、不変の範
囲内で修正し、次に２番目の同様な振幅をもつ成分
Ｒ_k ′の振幅を前記電力和が減少するか不変の範囲内で
修正する方法を順次繰り返すことにより前記電力和を０
に近接させ、この過程で生じたＲ_k 、Ｒ_k ′の修正分か
ら雑音周波数成分Ｘ_k Ｘ_k ′等を推定し、前記受信フレ
ーム信号ｒ（ｔ）から、この推定雑音波形を除去したこ
とを特徴とする。

【００１２】本発明に係るスペクトル拡散信号に含まれ
る雑音成分の分離推定方式の請求項２記載の発明は、前
記請求項１記載のスペクトル拡散信号に含まれる雑音成
分の分離推定方式において、受信フレーム信号の周波数
成分のうち、希望局の拡散符号系列ｍ（ｔ）のディスク
リート・フーリエ変換分析による周波数成分［Ｃ_i ］の
位相への射影成分のみを抽出し、これを逆ディスクリー
ト・フーリエ変換した信号を受信フレーム信号ｒ（ｔ）
として用いたことを特徴とする。

【００１３】本発明に係るスペクトル拡散信号に含まれ
る雑音成分の分離推定方式の請求項３記載の発明は、前
記請求項１記載のスペクトル拡散信号に含まれる雑音成
分の分離推定方式において、分析用符号系列ｇ（ｔ）と
して希望局の方形波拡散符号系列ｍ（ｔ）またはそれを
帯域制限した系列ｍ_L （ｔ）を用いたことを特徴とす
る。本発明に係るスペクトル拡散信号に含まれる雑音成
分の分離推定方式の請求項４記載の発明は、前記請求項
１記載のスペクトル拡散信号に含まれる雑音成分の分離
推定方式において、分析用符号系列ｇ（ｔ）として分析
用符号系列ｇ（ｔ）と希望局の拡散符号系列ｍ（ｔ）の
乗積出力がｋＴｃ（ｋ＝…，１／３，１／２，１，２，
３，…）を周期とする方形となるように選択したことを
特徴とする。

【００１４】本発明に係るスペクトル拡散信号に含まれ
る雑音成分の分離推定方式の請求項５記載の発明は、前
記請求項１記載のスペクトル拡散信号に含まれる雑音成
分の分離推定方式において、分析用符号系列ｇ（ｔ）と
して、分析用符号系列ｇ（ｔ）と希望局の方形波拡散符
号系列ｍ（ｔ）を帯域制限した系列ｍ_L （ｔ）の乗積出
力がｋＴｃを周期とする正弦波とその有限個の高周波か
らなるように選択したことを特徴とする。本発明に係る
スペクトル拡散信号に含まれる雑音成分の分離推定方式
の請求項６記載の発明は、前記請求項１記載のスペクト
ル拡散信号に含まれる雑音成分の分離推定方式におい
て、雑音を含有する受信信号と受信側で用いる拡散符号
系列に対して予め定めた上限周波数以下の通過周波数帯
域に制限した時間波形を用いることを特徴とする。

【００１５】本発明に係るスペクトル拡散信号に含まれ
る雑音成分の分離推定方式の請求項７記載の発明は、前
記請求項１乃至５記載のスペクトル拡散信号に含まれる
雑音成分の分離推定方法において、受信フレーム信号ｒ
（ｔ）あるいは乗積出力ｕ（ｔ）と受信側拡散符号系列
ｍ（ｔ）との時間域における乗積を、周波数域における
たたみこみ演算で行うことを特徴とする。本発明に係る
スペクトル拡散信号に含まれる雑音成分の分離推定方式
の請求項８記載の発明は、前記請求項１乃至５記載のス
ペクトル拡散信号に含まれる雑音成分の分離推定方式に
おいて、送信信号として、方形波Ｍ系列のチップ時間幅
当たりｑ点標本化によるインパルス列と、通過帯域をチ
ップ周波数のｑ／２に制限した標本化関数波形とのたた
みこみにより得られる時間波形とし、受信側において該
時間波形と同じ波形を逆拡散信号として用いたことを特
徴とする。

【００１６】本発明に係るスペクトル拡散信号に含まれ
る雑音成分の分離推定方式の請求項９記載の発明は、２
値または多値情報に拡散符号系列を対応させるスペクト
ル拡散通信方式における受信側復調系において、雑音を
含有する受信フレーム信号ｒ（ｔ）を希望局の拡散符号
系列ｍ（ｔ）と同じ拡散符号系列ｍ（ｔ）により逆拡散
する手段と、該逆拡散出力ｕ（ｔ）から直流成分を除い
た出力に対して、前記拡散符号系列ｍ（ｔ）を再び乗積
して再拡散乗積出力を得る手段と、該乗積出力のディス
クリート・フーリエ変換分析出力であるフレームレート
のｉ倍（ｉ＝０，１，２，…，Ｎ−１）からなるＮ個の
分析周波数成分Ｗｉを求める手段と、含有雑音のみをデ
ィスクリート・フーリエ変換分析することにより得られ
るｊ番目（ｊ＝０，１，２，…，Ｎ−１）の雑音周波数
成分Ｘｊの集合を未知数とし、予め求めておいた前記Ｘ
ｊとＷｉとの集合を用いて構成されるＮ元連立一次方程
式を解く手段と、前記受信信号中に含まれる雑音波形成
分を検出推定し、前記受信フレーム信号ｒ（ｔ）から、
この推定雑音波形を除去する手段とを備えたことを特徴
とする。

【００１７】以上の発明により、送信側では離散情報を
拡散符号により拡散したフレーム信号を作ってこれを送
信し、受信側では、先ず受信フレーム信号を分析して、
その中に含まれる受信雑音周波数成分を検出推定し、こ
の推定雑音を原受信信号から取り除いた後、通常の逆拡
散・復調処理を実施することにより受信復調ＳＮを高め
ることができる。また受信フレーム信号に対し当該局に
対応する拡散符号により逆拡散（乗積）を施し、この逆
拡散出力中の直流成分を取り除くことにより、送信情報
対応成分を除去した逆拡散交流出力が交流雑音成分と該
雑音に付随して生じた雑音依存直流分から構成されるこ
とに着目し、この交流雑音成分と雑音依存直流分を分離
することができる。さらに上記逆拡散交流出力に逆拡散
符号を再度乗積して得られる再乗積出力のＤＦＴ分析に
よる周波数成分が、入来雑音の直流分と交流分及び雑音
依存直流分の３者から構成されるので、該再乗積出力の
分析成分と受信雑音成分とを関係づける、拡散符号長に
対応する元数の連立１次方程式を構成し、これを解くこ
とにより受信雑音成分を分離推定しうる。また受信信号
として疑似雑音の直流成分や、逆拡散符号に含まれる各
周波数成分の位相に合致する既知電力の疑似雑音の単一
周波数成分を別々に与えて上述の分析過程の出力を求め
ることにより、前記連立方程式の係数を予め求め、これ
を用いて前記方程式を解くことができる。さらに前記受
信雑音の各周波数成分のうち、予め逆拡散符号の位相と
同相な雑音成分に限定して、処理の簡易化を図ることが
できる。本発明は、同一符号長の拡散符号系列による干
渉雑音に対しても有効であるという特徴を有する。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、図面に示した実施の形態例
に基づいて本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係
る受信側復調器のブロック図である。同図において前置
フィルタ（ＦＩＬ）への受信入力信号ｒ₀ （ｔ）は、送
信信号ｓ₀ （ｔ）に雑音ｎ₀（ｔ）が加えられたフレー
ム周期Ｔ_D をもつ時間波形であり、数５により表すこと
ができ、またＦＩＬにおいて、伝送路で付加された雑音
成分ｎ₀ （ｔ）の中の送信信号ｓ₀ （ｔ）と直交する成
分ｎ_Q （ｔ）を除き、ｓ₀ （ｔ）と同相な成分ｎ
_I （ｔ）のみを残す機能を果たす。すなわち、入力雑音
ｎ₀ （ｔ）は数６で表される。

【００１９】

【数５】

【００２０】

【数６】 数６から明らかなように、入力雑音ｎ₀ （ｔ）は２つの
成分からなるが、ｎ_I（ｔ）のみが残される。ここで、
ｎ_I とｎ_Q の直交関係は、ｎ_I 、ｎ_Q をディスクリート
・フーリエ変換（ＤＦＴ）で分析して得られる各周波数
成分の位相角が相互に直交していることを意味する。Ｆ
ＩＬはまた、入力信号ｒ₀ （ｔ）の中の高周波数成分
（通常チップレートｆ_c より高い周波数成分）を除去す
る機能を持つ。したがって、ＦＩＬの出力は数７で表現
できる。

【００２１】

【数７】 ここでｓ（ｔ）、ｎ（ｔ）はそれぞれｓ₀ （ｔ）、ｎ₀
（ｔ）を帯域制限（≦ｆ_c ）し、ｎ₀ （ｔ）の中のＭ系
列（以下、Ｍは希望局の系列を一般に指すこととする）
と同相な成分に相当するｎ_I （ｔ）を抽出することによ
り得られる成分である。また、ｒ（ｔ）は逆拡散雑音検
出回路（ＤＥＮＤ）に加えられ、ここで帯域内雑音スペ
クトル推定値Ｘ（ｆ）（＜ｆ_c ）が求められる。Ｘ
（ｆ）を逆ＤＦＴ変換回路（ＩＤＦＴ）により逆変換す
れば、その時間波形ｎ^* （ｔ）が求まる。この推定雑音
時間波形をｒ（ｔ）から減ずる減算回路に加えれば数８
及び数９の出力ｓ^* （ｔ）が求まる。

【００２２】

【数８】

【００２３】

【数９】 ここでε（ｔ）は推定雑音誤差の時間波形である。ε
（ｔ）≪ｎ（ｔ）となるように、ほぼ正しい雑音推定が
できれば、ｓ^* （ｔ）に関するＳＮ比はｒ（ｔ）のそれ
に比して著しく大となる。ｓ^* （ｔ）は通常のＤＳ−Ｓ
Ｓ方式の復調回路（ＤＥＭ：図１０の７、８、９に相当
する）に加えられて、送信情報ｂに対応する受信情報
ｂ′が復調検出される。復調回路は整合フィルタ（Ｍａ
ｔｃｈｅｄＦｉｌｔｅｒ）と識別回路（ＤＥＣ）からな
り、ｓ（ｔ）は整合フィルタに加える参照信号である。
また、ｅ_I は整合フィルタを構成する積分器の出力であ
る。ここでは、拡散符号系列として前記図１３に示した
Ｍ系列を用いる場合を例にとって説明を進め、まず帯域
制限しない方形波Ｍ系列の時間波形ｍ∞（ｔ）の波形を
考察する。Ｍ系列の時間波形ｍ∞（ｔ）は、チップ当た
りの標本点数をｑとするとき、数１０のように表すこと
ができる。なお、∞は下付き文字の∞を意味するが、本
明細書中では下付き文字として使用可能な文字種の制限
等から∞のように表現している箇所も存する（図面等に
於いては全て下付き文字の∞で表現している）。

【００２４】

【数１０】 ここでＴ_c はチップ周期、［ ］はガウス記号、ｑは標
本点数／Ｔ_c 、ｃ_k ′はｋ′番目の点の電圧振幅で＋１
または−１Ｖ、ｐ_TC（ｔ−ｋＴ_c ）はｔ＝ｋＴ_c から
（ｋ＋１）Ｔ_c までの間電圧が１Ｖとなる孤立パルス波
形である。このＭ∞（ｔ）をＤＦＴにより分析するとｉ
番目の周波数（ｉｆ_D 、ｆ_D ＝Ｔ_D ^-1）に対応する両側
周波数成分Ｃ′_i は、数１１〜数１３で与えられる。

【００２５】

【数１１】

【００２６】

【数１２】

【００２７】

【数１３】 ここでα_i 、β_i はＣ′_i の実部と虚部、Ｃ_i はｉ番目
の片側周波数成分の振幅値、θ_i はその位相角である。
図１３の波形ｅ_M に対しｑ＝１０として求めたＣ_i 、α
_i 、β_i の一部を図２に示す。（実際の両側スペクトル
は、ｉ＝Ｌｑ−１＝６９まで存在する。） 一方、雑音ｎ（ｔ）を同様に分析すれば、ｉ番目の両側
周波数成分Ｘ′_i は数１４〜数１７で与えられる。

【００２８】

【数１４】

【００２９】

【数１５】

【００３０】

【数１６】

【００３１】

【数１７】 ここでＸ_i はｉ番目の片側周波数成分の振幅で正負の値
をとる。（Ｃ′_i の位相を基準として正負を定める。） 前記数７に示したように、ここで対象とする雑音成分は
θ_i に合致する成分ｎ_I （ｔ）であり、これに直交する
雑音成分ｎ_Q （ｔ）は通常の復調回路を用いると、その
出力には現れないので、無視して差し支えない。図１の
ＦＩＬを通過した出力であるＸ′_i はＣ′_i と同相な成
分になっている。したがって、数１３と数１７に対し、
数１８が成り立つ。

【００３２】

【数１８】 図３は図１で説明した前置フィルタＦＩＬの一実施例
で、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃ
ｅｓｓｉｎｇ）を用いた回路構成を示す。入力フレーム
信号ｒ₀ （ｔ）はＡ／ＤにおいてＡ／Ｄ変換された後、
ＤＦＴ｛＜ｆ_c 、−Ｎ_Q （ｆ）｝においてＤＦＴ変換さ
れる。ここでｆ_c 以上の帯域成分は除去され、さらに雑
音の各周波数成分の中で、その位相がＭ系列の各成分周
波数の位相と直交する成分Ｎ_Q （ｆ）が除去される。こ
のＤＦＴ出力Ｒ（ _iｆ_D ）＝Ｒ_i は、ＩＤＦＴにおいて
逆変換され、数７に示した時間波形ｒ（ｔ）となる。ま
たＲ_i は数１９に示すように信号成分Ｓ_i と雑音成分Ｘ
_i から成り立つ。

【００３３】

【数１９】 図４は、本発明の中核部分である、雑音識別分離回路
（ＤＥＮＤ）のブロック図である。送信側で設定したフ
レーム毎の２値情報は１または−１なる定数（０≦ｔ≦
Ｔ_D ）］であるが、受信側の信号成分の振幅は伝送過程
で変動するので入力ｒ（ｔ）中の信号成分ｓ（ｔ）は実
数値ｂを用いると、以下のように表現することができ
る。

【００３４】

【数２０】 実際のｓ（ｔ）は送信側のフィルタで予め帯域制限さ
れ、さらに受信側フィルタ（ＦＩＬ）により帯域制限さ
れるが、ここでは最初理想的な数２０の式の波形を入力
として考え、雑音のみ帯域制限されていると仮定する。
しかるとき、入力ｒ（ｔ）に対しては、ｍ∞（ｔ）が乗
算されて、出力ｕ（ｔ）となり、該出力ｕ（ｔ）の中の
直流成分がコンデンサＣにより除去された後、その出力
に対して再びｍ∞（ｔ）が乗算され、出力ｗ（ｔ）とな
る。ｍ∞（ｔ）×ｍ∞（ｔ）＝１となるので、ｕ（ｔ）
は数２１で与えられる。

【００３５】

【数２１】 ｂは、信号ｓ（ｔ）に対応するＤＣ成分である。ｕ_D ，
ｕ_H （ｔ）は雑音ｎ（ｔ）に対応するＤＣ成分の偏差Ｕ
（０）と、高周波成分Ｕ（ｆ）から成り立ち、数２２〜
数２５で与えられる。

【００３６】

【数２２】

【００３７】

【数２３】

【００３８】

【数２４】

【００３９】

【数２５】 ただし、Ｒは実部を示し、Ｆ^# はＩＤＦＴ変換の記号で
ある。ｕ（ｔ）からＤＣ成分（ｂ＋ｕ_D ）を除いた成分
が次段に送られ、この成分に対してＭ∞（ｔ）が再び乗
算され、再拡散出力ｗ（ｔ）が得られる。図４の構成に
着目すればｗ（ｔ）はｎ（ｔ）に対し２回ｍ∞（ｔ）を
乗じたものから、ｕ_D ｍ∞（ｔ）が欠けたものであるこ
とがわかる。この関係は数２０からＤＣ成分を除去した
後、ｍ∞（ｔ）を乗ずることにより、数２６で表現する
ことができる。

【００４０】

【数２６】 入力フレーム信号中の信号成分ｂｍ∞（ｔ）により生ず
るＤＣ成分ｂの項は、ここでは検出対象としていないの
で除去する。ここで正確にｂの影響を除去できるので、
以下の方法による雑音検出が可能となる。数２６の周波
数成分はＤＦＴ変換記号Ｆを用いて数２７で表現され
る。

【００４１】

【数２７】 ここで数２２のｕ_D を用い、Ｘ′_i とＣ′_i が何れも同
相であることを考えると、Ｗ（ｆ）はｉ番目の周波数成
分の振幅Ｗ_i の和として表現できる。このＷ_iを求める
と数２８及び数２９が得られる。

【００４２】

【数２８】

【００４３】

【数２９】 ここにａ_ijは、直流依存偏差係数であり、雑音成分Ｘ_j
により生ずるＷ_i 成分の比を示す係数である。すなわ
ち、Ｘ_j が生成する雑音依存直流分により生ずるｗ
（ｔ）の中に含まれるＭ系列のｉ番目の周波数成分の値
に対応する。入力フレーム信号ｒ（ｔ）に含まれる雑音
成分Ｘ_j は、ｆ_c 以下に帯域制限されているので、ｊ＝
（Ｌ−１）以下に制限される。したがって、ＤＣ成分も
含めてＬ個の雑音スペクトルＸ_j （ｊ＝０，１，２，
…，Ｌ−１）に対して数２８を適用すると、Ｘ_j に関す
るＬ元連立１次方程式が得られる。

【００４４】

【数３０】 数３０を省略して記述すると数３１となる。

【００４５】

【数３１】 上式の係数マトリックスは使用するＭ系列のスペクトル
（数１１）を用いると予め計算できる。また、Ｗ_i の値
は、入力ｒ（ｔ）にｍ∞（ｔ）を乗じ、そのＤＣ分を除
き、さらにＭ∞（ｔ）を乗じた後、ＤＦＴ分析した結果
として求まる。したがって、数３１を解くことができ、
その結果Ｘ_j の値が求まる。この過程では、数８のεを
理論上０にしうる。ただし、入力雑音Ｘ_j のｊに関する
パターン（大きさ、正負の関係）がＣ_i のパターンに酷
似するような場合は、数２１においてｕ_H （ｔ）＝０と
なり、その結果、数２６においてｗ（ｔ）＝０となるの
で検出できない。次に数３１の［Ａ］の各項を求める他
の手段を示す。今、単一周波数成分（数３２）を図４の
入力信号として加える場合を考える。

【００４６】

【数３２】 ここでθ_j はＭ系列のｊ番目の周波数成分の位相を示
す。Ｘ_j ＝１とした場合にシミュレーションや実測で得
られるＷ（ｆ）の値のうちｉ番目の周波数成分をＷ^* _i
とおけば、数３３が得られる。

【００４７】

【数３３】 数３３において、ｊ＝１とした場合のＷ^* _j のシミュレ
ーション出力の例を図５に示す。また、次のような方法
によってもａ_ijを決定できる。実際問題として、数２０
を仮定することができず、数７で示したように、一般に
信号成分も帯域制限を受ける。その場合の入力信号を数
３４で表現する。

【００４８】

【数３４】

【００４９】

【数３５】 ここでｍ_L （ｔ），ｍ_H （ｔ）はｍ∞（ｔ）の周波数成
分のうち、ｆ_c 以下の成分のみからなる波形とｆ_c 以上
の成分のみからなる波形である。この場合のｒ_L （ｔ）
及びｓ_L （ｔ）のスペクトルは数１９の値に一致するが
ｉ≦（Ｌ−１）に制限される。この場合は、乗積と直流
遮断によりｂの影響をｗ（ｔ）から完全に除くことがで
きず、その結果上述の手法を用いると、数３０の方程式
の係数マトリックスの階位がＬからＬ−１に低下する。
このことは、Ｌ元１次方程式の中の１個の方程式は、他
の（Ｌ−１）個の方程式の１次結合で表現されているこ
とを意味する。したがって、Ｌ個の未知数の集合
［Ｘ_j ］（ｊ＝０，１，２，…，Ｎ−１）の中、いずれ
か１個の値を予め与えない限り、これを解くことはでき
ない。あるいは、ｂを仮定しさえすればこれを解くこと
ができる。すなわち、［Ｘ_j ］の中の１個Ｘ_k をＸ^* _k
と仮定し、またはｂを予めｂ^* と仮定した後、前述の方
法により［Ｘ_j ］の推定値［Ｘ^* _j ］を求める。次に、
集合［Ｘ^* _j ］から仮定したＸ_k またはｂ^* の妥当性を
評価する方法が必要となる。いま、簡単のため、ｋ＝Ｌ
−１と仮定すれば、数３０の階位を１階位低下させた方
程式として数３６が成り立つ。

【００５０】

【数３６】 数３６を用いると、予め仮定したＸ^* _L1とともに、集合
［Ｘ^* _j ］（ｊ＝０，１，２，…，Ｌ−２）が確定す
る。式（３５）に示した受信入力ｒ_L （ｔ）のＤＦＴ変
換による片側スペクトルの集合［Ｒ_i ］を用い、Ｘ_k を
Ｘ^* _k と仮定する。しかるとき、ｋ番目の周波数成分に
関して数３７が成り立つ。

【００５１】

【数３７】 したがって、Ｘ^* _k を仮定して数３７により求めた解の
集合［Ｘ^* _i ］と数３７の関係を持つｂ^* を仮定しＤ求
めた同様な解の集合［Ｘ^* _i ］は一致する。ｂ^* または
Ｘ^* _k を仮定したときに求まる数３６の解［Ｘ^* _i ］と
数１９の受信信号スペクトル［Ｒ_i ］との関係を次式で
示す。（以下、特に示さない限りｉ＜Ｌである。）

【００５２】

【数３８】

【００５３】

【数３９】

【００５４】

【数４０】 上式において、ｊ番目の周波数にのみ雑音成分が存在す
る場合の［Ｒ_i ］と、正しい値［Ｘ_j ］と、推定値［Ｘ
^* _j ］とをそれぞれ図６（ａ），（ｂ）に示す。一方、
ｒ_L （ｔ）にｍ∞（ｔ）を、またｍ_L （ｔ）にｍ∞
（ｔ）を乗じた場合の乗積出力は、

【００５５】

【数４１】

【００５６】

【数４２】 となる。ｕ_L （ｔ）とγ（ｔ）とをそれぞれＤＦＴ分析
した場合の片側スペクトル集合を［Ｕ_p ］，［Γ_p ］で
表現する。この場合の［Ｕ_p ］は数２３から求まる片側
スペクトルの値とは［Γ_p ］だけ異なる。ここで、［Γ
_p ］の位相をψ_p とすると、Ｕｐはψ_p の位相と同相の
成分Ｕ_Ipとψ_p に直交する成分Ｕ_Qpとに分割される。す
なわち、ψ_p を基準位相とすれば、

【００５７】

【数４３】 ［Ｕ_Qp］はｒ_L （ｔ）に含まれる信号成分ｂｍ_L （ｔ）
には無関係である。したがって、図６においてＣ_i を変
化しても推定雑音スペクトルＸ^* _j はその真値Ｘ_j から
ΔｂＣ_i だけ変化するが、集合［Ｕ_Qp］はΔｂの影響を
受けないことになる。そこでｂ^* ＝０とし、次式のＲ_i
を雑音の第１次推定値とする。

【００５８】

【数４４】 ここで、図７に示すＲ_i の値が入力したとして説明す
る。図でｂ_m Ｃ_i は、Ｒ_i ＜０の中の最大値Ｒ₄ を通る
ｍ系列スペクトルに比例した曲線であり、ｂ_h Ｃ_i （ｂ
_h ＜ｂ_m ）は図の場合、２番目に大きな値Ｒ₂ を通る修
正（スペクトル）曲線である。いまｂ_h Ｃ_i 以上のスペ
クトルを全部雑音成分と仮定すれば、

【００５９】

【数４５】 となる。そこで、Ｒ₄ の振幅をΔ₁ 削減し、その結果前
記直交成分の電力Ｐ_Q （数４６）が減少するか、不変で
あるとしよう。しかるときｂ_h を更に少し減少し、Ｒ₄
の振幅をさらにΔ₂ 削減することを繰り返し、その度に
Ｐ_Q を評価し、Ｐ_Q が極小値に達するか、増大に転移す
るまで続ける。この過程において、次式で示す全削減量
ΔＲ₄ が推定値Ｘ^* ₄ となる。

【００６０】

【数４６】

【００６１】

【数４７】 一般にｂ_h をさらに減少すれば、Ｒ₂ が過大なスペクト
ル成分となり、このＲ₂ の過大な成分（ｂ_h の波線を越
えた部分）を取り除き、Ｐ_Q の値を吟味する。Ｐ_Q が増
大すれば、ｂ_h ＋Ｒ₂ を元の値に戻す。即ち、Ｐ_Q が増
大する直前まで同じ処理を施す。（この場合はｂ_h をこ
れ以上減少するとＰ_Q が増大したと仮定し、Ｒ₂ の減少
は行っていない。）また、Ｘ_j ＜０の場合に対応するた
めに図のｂ′_h （負の値）を仮定して同様の処理を施
す。図７（ｂ）は、図７（ａ）のｂ_h ，ｂ′_h を用いて
Ｒ₁ とＲ₄ の振幅を削減した後の結果である。図７
（ｂ），（ｃ），（ｄ）に示すように、負側の曲線を更
に減少していき、ｂ′_h →ｂ′′_h →ｂ′′′_h へと変
更し、この過程でＰ_Q の減少（または不変）が続いたと
仮定した例を示す。この場合、図７（ａ）→（ｄ）にお
いては、Ｒ₁ の値はいったん０になり、さらに逆極性の
値Ｒ₁ ′′′へと増大している。これから、１番目の周
波数の雑音推定値は図示の記号を用いるとＸ^* ₁ ＝Ｒ₁
−Ｒ′′′₁ となり、負の大きな値であることがわか
る。図７において、ｂ₁ Ｃ_i ，ｂ₂ Ｃ_i ，…は修正曲線
の変化分である。またＲ₁ ′，Ｒ₁ ′′，Ｒ₁ ′′′は
最初のＲ₁ に推定雑音を減ずるか、加えるかして得られ
た値であり、推定精度が高ければ次第に信号成分のみが
残る傾向をもつ。かくして、ｂ_h の振幅を少しづつ変化
させ、ｂ_h Ｃ_i を超過する、あるいは、ｂ_h Ｃ_i 未満の
Ｒ_i ，Ｒ′_i ，…に対し上記処理を施せば［Ｘ^* _i ］の
推定値が得られる。

【００６２】なお、修正精度を高めるために、同相成分
の電力を次式のＰ_i で与えて検討する。

【００６３】

【数４８】 雑音成分Ｘ_i の変更とＰ_i の増減は、ｊに関しても関数
関係にあるので、その関係を参照しつつＰ_I の変化を検
査してΔＲ_j の削減量または増加量を調節していけば推
定精度は高まる。Ｐ_j としてはＤＣ成分を含めた値も利
用できる。Ｐ_Iの値を吟味しつつ、Ｒ_i の修正を施せば
必要以上受信信号の成分を削減せずに処理することがで
きる。さらに、詳細に推定する場合は、数４８のＰ_j の
構成要素であるＵ_Iiのｉに関するパターンに留意する方
法がある。すなわち、数４１の中の信号成分γ（ｔ）＝
ｍ_L （ｔ）ｍ∞（ｔ）に対応するＵ_Iiのパターンを信号
パターンとすれば、Ｕ_Iiはこのパターンに相関する成分
［Ｕ_IIi ］と直交する成分［Ｕ_IQi ］に分離できる。し
たがって、Ｐ_I の中で［Ｕ_IQi ］に対応する電力成分を
Ｐ_IQとすると、しかるときＰ_Q とＰ_IQの和、Ｐ′_Q を評
価尺度として取り上げ、これを減少する方向にｂ_h の波
線を変化させ、（この場合、図の＋側のｂ_h と−側の
ｂ′_h とを交互に試用し、何れかＰ_Q ^* の減少により有
効な側の値を用いて修正を進めることもできる）Ｒ_i を
調整していくことができる。この方法は、一般的に表現
すれば、Ｕ_IiとＵ_Qiの成分を選択的に重み係数を乗じて
加えた値を評価尺度として用いることを意味する。

【００６４】受信入力信号ｒ（ｔ）に乗積する波形とし
ては、ｍ∞（ｔ）のみならず、一般に他の波形ｇ（ｔ）
を選び、上述と同じような修正処理を施すこともでき
る。その１例を図８に示す。図８（ａ）は入力波形ｍ
（ｔ）に図示のようにｇ（ｔ）を乗積すると原周期波数
γ₀ （ｔ）が得られ、γ₀ （ｔ）は周期が２Ｔ_c で占有
率５０％の方形波となる。ここで、γ₀ （ｔ）の波形を
反転した波形γ^# ₀ （ｔ−Ｔ）を後続するＴ秒間に付加
して次式のγ（ｔ）を生成する。

【００６５】

【数４９】 ここでＨ（ｔ）はステップ関数である。γ（ｔ）は２Ｔ
に７サイクルの方形波を含む。したがって、この２Ｔ区
間に対し、基本波をｆ′_D ＝（２Ｔ）^-1＝０．５ｆ_D と
してＤＦＴ分析を施すと、入力がｍ（ｔ）の場合に対す
るスペクトルは図８（ｂ）の実線で示すΓ_h となる。こ
こで、

【００６６】

【数５０】 である。このようにγ₀ （ｔ）からγ（ｔ）を生成する
ことにより、Γ_h のスペクトルを単純化できる。受信入
力ｒ（ｔ）に対し式（２０）と同様にｇ（ｔ）を乗積し
た出力を次式で定義する。

【００６７】

【数５１】 ２Ｔフレームよりなるｕ（ｔ）に対しＤＦＴ分析を施し
て得られるｉ番目のスペクトルをＵ_i としよう。また、
雑音対応成分ｖ（ｔ）のｉ番目のスペクトルをＶｉとす
る。ｉ＝ｈの周波数成分ではΓ_h ≠０であるので、雑音
成分Ｖｉに対しΓ_h と同相な成分Ｖ_Iiと直交する成分Ｖ
_Qiを定義できる。したがって、Ｕ_i は次式で与えられ
る。

【００６８】

【数５２】 しかるとき、雑音にのみ対応する乗積出力電力として次
式のＰ_x を定義できる。

【００６９】

【数５３】 上式の積分範囲は、実際上、主なスペクトルの存在する
区間となる。図６、図７では、乗積出力ｕ（ｔ）の中の
γ（ｔ）に直交する成分の電力Ｐ_Q が減少するか不要で
あることを評価尺度として、入力信号のスペクトルｉを
修正したが、ここではＰ_Q の代わりにＰ_x または、前述
の如くＰ_Q ^* ＝Ｐ_x ＋Ｐ_IQを用いて修正する。一般にγ
（ｔ）の繰り返し周期をＴ_q ＝ｋＴ_c （ｋ＝…，１／
３，１／２，１，２，３，…）と選ぶことができる。図
８はｋ＝２の場合に当たる。ｋ＝４，ｋ＝１の場合を図
９の（ａ），（ｂ）に示す。ｋ＝４の場合はγ₀ （ｔ）
の原周期を時間軸を反転して第２周期目に加えると４Ｔ
_c を周期とする３．５サイクル分が得られる。この２周
期分の波形を極性反転した波形をさらに加えて４周期の
波形γ（ｔ）を作れば７サイクルを含むことになる。こ
の４周期分をＤＦＴ分析すれば、前記Γ_h と同様な単純
なスペクトルが得られる。ｋ＝１の場合はγ（ｔ）の原
周期は整数サイクルを含むので、γ（ｔ）の原周期のま
まＤＦＴ分析することができる。ｋ≦１の場合も同様な
分析ができる。またｋ＝３のような素数の場合、前述の
手法と同様に、原周期の後にそれを元にして生成した複
数のフレームを付加することにより、γ（ｔ）のスペク
トル成分を同様にして単純化できる。

【００７０】信号ｍ（ｔ）が帯域制限されている場合、
図９（ａ）に点線で示すように変形した波形となるが、
この場合ｇ（ｔ）も図示のごとく点線のように変形す
る。しかるときγ（ｔ）は正弦波に近づき、Γ_h の高次
成分は減少し、そのスペクトルはさらに単純となるの
で、Ｐ_x による評価はより容易となる。なお、単位電力
の雑音成分Ｘ_j による数５１のＵ_i に生成する成分をａ
^* _ijとすればａ^* _ijはｊとｉとの組み合わせに依存し、
大きく変動する。したがって、Ｒ_j を変化させＸ^* _j を
推定するときは、ａ^* _ij（ｉ＝０，１，…，Ｌ−１）の
うちの比較的大きな複数個の値ｉ′のみを選び、それに
対応する数５２に示したＰＸの構成成分のうち、ｉ′番
目の成分のみを選択的に加え合わせたＰ′_Q を評価尺度
とすれば、Ｘ_j の推定精度を高めることができる。さら
に、上述の如き複数の種類のｇ（ｔ）を予め準備し、そ
れらによる評価値Ｐ_x を総合して、例えば最も小さい
（あるいは最も大きい）雑音推定値Ｘ^* _j を採用するな
どの手法により、推定精度を高めることができる。上述
の説明では入力信号や雑音検出過程の信号に対しＤＦ
Ｔ，ＩＤＦＴ変換を施して、処理を進めたが、ｒ（ｔ）
×ｍ∞（ｔ）は数１９のＲｉと数１１のＣ′_i のたたみ
こみ積分で実現できる。したがって、Ｒ_i をもとに図
１、図３、図４の演算処理をすべて周波数領域で行うこ
ともできる。その結果、図１の整合フィルタ出力ｅ_I を
求め、これを予め設定したしきい値と比較すればよい。

【００７１】

【発明の効果】本発明は以上説明したように、受信した
スペクトル拡散信号に２回拡散信号を乗積した後、その
出力を分析し、Ｌ次元１次連立方程式を解くという簡易
な方法で、受信信号に含まれている雑音信号成分を検出
推定できる。また、受信信号に分析波形を乗積した後、
その乗積出力の周波数成分のうち、雑音を除いた信号対
応周波数成分と直交する成分の電力が減少するように、
受信信号スペクトルの中の過大あるいは過小振幅成分を
削減または増大することを繰り出す方法によりこの修正
分から受信信号に含まれる雑音成分を推定することがで
きる。この雑音成分を受信信号から差し引けば、雑音成
分を含まない、あるいは雑音成分の減少した受信信号に
変換できるので、これに通常の復調処理を施して、送信
信号の情報の識別が可能となり、雑音の周波数特性（周
波数系列の大きさ、極性のパターン）が拡散符号のそれ
と酷似している場合を除き、正確な雑音推定が可能であ
るという特徴を有するので、スペクトル拡散通信におけ
る受信ＳＮ比を高め、誤り率の飛躍的改善を図るうえで
効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るスペクトル拡散信号復調方式に用
いる受信側復調器のブロック図。

【図２】本発明に係るスペクトル拡散信号復調方式に用
いる雑音識別分離回路のブロック図。

【図３】本発明に係るスペクトル拡散信号復調方式に用
いる前置フィルタの位置実施例を示すブロック図。

【図４】Ｍ系列の両側スペクトルの一部を示す図。

【図５】シミュレーション出力の例を示す図。

【図６】（ａ），（ｂ）は受信フレーム信号と推定雑音
のスペクトルを示す図。

【図７】（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）は推定雑音ス
ペクトルの修正過程の説明図。

【図８】（ａ），（ｂ）は乗積時間波形とそのスペクト
ルを示す図。

【図９】（ａ），（ｂ）は乗積時間波形を示す図。

【図１０】スペクトル拡散通信を行う移動通信システム
の一般的な構成を示すブロック図。

【図１１】伝送過程にある信号のスペクトルを模擬的に
示した図。

【図１２】スペクトル拡散通信における信号の状態を示
す図。

【図１３】従来の直接拡散型スペクトル拡散通信方式に
おける拡散符号出力と２値情報との対応を示す図。

【符号の説明】

ＦＩＬ フィルタ ＤＥＮＤ 逆拡散雑音検出回路 ＩＤＦＴ 逆デスクリートフーリエ変換 ＤＥＣ 識別回路 ＤＦＴ ディスクリートフーリエ変換 Ａ／Ｄ アナログ・デジタル変換 ＡＹＺ アナライザー ＬＰＦ フィルタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 末広 直樹 茨城県つくば市竹園３−６−305−103 (72)発明者 内藤 敏勝 神奈川県高座郡寒川町小谷二丁目１番１号 東洋通信機株式会社内

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ２値または多値情報に拡散符号系列を対
   応させるスペクトル拡散通信方式における受信側復調系
   において、 希望局の拡散符号系列ｍ（ｔ）と雑音ｎ（ｔ）からなる
   受信フレーム信号ｒ（ｔ）に、分析用符号系列ｇ（ｔ）
   を乗ずることにより、乗積出力ｕ（ｔ）を得、 該乗積出力ｕ（ｔ）のディスクリート・フーリエ変換分
   析によるＮ個の複素周波数成分の集合［Ｕ_i ］（ｉ＝
   ０，１，２，…，Ｎ−１）と、ｎ（ｔ）＝０の場合の乗
   積出力γ（ｔ）を分析し、複素周波数成分の集合
   ［Γ_i ］とを得、 前記複素周波数成分の集合［Ｕ_i ］を［Γ_i ］の位相の
   射影成分［Ｕ_Ii］と直交成分［Ｕ_Qi］に分割し、 さらに前記受信フレーム信号ｒ（ｔ）を分析し、複素周
   波数成分の集合［Ｒ_i］を得、該複素周波数成分の集合
   ［Ｒ_i ］のうち、予め設定した修正スペクトル曲線に比
   し過大又は過小の振幅を持つ成分Ｒ_k の振幅を、前記
   ［Ｕ_Ii］、［Ｕ_Qi］（ｉ＝０，１，２，…，Ｎ−１）の
   電力をｉに関して選択的に加え合わせた値が減少する
   か、不変の範囲内で修正し、 次に２番目の同様な振幅を持つ成分Ｒ_k ′の振幅を前記
   電力和が減少するか不変の範囲内で修正する方法を順次
   繰り返すことにより前記電力和を０に近接させ、この過
   程で生じたＲ_k 、Ｒ_k ′の修正分から雑音周波数成分Ｘ
   _k Ｘ_k ′等を推定し、前記受信フレーム信号ｒ（ｔ）か
   ら、この推定雑音波形を除去したことを特徴としたスペ
   クトル拡散信号に含まれる雑音成分の分離推定方法。
2. 【請求項２】 請求項１記載のスペクトル拡散信号に含
   まれる雑音成分の分離推定方式において、受信フレーム
   信号の周波数成分のうち、希望局の拡散符号系列ｍ
   （ｔ）のディスクリート・フーリエ変換分析による周波
   数成分［Ｃ_i ］の位相への射影成分のみを抽出し、これ
   を逆ディスクリート・フーリエ変換した信号を受信フレ
   ーム信号ｒ（ｔ）として用いたことを特徴とするスペク
   トル拡散信号に含まれる雑音成分の分離推定方法。
3. 【請求項３】 請求項１記載のスペクトル拡散信号に含
   まれる雑音成分の分離推定方式において、分析用符号系
   列ｇ（ｔ）として希望局の方形波拡散符号系列ｍ（ｔ）
   またはそれを帯域制限した系列ｍ_L （ｔ）を用いたこと
   を特徴とするスペクトル拡散信号に含まれる雑音成分の
   分離推定方法。
4. 【請求項４】 請求項１記載のスペクトル拡散信号に含
   まれる雑音成分の分離推定方式において、分析用符号系
   列ｇ（ｔ）として分析用符号系列ｇ（ｔ）と希望局の拡
   散符号系列ｍ（ｔ）の乗積出力が、ｋＴｃ（ｋ＝…，１
   ／３，１／２，１，２，３，…）を周期とする方形波と
   なるように選択したことを特徴とするスペクトル拡散信
   号に含まれる雑音成分の分離推定方法。
5. 【請求項５】 請求項１記載のスペクトル拡散信号に含
   まれる雑音成分の分離推定方式において、分析用符号系
   列ｇ（ｔ）として、分析用符号系列ｇ（ｔ）と希望局の
   方形波拡散符号系列ｍ（ｔ）を帯域制限した系列ｍ
   _L （ｔ）の乗積出力がｋＴｃを周期とする正弦波とその
   有限個の高調波からなるように選択したことを特徴とす
   るスペクトル拡散信号に含まれる雑音成分の分離推定方
   法。
6. 【請求項６】 請求項１記載のスペクトル拡散信号に含
   まれる雑音成分の分離推定方式において、雑音を含有す
   る受信信号と受信側で用いる拡散符号系列に対して予め
   定めた上限周波数以下の通過周波数帯域に制限した時間
   波形を用いることを特徴としたスペクトル拡散信号に含
   まれる雑音成分の分離推定方法。
7. 【請求項７】 請求項１乃至請求項５記載のスペクトル
   拡散信号に含まれる雑音成分の分離推定方法において、
   受信フレーム信号ｒ（ｔ）あるいは乗積出力ｕ（ｔ）と
   受信側分析用符号系列ｇ（ｔ）との時間域における乗積
   を、周波数域におけるたたみこみ演算で行うことを特徴
   としたスペクトル拡散信号に含まれる雑音成分の分離推
   定方法。
8. 【請求項８】 請求項１乃至５記載のスペクトル拡散信
   号に含まれる雑音成分の分離推定方式において、送信信
   号として、方形波Ｍ系列のチップ時間幅当たりｑ点標本
   化によるインパルス列と、通過帯域をチップ周波数のｑ
   ／２に制限した標本化関数波形とのたたみこみにより得
   られる時間波形とし、受信側において標本化関数時間波
   形に対応する分析符号系列の波形を用いたことを特徴と
   したスペクトル拡散信号に含まれる雑音成分の分離推定
   方法。
9. 【請求項９】 ２値または多値情報に拡散符号系列を対
   応させるスペクトル拡散通信方式における受信側復調系
   において、 雑音を含有する受信フレーム信号ｒ（ｔ）を希望局の拡
   散符号系列ｍ（ｔ）と同じ拡散符号系列ｍ（ｔ）により
   逆拡散する手段と、 該逆拡散出力ｕ（ｔ）から直流成分を除いた出力に対し
   て、前記拡散符号系列ｍ（ｔ）を再び乗積して再拡散乗
   積出力を得る手段と、 該乗積出力のディスクリート・フーリエ変換分析出力で
   あるフレームレートのｉ倍（ｉ＝０，１，２，…，Ｎ−
   １）からなるＮ個の分析周波数成分Ｗｉを求める手段
   と、 含有雑音のみをディスクリート・フーリエ変換分析する
   ことにより得られるｊ番目（ｊ＝０，１，２，…，Ｎ−
   １）の雑音周波数成分Ｘｊの集合を未知数とし、予め求
   めておいた前記ＸｊとＷｉとの集合を用いて構成される
   Ｎ元連立一次方程式を解く手段と、 前記受信信号中に含まれる雑音波形成分を検出推定し、
   前記受信フレーム信号ｒ（ｔ）から、この推定雑音波形
   を除去する手段とを備えたことを特徴とするスペクトル
   拡散信号に含まれる雑音成分の分離推定装置。