JPH04323926A - 直接スペクトラム拡散信号用受信機 - Google Patents
直接スペクトラム拡散信号用受信機Info
- Publication number
- JPH04323926A JPH04323926A JP3353522A JP35352291A JPH04323926A JP H04323926 A JPH04323926 A JP H04323926A JP 3353522 A JP3353522 A JP 3353522A JP 35352291 A JP35352291 A JP 35352291A JP H04323926 A JPH04323926 A JP H04323926A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- symbol
- inverse filter
- sequence
- receiver according
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 title claims description 6
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 claims abstract description 12
- 238000001208 nuclear magnetic resonance pulse sequence Methods 0.000 claims description 47
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 22
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 14
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 9
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 6
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 claims description 3
- 230000002195 synergetic effect Effects 0.000 claims description 2
- 101000582320 Homo sapiens Neurogenic differentiation factor 6 Proteins 0.000 claims 1
- 102100030589 Neurogenic differentiation factor 6 Human genes 0.000 claims 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 claims 1
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 19
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 10
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 10
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 230000003534 oscillatory effect Effects 0.000 description 2
- TVZRAEYQIKYCPH-UHFFFAOYSA-N 3-(trimethylsilyl)propane-1-sulfonic acid Chemical compound C[Si](C)(C)CCCS(O)(=O)=O TVZRAEYQIKYCPH-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 239000006227 byproduct Substances 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 1
- 230000007480 spreading Effects 0.000 description 1
- 230000000638 stimulation Effects 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/709—Correlator structure
- H04B1/7093—Matched filter type
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，直接スペクトラム拡散
信号中に長さＬの所定のパルス系列を持つ記号の形のデ
イジタルデータが拡散されている，直接スペクトラム拡
散信号用受信機に関する。
信号中に長さＬの所定のパルス系列を持つ記号の形のデ
イジタルデータが拡散されている，直接スペクトラム拡
散信号用受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】最近デイジタル移動通信網を実現する試
みがなされている。既にそれに応じた標準規格も規定さ
れている（えばＧＳＭ：狭帯域汎欧州移動通信装置；Ｃ
Ｄ９００：民間用帯域拡散方式）。しかし開発はまだ全
く終つてはいない。デイジタルデータの伝送のために原
理的に考えてあまり適していない地上移動通信チヤネル
をどのようにして最適に利用できるかは，依然として未
解決である。生ずる障害（多重路伝搬，時間及び周波数
に関係する減衰等）をできるだけよく除去するだけでな
く，これを回路技術的に帯域幅に従つて効果的に実現す
ることも重要である。
みがなされている。既にそれに応じた標準規格も規定さ
れている（えばＧＳＭ：狭帯域汎欧州移動通信装置；Ｃ
Ｄ９００：民間用帯域拡散方式）。しかし開発はまだ全
く終つてはいない。デイジタルデータの伝送のために原
理的に考えてあまり適していない地上移動通信チヤネル
をどのようにして最適に利用できるかは，依然として未
解決である。生ずる障害（多重路伝搬，時間及び周波数
に関係する減衰等）をできるだけよく除去するだけでな
く，これを回路技術的に帯域幅に従つて効果的に実現す
ることも重要である。
【０００３】しかし先験的に多重路伝搬用に合わせて構
成されていると思われる帯域拡散方式は，妨害に対して
比較的強いが，その実現に費用がかかるという欠点を持
つている。これらの理由から帯域拡散技術は特に軍事利
用に限られていた。
成されていると思われる帯域拡散方式は，妨害に対して
比較的強いが，その実現に費用がかかるという欠点を持
つている。これらの理由から帯域拡散技術は特に軍事利
用に限られていた。
【０００４】いわゆる直接スペクトラム拡散信号（以下
単にＤＳＳＳ信号という）の伝送の原理は，伝送すべき
データに長さＬの所定のパルス系列を乗算することであ
る。パルス系列は記号レートのＬ倍のチツフ周波数を持
つている。受信機においてＤＳＳＳ信号はいわゆる整合
フイルタ又は相関器により検出される（Ｗ．Ｔａｕｂ，
Ｄ．Ｌ．Ｓｃｈｉｌｌｉｎｇ，″Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ
ｏｆ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔ
ｅｍｓ″，ＭｃＧｒａｗ Ｈｉｌｌ，Ｓｉｎｇａｐｏ
ｒｅ，１９８６ ｐｐ．７２０−７２７参照）。
単にＤＳＳＳ信号という）の伝送の原理は，伝送すべき
データに長さＬの所定のパルス系列を乗算することであ
る。パルス系列は記号レートのＬ倍のチツフ周波数を持
つている。受信機においてＤＳＳＳ信号はいわゆる整合
フイルタ又は相関器により検出される（Ｗ．Ｔａｕｂ，
Ｄ．Ｌ．Ｓｃｈｉｌｌｉｎｇ，″Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ
ｏｆ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔ
ｅｍｓ″，ＭｃＧｒａｗ Ｈｉｌｌ，Ｓｉｎｇａｐｏ
ｒｅ，１９８６ ｐｐ．７２０−７２７参照）。
【０００５】論文Ａ．Ｊ．Ｖｉｔｅｒｂｉ，″Ｓｐｒｅ
ａｄ ＳｐｅｃｔｒｕｍＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ
ｓ−Ｍｙｔｈｓ ａｎｄ Ｒｅａｌｉｔｉｅｓ″Ｉ
ＥＥＥＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｍａｇａｚｉ
ｎｅ，Ｍａｙ １９７９，ｐｐ．１１−１８がＤＳＳ
Ｓ方式の利点及び欠点の分析を示している。
ａｄ ＳｐｅｃｔｒｕｍＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ
ｓ−Ｍｙｔｈｓ ａｎｄ Ｒｅａｌｉｔｉｅｓ″Ｉ
ＥＥＥＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｍａｇａｚｉ
ｎｅ，Ｍａｙ １９７９，ｐｐ．１１−１８がＤＳＳ
Ｓ方式の利点及び欠点の分析を示している。
【０００６】信頼性のあるデータ伝送を可能とするため
に，チヤネル単位パルス応答を求めることが重要である
。加入者が常に移動する移動通信装置では，チヤネルを
１度だけ測定し，受信機においてフイルタをそれに応じ
て設定することはもちろん不可能である。むしろチヤネ
ル単位パルス応答を連続的又は等時間間隔で決定する方
法を提供せねばならない。
に，チヤネル単位パルス応答を求めることが重要である
。加入者が常に移動する移動通信装置では，チヤネルを
１度だけ測定し，受信機においてフイルタをそれに応じ
て設定することはもちろん不可能である。むしろチヤネ
ル単位パルス応答を連続的又は等時間間隔で決定する方
法を提供せねばならない。
【０００７】これに関してＪｕｅｒｇ Ｒｕｐｒｅｃ
ｈｔ論文″ＭａｘｉｍｕｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｅ
ｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ
Ｃｈａｎｎｅｌｓ″，Ｄｉｓｓ．ＥＴＨ Ｎｒ．８
７８９，Ｚｕｅｒｉｃｈ，１９８９，Ｈａｒｔｕｎｇ−
Ｇｏｒｒｅ Ｖｅｒｌａｇが示される。移動通信にと
つて重要なチヤネル評価の課題は，よく規定された性質
を持つ既知のパルス系列がチヤネルを介して送られ，受
信機においてパルス系列に関して逆のフイルタにより濾
波されるようにして，解決される。この逆フイルタは伝
送されるパルス系列に反応して，フイルタの出力端にチ
ヤネルの所望のパルス応答が生ずるようにする。
ｈｔ論文″ＭａｘｉｍｕｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｅ
ｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆ Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ
Ｃｈａｎｎｅｌｓ″，Ｄｉｓｓ．ＥＴＨ Ｎｒ．８
７８９，Ｚｕｅｒｉｃｈ，１９８９，Ｈａｒｔｕｎｇ−
Ｇｏｒｒｅ Ｖｅｒｌａｇが示される。移動通信にと
つて重要なチヤネル評価の課題は，よく規定された性質
を持つ既知のパルス系列がチヤネルを介して送られ，受
信機においてパルス系列に関して逆のフイルタにより濾
波されるようにして，解決される。この逆フイルタは伝
送されるパルス系列に反応して，フイルタの出力端にチ
ヤネルの所望のパルス応答が生ずるようにする。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は，特に
移動通信チヤネルにおいてデイジタルデータを受信する
のに適し，回路技術的に効率よく設けられる受信機を提
示することである。
移動通信チヤネルにおいてデイジタルデータを受信する
のに適し，回路技術的に効率よく設けられる受信機を提
示することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
本発明によれば，記号を検出するため近似逆フイルタが
設けられて，所定のパルス系列自体による付勢の際，出
力系列として近似的にクロネツカのδ記号系列で応答す
る。
本発明によれば，記号を検出するため近似逆フイルタが
設けられて，所定のパルス系列自体による付勢の際，出
力系列として近似的にクロネツカのδ記号系列で応答す
る。
【００１０】本発明の本質は，データを検出するため，
ＤＳＳＳ信号が整合フイルタで処理されるのではなく，
逆フイルタで処理される点にある。整合フイルタは最大
ＳＮ比に関してよいフイルタであるが，逆フイルタはい
ねゆるピーク対オフピーク比（濾波されるＤＳＳＳ信号
の最大振幅と最大二次振幅との比）より著しく優れてい
る。伝送されるデータを含むフイルタ出力端のパルスピ
ークは，従つて簡単かつ確実に検出される。
ＤＳＳＳ信号が整合フイルタで処理されるのではなく，
逆フイルタで処理される点にある。整合フイルタは最大
ＳＮ比に関してよいフイルタであるが，逆フイルタはい
ねゆるピーク対オフピーク比（濾波されるＤＳＳＳ信号
の最大振幅と最大二次振幅との比）より著しく優れてい
る。伝送されるデータを含むフイルタ出力端のパルスピ
ークは，従つて簡単かつ確実に検出される。
【００１１】データの伝送と既知のパルス系列によるチ
ヤネル評価との間には著しい相違がある。チヤネル評価
では，受信機は伝送される″データ″即ちパルス系列の
個々のチツプを値及び符号について前もつて知つている
が，データ検出では，パルス系列が乗算されている未知
のデータ（記号）を検出せねばならない。ＤＳＳＳ信号
に使用されるパルス系列自体は受信機にとつては既知で
あるが，具体的な場合にパルス系列が乗算されている記
号は既知ではない。
ヤネル評価との間には著しい相違がある。チヤネル評価
では，受信機は伝送される″データ″即ちパルス系列の
個々のチツプを値及び符号について前もつて知つている
が，データ検出では，パルス系列が乗算されている未知
のデータ（記号）を検出せねばならない。ＤＳＳＳ信号
に使用されるパルス系列自体は受信機にとつては既知で
あるが，具体的な場合にパルス系列が乗算されている記
号は既知ではない。
【００１２】
【発明の効果】本発明の重要な利点は，チヤネル評価が
データ検出にまとめられていることである。即ちチヤネ
ル評価はデータ検出の一部をなしている。それに応じて
受信機側の回路費用は，公知の整合フイルタを持つ受信
機におけるより少ない。
データ検出にまとめられていることである。即ちチヤネ
ル評価はデータ検出の一部をなしている。それに応じて
受信機側の回路費用は，公知の整合フイルタを持つ受信
機におけるより少ない。
【００１３】理想逆フイルタは無限に多くの係数を持つ
ている。理想逆フイルタは純粋なクロネツカのδ記号系
列を持つパルス系列自体に反応し，即ちデイジタル系統
応答は，時点ｉ＝０においてのみ零とは相違している。 Ｌ＋２Ｍのフイルタ長さにおいて，これはＭ→∞の極端
な場合に相当する。
ている。理想逆フイルタは純粋なクロネツカのδ記号系
列を持つパルス系列自体に反応し，即ちデイジタル系統
応答は，時点ｉ＝０においてのみ零とは相違している。 Ｌ＋２Ｍのフイルタ長さにおいて，これはＭ→∞の極端
な場合に相当する。
【００１４】
【実施態様】実際には逆フイルタはもちろん近似的にの
み実現可能である。しかしパルス系列を適当に選ぶ場合
，理想逆フイルタの係数ｖ〔ｋ〕は大きいｋに対して指
数的になくなつてしまうので，適切な長さのフイルタで
もかなりよい結果が得られる。有利な実施態様によれば
，逆フイルタの係数ｖ〔ｋ〕は次式に従う。
み実現可能である。しかしパルス系列を適当に選ぶ場合
，理想逆フイルタの係数ｖ〔ｋ〕は大きいｋに対して指
数的になくなつてしまうので，適切な長さのフイルタで
もかなりよい結果が得られる。有利な実施態様によれば
，逆フイルタの係数ｖ〔ｋ〕は次式に従う。
【数３】
−Ｍ１≦ｋ≦Ｌ＋Ｍ２についてはフイルタ係数は理想的
な場合に対応し，前記範囲外では簡単に零に設定されて
いる。近似逆フイルタは従つてさい断された理想逆フイ
ルタに対応している。ここでＭ１及びＭ２は所定の数即
ちいわゆる設計パラメータである。
な場合に対応し，前記範囲外では簡単に零に設定されて
いる。近似逆フイルタは従つてさい断された理想逆フイ
ルタに対応している。ここでＭ１及びＭ２は所定の数即
ちいわゆる設計パラメータである。
【００１５】その代りに，適当な窓関数との乗算により
係数を時間的に限定し，有利に加重できる。
係数を時間的に限定し，有利に加重できる。
【００１６】種々の近似方法がある。理想逆フイルタの
さい断のほかに，特に次の２つの近似策が重要である。 １ 最小自乗近似。 ２ 最大のピーク対オフピーク比（ＰＯＰ比）のため
の近似。
さい断のほかに，特に次の２つの近似策が重要である。 １ 最小自乗近似。 ２ 最大のピーク対オフピーク比（ＰＯＰ比）のため
の近似。
【００１７】第１の場合所定のパルス糸列Ｓ〔．〕自体
による付勢の際近似逆フイルタは，量小誤差自乗の考え
方に従つてクロネツカのδ記号系列に近似する出力系列
で応答する。
による付勢の際近似逆フイルタは，量小誤差自乗の考え
方に従つてクロネツカのδ記号系列に近似する出力系列
で応答する。
【００１８】第２の場合出力系列は最大ＰＯＰ比を持つ
ている。即ち最大二次ピークは主ピークに比べてできる
だけ小さくされる。ここではクロネツカのδ記号系列の
無限に大きいＰＯＰ比への係数が重要である。
ている。即ち最大二次ピークは主ピークに比べてできる
だけ小さくされる。ここではクロネツカのδ記号系列の
無限に大きいＰＯＰ比への係数が重要である。
【００１９】パルス系列はなるべく最大処理利得Ｇを生
ずるように選ばれている。ここで処理利得は逆フイルタ
のエネルギの逆数を意味する。
ずるように選ばれている。ここで処理利得は逆フイルタ
のエネルギの逆数を意味する。
【数４】
従つて処理利得を整合フイルタ限界即ち理論的に規定さ
れる上限にできるだけ る。換言すれは，パルス系列の処理利得Ｇは，できるだ
け多くのパルス系列特に与えられる長さＬのすべてのパ
ルス系列に関して最大であるようにする。処理利得を最
大にすると，チヤネルの最小平均自乗誤差（ＭＭＳＥ）
評価が得られる。
れる上限にできるだけ る。換言すれは，パルス系列の処理利得Ｇは，できるだ
け多くのパルス系列特に与えられる長さＬのすべてのパ
ルス系列に関して最大であるようにする。処理利得を最
大にすると，チヤネルの最小平均自乗誤差（ＭＭＳＥ）
評価が得られる。
【００２０】逆フイルタの後にはいわゆる整合フイルタ
検出器（ＭＦ検出器）が接続されている。ここでは大体
においてチヤネルに整合される整合フイルタと閾値検出
器とを含む回路装置が用いられる。ＭＦ検出器は第１近
似でデータ記号の最ゆう検出を行う。
検出器（ＭＦ検出器）が接続されている。ここでは大体
においてチヤネルに整合される整合フイルタと閾値検出
器とを含む回路装置が用いられる。ＭＦ検出器は第１近
似でデータ記号の最ゆう検出を行う。
【００２１】逆フイルタの使用により，チヤネル評価は
データ検出と共に殆ど自動的に行われる。判定帰還の考
え方に従つて，受信機で評価されるデータにより，逆フ
イルタの出力信号への記号の相乗的影響を除去し（出力
信号の減少），種々の記号間隔において得られるチヤネ
ル単位パルス応答を平均化し，チヤネルに整合される整
合フイルタの係数の設定に使用するのがよい。
データ検出と共に殆ど自動的に行われる。判定帰還の考
え方に従つて，受信機で評価されるデータにより，逆フ
イルタの出力信号への記号の相乗的影響を除去し（出力
信号の減少），種々の記号間隔において得られるチヤネ
ル単位パルス応答を平均化し，チヤネルに整合される整
合フイルタの係数の設定に使用するのがよい。
【００２２】チヤネル単位パルス応答をできるだけ歪み
なしに評価できるようにするため，記号がチヤネル単位
パルス応答の持続時間より大きい記号持続時間を持つよ
うにする。
なしに評価できるようにするため，記号がチヤネル単位
パルス応答の持続時間より大きい記号持続時間を持つよ
うにする。
【００２３】送信機における信号増幅のために，パルス
系列が一定の包絡線を持つていると有利である。これは
，系列の個別パルスがすべて同じ大きさであることに外
ならない。
系列が一定の包絡線を持つていると有利である。これは
，系列の個別パルスがすべて同じ大きさであることに外
ならない。
【００２４】本発明は，２進パルス系列でまた２進記号
でも特に簡単に実施される。チヤネル評価に関して述べ
た出力信号の限定には，大体において簡単な乗算が必要
である。
でも特に簡単に実施される。チヤネル評価に関して述べ
た出力信号の限定には，大体において簡単な乗算が必要
である。
【００２５】本発明の典型的な適当範囲は，規模の大小
にかかわらず移動通信技術である。逆フイルタに関連す
るＤＳＳＳ信号の利点は，いわゆる構内使用で得られる
。なぜならば，この場合信号伝搬時間及びパルス応答の
持続時間が比較的短い（典型的には５００ｎｓ以下）か
らである。
にかかわらず移動通信技術である。逆フイルタに関連す
るＤＳＳＳ信号の利点は，いわゆる構内使用で得られる
。なぜならば，この場合信号伝搬時間及びパルス応答の
持続時間が比較的短い（典型的には５００ｎｓ以下）か
らである。
【００２６】
【実施例】図面に示された実施例について本発明を以下
に説明する。図において，同じ部分は原則的に同じ符号
をつけられている。
に説明する。図において，同じ部分は原則的に同じ符号
をつけられている。
【００２７】図１は本発明による送信機−受信機の原理
的構成を示している。例えば無線電話の一部である送信
機１は，デイジタルデータ例えばデイジタル化された音
声信号を，チヤネル２を介して受信機３例えば移動通信
の主局へ伝送する。チヤネル２は，典型的には多重路伝
搬により特徴づけられる時変単位パルス応答ｈ（ｔ）を
持つている。伝送信号は更に相加性白色ガウス雑音Ｗ（
ｔ）を重畳される。
的構成を示している。例えば無線電話の一部である送信
機１は，デイジタルデータ例えばデイジタル化された音
声信号を，チヤネル２を介して受信機３例えば移動通信
の主局へ伝送する。チヤネル２は，典型的には多重路伝
搬により特徴づけられる時変単位パルス応答ｈ（ｔ）を
持つている。伝送信号は更に相加性白色ガウス雑音Ｗ（
ｔ）を重畳される。
【００２８】送信機１には記号Ｂｍの形でデイジタルデ
ータが所定の時間間隔Ｔｓ（記号持続時間）で存在する
。拡散回路４において記号持続時間Ｔｓが所定の数Ｌの
チツプ間隔Ｔｃ（チツプ時間）に分割され，即ちＴｓ＝
ＬＴｃである。出力信号は同一の零を除いてすべてのチ
ツプ間隔にある。簡単にするため，量初の間隔が問題と
なるものと仮定する。パルス系列発生器５が，時間的に
拡散された記号から次式の形のＤＳＳＳ信号を発生する
。
ータが所定の時間間隔Ｔｓ（記号持続時間）で存在する
。拡散回路４において記号持続時間Ｔｓが所定の数Ｌの
チツプ間隔Ｔｃ（チツプ時間）に分割され，即ちＴｓ＝
ＬＴｃである。出力信号は同一の零を除いてすべてのチ
ツプ間隔にある。簡単にするため，量初の間隔が問題と
なるものと仮定する。パルス系列発生器５が，時間的に
拡散された記号から次式の形のＤＳＳＳ信号を発生する
。
【数５】
従つてＤＳＳＳ信号Ｕ〔ｉ〕は，それぞれパルス系列Ｓ
〔．〕のＬ個のパルスが記号Ｂｍに乗算されて収容され
ている長さＬＴｓの時間部分から構成されている。
〔．〕のＬ個のパルスが記号Ｂｍに乗算されて収容され
ている長さＬＴｓの時間部分から構成されている。
【００２９】ＤＳＳＳ信号Ｕ〔ｉ〕は，後続のパルス変
調器６及び低域フイルタ７により，周波数を限定された
時間的に連続な信号に変換され，この信号が従来の変調
器８において公知の搬送波振動方法で変調される。
調器６及び低域フイルタ７により，周波数を限定された
時間的に連続な信号に変換され，この信号が従来の変調
器８において公知の搬送波振動方法で変調される。
【００３０】伝送されるＤＳＳＳ信号は受信機１におい
てまず搬送波振動から復調され（復調器９），低域フイ
ルタ１０において望ましくない周波数成分を除かれ，そ
れからチツプ周波数１／Ｔｃに応じて走査される（走査
装置１１）。
てまず搬送波振動から復調され（復調器９），低域フイ
ルタ１０において望ましくない周波数成分を除かれ，そ
れからチツプ周波数１／Ｔｃに応じて走査される（走査
装置１１）。
【００３１】本発明により，今や存在する受信信号が逆
フイルタ１２により処理される。逆フイルタ１２の出力
信号Ｙ〔ｉ〕はＭＬ検出器１３により評価されるので，
評価
フイルタ１２により処理される。逆フイルタ１２の出力
信号Ｙ〔ｉ〕はＭＬ検出器１３により評価されるので，
評価
【００３２】この中央逆フイルタ１２の性質及び作用を
以下に説明する。図２は逆フイルタ２の作用を示してい
る。この逆フイルタは，送信機に使用されるパルス系列
Ｓ〔．〕に整合されている。図の左半分には，例として
長さＬ＝１３の非振動パルス系列Ｓ〔．〕＝｛Ｓ０・・
・ＳＬ｝が示されている（ｉ＜０及びｉ＞Ｌに対してＳ
〔ｉ〕＝０）。パルス系列自体が適当な逆フイルタｖ〔
．〕へ与えられると，システム応答として理想的な場合
クロネツカのδ記号系列δ〔ｋ〕が生ずる（図の右半分
参照）。このようなパルス系列は，公知のように時点ｉ
＝０においてのみ零とは異なることにより特徴づけられ
る。
以下に説明する。図２は逆フイルタ２の作用を示してい
る。この逆フイルタは，送信機に使用されるパルス系列
Ｓ〔．〕に整合されている。図の左半分には，例として
長さＬ＝１３の非振動パルス系列Ｓ〔．〕＝｛Ｓ０・・
・ＳＬ｝が示されている（ｉ＜０及びｉ＞Ｌに対してＳ
〔ｉ〕＝０）。パルス系列自体が適当な逆フイルタｖ〔
．〕へ与えられると，システム応答として理想的な場合
クロネツカのδ記号系列δ〔ｋ〕が生ずる（図の右半分
参照）。このようなパルス系列は，公知のように時点ｉ
＝０においてのみ零とは異なることにより特徴づけられ
る。
【数６】
【００３３】理想逆フイルタは無眼に多くのフイルタ係
数ｖ〔ｋ〕を持つている。もちろん実際にはこのような
フイルタは精確には実現不可能である。従つて逆フイル
タは は零に等しい。Ｌ＋Ｍ１＋Ｍ２のフイルタ係数は，パル
ス系列Ｓ〔．〕で付勢する際生ずる逆フイルタの出力信
号がクロネツカのδ記号系列δ〔ｋ〕にできるだけよく
近似するように定められる。近似法は適当な数学的基準
で規定される。以下に３つの有利な近似法を説明する。
数ｖ〔ｋ〕を持つている。もちろん実際にはこのような
フイルタは精確には実現不可能である。従つて逆フイル
タは は零に等しい。Ｌ＋Ｍ１＋Ｍ２のフイルタ係数は，パル
ス系列Ｓ〔．〕で付勢する際生ずる逆フイルタの出力信
号がクロネツカのδ記号系列δ〔ｋ〕にできるだけよく
近似するように定められる。近似法は適当な数学的基準
で規定される。以下に３つの有利な近似法を説明する。
【００３４】本発明の第１の実施例によれば，システム
応答がクロネツカのδ記号系列の所定の時間窓内のみに
あるパルス系列に対応するように，零とは異なるフイル
タ係数ｖ〔ｋ〕が選ばれている。即ち長さ−Ｍ１・・・
＋Ｍ２の時間窓内では，システム応答は時間零点（ｉ＝
０）においてのみ零とは異なる。これに反しこの時間窓
外では二次ピークが生ずる。
応答がクロネツカのδ記号系列の所定の時間窓内のみに
あるパルス系列に対応するように，零とは異なるフイル
タ係数ｖ〔ｋ〕が選ばれている。即ち長さ−Ｍ１・・・
＋Ｍ２の時間窓内では，システム応答は時間零点（ｉ＝
０）においてのみ零とは異なる。これに反しこの時間窓
外では二次ピークが生ずる。
【００３５】図３は逆フイルタの係数を概略的に示して
いる。Ｌはパルス系列の長さを示している。Ｌに関して
逆フイルタは両側に係数の所定の数Ｍ１及びＭ２だけ延
長されている。従つて逆フイルタは全体としてＬ＋Ｍ１
＋Ｍ２のフイルタ係数を持つ。好ましい実施態様によれ
ば，フイルタ係数は次の規則に従う。
いる。Ｌはパルス系列の長さを示している。Ｌに関して
逆フイルタは両側に係数の所定の数Ｍ１及びＭ２だけ延
長されている。従つて逆フイルタは全体としてＬ＋Ｍ１
＋Ｍ２のフイルタ係数を持つ。好ましい実施態様によれ
ば，フイルタ係数は次の規則に従う。
【数７】
し，この範囲外では単に零に設定されている（切捨て）
。このように設計されるフイルタ自体は，既に述べたＪ
．Ｒｕｐｒｅｃｈｔの刊行物から公知である。そこには
，（パルス系列を適当に選択すると）係数が大きいｋに
対して指数的に消失し，従つて切捨てが完全に利用可能
な結果を生ずることも示されている。
。このように設計されるフイルタ自体は，既に述べたＪ
．Ｒｕｐｒｅｃｈｔの刊行物から公知である。そこには
，（パルス系列を適当に選択すると）係数が大きいｋに
対して指数的に消失し，従つて切捨てが完全に利用可能
な結果を生ずることも示されている。
【００３６】切捨ての別の可能性は，縁において急激で
はなくゆるやかに零になる窓関数による加重である。
はなくゆるやかに零になる窓関数による加重である。
【００３７】図４は２つの例を示している。ａ）には切
捨て（窓内の一定加重）が示され，ｂ）には縁の所でゆ
るやかに減少する加重の窓関数が示されている。
捨て（窓内の一定加重）が示され，ｂ）には縁の所でゆ
るやかに減少する加重の窓関数が示されている。
【００３８】図５は，パルス系列自体が入力される場合
，逆フイルタのシステム応答に対する切捨ての影響を示
している。時間窓−Ｍ１・・・＋Ｍ２内ではただ１つの
ピークが生ずる。その範囲外では複数（原理的は無限に
多くの）二次ピークが生ずる。しかしこれらの二次ピー
クは非常に小さく，ＰＯＰ比で検出できる。このＰＯＰ
比は，主パルスＡｏの振幅値と最大の二次パルスＡｍａ
ｘの振幅値との比として定義される。
，逆フイルタのシステム応答に対する切捨ての影響を示
している。時間窓−Ｍ１・・・＋Ｍ２内ではただ１つの
ピークが生ずる。その範囲外では複数（原理的は無限に
多くの）二次ピークが生ずる。しかしこれらの二次ピー
クは非常に小さく，ＰＯＰ比で検出できる。このＰＯＰ
比は，主パルスＡｏの振幅値と最大の二次パルスＡｍａ
ｘの振幅値との比として定義される。
【００３９】上述した近似法のほかに，２つの別な好ま
しい近似法がある。 １ 最小自乗近似。 ２ 最大ＰＯＰ比のための近似。
しい近似法がある。 １ 最小自乗近似。 ２ 最大ＰＯＰ比のための近似。
【００４０】第１の場合，所定のパルス系列Ｓ〔．〕自
体による付勢の際，近似される逆フイルタは，最小誤差
自乗の考え方に従つてクロネツカのδ記号系列δ〔ｋ〕
に近似する出力系列で応答する。
体による付勢の際，近似される逆フイルタは，最小誤差
自乗の考え方に従つてクロネツカのδ記号系列δ〔ｋ〕
に近似する出力系列で応答する。
【数８】
【００４１】第２の場合，出力系列は最大ＰＯＰ比を持
つている。即ち最大二次ピークは主ピークに比べてでき
るだけ小さくされる。ここではクロネツカのδ記号系列
の無限に大きいＰＯＰ比への近似が行われる。
つている。即ち最大二次ピークは主ピークに比べてでき
るだけ小さくされる。ここではクロネツカのδ記号系列
の無限に大きいＰＯＰ比への近似が行われる。
【００４２】さて逆フイルタの重要な性質は，パルス系
列を適当に選ぶと，ＰＯＰ比で定量的に求められるこれ
らの二次ピークを非常に小さくできることである。従つ
て逆フイルタの重要な利点は，この逆フイルタのＰＯＰ
比が整合フイルタ（又は相関器）のＰＯＰ比より著しく
大きいことである。整合フイルタではＰＯＰ比が典型的
には１０であるのに対し，悪い逆フイルタでも１００以
上のＰＯＰ比を実現する。最適化により，一般に３０〜
４０ｄＢが得られる。この点で逆フイルタは整合フイル
タより著しく優れている。さて注目すべきことは，この
利点がそれに応じて大きくなるＳＮ比の悪化を甘受しな
くてよいことである。
列を適当に選ぶと，ＰＯＰ比で定量的に求められるこれ
らの二次ピークを非常に小さくできることである。従つ
て逆フイルタの重要な利点は，この逆フイルタのＰＯＰ
比が整合フイルタ（又は相関器）のＰＯＰ比より著しく
大きいことである。整合フイルタではＰＯＰ比が典型的
には１０であるのに対し，悪い逆フイルタでも１００以
上のＰＯＰ比を実現する。最適化により，一般に３０〜
４０ｄＢが得られる。この点で逆フイルタは整合フイル
タより著しく優れている。さて注目すべきことは，この
利点がそれに応じて大きくなるＳＮ比の悪化を甘受しな
くてよいことである。
【００４３】逆フイルタが最大処理利得Ｇを持つように
パルス系列Ｓ〔．〕を選ぶのがよい。ここで処理利得と
は逆フイルタのエネルギの逆数である。
パルス系列Ｓ〔．〕を選ぶのがよい。ここで処理利得と
は逆フイルタのエネルギの逆数である。
【数９】
Ｌに対して同じ処理利得Ｇを持つ複数のパルス系列が存
在する場合，与えられたＭ１及びＭ２において最大のＰ
ＯＰ比を持つパルス系列を選ぶのがよい。このようない
わゆる量適パルス系列（可逆系列 ）の例はＪ．Ｒｕ
ｐｒｅｃｈｔの論文に示されている。しかし実際にはＬ
＝１０以下の長さは無意味であり，比較的大きい長さ（
例えばＬ＝約１００）が望まれる。
在する場合，与えられたＭ１及びＭ２において最大のＰ
ＯＰ比を持つパルス系列を選ぶのがよい。このようない
わゆる量適パルス系列（可逆系列 ）の例はＪ．Ｒｕ
ｐｒｅｃｈｔの論文に示されている。しかし実際にはＬ
＝１０以下の長さは無意味であり，比較的大きい長さ（
例えばＬ＝約１００）が望まれる。
【００４４】大きい長さ（例えばＬ＞１００）に対して
，すべての系列に関して最大の処理利得を持つパルス系
列を見出すことは，（２Ｌの可能性を計算する計算時間
はしばしば大きすぎるため）不可能ではないにしても，
困難である。従つて実際には，傾向的に良好な性質を持
つＬ系列の群を選び，この眼られた群に関して処理利得
を最適にする。こうして求められる処理利得は相対的な
最大値を示す。
，すべての系列に関して最大の処理利得を持つパルス系
列を見出すことは，（２Ｌの可能性を計算する計算時間
はしばしば大きすぎるため）不可能ではないにしても，
困難である。従つて実際には，傾向的に良好な性質を持
つＬ系列の群を選び，この眼られた群に関して処理利得
を最適にする。こうして求められる処理利得は相対的な
最大値を示す。
【００４５】送信機における信号増福のために，パルス
系列が一定の包絡線を持つていると有利である。これは
，系列の個別パルスがすべて同じ大きさであることに外
ならない。理想系列（即ちＳ〔ｉ〕＝＋／−１）を用い
るのがよい。その場合最大送信出力はちようど平均出力
に等しい。
系列が一定の包絡線を持つていると有利である。これは
，系列の個別パルスがすべて同じ大きさであることに外
ならない。理想系列（即ちＳ〔ｉ〕＝＋／−１）を用い
るのがよい。その場合最大送信出力はちようど平均出力
に等しい。
【００４６】本発明の大きい利点は，チヤネル評価が殆
ど付加費用なしにデータ検出の″副産物″として一緒に
行われることである。即ちチヤネルを介する伝送の際変
形されるＤＳＳＳ信号は，逆フイルタの出力端に純粋な
クロネツカのδ記号系列を生ずるのではなく，記号値Ｂ
ｍに乗算されるチヤネルの（時間的に不連続な等価）伝
達関数ｈ〔．〕を生ずる。さて問題は，伝送される記号
を受信機が知らないことである。データ検出及びチヤネ
ル評価がどのように行われるかを以下に説明する。
ど付加費用なしにデータ検出の″副産物″として一緒に
行われることである。即ちチヤネルを介する伝送の際変
形されるＤＳＳＳ信号は，逆フイルタの出力端に純粋な
クロネツカのδ記号系列を生ずるのではなく，記号値Ｂ
ｍに乗算されるチヤネルの（時間的に不連続な等価）伝
達関数ｈ〔．〕を生ずる。さて問題は，伝送される記号
を受信機が知らないことである。データ検出及びチヤネ
ル評価がどのように行われるかを以下に説明する。
【００４７】図６は，図１に示すＭＬ検出器１３がどん
な機能ブロツクを持つかを示している。原理的に２つの
課題が解決される。即ち第１にＭＬ原理による記号検出
，第２に判定帰還の考え方に従つチヤネル評価が行われ
る。
な機能ブロツクを持つかを示している。原理的に２つの
課題が解決される。即ち第１にＭＬ原理による記号検出
，第２に判定帰還の考え方に従つチヤネル評価が行われ
る。
【００４８】記号検出は公知の方法により行われる。ま
ず出力信号Ｙ〔ｉ〕か単位パルス応答ｈ★〔−・〕を持
つ整合フイルタにより濾波され（″★″は共役複素数値
を意味し，″−″は時間反転を意味する）。従つてフイ
ルタ１４は，チヤネル２に等価で時間的に不連続なチヤ
ネルｈ〔．〕に整合される。それから走査回路１５にお
いて相関最大値が走査され，それによりクロツク周波数
が係数Ｌだけ減少される。従つてチツプ間隔Ｔｃから再
び記号持続時間Ｔｓへの移行が行われる。
ず出力信号Ｙ〔ｉ〕か単位パルス応答ｈ★〔−・〕を持
つ整合フイルタにより濾波され（″★″は共役複素数値
を意味し，″−″は時間反転を意味する）。従つてフイ
ルタ１４は，チヤネル２に等価で時間的に不連続なチヤ
ネルｈ〔．〕に整合される。それから走査回路１５にお
いて相関最大値が走査され，それによりクロツク周波数
が係数Ｌだけ減少される。従つてチツプ間隔Ｔｃから再
び記号持続時間Ｔｓへの移行が行われる。
【００４９】評価される記号値Ｂｍを得るために，整合
フイルタ１４の走査される複素数値の出力信号を実数部
に限定し（実数部抽出器１６），閾値検出器１７で判別
すれば充分である。
フイルタ１４の走査される複素数値の出力信号を実数部
に限定し（実数部抽出器１６），閾値検出器１７で判別
すれば充分である。
【００５０】チヤネル評価のため逆フイルタの出力信号
Ｙ〔ｉ〕が直並列変換器１９で変換される。チツプ持続
時間Ｔｃで走査される信号値Ｙ〔ｉ〕は寸法Ｌのベクト
ルＹｍに変換される。各ベクトルＹｍは同じ記号間隔ｍ
内にある走査値を含んでいる。各ベクトルＹｍは，未知
の記号値に乗算されるチヤネル単位パルス応答のパター
ン関数に対応している。
Ｙ〔ｉ〕が直並列変換器１９で変換される。チツプ持続
時間Ｔｃで走査される信号値Ｙ〔ｉ〕は寸法Ｌのベクト
ルＹｍに変換される。各ベクトルＹｍは同じ記号間隔ｍ
内にある走査値を含んでいる。各ベクトルＹｍは，未知
の記号値に乗算されるチヤネル単位パルス応答のパター
ン関数に対応している。
【００５１】さてデータ検出路において評価される記号
は，前記のベクトルＹｍを″減少″するために，即ち相
乗″記号成分″を（原理的に除算により）除去するため
に使用される。好ましい２進の場合（Ｂｍ＝＋／−１）
，（Ｓｉ２＝１が成立するので）減少は大体において乗
算１８である。
は，前記のベクトルＹｍを″減少″するために，即ち相
乗″記号成分″を（原理的に除算により）除去するため
に使用される。好ましい２進の場合（Ｂｍ＝＋／−１）
，（Ｓｉ２＝１が成立するので）減少は大体において乗
算１８である。
【００５２】このように減少されるベクトルＹｍ′はチ
ヤネル評価装置２０へ供給される。好ましい実施態様に
よれば，このチヤネル評価装置は，種々のベクトルにつ
いての平均（時間的に徐々に変化し雑音を含むチヤネル
端単パルス応答の複数回の実現にわたる平均）を行う。
ヤネル評価装置２０へ供給される。好ましい実施態様に
よれば，このチヤネル評価装置は，種々のベクトルにつ
いての平均（時間的に徐々に変化し雑音を含むチヤネル
端単パルス応答の複数回の実現にわたる平均）を行う。
【数１０】
平均は例えば遅延素子２１と帰還路とによつて行われる
。平均のやり方は加重係数ｗｉの選択により決定される
。この加重係数ｗｉ自体は周知の原理により規定できる
。もちろん洗練されたチヤネル評価方法も使用できる。
。平均のやり方は加重係数ｗｉの選択により決定される
。この加重係数ｗｉ自体は周知の原理により規定できる
。もちろん洗練されたチヤネル評価方法も使用できる。
【００５３】整合フイルタ１４のフイルタ係数は，平均
されるベクトルの時間的に反転される共役複素数成分で
ある。
されるベクトルの時間的に反転される共役複素数成分で
ある。
【００５４】図７のａ）及びｂ）は２進の場合のチヤネ
ル評価における経過を示している。横軸には時間が記入
され，縦軸には信号振幅が記入されている。ａ）は逆フ
イルタの出力信号Ｙ〔ｉ〕を示している。それぞれのＬ
走査値は１つのベクトルＹｍにまとめられる。この場合
ベクトルは大体において極性のみが相違している（図に
よれば，この例についてＢｍ＝＋１，Ｂｍ＋１＝−１，
Ｂｍ＋２＝−１が成立 ｍが減少される。それにより未知のデータの影響が除去
され，ｂ）に示すようにすべてのベクトルが同じ極性を
持つ。それからチヤネル評価のために，既に述べたよう
に成分毎に平均が行われる。
ル評価における経過を示している。横軸には時間が記入
され，縦軸には信号振幅が記入されている。ａ）は逆フ
イルタの出力信号Ｙ〔ｉ〕を示している。それぞれのＬ
走査値は１つのベクトルＹｍにまとめられる。この場合
ベクトルは大体において極性のみが相違している（図に
よれば，この例についてＢｍ＝＋１，Ｂｍ＋１＝−１，
Ｂｍ＋２＝−１が成立 ｍが減少される。それにより未知のデータの影響が除去
され，ｂ）に示すようにすべてのベクトルが同じ極性を
持つ。それからチヤネル評価のために，既に述べたよう
に成分毎に平均が行われる。
【００５５】良好なチヤネル評価のために，記号持続時
間がチヤネル単位パルス応答より常に大きいようにする
。それにより個々のパターン関数がよく分離され，即ち
隣接するチヤネル単位パルス応答が重なることはない。
間がチヤネル単位パルス応答より常に大きいようにする
。それにより個々のパターン関数がよく分離され，即ち
隣接するチヤネル単位パルス応答が重なることはない。
【００５６】非振動パルス系列及び逆フイルタを使用し
てチヤネル単位パルス応答の個々のパターン関数を求め
るための原理的条件は，Ｊ．Ｒｕｐｒｅｃｈｔの論文に
記載されている。この条件を本発明によるチヤネル評価
に適当に転用できる。
てチヤネル単位パルス応答の個々のパターン関数を求め
るための原理的条件は，Ｊ．Ｒｕｐｒｅｃｈｔの論文に
記載されている。この条件を本発明によるチヤネル評価
に適当に転用できる。
【００５７】処理利得を最大にすると，チヤネルの最小
平均自乗誤差が得られる。良好な動作のためには，大き
い処理利得Ｇを持つ長い系列を選ぶのがよい。しかし実
現可能な最大処理利得は，原理的な理由からＬより決し
て大きくない（いわゆる整合フイルタ限界）。
平均自乗誤差が得られる。良好な動作のためには，大き
い処理利得Ｇを持つ長い系列を選ぶのがよい。しかし実
現可能な最大処理利得は，原理的な理由からＬより決し
て大きくない（いわゆる整合フイルタ限界）。
【００５８】最後に，本発明により，帯域拡散技術の利
点を移動通信に効果的に利用可能にする受信器が得られ
る。
点を移動通信に効果的に利用可能にする受信器が得られ
る。
【図１】送信機及び受信機の概略図である。
【図２】理想逆フイルタの作用原理を示す図である。
【図３】逆フイルタの概略図である。
【図４】逆フイルタの窓関数の概略図である。
【図５】実際の逆フイルタの作用原理を示す図である。
【図６】判定帰還ＭＦ検出器のブロツク線図である。
【図７】チヤネル評価の原理を示す図である。
３ 受信機
１２ 逆フイルタ
Claims (12)
- 【請求項１】 直接スペクトラム拡散信号中に長さＬ
の所定のパルス系列（Ｓ〔．〕）を持つ記号の形のデイ
ジタルデータが拡散されているものにおいて，記号（Ｂ
ｍ）を検出するため近似逆フイルタが設けられて，所定
のパルス系列（Ｓ〔．〕）自体による付勢の際，出力系
列として近似的にクロネツカのδ記号系列で応答するこ
とを特徴とする，直接スペクトラム拡散信号用受信機。 - 【請求項２】 パルス系列（Ｓ〔．〕＝｛Ｓ０・・・
ＳＬ｝）に属する近似逆フイルタの係数ｖ〔ｋ〕が次式
に従うように，近似逆フイルタがさい断された理想逆フ
イルタに対応しされることを特徴とする，請求項１に記
載の受信機。 【数１】 - 【請求項３】 所定の数の係数ｖ〔ｋ〕但しｋ＝−Ｍ
１・・・Ｌ＋Ｍ２を持つ近似逆フイルタが，所定のパル
ス系列（Ｓ〔．〕）自体による付勢の際，最小誤差自乗
の考え方に従つてクロネツカのδ記号系列に近似する出
力系列で応答することを特徴とする，請求項１に記載の
受信機。 - 【請求項４】 所定の数の係数ｖ〔ｋ〕但しｋ＝−Ｍ
１・・・Ｌ＋Ｍ２を持つ近似逆フイルタが，所定のパル
ス系列（Ｓ〔．〕）自体による付勢の際，最大ピーク対
オフピーク比の考え方に従つてクロネツカのδ記号系列
に近似する出力系列で応答することを特徴とする，請求
項１に記載の受信機。 - 【請求項５】 逆フイルタのエネルギの逆数により定
義される処理利得Ｇが，整合フイルタ限界にできるだけ
接近するように，パルス系列（Ｓ〔．〕）が規定されて
いることを特徴とする，請求項１に記載の受信機。 【数２】 - 【請求項６】 逆フイルタの後にチヤネル整合フイル
タが接続されていることを特徴とする，請求項１に記載
の受信機。 - 【請求項７】 チヤネル整合フイルタを評価するため
，伝送される記号を最ゆう原理に従つて評価する第１の
手段と，評価される記号を使用して逆フイルタの出力信
号記号当り１つのチヤネル単位パルス応答に限定する第
２の手段と，チヤネル整合フイルタの係数を決定する第
３の手段とが設けられていることを特徴とする，請求項
６に記載の受信機。 - 【請求項８】 記号がチヤネル単位パルス応答の持続
時間とチツプ持続時間との和より大きい記号持続時間を
持つていることを特徴とする，請求項１に記載の受信機
。 - 【請求項９】 第３の手段が個々のチヤネル単位パル
ス応答の平均化を行うことを特徴とする，請求項７に記
載の受信機。 - 【請求項１０】 パルス系列が一定の包絡線を持つて
いることを特徴とする，請求項１に記載の受信機。 - 【請求項１１】 記号が２進記号であり，逆フイルタ
の出力信号への記号の相乗的影響を除去するため，第２
の手段が評価される記号をこの出力信号に乗算すること
を特徴とする，請求項７に記載の受信機。 - 【請求項１２】 少なくとも１つの主局と複数の移動
加入者局とを持ち，主局及び加入者局が請求項１に記載
の受信機を含んでいることを特徴とする，移動通信装置
。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CH03701/90-8 | 1990-11-22 | ||
| CH370190 | 1990-11-22 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04323926A true JPH04323926A (ja) | 1992-11-13 |
Family
ID=4261669
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3353522A Pending JPH04323926A (ja) | 1990-11-22 | 1991-11-15 | 直接スペクトラム拡散信号用受信機 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5181225A (ja) |
| EP (1) | EP0486833B1 (ja) |
| JP (1) | JPH04323926A (ja) |
| AT (1) | ATE118661T1 (ja) |
| DE (1) | DE59104600D1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5809058A (en) * | 1993-12-16 | 1998-09-15 | Nec Corporation | Code division multiple access signal receiving apparatus for base station |
Families Citing this family (39)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5268927A (en) * | 1992-10-06 | 1993-12-07 | Mayflower Communications Company, Inc. | Digital adaptive transversal filter for spread spectrum receivers |
| US5353302A (en) * | 1993-02-03 | 1994-10-04 | At&T Bell Laboratories | Signal despreader for CDMA systems |
| US5329547A (en) * | 1993-03-11 | 1994-07-12 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for coherent communication in a spread-spectrum communication system |
| EP0707767B1 (en) * | 1993-07-09 | 1997-05-14 | Edmunde Eugene Newhall | Systems with increased information rates using embedded sample modulation and predistortion equalization |
| US5436941A (en) * | 1993-11-01 | 1995-07-25 | Omnipoint Corporation | Spread spectrum spectral density techniques |
| US5692007A (en) | 1994-09-09 | 1997-11-25 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for differential phase encoding and decoding in spread-spectrum communication systems with continuous-phase modulation |
| US5832028A (en) | 1994-09-09 | 1998-11-03 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for coherent serial correlation of a spread spectrum signal |
| US5648982A (en) | 1994-09-09 | 1997-07-15 | Omnipoint Corporation | Spread spectrum transmitter |
| US5629956A (en) | 1994-09-09 | 1997-05-13 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for reception and noncoherent serial correlation of a continuous phase modulated signal |
| US5627856A (en) | 1994-09-09 | 1997-05-06 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for receiving and despreading a continuous phase-modulated spread spectrum signal using self-synchronizing correlators |
| US5856998A (en) | 1994-09-09 | 1999-01-05 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for correlating a continuous phase modulated spread spectrum signal |
| US5757847A (en) | 1994-09-09 | 1998-05-26 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for decoding a phase encoded signal |
| US5881100A (en) | 1994-09-09 | 1999-03-09 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for coherent correlation of a spread spectrum signal |
| US5963586A (en) | 1994-09-09 | 1999-10-05 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for parallel noncoherent correlation of a spread spectrum signal |
| US5754585A (en) | 1994-09-09 | 1998-05-19 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for serial noncoherent correlation of a spread spectrum signal |
| US5754584A (en) | 1994-09-09 | 1998-05-19 | Omnipoint Corporation | Non-coherent spread-spectrum continuous-phase modulation communication system |
| US5680414A (en) | 1994-09-09 | 1997-10-21 | Omnipoint Corporation | Synchronization apparatus and method for spread spectrum receiver |
| US5659574A (en) | 1994-09-09 | 1997-08-19 | Omnipoint Corporation | Multi-bit correlation of continuous phase modulated signals |
| US5610940A (en) | 1994-09-09 | 1997-03-11 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for noncoherent reception and correlation of a continous phase modulated signal |
| US5953370A (en) | 1994-09-09 | 1999-09-14 | Omnipoint Corporation | Apparatus for receiving and correlating a spread spectrum signal |
| US5579014A (en) * | 1995-01-20 | 1996-11-26 | General Electric Company | Parallel correlator for global positioning system receiver |
| US5640431A (en) * | 1995-03-10 | 1997-06-17 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for offset frequency estimation for a coherent receiver |
| US5596600A (en) * | 1995-04-06 | 1997-01-21 | Mayflower Communications Company, Inc. | Standalone canceller of narrow band interference for spread spectrum receivers |
| US5745484A (en) * | 1995-06-05 | 1998-04-28 | Omnipoint Corporation | Efficient communication system using time division multiplexing and timing adjustment control |
| US6356607B1 (en) | 1995-06-05 | 2002-03-12 | Omnipoint Corporation | Preamble code structure and detection method and apparatus |
| US5754603A (en) * | 1995-08-03 | 1998-05-19 | Northern Telecom Limited | Pseudo random number sequence synchronization in communications systems |
| DE69601946T2 (de) * | 1995-08-03 | 1999-08-05 | Northern Telecom Ltd., Montreal, Quebec | SYNCHRONISATION ZU EINER PSEUDOZUFALLSZAHLENFOLGE MIT VORZEICHENMEHRDEUTIGKEIT IN EINEM NACHRICHTENüBERTRAGUNGSSYSTEM |
| US5881098A (en) * | 1996-02-21 | 1999-03-09 | Industrial Technology Research Institute | Efficient demodulation scheme for DSSS communication |
| US6141373A (en) * | 1996-11-15 | 2000-10-31 | Omnipoint Corporation | Preamble code structure and detection method and apparatus |
| US6282228B1 (en) * | 1997-03-20 | 2001-08-28 | Xircom, Inc. | Spread spectrum codes for use in communication |
| US6373827B1 (en) | 1997-10-20 | 2002-04-16 | Wireless Facilities, Inc. | Wireless multimedia carrier system |
| US6370158B1 (en) | 1997-11-14 | 2002-04-09 | Wireless Facilities, Inc. | Wireless T/E Transceiver frame signaling subcontroller |
| US6266385B1 (en) | 1997-12-23 | 2001-07-24 | Wireless Facilities, Inc. | Elastic store for wireless communication systems |
| US6151354A (en) * | 1997-12-19 | 2000-11-21 | Rockwell Science Center | Multi-mode, multi-band, multi-user radio system architecture |
| US6324209B1 (en) * | 2000-02-28 | 2001-11-27 | Golden Bridge Technology Inc. | Multi-channel spread spectrum system |
| US20060184576A1 (en) * | 2005-02-17 | 2006-08-17 | Microsoft Corporation | System and method for extensible metadata architecture for digital images |
| US8849996B2 (en) | 2011-09-12 | 2014-09-30 | Microsoft Corporation | Efficiently providing multiple metadata representations of the same type |
| JP2013234967A (ja) * | 2012-05-11 | 2013-11-21 | Furuno Electric Co Ltd | 物標探知機、高分解能化処理装置、高分解能化処理方法および高分解能化処理プログラム |
| US10957445B2 (en) | 2017-10-05 | 2021-03-23 | Hill-Rom Services, Inc. | Caregiver and staff information system |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3792356A (en) * | 1971-12-27 | 1974-02-12 | Ibm | Receiver structure for equalization of partial-response coded data |
| US4315319A (en) * | 1980-02-01 | 1982-02-09 | Rockwell International Corporation | Non-linear signal processor |
| US4458328A (en) * | 1981-02-13 | 1984-07-03 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Adaptive filter using an ASW storage correlator |
| US4519084A (en) * | 1982-09-29 | 1985-05-21 | At&T Bell Laboratories | Matched filter for combating multipath fading |
-
1991
- 1991-10-24 DE DE59104600T patent/DE59104600D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-10-24 AT AT91118101T patent/ATE118661T1/de not_active IP Right Cessation
- 1991-10-24 EP EP91118101A patent/EP0486833B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1991-11-15 JP JP3353522A patent/JPH04323926A/ja active Pending
- 1991-11-21 US US07/795,477 patent/US5181225A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5809058A (en) * | 1993-12-16 | 1998-09-15 | Nec Corporation | Code division multiple access signal receiving apparatus for base station |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0486833A1 (de) | 1992-05-27 |
| EP0486833B1 (de) | 1995-02-15 |
| DE59104600D1 (de) | 1995-03-23 |
| ATE118661T1 (de) | 1995-03-15 |
| US5181225A (en) | 1993-01-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH04323926A (ja) | 直接スペクトラム拡散信号用受信機 | |
| US4291410A (en) | Multipath diversity spread spectrum receiver | |
| US7042929B2 (en) | Scaling using gain factors for use in data detection for wireless code division multiple access communication systems | |
| US6363106B1 (en) | Method and apparatus for despreading OQPSK spread signals | |
| KR20000069434A (ko) | 전송 매체 응답 추정을 이용하여 디지탈 심볼을 검출하기 위한 방법 및 장치 | |
| US7245654B2 (en) | Carrier sensing, signal quality and link quality in a receiver | |
| EP1274179A1 (en) | Method for signal processing used in terminal device of code division multiple access mobile communication system | |
| US6208684B1 (en) | Cyclic adaptive receivers for DS-CDMA signals | |
| US7706435B2 (en) | Apparatus and method of searching for known sequences | |
| US20030053522A1 (en) | Method and device for estimating a channel propagation | |
| US7356074B2 (en) | Estimation of multipath channel with sub-chip resolution | |
| KR20050113468A (ko) | 속도 추정 장치 및 방법 | |
| US20110128994A1 (en) | Zonal uwb receiver and method | |
| EP1508201B1 (en) | Colored interference identification | |
| US7787532B2 (en) | Apparatus and method for multiuser detection in CDMA communication system | |
| EP1961128A1 (en) | Determination of active spreading codes and their powers | |
| EP0748060A2 (en) | Post detection integration spread spectrum receiver | |
| El-Tarhuni et al. | Application of adaptive filtering to direct-sequence spread-spectrum code acquisition | |
| Hamila et al. | A highly efficient generalized Teager-Kaiser-based technique for LOS estimation in WCDMA mobile positioning | |
| JPH05292139A (ja) | 最尤系列推定受信機 | |
| Hwang et al. | A new blind adaptive interference suppression scheme for acquisition and MMSE demodulation of DS/CDMA signals | |
| Bahai et al. | Results on multi-carrier CDMA receiver design | |
| Ahn et al. | Code orthogonalizing filter based adaptive array antenna using common correlation matrix of time domain signals for multicarrier DS/CDMA Systems | |
| Abu-Dayya et al. | /spl pi//4-DQPSK on microcellular radio channels with diversity and interference | |
| JPH05292138A (ja) | 最尤系列推定受信機 |