CN1147318A - 同步检波器以及用于同步检波的方法 - Google Patents

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Abstract

同步检波器(200)具有第一和第二混频器电路(206，208)以及压控振荡器(212)，后者把本振信号直接提供给第二混频器电路，并通过相位变换器(210)间接提供给第一混频器电路。第一和第二混频器电路的输出在组合器电路(220)中组合以产生颤动被抵消的输出信号。颤动被抵消的输出信号在环路滤波器(214)中被滤波，并加到压控振荡器以控制本振信号的频率和相位。组合器电路包括加法器(222)和颤动抵消滤波器(228)。颤动抵消滤波器优选地是和检波信号频谱匹配的高通滤波器。第一混频器电路的输出通过高通滤波器送到加法器的一个输入端，而第二混频器电路的输出通到加法器的第二输入端。加法器的输出通到环路滤波器。

Description

同步检波器以及 用于同步检波的方法
发明背景
发明领域
本发明领域涉及RF信号的同步检波。具体地，本发明涉及在检波信号中给出很低的相位颤动的同步检波器。
相关技术的描述
熟知的同步检波器使用锁相环重新产生载波信号的复制品以用于同步检波。导引载波的相位调制是残留边带信号的固有部分。当锁相环被用来同步检波残留边带信号时，锁相环将锁定在导引的固有相位调制上，并产生带有在其上感应的固有相位噪声的载波信号复制品。该相位噪声将在同步解调器的输出端上造成失真的输出。为了使该相位噪声最小化，已知的锁相环使用了窄频带的环路滤波器。这就在突然的相位跳变被引入调制信号时(例如调谐器的本地振荡器由于微音器的效应而造成的不希望有的相位调制时)限制了锁相环跟踪相位、和保持与载波信号相位一致的能力。
同步检波器技术，除了其它应用外，对于高清晰度电视是一项重要的技术。高清晰度电视的传输方法是当今争议的一个课题。一些支持者希望采用QAM(正交幅度调制)，而另一些支持者希望采用VSB(残留边带)。例如，16-QAM，正交幅度调制，是一种把四比特的数据字节序列分割成两个分开的序列、且每个序称为两个比特符号的方法。两个分开的符号序列被送到正交多路复接型调制器的两个调制输入端。QAM输出信号是双边带信号，其中由于在调制过程中的两个分开的符号序列之间的非对称性，两个边带互相没有特定的相位关系。
相反地，例如，4-VSB，残留边带，是一种把相同的四比特的数据字节序列构成为单个四比特符号的序列的方法，其中VSB符号速率等于在QAM中所使用的两个分开的符号序列的符号速率的总和。
数字高清晰度电视大联盟，包括AT&T，Zeuith，GeneralInstrument Corp.，(通用仪器公司)，the Massachusetts Institute ofTechnology(麻省理工学院)，Thomson Consumer Electronics(汤姆逊消费电子公司)，Philips Consumer Electronics(菲利普消费电子公司)，以及David Sarnoff Research Center，已经选定VSB，而非QAM作为高清晰度电视的传输技术。
VSB或QAM信号的高性能的同步检波对于高清晰度电视的重要性是显而易见的。然而，本发明可应用于当传送信号中的不想要的相位调制在检波信号中引入相位误差的情况下的任何传输技术。
本发明的概要
本发明的一个目的是克服所提到的现有技术中的限制。本发明的另一个目的是消除在同步检波器中所使用的锁相环带宽内的相位噪声。本发明的还有一个目的是对于任何特定的环路带宽改进相位跟踪精度。本发明的还有一个目的是对于任何特定的相位跟踪精度增加锁相环中的环路带宽。
这些和其它目的可在具有第一和第二混频电路和压控振荡器的同步检波器中达到。压控振荡器把本振信号直接提供给第二混频器电路，并通过相位变换器(phase transformer)间接提供给第一混频器电路。第一和第二混频器电路的输出被送到组合器电路以产生组合的输出信号。组合的输出信号通过环路滤波器进行滤波，以产生用于控制压控振荡器频率的控制信号。组合器电路包括颤动抵消滤波器，其特征在于传输函数在每单位频率斜率的信号密度的变化，基本上等于要被检波的调制信号的每单位频率斜率的信号密度的变化。
附图简介
现在以参照以下附图对优选实施例所作的以下说明来详细描述本发明，其中：
图1A是显示信息信号的信号频率密度谱的图；
图1B是显示窄带导引信号的信号频率密度谱的图；
图1C是显示包含有导引信号的信息信号的信号频率密度谱的图；
图2是显示用于产生残留边带调制信号的代表性系统的方块图；
图3是显示理想化的传统的同步检波器的方块图；
图4A～4D是显示通过图3的同步检波器进行处理的信号的信号频率密度谱的图；
图5是显示在图2的电路中所产生的残留边带调制信号的信号频率密度谱特性的图；
图6A～6D是显示在其频率密度分布是如图5所示的残留边带调制信号中固有的相位调制的相位复矢量(phasor vector)图；
图7是显示同步调制器的实现的方块图；
图8是显示有限脉冲响应滤波器的方块图；
图9是显示奈奎斯特滤波器脉冲响应的图；
图10是奈奎斯特滤波器的32阶实现的零点的Z-域图；
图11是显示奈奎斯特滤波器的频率响应(对数幅度)的图；
图12是显示奈奎斯特滤波器的频率响应(线性幅度)的图；
图13是显示VSB滤波器的实数部分的脉冲响应的图；
图14是显示VSB滤波器的虚数部分的脉冲响应的图；
图15是VSB滤波器的32阶实现的零点的Z-域图；
图16是显示VSB滤波器的频率响应(对数幅度)的图；
图17是显示VSB滤波器的频率响应(线性幅度)的图；
图18是显示VSB滤波器的实数部分的频率响应的图；
图19是显示VSB滤波器的实数部分的相位响应的图；
图20是显示VSB滤波器的虚数部分的幅度响应的图；
图21是显示VSB滤波器的虚数部分的相位响应的图；
图22是图20的频率响应图的放大图；
图23是显示传统同步检波器的实现的方块图；
图24是显示按照本发明的同步检波器的方块图；
图25是显示VSB滤波器的虚数部分的频率响应(曲线A)以及在其上叠加的一阶巴特沃斯高通滤波器的频率响应(曲线B)的图；
图26是显示一阶巴特沃斯高通滤波器的幅度响应的图；
图27是显示一阶巴特沃斯高通滤波器的相位响应的图；
图28是显示在图24的环形滤波器214的输入端处的功率谱，分别为使用高通滤波器(曲线B)和未使用高通滤波器(曲线A)的图；
图29是图28的放大图；
图30是显示由修正的导引跟踪电路所见到的等效频谱的图。(该频谱并不在调制器或解调器中呈现。)
图31是图30中显示图的放大图。
图32a～32d是显示同步检波器的仿真的相位跟踪结果的图和直方图。
图33是包含按照本发明的抵消滤波器的发射机的调制器。
优选实施例的描述
图1A是显示信息信号的信号频率密度谱的图，所显示的信息信号是对于载频fc进行调制的残留边带调制信号。这样的信号的特征是，在比载频高和低的频率上都有频率分量。然而，图1A描述了一种没有载波信号的情况，在载频处的唯一频率分量是信息信号的一部分。
图1B是显示要被加到残留边带信号上的导引信号的信号频率密度谱的图。
图1C是显示信息信号和导引信号相组合的信号频率密度谱的图。
图2是显示用于产生残留边带信号的代表性调制器的方块图。要被调制的信号，m(t)(其傅立叶变换是M(2πf))，首先在加法电路2中与V导引信号相加，其中V导引信号可以是直流电压，然后，优选地，在平衡混频器4中，把它和载波信号cos(2πfct)相混频，以产生双边带调制信号。双边带调制信号通过其传输函数为Hv(2πf)的适当的滤波器进行处理，以产生残留边带调制信号Φv(t)，其傅立叶变换为Φv(2πf)。调制信号的信号频率密度谱(不包括导引信号)被给出为：
             Φ(2πf)＝.5[M(2πf＋2πfc)＋M(2πf－2πfc)]H(2πf).    (1)
当残留边带调制信号Φv(t)通过同步检波器被处理时，原信号m(t)就得以恢复。
图3是显示代表性的理想同步检波器的方块图。残留边带调制信号Φv(t)可在滤波器6中被带通滤波，然后在混频器8中与载波信号cos(2πfct)相乘，以产生混频信号e(t)，其傅立叶变换E(2πf)被给出为：
             .25{H(2πf＋2πfc)[M(2πf＋4πfc)＋M(2πf)]＋
                 H(2πf－2πfc)[M(2πf－4πfc)＋M(2πf)]}.           (2)
可能必须利用加法器9从这个信号中去掉在发射机端加上的V导引信号(图2)。残留边带调制信号的信号频率密度谱Φv(2πf)示于图4A。图3中所示的同步检波器的混频器的输出E(2πf)被作为信号频率密度谱示于图4D。以上的式(2)的第一行相应于图4C所示的信号频率密度谱，及以上的式(2)的第二行相应于图4B所示的信号频率密度谱。混频器的输出(其傅立叶变换是E(2πf))接着通过其传输函数为图4D中以虚线所示的低通滤波器。这就去掉了可能在两倍的载频处出现的信号的高频成份。低通滤波器的输出的信号频率密度谱被给出为：
             E0(2πf)＝.25M(2πf)[H(2πf＋2πfc)＋(2πf－2πfc)].    (3)当：
             E0(2πf)＝kM(2πf)，                                       (4)(其中K是常数)时，则低通滤波器的输出e0(t)就是调制信号m(t)的精确的复制品。因此，当图2所示滤波器的传输函数被表征为：
             H(2πf＋2πfc)＋H(2πf－2πfc)＝4k，                     (5)则调制信号m(t)可被完全恢复。
式(5)中所表示的条件被最好地示于图5。图5是显示载波频率为fc的残留边带调制载波的信号频率密度谱的图。正如从图5可以看到的，点1和点2对于载波频率fc来说是反对称的。藉利用信号频率密度谱在载波频率fc处的频率密度为参考密度，在点1处的频率密度相对于参考密度降低y1，而在点2处的频率密度相对于参考密度增加y2。进一步地，当在点1处的频率偏移(即X1)等于在点2处的频率偏移(即X2)时，y1等于y2。具有如图5所示频谱的信号可由理想的同步检波器解调，以完全恢复调制信号m(t)。
残留边带调制信号包含固有的相位调制。图6A是显示载波信号的相位复矢量图的图。该矢量本身在复数电压平面上逆时针旋转。只有载波信号的实数分量才实际出现在调制过程中。该矢量在复数电压平面上以2πfc的角频率逆时针旋转，这样矢量的实数分量是cos(2πfct)。图6B是显示相对于载波信号的上边带信号的相位复矢量的图。相位复矢量逆时针旋转表示相对于载波频率的正频率变化。图6C是显示相对于载波信号的下边带信号的相位复矢量的图。相位复矢量顺时针旋转表示相对于载波频率的负频率变化。注意到，下边带的相位复矢量幅度小于上边带的相位复矢量的幅度，因为该信号代表残留边带调制信号。双边带调制载波会有两个相等幅度的矢量，每个边带一个矢量，它们互相反向地旋转，总是产生一个实数合成矢量。然而，残留边带调制信号由于两个边带相位复矢量不相等，就产生了相位调制。此处应当看到，藉对平衡混频器输出进行滤波所产生的单边带调制信号来产生相位调制。事实上，由于在实际滤波器中不可能有无限陡峭的截止斜率，由滤波所产生的单边带信号必定有残留边带。
藉被称为定相方法(phasing method)的已知方法所产生的单边带信号由于在实现宽带的希尔伯特(Hilbert)滤波器时的限制也会有某些残留边带分量。例如，当利用定相法把音频信号(即30到3840Hz)调制到载波上时，需要希尔伯特滤波器在音频段(例如，超过7个倍频程)内的每个频率上都产生90°的相移。
图6D是显示如图6B中的逆时针旋转的上边带相位复矢量的图。图6D也显示了在上边带相位复矢量的末端处叠加了相应于图6C所示的相位复矢量的下边带相位复矢量。这就有了当上边带和下边带叠加时保留下来的残余相位调制θ。该相位调制在图1A所示的信息信号中是固有的，它倾向于在实际实现的同步检波器中的解调过程中引入失真，因为实际同步滤波器依赖导引信号以重新产生载波信号的同步复制品。
在美国专利No.4,602,287中，Pieter Fockens描述的系统使用SAW(声表面波)滤波器来使得载频附近VSB信号的谱功率变平坦，以去除这种不想要的剩余相位调制(即相位颤动)的影响。然后，把这种具有平坦频谱的信号用传统的同步检波器进行检波。
残留边带调制器的数字式实现装置示于图7。在QAM实施例中，图7将被修改成分别输送虚数和实数部分的两个输入端。在图7中，输入数据加到数据输入端12，接着又被送到滤波器的实数部分16的输入端，还被送到滤波器的虚数部分18的输入端。振荡器20产生处在载波频率上的载波信号。载波信号被送到平衡调制器22和希尔伯特滤波器26的输入端。由于载波频率基本上频谱是纯的，滤波器26仅仅是在载波频率处的90°移相滤波器。滤波器26的输出被送到平衡调制器24。实数部分16的输出被送到平衡调制器22以调制载波信号。平衡调制器22的输出被送到加法电路28的第一输入端。虚数部分18的输出被送到平衡调制器24，平衡调制器24的输出被送到加法电路28的第二输入端。加法电路28的输出是调制的载波信号并被送到输出端14。
图7所示的调制器当虚数部分是希尔伯特滤波器以在实数部分滤波器16的通带全部带宽上提供90°移相时可产生单边带调制信号。当加法电路28把来自平衡调制器22和24的信号相加时，上边带信号被送到输出端14。当加法电路28从来自平衡调制器22的信号中减去来自平衡调制器24的信号时，在输出端14处给出的调制载波是下边带信号。
调制器10也可以产生正交幅度调制(QAM)信号。在这种情况下，如以上简要描述的那样，数据输入包括两个分开的数据流，输送给虚数部分18和实数部分16。第一数据流被加到实数部分滤波器16，而第二数据流被加到虚数部分滤波器18。当实数部分16和虚数部分18都是奈奎斯特滤滤器时，那么在输出端14处的调制载波信号就是正交幅度调制信号。
调制器10也可以产生残留边带调制信号。当加到实数部分16和虚数部分18的加权量被适当地确定时，如以下更详细地讨论那样，调制器10也将产生残留边带调制信号。
现在将参照图8来描述VSB滤波器的实数部分16和虚数部分18的数字式实现方案。离散时间滤波器的传输函数在Z-域中的一般形式为：
      H(z)＝[b(z)]/[a(z)]，                              (6)其中b(z)和a(z)是z的多项式表示式，被给出为：
      b(z)＝b0z0＋b1z-1＋b2z-2＋...               (7)
      a(z)＝a0z0＋a1z-1＋a2z-2＋...               (8)其中Z0是现在的样本，Z-1是下一个居先的样本(the next priorsample)等等。当想要产生残留边带调制信号时，VSB滤波器的传输函数的极点和零点的位置相对于奈奎斯特滤波器的传输函数的极点和零点的位置旋转45°。变换过的传输函数通常被给出为：
      Ht(z)＝[bt(z)]/[at(z)]，                       (9)其中下标t表示变换过的值，且多项式bt(Z)和at(Z)被给出为：
      bt(z)＝b0z0＋b1z-1e(jw)＋b2z-2e(j2w)...   (10)
      ar(z)＝a0z0＋a1z-1e(jw)＋a2z-2e(j2w)...   (11)
指数项e(jw)确定着变换的相移，后者导致残留边带调制信号。
一般地说，多项式b(z)的系数确定滤波器的零点，而多项式a(z)的系数确定滤波器的极点。
在以下所讨论的离散时间实现方案中，使用了有限脉冲响应(FIR)滤波器，尽管也可使用其它的滤波器设计。这里没有极点，只有零点。多项式at(z)等于1。在图8中，离散时间信号被加到数据输入端42，并通过由延时元件46组成的带抽头的延时线。从抽头的输出被加权元件48中的适当的系数(可以是复数)加权。在图8所示的有限脉冲响应滤波器40中，系数是b1，b2，b3…bN-1和bN。这些值相应于式(7)的系数值。然后把滤波器40中的加权抽头项在加法器50中相加，相加后的输出被加到输出端44。
虽然图8描述了离散时间FIR滤波器，但通常把这样的离散时间滤波器实现为数字滤波器，其中每个采样数据输入被表示为一个数字(例如，一个12或16比特的字)。在这样的数字滤波器中，延时元件46可采取时钟同步寄存器的形式，它们互相串联并以符号速率的整数倍作为其时钟速率。进一步地，在这样的数字滤波器中，加权元件48可采取数字乘法器的形式。
通常，由加权元件48代表的数字乘法器是用于把第一个复数(a＋jb)和第二个复数(c＋jd)按如下相乘的复数乘法器：
  (a＋jb)(c＋jd)＝(ac－bd)＋j(ad＋bc)，    (12)
因此一般的复数乘法器需要四个实数乘法器和两个实数加法器/减法器。无论如何，注意到当输入到端口12的数据只有实数部分时，(即b＝0)则乘法器得以简化。当(a＋jb)代表抽头延时线的一个抽头的输出和(c＋jd)代表要和该输出相乘加权值时，乘法器的输出是ac＋jad，因为当端口12的输入只有实数部分时b＝0。乘法器的输出的实部是ac，及乘法器的输出的虚部是ad。基于这一点，一般的复数滤波器被分成实数部分16，用于处理ac项；和虚数部分18，用于处理ad项，两部分都只供以数字输入数据的实部(即“a”)。加权量的实部(即“c”)被加到实数部分16，及加权量的虚部(即“c”)被加到虚数部分18。
在以下的示例性实施例中，将描述奈奎斯特滤波器。该滤波器将被描述作为有限脉冲响应滤波器，例如图8所示的滤波器40，尽管可以使用等效的有限脉冲响应滤波器。滤波器40适合于用作为图7所示的实数部分16或虚数部分18(也就是每个滤波器中的所有数字值都是实数)。所描述的滤波器是32阶的(即，33抽头)，且数据的采样速率是4乘以符号速率。为简单起见，符号速率将被假定为1Hz；然而，很显然，可以定标成任何具体的速率。
奈奎斯特滤波器被设计成具有相应于图9所示脉冲响应函数的传输函数。该脉冲响应具有一个为50％的α因子。也就是说，滤波器的带宽比奈奎斯特带宽超过50％。图9显示了脉冲响应的33个时间样本。这些时间样本被相应于滤波器40的延时元件46固有的时延(也就是，相应于采样速率的时延)的时间单元所隔开。脉冲响应函数的幅度相应于为实现一个由式(6)给定的传输函数的滤波器所需要的加权量(即，b1…bN)。对于奈奎斯特滤波器，这些系数的值被列在以下的表1中。
                       表1
                    (b0到b32)
                     0.0000
                    -0.0008
                    -0.0018
                    -0.0021
                     0.0001
                     0.0051
                     0.0102
                     0.0101
                     0.0000
                    -0.0190
                    -0.0361
                    -0.0346
                    -0.0001
                     0.0682
                     0.1527
                     0.2229
                     0.2501
                     0.2229
                     0.1527
                     0.0682
                    -0.0001
                    -0.0346
                    -0.0361
                    -0.0190
                     0.0000
                     0.0101
                     0.0102
                     0.0051
                     0.0001
                    -0.0021
                    -0.0018
                    -0.0008
                     0.0000
该滤波器的零点被画在Z-域中，如图10所示。图11是显示该滤波器的频率响应(以对数幅度)的图。图12是显示该滤波器的频率响应(以线性幅度)。注意到频率响应关于零频率(在数据被调制到载波信号上后，它变成载波频率)的对称形式。当图7的实数部分16和虚数部分18是如以上所讨论的奈奎斯特滤波器和滤波器的每个部分被供以分开的实数数据流时，就在输出端14提供以正交幅度调制(QAM)信号。
为了提供残留边带(VSB)调制信号，如图10所示的奈奎斯特滤波器的极点和零点，与图15相比较，旋转了45°或π/4。在图10和11所示的实例中，数字滤波器的采样频率是4乘以符号速率(或者，如果符号速率是1Hz，则为4Hz)。然后，对滤波器传输函数进行一次0.5Hz的频率变换。这相应于采样频率的八分之一，或360°除以8后等于45°。
式(10)被用来计算加权系数以产生带有相对于图10所示的零点旋转45°的全部极点和零点的VSB滤波器。通常，序列x[n]可以与相应的序列y[n]＝(ejw)n逐个元素地相乘，以得到其傅立叶变换为从原序到x[n]的傅立叶变换被频移了ω的结果序列。这样，序列x[n]的极点和零点因而在Z-域上关于原点旋转角度ω。在本例中，序列x[n]相应于式(6)和(7)中的多项式b[z]，它是滤波器的传输函数。当系数b1…bN由表1提供时，得出的奈奎斯特滤波器的零点被画在图10上。为了把这些零点旋转45°，把表1的值和序列y[n]＝(ejw)n逐个元素地相乘，其中ω＝45°或π/4。VSB滤波器的系数被列在表2中。
如以上所讨论的，结果系数的实部被加到VSB滤波器实数部分16中相应的加权单元，结果系数的虚部被加到VSB滤波器的虚数部分中相应的加权单元。图13和14是显示该VSB滤波器的实数的和虚数的脉冲响应的图，其中在时间上的离散点的值相应于表2中的系数。图15是由表2中的系数所确定的该VSB滤波器所产生的零点的Z-域图。注意到，零点的位置，相对于图10所示的零点的位置来说，旋转了45°。
                  表2
               (b0到b32)
        实部                 虚部
        0.0000               0
       -0.0006              -0.0006i
        0                   -0.0018i
        0.0015              -0.0015i
       -0.0001               0
       -0.0036              -0.0036i
        0                   -0.0102i
        0.0072              -0.0072i
        0.0000               0
       -0.0134              -0.0134i
        0                   -0.0361i
        0.0245              -0.0245i
        0.0001               0
       -0.0482              -0.0482i
        0                   -0.1527i
        0.1576              -0.1576i
        0.2501               0
        0.1576              +0.1576i
        0                   +0.1527i
       -0.0482              +0.0482i
        0.0001               0
        0.0245              +0.0245i
        0                   +0.0361i
       -0.0134              +0.0134i
        0.0000               0
        0.0072              +0.0072i
        0                   +0.0102i
       -0.0036              +0.0036i
       -0.0001               0
        0.0015              +0.0015i
        0                   +0.0018i
       -0.0006              +0.0006i
        0.0000               0
由于输入到VSB滤波器的数据只有实部，所以实数分量和虚数分量是加到VSB滤波器的分开的部分的加权因子。
在对载波信号调制以后从VSB滤波器(也就是两部分)的频率响应(以对数幅度)得出的信号的谱功率示于图16(参照载波频率来显示)，以及在对载波信号调制后从VSB滤波器(也就是两部分)的频率响应(以线性幅度)得出的谱功率示于图17(参照载波频率来显示)。
图18和20是分别显示VSB滤波器的实数部分和虚数部分的频率响应(以线性幅度)的图。图19是显示VSB滤波器的实数部分的相位响应的图。注意到，在中心频率附近实数部分的相位响应是零度。图20是显示VSB滤波器的虚线部分的频率响应具有的谱的上部(即，正频率)和谱的下部(即，负频率)的图。谱的下部相对于谱的上部移相180°。当信号的实数部分分量和虚数部分分量在加法单元28中相加在一起时，谱的下部倾向于被抵消掉，就得到上部的残留边带调制。当虚数部分信号在加法电路28中被从实数部分信号中减去时，就得到下部的残留边带调制。
虚数部分滤波器的响应函数是奇对称的。这就意味着，在负频率处的相位相对于在正频率处的相位是180°。
图18和19是分别显示VSB滤波器实数部分的幅度响应和相位响应的图。图20和21是分别显示VSB滤波器虚数部分的幅度响应和相位响应的图。注意到图21所示的奇对称性质。图22是显示VSB滤波器虚数部分在靠近载频的频率处产生的幅度响应的放大部分的图。
图23是显示传统的同步检波器100的方块图，它使用锁相环(PLL)以重新产生来自本地振荡器的信号中的导引信号频率。传统的同步检波器100具有检波器输入端102(在此端接收调制的载波信号)和检波器输出端104(在此端给出解调后的输出信号)。检波器100包括第一混频器电路106和第二混频器电路108。第一混频器电路106和第二混频器电路108的每个电路的第一输入端都连接到检波器输入端102。第一检波器电路106的输出端连接到检波器输出端104。传统的同步检波器包括相位变换器110，有时被称作为希尔伯特滤波器，它提供从输入到输出的90°相移。相位变换器110的输出连接到第一混频器电路106的第二输入端，而其输入端接到第二混频电路108的第二输入端。传统的同步检波器也包括压控振荡器112(VCO)，其振荡器输入端连接到第二混频器电路108的输出端。压控振荡器112的输出端连接到相位变压器110的输入端。第一和第二混频器电路106，108中的每一个分别包括混频单元106M、108M，和分别包括混频器滤波器单元106F、108F。混频器滤波器单元106F只起到图3所示低通滤波器类型的作用。混频器滤波器单元108F起着(1)图3所示低通滤波器类型的作用、和(2)PLL环路滤波器的作用，以进一步限制包括混频器电路108和压控振荡器112在内的锁相环(PLL)的带宽。
被加到检波器输入端102的调制载波信号包括信息信号(如图1A所示)和导引信号(如图1B所示)。导引信号由离散的谱线来表征。调制载波信号(如图1C所示)包括导引信号和部分信息信号。
在工作时，传统的同步检波器100控制压控振荡器112以产生其频率基本上等于导引信号频率且相位也和导引信号相位近似一致的输出信号。由于导引信号被锁相环频带内的信息信号所扰乱，这种作用只能部分地达到。然而，藉设计混频器滤波器单元108F成为窄带低通滤波器，以使得只有基本上为零频率的信号(即，接近于直流的信号)来控制压控振荡器112，从而仅仅是信息信号的一部分(即其频率分量接近于载频的那部分)被加以平均来控制压控振荡器。可替换地，在PLL中包含分开的环路滤波器。如在图5中可看到的，在接近载波频率的频率的上边带和下边带中的信号密度只稍许有点不平衡，只要滤波器108F是窄频带的就仅引入适量的相位颤动。然而，为了得到宽带锁相环跟踪的好处，滤波器108F的带宽必须增加，这样就引入了增大了的相位跟踪抖动，在检波器输出中造成失真。
图24是显示本发明的同步检波器200的方块图。同步检波器200包括检波器输入端202(在此端接收调制的载波信号)以及检波器输出端204(在此端给出解调的输出信号)。检波器200包括第一混频器电路206和第二混频器电路208。第一混频器电路206和第二混频器电路208的每个电路的第一输入端206a、208a分别连接到检波器输入端202。第一混频器电路206的第一混频器输出端206c连接到检波器输出端204。同步检波器200包括相位变换器210，它有时被称作为希尔伯特滤波器，它提供从输入210a到输出210b的90°相移。相移变换器210的输出连接到第一混频器电路206的第二输入端206b，相位变换器210的输入端210a连接到第二混频器电路208的第二输入端208b。同步检波器200还包括压控振荡器(VCO)212，它带有振荡器输入端212a和振荡器输出端212b，其振荡器输出端212b连接到相位变换器输入端210a。第一和第二混频器电路206、208的每一个分别包括混频器单元206M、208M，以及分别包括混频器滤波器单元206F、208F。混频器滤波器单元206F、208F只起到参照图4D所描述的低通滤波器类型的作用。不需要像在图25所示传统同步滤波器中所要求的那样去限制混频器滤波器单元208F的带宽来确定锁相环的环路带宽。
同步检波器200包括具有第一和第二组合器输入端220a，220b和组合器输出端220c的组合器电路220。第一组合器输入端220a连接到第一混频器电路输出端206c，及第二组合器输入端220b连接到第二混频器电路输出端208c。同步检波器200还包括具有环路滤波器输入端214a和环路滤波器输出端214b的环路滤波器214。组合器输出端220c连接到环路滤波器输入端214a，及环路滤波器输出端214b连接到振荡器输入端212a。
组合器电路220包括颤动抵消滤波器224和加法器222。颤动抵消滤波器224具有一个连接到组合器输入端220a的输入端和一个连接到加法器222的第一输入端的输出端。加法器222的第二输入端连接到第二组合器输入端220b。加法器222的输出端连接到组合器输入端220c。
颤动抵消滤波器224优选地包括高通滤波器228和换算电路226。换算电路226可优选地是电阻器，然而它也可以包括其传输函数为k的放大器。
低通滤波器206F和208F被设计为其截止频率是以只去掉图4D所示的混频器输出的二倍载频成分。压控振荡器212，混频器208，加法器222和环路滤波器214构成锁相环(PLL)。环路带宽按照所想要的噪声-带宽折衷而由环路滤波器214来确定，因为混频器滤波器单元208F并不必须限制信号带宽。在检波器输入端202所接收到的残留边带调制信号(或甚至在单边带信号)中固有的相位颤动，在组合器电路220中至少部分地被抵消了。由于这个特性，环路滤波器214的带宽就不需要被不必要地减小，以使由于残留边带调制信号的固有相位调制造成的跟踪误差最小化。
在工作时，在第二混频器电路输出端208C处的信号是调制器10(图7)的VSB的滤波器的虚数部分18的输出端处的信号的复制品。虚数部分18的频率响应(如图20和22所示)也具有和图25所示的曲线A°同样的形式。叠加在这个图形上(曲线B)的是具有0.1Hz的截止偏离和调整为1/2的增益(即，-6dB)的一阶巴特沃斯高通滤波器的频率响应，显示出两个响应曲线之间很接近地一致。图26和27是分别显示该一阶巴特沃斯高通滤波器在更宽广的频率范围上的幅度和相位响应。然而，应当注意到，图24所示同步检波器的感兴趣的范围被限制在环路滤波器的带宽内。在环路滤波器的带宽内，颤动抵消滤波器224很接近于在相同的频率上图20所示的频率响应。颤动抵消滤波器224可使用任何的滤波器设计，只要其频率响应与在第二混频器电路输出端208c处的信号的频谱功率分布很接近地一致。
当VCO 212被调谐到载波频率时，在第二混频器电路输出端208c处所产生的信号的幅度由图25中的曲线A所显示。对于接近中心频率的频率，幅度非常小，而对于越远离中心频率的频率，幅度越大。而且，在正频率差处的相位与在负频率差处的相位相差180°。
在第一混频器电路输出端206c处的信号是VSB调制器10(图7)的VSB滤波器的实数部分16的输出端处的信号的复制品。该复制信号的频谱功率具有和图18所示实数部分16的频率响应同样的形式。该复制信号通过颤动抵消滤波器224。当颤动抵消滤波器是基于以上所述的一阶巴特沃斯滤波器时，颤动抵消滤波器224的幅底和相位响应分别示于图26和27。当颤动抵消滤波器224是基于以上所述的一阶巴特沃斯滤波器时，颤动抵消滤波器224的输出端处的信号的谱功率由图25的曲线B所显示。
这样，在颤动抵消滤波器224的输出端处的信号的频率响应至少在较低频率区很接近于在第二混频器电路输出208C端的信号的频率响应。应当注意到，滤波器不必被限制于一阶巴特沃斯滤波器。任何阶的滤波器和任何的滤波器类型只要与图25的曲线A和B近似一致，都可被使用。
加法器222把颤动抵消滤波器224输出端处的信号加到在第二混频器电路输出端208c上给出的信号上。加法器222的结果输出信号的功率谱被显示为图28的曲线B。图28的曲线A显示了未连接颤动抵消滤波器时的输出信号功率谱(即，增益等于0)。因此，曲线A相应于图20所示的频率响应。
无论如何，曲线B是更精妙的。输入到颤动抵消滤波器224的信号的幅度和相位分别相应图18和图19中所示的响应曲线。在中心频率附近的相位是零。然后，这样的信号在具有分别示于图26和27的幅度和相位响应的颤动抵消滤波器中被滤波。在远离中心频率的频率处，在颤动抵消滤波器输出端处的信号的相位仍旧是零。相反，在第二混频器电路输出端208c处的信号(图28，曲线A)的相位在偏离中心频率的频率处是正或负90°。对于在VSB滤波器的虚数部分18的输出端处的信号(它相应于在第二混频器电路输出端208c处的信号输出)，在图20和21上显示了这一情况。因此，在远离中心频率的频率上颤动抵消滤波器224输出端处的信号和第二混频器电路输出端208c处的信号之间有90°的相位差。由于该90°相位差阻止了信号的抵消，所以在远离中心频率的频率处曲线B的幅度(图28)仍保持很大。
相反，在靠近中心频率的频率处，颤动抵消滤波器224的输出端处的信号的相位相应于图27所示高通滤波器的相位响应。在稍稍正一点的频率上，有正90°相移，且在稍稍负一点的频率上，有负90°相移。第二混频器电路输出端208c处的信号的相位相应于图21所示VSB滤波器的虚数部分的相位响应。在稍稍正一点的频率上，有负90°相移，及在稍稍负一点的频率上，有正90°相移。在靠近中心频率的频率处，加法器222藉把两个相等幅度的信号(其中一个具有正90°相移，而另一个具有负90°相移)相加，从而来抵消两个输入信号。因此，在VSB信号中固有的相位颤动在组合器电路220中被抵消。然而，VCO信号相对于调制器中载波信号相位的相位偏差可在第二混频器电路208中被检测出，将其传送通过环路滤波器以调整VCO的相位。
图28是显示在输入到环路滤波器的输入端处的信号的功率谱的图。以曲线B所显示的是使用其增益被设置为1的一阶巴特沃斯高通滤波器的功率谱。以曲线A所显示的是未连接高通滤波器(增益被设置为0)时在输入到环路滤波器的输入端处的功率谱。图29是显示图20的放大部分的图。特别注意到，对比于不具有组合器电路220的老的技术方案，在接近于载频处，功率谱的噪声密度藉使用图24所示的高通滤波器设计而得以减小，这样就减小了相位颤动。
图30和31显示了传输系统的影响。如果组合器电路220被连接到调制器(图7)，这样，实数部分16的输出被连接到颤动抵消滤波器224的输入端(也就是组合器电路第一输入端220a)，虚数部分18的输出端从混频器24处被断开而代之以连接到第二组合器电路输入端220b，以及组合器电路输出端220c不连到虚数部分18的输出端而连到混频器24，那么在输出端14处的信号的谱功率将是如图30和31所示。图30显示了：当在组合器电路220中使用了一阶巴特沃斯滤波器特性时参照于基带的残留边带调制信号的等效谱功率(以对数幅度)。曲线A-E分别相应于颤动抵消滤波器增益为0，0.5，0.75，1.0，和1.25。图31是显示靠近载频的频率响应曲线的放大部分的图。为了使相位颤动最小化，希望靠近载频处的频率响应尽可能地平坦(例如图31中的曲线C)以抵消如参照图6A～6D所讨论的造成相位颤动的因素。
因此，在组合器电路220中颤动抵消滤波器224结合加法器222一起能够在发射机一侧以及在接收机一侧抵消在残留边带和在靠近载频的频率处其它的信号中所固有的相位颤动。此特性允许环路滤波器的带宽做得更宽而仍保持指定的相位跟踪精度。可以看到，由图24所示的同步检波器给出的相位跟踪精度，比起老的技术方案在保持环路滤波器的指定的带宽条件下(此条件可能是为其它的系统强制因素所需要的)所达到的效果。
图23和24所示的同步检波器的性能在21.5Mbit/s数据流的计算机上以4-VSB格式被仿真。图32a-d是显示对4000仿真符号的载波恢复的仿真结果的图形和直方图。图32a和32b的垂直尺寸显示了环路滤波器214(被设计为13.4KHz，和N＝2的低通滤波器)的恢复的载波的相位。图32a相应于传统的同步检波器，其中环路滤波器输出在被转换成度时在-1.2877°和+1.4572°之间变动，其标准偏差为.4629°。藉具有312.5KHz的截止频率的高通滤波器可近似做到抵消。图32b显示了使颤动抵消滤波器(被设计为312.5KHz的高通滤波器)的环路滤波器输出。在这个实例中，额外的滤波器带宽(即，α因子)是12％。环路滤波器输出在被转换成度时，从-0.2420°变到+0.2873°，其标准偏差为0.0735°。因此，图24所示的同步检波器200，与传统的同步检波器100相比，其峰对峰的相位颤动按一个大于6比1的因子而减小(见图32a和32c对于恢复的载波的的相位直方图)。在实际的接收系统中，此改进使能以更少的失真(例如，在电视技术中称之为正交失真的失真)可靠地接收信号。能导致与图25的曲线A和B更接近的一致的不同滤波器设计将会进一步改善性能。更复杂的、因而也是更昂贵的滤波器设计可提供更好的性能，但也会增加同步滤波器的成本和复杂性。留给设计者的是：选择能提供最佳的相位跟踪性能的颤动抵消滤波器的滤波器设计，该设计应能适应于成本、复杂性等设计约束以及由在同步检波器中所使用的特定技术所加的其它约束(例如，数字电路相对于模拟电路，双极型晶体管相对于MOS晶体管等)。
在图33中，调制器300包括实数和虚数部分滤波器16和18以及发射机抵消电路310。相应于组合器电路220(图24)的发射机抵消电路310包括高通(或带通)滤波器312、幅度换算电路313和加法器314。加法器314的输出端给出输入到第二混频器318的信号，及实数部分16给出输入到第一混频器316的相应信号。调制器300可以代替图7所示的调制器，如参照图30和31所讨论的那样地去控制谱的形状。
在描述了新颖的同步检波器的优选实施例和用于同步检波的方法后(它们只是说明性的而不是限制性的)，应注意到，任何修改和变动都可以由本领域的技术人员按照以上所教导内容来作出。因此，可以看到，在所揭示的本发明的具体实施例中可加以变化，它们都属于如所附的权利要求所限定的本发明的范围和精神中。
在这样详细地以及按专利法所要求描述了本发明以后，对所希望由专利证书保护的本发明内容已被列在以下的权利要求书中。

Claims (15)

1.一种用于从检波器输入端的调制输入信号中恢复出在检波器输出端的解调的输出信号的同步检波器，该检波器包括：
第一和第二混频器电路，每个混频器电路具有第一和第二混频器输入端和一个混频器输出端，检波器输入端连接到第一和第二混频器电路中每个电路的第一混频器输入端；
相位变换器，具有连接到第一混频器电路的第二混频器输入端的变换器输出端、以及具有连接到第二混频器电路的第二混频器输入端的变换器输入端；
压控振荡器，具有连接到变换器输入端的振荡器输出端；
组合器电路，具有第一和第二组合器输入端以及一个组合器输出端，第一组合器输入端连接到检波器输出端和第一混频器电路的混频器输出端，第二组合器输入端连接到第二混频器电路的混频器输出端，组合器电路包括加法器和滤波器电路，滤波器电路具有连接到第一组合器输入端的输入端，加法器具有联接到滤波器电路输出端的第一加法器输入端加法器具有连接到第二组合器输入端的第二加法器输入端，以及加法器具有连接到组合器输出端的加法器输出端；以及
环路滤波器，具有连接到组合器输出端的环路滤波器输入端以及具有连接到振荡器输入端的环路滤波器输出端。
2.权利要求1的检波器，其特征在于，其中颤动抵消滤波器电路包括高通滤波器和带通滤波器中的一个。
3.权利要求2的检波器，其特征在于，其中调制输入信号包括导引信号和信息信号，并且高通滤波器的特征在于，其传输函数在每个单位频率斜率的信号密度的变化基本上等于信息信号在导引信号频率处的每单位频率斜率的信号密度的变化。
4.权利要求1的检波器，其特征在于，其中：
第一和第二混频器电路提供各自的第一和第二混频器输出信号，第一混频器输出信号包括第一相位噪声分量信号，第二混频器输出信号包括第二相位噪声分量信号；以及
组合器电路产生组合器输出信号，组合器输出信号包括组合器输出相位噪声信号，组合器输出相位噪声信号是根据第一和第二混频器输出信号的组合的函数，该组合至少使第一相位噪声分量信号被第二相位噪声分量信号部分地抵消。
5.一种用于从检波器输出端的调制载波信号中恢复出在检波器输出端的输出信号的同步检波器，该检波器包括：
第一和第二混频器电路，每个混频器电路具有第一和第二混频器输入端和一个混频器输出端，检波器输入端连接到第一和第二混频器电路中每个电路的第一混频器输入端；
相位变换器，具有连接到第一混频器电路的第二混频器输入端的变换器输出端、以及具有连接到第二混频器电路的第二混频器输入端的变换器输入端；
压控振荡器，具有连接到变换器输入端的振荡器输出端；
组合器电路，具有第一和第二组合器输入端以及一个组合器输出端，第一组合器输入端连接到检波器输出端和第一混频器电路的混频器输出端，第二组合器输入端连接到第二混频器电路的混频器输出端；以及
环路滤波器，具有连接到组合器输出端的环路滤波器输入端、以及具有连接到振荡器输入端的环路滤波器输出端，环路滤波器由环路滤波器带宽表征，
其中第一和第二混频器电路提供各自的第一和第二混频器输出信号。第一混频器输出信号包括第一相位噪声分量信号，第二混频器输出信号包括第二相位噪声分量信号，组合器电路产生组合器输出信号，组合器输出信号包括组合器输出相位噪声信号，组合器输出相位噪声信号是根据第一和第二混频器输出信号的组合的函数，该组合至少使第一相位噪声分量信号被第二相位噪声分量信号部分地抵消。
6.权利要求5的检波器，其特征在于，其中组合器电路包括加法器和颤动抵消滤波器电路，颤动抵消滤波器电路具有连接到第一组合器输入端的输入端，加法器具有连接到颤动抵消滤波器电路的输出端的第一加法器输入端，加法器具有连接到第二组合器输入端的第二加法器输入端，以及加法器具有连接到组合器输出端的加法器输出端。
7.在具有互为正交关系的第一和第二混频器以及其中包含了该第二混频器的锁相环的同步检波器中的一种抵消器电路，包括：
连到第一混频器的输出端的滤波器；以及
连到该滤波器输出端的加法器，加法器被包含在锁相环中。
8.权利要求7的抵消器电路，其特征在于，其中加法器被连接在第二混频器输出端和抵消器电路输出端之间。
9.权利要求7的抵消器电路，其特征在于，其中滤波器包括高通滤波器和带通滤波器中的一个。
10.权利要求7的抵消器电路，其特征在于，其中第一和第二混频器提供各自的第一和第二混频器输出信号，第一混频器输出信号包括第一相位噪声分量信号，第二混频器输出信号包括第二相位噪声分量信号，加法器产生抵消器输出信号，抵消器输出信号包括抵消器输出相位噪声信号，抵消器输出相位噪声信号是根据第一和第二混频器输出信号的组合的函数，该组合至少使第一相位噪声分量信号被第二相位噪声分量信号部分地抵消。
11.一种用于同步检波调制输入信号以产生解调的输出信号的方法，此方法包括以下步骤：
根据控制信号产生本振信号和相位变换信号；
把相位变换信号和调制输入信号相混频，以产生第一混频输出信号，该第一混频输出信号是解调的输出信号并包括第一相位噪声分量信号；
把本振信号和调制输入信号相混频，以产生第二混频输出信号；第二混频输出信号包括第二相位噪声分量信号；
组合第一和第二混频器输出信号以产生组合器输出信号，组合器输出信号包括组合器输出相位噪声信号，组合器输出相位噪声信号是根据第一和第二混频器输出信号的组合的函数，该组合至少使第一相位噪声分量信号被第二相位噪声分量信号部分地抵消；以及
对组合器输出信号进行滤波以产生控制信号。
12.在具有互为正交关系的第一和第二混频器以及其中包含了该第二混频器的锁相环的同步检波器中，一种用于抵消锁相环电路中的相位颤动的方法，此方法包括以下步骤：
对来自第一混频器的输出信号进行滤波以产生滤波过的信号；
把滤波过的信号和来自第二滤波器的输出信号相加，以产生抵消过相位颤动的信号。
13.权利要求12的方法，其特征在于，其中滤波步骤包括允许通过来自第一混频器的输出信号的高频分量，同时压缩来自第一混频器的输出信号的低频分量。
14.权利要求12的方法，其特征在于，其中：
第一和第二混频器提供各自的第一和第二混频器输出信号；
第一混频器输出信号包括第一相位噪声分量信号；
第二混频器输出信号包括第二相位噪声分量信号；以及
相加步骤包括产生抵消器输出信号，抵消器输出信号包括抵消器输出相位噪声信号，抵消器输出相位噪声信号是根据第一和第二混频器输出信号的组合的函数，该组合至少使第一相位噪声分量信号被第二相位噪声分量信号部分地抵消。
15.一种用于对藉助于把信息信号调制到载波信号上所产生的调制信号的频谱进行成形的调制器，此调制器包括：
第一和第二输入滤波器，每个滤波器连接到信息信号，第一输入滤波器具有第一滤波器输出端，第二输入滤波器具有第二滤波器输出端；
组合器电路，具有第一和第二组合器输入端和一个组合器输出端，第一组合器输入端连接到第一滤波器输出端，第二组合器输入端连接到第二滤波器输出端，组合器电路包括加法器和滤波器电路，滤波器电路具有连接到第一组合器输入端的输入端，加法器具有连接到滤波器电路输出端的第一加法器输入端，加法器具有连接到第二组合器输入端的第二加法器输入端，以及加法器具有连接到组合器输出端的加法器输出端；
第一和第二混频器电路，每个混频器电路具有第一和第二混频器输入端和一个输出端，第一混频器电路的第一混频器输入端连接到第一滤波器输出端，组合器输出端连接到第二混频器电路的第一混频器输入端；
相位变换器，具有连接到第一混频器电路的第二混频器输入端的变换器输出端、以及具有连接到第二混频器电路的第二混频器输入端的变换器输入端；
连接到变换器输入端的载波信号输入端；以及
加法电路，具有第一加法电路输入端、第二加法电路输入端以及加法电路输出端，第一加法电路输入端连接到第一混频器电路的混频器输出端，第二加法电路输入端连接到第二混频器电路的混频器输出端，加法电路输出端提供调制信号。
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