CN1106069C - 音响信号波形加重处理装置及方法 - Google Patents

Abstract

将输入音响号使用1个或多个偶数次积分器作偶数次积分，同时将该输入音响信号使用1个或多个偶数次微分器作偶数次微分，将所述偶数次积分的偶数次积分信号及所述偶数次微分的偶数次微分信号，与输入音响信号为同相位或反相位的方式，加于该输入音响信号上，而以不破坏该输入音响信号的中音域及接近该中音域的低音域及接近该中音域的高音域的频率成份、相互间的相位关系的方式，得到期望的幅频特性，可高度改善音质。

Description

音响信号波形加重处理装置及方法

技术领域

本发明涉及音响信号的波形的加重处理，即改善各种音响装置音质的音响信号波形加重处理装置及其方法，特别是不影响音响信号波形的特征，而加重低音域及高音域，使得低音域及高音域的音质能够高度改善的音响信号波形加重处理装置及其方法。

背景技术

一般来说，使音响装置所输出的音响信号的音质的改善手法，几乎都是着眼于幅频特性，而考虑到音响信号的相频特性的几乎没有。这是因为音响信号的相位特性对人听觉而言并非重要的因素。

而音响装置的音质评价，只要音响信号的幅频特性、失真、S/N比等基本性能满足在一定水准以上，则无需更多的性能评价，而以个人主观感觉作为评价方式的也不少。

所以，以往的音响装置的音质改善方法是以放大器及过滤器的幅频特性的改善而达到，而考虑到以相频特性来改善音质的方法几乎没有。

但是，按以往的手法，构成音响装置的放大器及过滤器的幅频特性，改善处理时，相伴而影响其相频特性也会产生变化，因此，特别是就中音域附近的高音域及低音域而言，并不能满足使用者所要求的高音质改善效果是其问题之所在。

发明内容

这里，本发明的目的在于其所构成音响信号的频率成份中，特别是中音域及该中音域附近的低音域及中音域附近的高音域的频率成份相互间的相位关系不会破坏，而可产生所期望的幅频特性，而高度的改善音质的音响信号波形加重处理装置及其方法。

为达到上述目的，本发明的音响信号波形加重处理装置具有；

将输入音响信号作偶数次积分的一或多次偶数次积分手段的手段群和，

将所述的输入音响信号作偶数次微分的一或多次偶数次微分手段和，

将所述积分手段群的输出及所述微分手段群的输出与所述输入信号以同相位或反相位方式相加至所述输入信号的加法运算手段。

所述积分手段群具备有：

对所述输入音响信号作顺序2重积分的多次2重积分手段，

所述微分手段群系具备有：

对所述输入音响信号作顺序2阶微分的多次2次微分手段，

所述加法运算手段，具备有：

对所述的多次2重积分手段的输出再分别乘以第1系数的多个第1系数手段；和

将所述多个第1系数手段的输出相加的第1加法手段；和

对所述多次的2阶微分手段的输出分别乘以第2系数的多次第2系数手段；和

对将所述多次的第2系数手段的输出作加法运算的第2加法运算手段和所述第1加法运算手段的输出再乘以第3系数的第3系数手段；和

对所述第2加法运算手段的输出再乘以第4系数的第4系数手段；和

对所述第3系数手段的输出及第4系数手段的输出加法运算至所述输入音响信号的第3加法运算手段等所组成。

在此具备有所述第1系数手段作乘法运算的所述第1系数的系数群及具备有所述第2系数手段作乘法运算的所述第2系数的系数群是，由所期望的幅频特性而决定。

而所述第3系数手段作乘法运算的第3系数是，由所述输入音响信号的低音域所加重的程度而决定，

所述第4系数手段作乘法运算的第4系数是由所述输入音响信号的高音域所加重的程度而决定，

而且，所述积分手段群，是由单一的2重积分器所构成。

所述微分手段群，是由单一的2阶微分器所构成。

所述加法运算手段，是将所述2重积分器的输出及所述2阶微分器的输出反相，再分别以任意系数相乘，再由所述输入信号作加法运算相加所组成。

具体地说，本发明的音响信号加重处理装置，是将输入音响信号以顺序2重积分的串联连接的多个2重积分电路群和，

将所述输入音响信号以顺序2阶微分的串联连接的多个2阶微分电路群和，

所述多个的2重积分电路中的偶数项的2重积分电路的输出，分别乘以第1系数的第1系数器群和，

将所述第1系数器群的输出反相作加法的第1加法运算回路和，

将所述多个2重积分电路的奇数号电路的2重积分电路输出分别乘以第2系数的多个第2系数器群和，

所述的第2系数器群的输出及所述第1加法运算电路的输出反相作加法运算第2加法运算电路和，

所述第1加法运算电路之输出再乘以第3系数的第3系数器和，

所述第2加法运算电路的输出再乘以第4系数的第4系数器和，

所述第3系数器的输出及所述算4系数器的输出及所述输入音响信号作加法运算的第3加法运算电路等所组成。

而且，本发明之音响波形加重处理装置具备有；

将输入音响信号的低音域及高音域的波形加重的无源元件所组成的波形加重电路和，

将所述波形加重电路输出与所述输入音响信号相加的加法运算电路和，

以所述加法运算电路作加法运算的所述波形加重电路的输出电路和，

由可变动控制所述输入音响信号之间的比例，使之形成可变动控制所组成。

另外，本发明之音响波形加重处理方法具有：

将输入音响信号偶数次积分的第1步骤和，

将所述输入音响信号的偶数次微分的第2步骤和，

用所述第1步骤偶数次积分的偶数次积分信号及用所述第2步骤偶数次微分的偶数次微分信号一起相加到音响信号的第3步骤所组成。

这里所述第1步骤是：

将所述输入音响信号顺序多次2重积分，

所述第2步骤是：

将所述输入音响信号顺序多次2阶微分；

所述第3步骤是：

将所述第1步骤的多次2重积分值，分别乘以第1系数的第4步骤和，

所述第4步骤以所述第1系数相乘的2重积分值作加法运算的第5步骤和，

对所述第2步骤多次的2阶微分值，分别乘以第2系数的第6步骤和，

用所述第6步骤以所述第2系数相乘的2阶微分值再作加法运算的第7步骤和，

用所述第5步骤作加法运算的加法运算值及所述第7步骤作加法运算的加法运算值分别乘以第3系数及第4系数，再与所述输入音响信号作加法运算的第8步骤等所组成。

在此含有所述第1系数的第1系数群及含有第2系数的第2系数群是，

由所希望的幅频特性而决定的。

而且，所述第3系数及所述第4系数是，

由所述输入音响信号的低音域及高音域的加重程度而决定的。

附图说明

图1是本发明适用于音响信号波形加重处理装置构成的音响信号波形加重处理装置普通构成框图。

图2是图1所示音响信号波形的加重处理装置所产生的幅频特性一例的图示。

图3是实现如图2所示的幅频特性时，如图1所示的音响信号波形加重处理装置的相频特性的图示。

图4是表示在图2所示出的幅频特性的不必要的频率范围，修正了具有大增益缺点的实用性实施例的幅频特性图。

图5是实现了如图4所示的幅频特性时，如图1所示音响信号波形加重处理装置的相频特性的图示。

图6是表示图1所示音响信号波形加重处理装置所产生的幅频特性一例的图。

图7是表示实现如图6所示的幅频特性时，如图1所示音响信号波形加重处理装置的相频特性的图。

图8是表示在图6所示出的幅频特性的不必要的频率范围，修正了具有大增益缺点的实用性实施例的幅频特性图。

图9是表示实现如图8所示的幅频特性时，如图1所示音响信号波形加重处理装置的相频特性的图。

图10是适用本发明相关的音响信号波形加重处理装置及方法所构成的音响信号波形加重处理装置的具体构成的电路图。

图11是表示图10的2重积分电路的具体例的电路图。

图12是表示图10的2阶微分电路的具体例的电路图。

图13是表示本发明相关的音响信号波形加重处理装置的另一实施例的电路图。

图14是图13所示波形加重电路的具体例的电路图。

图15是图13所示波形加重电路的另一具体实施例的电路图。

图16是表示图13所示电路的波形加重电路的幅频特性及加法运算电路的原信号幅频特性的图。

图17是图13所示的电路的综合幅频特性的图。

图18是图13所示电路中，通过追加一个可变电阻器，就可以将低音域及高音域的加重，是用一个可变电阻器调整的本发明相关音响信号波形加重处理装置的另一其他实施例的电路图。

图19是表示图18所示电路当高、低音域的加重程度变化时的幅频特性的图。

具体实施方式

下面根据附图，详细说明本发明相关的音响信号波形加重处理装置及方法的实施例。

图1是适用本发明的相关音响信号波形加重处理装置及方法所组成的音响信号波形加重处理装置的一实施例的概略构成框图。

在图1中，该音响信号波形加重处理装置是以构成音响信号的中音域及该中音域附近的低音域及高音域的频率成份相互间的相位关系不干扰，使高音域和低音域能得到如所期望性能的改变了的幅频特性，是由对输入端(Input)所输入的时间t的函数的原信号f(t)的低音域作加重处理的低音域加重处理部100，和由对输入端(Input)所输入的原信号f(t)的高音域作加重处理的高音域加重处理部200，和对在低音域加重处理部100中，所进行的低音域加重处理的决定低音域加重程度的系数器300，和在高音域加重处理部200中，对高音域加重处理部所进行的高音域加重处理的高音域加重信号h(t)再与综合系数C相乘之后，通过输出Ch(t)，决定高音域加重程度的系数器400，和将系数器300输出的低音域所加重的信号Bg(t)及输入端(Input)所附加的原信号f(t)及将系数器400所输出的高音域的加重信号Ch(t)相加，由输出端(Output)将输出信号F(t)输出的加法器500等部分所组成。

这里的低音域加重处理部100是将施加于输入端(Input)的原信号f(t)顺序2重积分产生中间信号g1(t)、g2(t)、...、gp(t)的多个2重积分器II1、II2、IIp，和所输出的中间信号g1(t)、g2(t)、...、gp(t)再用预设系数-B1、B2、...、(-1)^PBp分别相乘的多个系数器b1、b2、...、bp，和将系数器b1、b2、...bp的输出相加，以低音域加重信号g(t)输出的加法器SUMI所组成。

而其系系数器b1、b2、...bp所作乘法的系数群B1、B2、...Bp是由下述所期望的相频特性来决定，所以不仅是正值，负值也可以。

而高音域加重处理部200是由施加到输入端(Input)的原信号f(t)顺序2阶微分，以中间信号h1(t)、h2(t)、...、hq(t)输出的多个2阶微分器DD1、DD2、...、DDq，和所输出的中间信号h1(t)、h2(t)、...、hq(t)再由预设系数-C1、C2、...、(-1)^qc _q分别相乘的多个系数器c1、c2、...、cq，和将系数器c1、c2、...、cq的输出相加的高音域加重信号h(t)输出的加法器SUMD所组成。

还有，用系数器c1、c2、...、cq所乘法运算的系数群C1、C2、...、Cq是由下述所期望的相频特性来决定，所以不仅是正值，负值也可以。

现在将上述低音域加重处理部100的低音域加重处理原理说明如下。

施加于输入端(Input)的原信号f(t)是音频信号，所以一般应包含多个频率成份，所以该原信号f(t)可以用

f(t)＝A1Sin(ω1t+θ1)+A2Sin(ω2t+θ2)+…+AnSin(ωnt+θn)…(1)

来表示，可用此公式来说明本发明原理。

在此、A1、A2、...、An分别是表示构成原信号f(t)的频率振幅成份，ω1、ω2、...、ωn分别表示构成原信号的角频率，θ1、θ2、、...、θn分别表示构成原信号f(t)的频率相位角的成份。

此公式(1)可用行列式改写为 $f\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}A1\\ A2\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ \mathrm{An}\end{array}\right][\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}1t+\mathrm{\θ}1),\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}2t+\mathrm{\θ}2),\·\·\·,\mathrm{Sin}(\mathrm{\ωnt}+\mathrm{\θn})]...\left(2\right)$

输入端(Input)所施加式(1)所示原信号f(t)首先用2重积分器II1作2重积分处理。所以此时自2重积分器II1所输出的中间信号g1(t)是 $g1\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}A1{\mathrm{\ω}1}^{-2}\\ A2{\mathrm{\ω}2}^{-2}\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ \mathrm{An}{\mathrm{\ωn}}^{-2}\end{array}\right][\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}1t+\mathrm{\θ}1),\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}2t+\mathrm{\θ}2),\·\·\·,\mathrm{Sin}(\mathrm{\ωnt}+\mathrm{\θn})]...\left(3\right)$

在此，将公式(2)与公式(3)作比较时很明显可知由2重积分器II1所输出的中间信号g1(t)的频率成份、相位成份所表示的项与原信号f(t)的频率成份及相位成份所表示的项相同，所以自2重积分器II1所输出的中间信号g1(t)是和原信号f(t)的频率成份、相位关系相互间维持不变。

而且，由2重积分器II1所输出的中间信号g1(t)的各频率成份的振幅，对应A1，是A1乘以ω1的-2次幂的值，A2对应的则是A2乘以ω2的-2次幂的值，由此形成与-2次幂成反比例的振幅值，即，由2重积分器II1所输出的中间信号g1(t)的各频率成份，其角频率越小时，其振幅以-2次幂成反比例值越大。

而且，自2重积分器II1所输出的中间信号g1(t)，再由2重积分器II2作2重积分处理，所以，自2重积分器II2所输出的中间信号g2(t)为： $g2\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}A1{\mathrm{\ω}1}^{-4}\\ A2{\mathrm{\ω}2}^{-4}\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ \mathrm{An}{\mathrm{\ωn}}^{-4}\end{array}\right][\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}1t+\mathrm{\θ}1),\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}2t+\mathrm{\θ}2),\·\·\·,\mathrm{Sin}(\mathrm{\ωnt}+\mathrm{\θn})]...\left(4\right)$ 在此，将公式(2)与公式(4)作比较时很明显可知，由2重积分器II2所输出的中间信号g2(t)的频率成份和相位成份所表示的项与原信号f(t)的频率成份和相位成份所表示的项相同。所以自2重积分器II2所输出的中间信号g2(t)与原信号f(t)的频率、相位相互间的关系维持不变。

而且，自2重积分器II2所输出的中间信号g2(t)的各频率成份的振幅，对应A1，是A1乘以ω1的-4次幂的值，对应A2，则是A2乘以ω2的-4次幂的值，由此形成与角频率4次幂反比例的振幅值，即由2重积分器所输出的中间信号g2(t)的各频率成份，其角频率越小时，其振幅以角频率的4次幂成反比例值越大。

同样的，自2重积分器IIp所输出的中间信号gp(t)是 $\mathrm{gp}\left(t\right)={(-1)}^p\left[\begin{array}{c}A1{\mathrm{\ω}1}^{-2p}\\ A2{\mathrm{\ω}2}^{-2p}\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ \mathrm{An}{\mathrm{\ωn}}^{-2p}\end{array}\right][\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}1t+\mathrm{\θ}1),\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}2t+\mathrm{\θ}2),\·\·\·,\mathrm{Sin}(\mathrm{\ωnt}+\mathrm{\θn})]...\left(5\right)$

在此公式(2)与公式(5)作比较时很明显可知，由2重积分器IIp所输出的中间信号gp(t)的频率成份和相位成份所表示的项与原信号f(t)的频率成份和相位成份所表示的项相同。所以自2重积分器IIp所输出的中间信号gp(t)也是以原信号f(t)的频率成份相互间的相位关系维持不变。

而且，由2重积分器IIp所输出的中间信号gp(t)的各频率成份的振幅，对应A1，是A1乘以ω1的-2p次幂的值，对应于A2的则是A2乘以ω2的-2p次幂的值，由此形成和角频率2p次幂成反比例的振幅值。即由2重积分器所输出的中间信号gp(t)的各频率成份，其角频率越小时，则与角频率的-2p次幂成反比例其振幅值越大。

2重积分器II1、II2、...、IIp分别输出的上述公式(3)至公式(5)中所示中间信号g1(t)、g2(t)、...、gp(t)是用系数器b1、b2...bp所预设定系数-b1、b2...(-1)^pBp分别相乘，用加法器SUMI将其作加法处理。

所以，自加法器SUMI输出的低音域加重信号g(t)是

g(t)＝-B1g1(t)+B2g2(t)-...+(-1)^pBPgP(t)...(6)

即，此低音域加重信号g(t)，简要说明如下，用-B1当作B1，用Bp置换(-1)^pBp，为： $g\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}A1\underset{j=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Bj}{\mathrm{\ω}1}^{-2j}\\ A2{\underset{j=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Bj\ω}2}^{-2j}\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ \mathrm{An}\underset{j=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Bj}{\mathrm{\ωn}}^{-2j}\end{array}\right][\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}1t+\mathrm{\θ}1),\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}2t+\mathrm{\θ}2),\·\·\·,\mathrm{Sin}(\mathrm{\ωnt}+\mathrm{\θn})]...\left(7\right)$

所以，公式(2)与公式(7)作比较时明显可知，低音域加重信号g(t)的频率成份和相位成份所表示的项与原信号f(t)的频率成份和相位成份所表示的项相同。所以可知低音域加重信号g(t)与原信号f(t)的频率成份、相位关系维持不变。

而且低音域加重信号g(t)的各频率成份所表现的项不会有共振项。本发明可在低音域产生特定的没有共振的原始音质的音质，这是改善的重要结果。

其次，高音域加重处理部200的高音域加重处理的原理说明如下。

施加至输入端(Input)的式(1)所示的原信号f(t)；首先以2阶微分器DD1用2阶微分处理。所以此时自2阶微分器DD1所输出的中间信号h(1)为： $h1\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}A1{\mathrm{\ω}1}^2\\ A2{\mathrm{\ω}2}^2\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ \mathrm{An}{\mathrm{\ωn}}^2\end{array}\right][\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}1t+\mathrm{\θ}1),\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}2t+\mathrm{\θ}2),\·\·\·,\mathrm{Sin}(\mathrm{\ωnt}+\mathrm{\θn})]...\left(8\right)$

在此，将公式(2)与公式(8)作比较时明显可知，由2阶微分器DD1所输出的中间信号h1(t)的频率成份和相位成份其表示的项与原信号f(t)的频率成份和相位成份所表示的项相同。所以，可知自2阶微分器DD1所输出的中间信号h1(t)与原信号f(t)的频率成份、相互间的相位关系维持不变。

而由2阶微分器DD1所输出的中间信号h1(t)的各频率成份的振幅，对应A1，是用A1乘以ω1的2次幂的对应值，对应于A2的则是，用A2乘以ω2的2次幂的值，由此形成与角频率2次幂正比例的振幅值，即，由2阶微分器所输出的中间信号h1(t)的各频率成份的振幅，当角频率越高时，以角频率的2次幂成正比值越大。

而自2阶微分器DD1所输出的中间信号h1(t)，再以2阶微分器DD2作2阶微分处理，自2阶微分器DD2所输出的中间信号h2(t)为： $h2\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}A1{\mathrm{\ω}1}^4\\ A2{\mathrm{\ω}2}^4\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ \mathrm{An}{\mathrm{\ωn}}^4\end{array}\right][\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}1t+\mathrm{\θ}1),\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}2t+\mathrm{\θ}2),\·\·\·,\mathrm{Sin}(\mathrm{\ωnt}+\mathrm{\θn})]...\left(9\right)$

在此将公式(2)与公式(9)作比较时很明显可知，由2阶微分器DD2所输出的中间信号h2(t)的频率成份和相位成份其表示的项与原信号f(t)的频率成份和相位成份所表示的项相同。所以可知自2阶微分器DD2所输出的中间信号h2(t)也是以原信号f(t)的频率成份、相互间的相位关系维持不变。

而由2阶微分器DD2所输出的中间信号h2(t)的各频率成份的振幅，对应A1，以A1乘以ω1的4次幂为对应值，对应于A2的则以A2乘以ω2的4次幂为对应值，由此形成以角频率4次幂成正比例的值，即由2阶微分器DD2所输出的中间信号h2(t)的各频率成分的振幅，当其角频率越高时，则与角频率的4次幂成正比例值越大。

同样的，自2阶微分器DDq所输出的中间信号hg(t)为： $\mathrm{hq}\left(t\right)={(-1)}^q\left[\begin{array}{c}A1{\mathrm{\ω}1}^{2q}\\ A2{\mathrm{\ω}2}^{2q}\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ \mathrm{An}{\mathrm{\ωn}}^{2q}\end{array}\right][\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}1t+\mathrm{\θ}1),\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}2t+\mathrm{\θ}2),\·\·\·,\mathrm{Sin}(\mathrm{\ωnt}+\mathrm{\θn})]...\left(10\right)$

将公式(2)与公式(10)作比较时很明显可知，由2阶微分器DDq所输出的中间信号hgq(t)的频率成份和相位成份其表示的项也与原信号f(t)的频率成份和相位成份所表示的项相同。所以，自2阶微分器DDq所输出的中间信号hq(t)也与原信号f(t)的频率成份、相互间的相位关系维持不变。

而且，由2阶微分器DDq所输出的中间信号hq(t)的各频率成份的振幅，对应A1，由A1乘以ω1的2q次幂为对应值，对应于A2，则是由A2乘以ω2的2q次幂为对应值，由次形成与角频率2q次幂成正比例的值。即，由2阶微分器所输出的中间信号hq(t)的各频率成分的振幅，其角频率越高时，则与角频率的2q次幂成正比例值越大。

2阶微分器DD1、DD2、...DDq分别输出的上述公式(8)至公式(10)中所示中间信号h1(t)、h2(t)...hq(t)由系数器c1、c2、...Cq所预设定系数-C1、C2、...(-1)^qCq分别相乘，由加法运算器SUMD将其做加法处理。

所以自加法器SUMD所输出的高音域加重信号h(t)为：h(t)＝-C1h1(t)+C2h2(t)-...+(-1)^qCqhq(t)...(11)

即，为高音域加重信号h(t)作简略说明，以-C当作C1，以Cq置换(-1)^qCq，为： $h\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}A1\underset{j=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Cj}{\mathrm{\ω}1}^{2j}\\ A2{\underset{j=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Cj\ω}2}^{2j}\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ \mathrm{An}\underset{j=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Cj}{\mathrm{\ωn}}^{2j}\end{array}\right][\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}1t+\mathrm{\θ}1),\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}2t+\mathrm{\θ}2),\·\·\·,\mathrm{Sin}(\mathrm{\ωnt}+\mathrm{\θn})]...\left(12\right)$

将公式(2)与公式(12)作比较时很明显可知，高音域加重信号信号h(t)的频率成份和相位成份所表示的项与原信号f(t)的频率成份和相位成份所表示的项相同，所以可知高音域加重信号h(t)与原信号f(t)的频率成份、相互间的相位关系维持不变。

而高音域加重信号h(t)的各频率成份所表现的项不会有共振项。这是本发明的音质改善的结果，其重要原因是产生以高音域特定且没有共振的原始音质。

在低音域加重处理部100中，以上述公式(7)表示的低音域加重处理中所施加的低音加重信号g(t)是以系数器300依低音域加重程度而决定的综合系数B相乘，作为低音域信号Bg(t)提供给加法器500。

而在高音域加重处理部200中，以上述公式(12)表示的低音域加重处理中所施加的高音域加重信号h(t)是以系数器400与依高音域加重程度而决定综合系数B相乘，作为高音域信号Ch(t)提供给加法器500。

而输入端(Input)所施加公式(1)所示原信号f(t)是直接提供给加法器500。

加法运算器500则以上述低音域信号Bg(t)和上述高音域信号Ch(t)和上述原信号f(t)相加在一起，作为输出信号F(t)输出至输出端(Output)。所以，输出端(Output)所输出的输出信号F(t)为：

F(t)＝Bg(t)+f(t)+Ch(t)...(13)即，输出端(Output)所输出的输出信号F(t)为： $h\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}A1(1+B\underset{j=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Bj}{\mathrm{\ω}1}^{-2j}+C\underset{k=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ck}{\mathrm{\ω}1}^{2k})\\ A2(1+B\underset{j=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Bj}{\mathrm{\ω}2}^{-2j}+C\underset{k=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ck}{\mathrm{\ω}2}^{2k})\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ \mathrm{An}(1+B\underset{j=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Bj}{\mathrm{\ωn}}^{-2j}+C\underset{k=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ck}{\mathrm{\ωn}}^{2k})\end{array}\right][\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}1t+\mathrm{\θ}1),\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}2t+\mathrm{\θ}2),\·\·\·,\mathrm{Sin}(\mathrm{\ωnt}+\mathrm{\θn})]...\left(14\right)$ 该公式(14)与公式(2)比较，很明显可知，此输出信号F(t)的频率成份和相位成份所表示的项，与原信号f(t)的频率成份和相位成份所表示的项相同，该输出信号F(t)是与原信号f(t)的频率成份、相互间的相位关系维持不变。

而上述公式(14)中仅将振幅一项移出时如下式： $h\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}A1(1+B\underset{j=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Bj}{\mathrm{\ω}1}^{-2j}+C\underset{k=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ck}{\mathrm{\ω}1}^{2k})\\ A2(1+B\underset{j=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Bj}{\mathrm{\ω}2}^{-2j}+C\underset{k=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ck}{\mathrm{\ω}2}^{2k})\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ \mathrm{An}(1+B\underset{j=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Bj}{\mathrm{\ωn}}^{-2j}+C\underset{k=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ck}{\mathrm{\ωn}}^{2k})\end{array}\right][\mathrm{1,1},...,1]...\left(15\right)$

在此表示原信号各频率成份的振幅的值A1，A2，...，An所相关的每个系数，分别设计在频率轴上时，则可以显现出此音响信号波形加重处理电路的幅频特性。

图2是按上述公式(15)选择适当的系数B1、B2、...，Bp、B，及C1、C2、...Cq、C，而如图1所示音响信号波形加重处理装置的幅频特性的一例的图示。

在图2中明显可知的此音响信号波形加重处理装置的幅频特性为中音域平坦。而在低音域方面，频率越低则增益越高，在高音域方面，频率越高则增益也越高。

还有、系数B1、B2、...Bp及C1、C2、...Cq如以下所示，可求出未知数是(p+q)的n元一次连立方程式的解。

在此，V1、V2、...Vn是所期望的幅频特性上的角频率ω1、ω2、...ωn所对应的增益的期待值。

此公式(16)所示的联立方程式无一般解，可按设定条件得到解。

最简单的方式是在公式(16)所示的联立方程式中，若p+q＝n时，可求得系数群B1、B2、...Bp及C1、C2、...Cq的解。

例如在图1的构成中，当p＝q＝1时，即，2重积分器II1、II2、...IIp及2阶微分器DD1、DD2、...DDq，其分别为1段构成时，若设定2点的期待点V1及V2时，通过求解2元一次联立方程式。

可求出系数B1及C1。

又，例如在图1的构成中，当p＝q＝4时，即，2重积分器II1、II2、...IIp及2阶微分器DD1、DD2、...DDq，其分别为4段构成时，若设定8点的期待点V1、V2...、V8时，通过求解8元一次联立方程式

可求出系数B1、B2、B3、B4、及C1、C2、C3、C4。

其他的任意方式则无法得一般解、仅可得近似解及特殊解。

还有在图1的构成中，当p＝q＝1时，即，2重积分器II1、II2、IIp及2阶微分器DD1、DD2、DDq分别为1段构成时，其输出信号F(t)为： $h2\left(t\right)=\left[\begin{array}{c}A1(1+{\mathrm{B\ω}1}^{-2}+C{\mathrm{\ω}1}^2)\\ A2(1+{\mathrm{B\ω}2}^{-2}+C{\mathrm{\ω}2}^2)\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ \mathrm{An}(1+B{\mathrm{\ωn}}^{-2}+C{\mathrm{\ωn}}^2)\end{array}\right][\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}1t+\mathrm{\θ}1),\mathrm{Sin}(\mathrm{\ω}2t+\mathrm{\θ}2),\·\·\·,\mathrm{Sin}(\mathrm{\ωnt}+\mathrm{\θn})]...\left(19\right)$

此构成是成本-效能比为最大的应用例。

但是在公式(14)中，系数B1、B2、...Bp及系数C1、C2、...Cq都是正值时，角频率ω接近0时，其输出信号F(t)是发散的。同样在公式(14)中，若角频率ω变大时则输出信号F(t)为发散。

所以，在图1的构成中，在超低音域及超高音域方面，增高不必要的增益，并不实用。

在此实际的电路构成中，在音响信号完全不必要的范围内，为使增益不要发散，而选择适当的系数B1、B2、...Bp及系数C1、C2、...Cq的符号、及使用阻断过滤器的构成。此时插入阻断过滤器的位置是考虑实际的装置构成及计算过程的动态范围及S/N比而决定的。

但是，在本发明的音响信号波形加重方法中，如上述所示，能够正确满足任意形状的幅频特性需要的系数群B1、B2、...Bp及C1、C2、...Cq，一般来说并不存在。但是此情形，并不有损本发明的有效性。

本发明使用极简单的原理，在实用上重要的频率范围内，能确保频率成份相互间的同相位特性，对于任意要求得到的一般解并非其本质。

本发明并非使用于满足微细加重特性，可应用于如麦克风及喇叭等电气一机械系统的特性修正、空气中的声波传播特性的修正、听觉感觉度修正，环境影响等，适用范围很广泛，仅简单的调整(例如综合系数B及C的调整)即可适应，是本发明最大的特征之一。

而本发明的音质加重，即使对于全频率范围内没有共振的低音域、高音域的加重处理时，也可产生干净而原始之音质。

一般而言，在音响工程学中，并不重视音质方面音响信号的时间轴波形的特征，但另一方面实际上如众所周知对音色也有影响。

时间轴的波形特征是否对音质有所影响并非本发明的本质。本发明的本质在于不破坏音响信号的波形特征而能不破坏在时间轴上的波形特征。

还有，就音响信号积分、微分、加法运算等具体的手法而言，模拟方式、数字方式各种手法都可以采用。

即，某时间区间内的任意音响信号无碍于实用上的一般傅立叶级数来表现即可。此傅立叶级数中作偶数次积分、偶数次微分所产生的级数的频率成份和相位成份与原信号的信号成份为同相或异相位。在此，这些级数的项次是同相或异相均已知，所以在必要的频域内作偶数次微分、积分所得的信号再乘以适宜的系数群所得频率成份再作加法运算，则可以产生所期待的幅频特性。

图3是实现上述图2所示的相频特性时，如图1所示的音响信号波形加重处理装置的相频特性的图示。由图3所示的相频特性中可知，原信号f(t)的输出信号F(t)的相位差在有效频率范围内为0度。

图4是图2所示的幅频特性在特定的频率范围修正不必要的大增益的缺点后，其实用上的实施例的幅频特性的图示。此幅频特性是在频率L3以下的范围内使用低音域阻断过滤器使增益不再增加，而且在频率H3以上也使用高音域阻断过滤器，使此范围增益不再增加。

图5是实现图4所示相频特性时，如图1所示的音响信号波形加重处理装置的相频特性的图示。

一般而言，使用低音域阻断过滤器将低音域阻断时，其低音域的相位向前移位，而且使用高音域阻断过滤器将高音域阻断时，其高音域的相位会向后移位。

所以为实现此图4所示的幅频特性时，在有效的音响频率范围内为使其不致产生相位差，所以在相位差的产生范围如L3及H3的外侧那样，即将低音域阻断过滤器及高音域阻断过滤器定为常数。

图6是实现如图8所示那样的幅特性时，用图1所示的音响信号波形加重处理装置得到幅频特性的一例。该图6所示的幅频特性在图1所示的构成中，设定p＝q＝5的程度即可。该图6所示幅频特性其特征是在其频率L3及H3附近时增益为最低。

而图7是实现图6所示相频特性时如图1所示的音响信号波形加重处理装置的相频特性的图示。

由图7所示的相频特性中可知针对原信号f(t)的输出信号F(t)的相位偏移在有效频率范围内为0度。

但是此时也如图6所示一样，在频率L4及H4的外侧时增益急增所以实用上并不适用。因此，于频率L4的外侧所形成的不要低音域及频率H4的外侧所形成不要高音域内分别装设有阻断功能的低音域阻断过滤器及高音域阻断过滤器。

图8是图6所示的幅频特性在特定频率范围内对不必要的大增益的缺点修正后，其实用上的实施例的幅频特性的图示。该幅频特性是在频率L3以下的范围内使用低音域阻断过滤器使增益不再增加、而且也使用高音域阻断过滤器使频率使H3以上的频域里增益不再增加。

图9是实现图8所示相频特性时，如图1所示的音响信号波形加重处理装置的相频特性的图示。

此时使用低音域阻断过滤器，当将低音域阻断时，其低音域的音响信号波形相位向前移位，而使用高音域阻断过滤器将高音域阻断时，其高音域的音响信号波形相位向后移位。

在实现图8所示幅频特性时，在有效的音响频率范围内，为使其不致产生相位偏移，所以在产生相位偏移范围的L3及H3的外侧，将低音域阻断过滤器及高音域阻断过滤器设定为常数。

而且，上述音响信号波形加重处理装置的具体实现，由下列部分所组成，1)无源元器件和有源元器件组成的模拟电路2)数字信号硬件运算装置3)数字信号处理器(DSP-Digital Signal Processor)软件运算装置4)套装软件及声音插件板控制软件所组装的装置

图10是实现本发明所相关的音响信号波形加重处理装置以无源元件和有源器件组成的模拟电路的具体电路构成的电路图。

在图10中，低音域加重电路10对应图1所示的低音域加重处理部100，图10所示高音域加重电路20对应图1所示高音域加重处理部200，图10所示低音域音调调整电路30对应图1所示系数器300，图10所示高音域音调调整电路40对应图1所示系数器400，图10所示加法电路50对应图1所示加法器500。

这里的低音域加重电路10是，N个2重积分电路11-1、11-2、11-3、11-4、...、11-(N-1)、11-N及N个2重积分电路11-1、11-2、11-3、11-4、...、11-(N-1)11-N的输出所分别连接的N个系数器12-1、12-2、12-3、12-4、...、12-(N-1)、12-N，及运算放大器13、电阻器14所构成的系数器12-2、12-4、...、12-N的输出所相加的第1反相放大电路、电阻器15及运算放大器16及电阻器17所构成的上述第1反相放大电路的输出及系数器12-1、12-3、...、12-(N-1)的输出所相加的第2反相放大电路所构成。

在此低音域加重电路10的N个2重积分电路11-1、11-2、11-3、11-4、....、11-(N-1)、11-N对应图1所示的2重积分器II1、II2、...、IIp，而N个系数器12-1、12-2、12-3、12-4、...、12-(N-1)、12-N则对应图1所示的系数器b1、b2、...bp，而上述第1反相放大电路及第2反相放大电路则对应图1所示的加法运算器SUMI。

上述N个2重积分电路11-1、11-2、11-3、11-4、...11-(N-1)、11-N，可分别用图11所示的电路构成。

在图11中，该2重积分电路(II-B)11是电阻器II-R1，电容器II-C1，电阻器II-R3，运算放大器II-OP1所组成第1积分电路及电阻器II-R2、电容器II-C2、电阻器II-R4、运算放大器II-OP2所组成的第2积分电路所构成，自输入端II-in所输入的信号经2重积分后，由输出端II-out输出。

而高音域加重电路20是由N个2阶微分电路21-1、21-2、21-3、21-4、...、21-(N-1)21-N及N个2阶微分电路21-1、21-2、21-3、21-4、...21-(N-1)、21-N的输出所分别连接的N个系数器22-1、22-2、22-3、22-4、...、22-(N-1)、22-N及运算放大器23及电阻器24所构成的系数器22-2、22-4、...22-N的输出所相加的第1反相放大电路、及电阻器25及运算放大器26及电阻器27所构成的上述第1反相放大电路的输出及系数器22-1、22-3、...22-(N-1)的输出所相加的第2反相放大电路所构成。

在此高音域加重电路20的N个2阶微分电路21-1、21-2、21-3、21-4、...21-(N-1)、21-N对应图1所示的2阶微分器DD1、DD2、...DDq，而N个系数器22-1、22-2、22-3、22-4、...、22-(N-1)22-N则对应图1所示系数器c1、c2、...cq，而上述第1反相放大电路及第2反相放大电路则对应图1所示的加法器SUMD。

上述N个2阶微分电路21-1、21-2、21-3、21-4、...、21-(N-1)、可分别由图12所示的电路所构成。

在图12中，该2阶微分电路(DD-B)12是由电阻器DD-R3，电容器DD-C1，电阻器DD-R1、运算放大器DD-OP1所组成的第1微分电路及由电阻器DD-R4、电容器DD-C2、电阻器DD-R2、运算放大器DD-OP2所组成的第2微分电路所组成，自输入端DD-in所输入的信号被2次微分后，由输出端DD-out输出。

还有，图10所示的低音域加重电路10及高音域加重电路20的基本动作，与图1所示的低音域加重处理部100及高音域加重处理部200的基本动作相同。

低音域音调调整电路30是由可变电阻器31，固定电阻器32所组成，进行低音域加重电路10的输出电平调整，该低音域音调调整电路30的输出送至加法电路50的输入端。

高音域音调调整电路40，由可变电阻器41，固定电阻器42所组成，进行高音域加重电路20的输出电平调整，此高音域音调调整电路40的输出送至加法运算电路50的输入端。

加法运算电路50由电阻器51，运算放大器52，电阻器53组成提供了将输入(Input)信号、低音域音调调整电路30的输出信号、高音域音调调整电路40的输出信号相加的第1反相放大器，和电阻器54、运算放大器55、电阻器56所组成、将第1反相放大器的输出反相，输出至输出端(Output)的第2反相放大器所构成。

还有，图10所示的低音域音调调整电路30及高音域音调调整电路40及加法电路50的基本动作，与图1所示的300及系数器400及加法器500的基本动作相同。

所以在图10的构成中也与图1所示的音响信号波形加重处理装置一样，由输入端(Input)所输入的音响信号构成的频率成份相互间的相位关系不破坏，可由输出端(0utput)得到高音域及低音域所期待的特有的加重幅频特性的输出信号。

图13是图10所示的简化构成的有关本发明的音响信号波形加重处理装置的另一其他的实施例的电路图。

在图13中，该电路是针对由输入端(Input)与接地端(Gnd)间所施加的原信号作高音域及低音域有关的波形加重处理的波形加重电路(FL1)600，及针对由输入端(Input)与接地端(Gnd)施加的原信号加重处理的波形加重电路600及没有作处理的波形相加的加法运算电路700所组成。

在此，波形加重电路600的具体电路例可以由图14所示的电路来表示。

该图14所示的波形加重电路600是由电阻R1，R2，电容C1，C2所组成的提升最大增益约30倍的2重积分电路(低频域通过过滤电路)，及阻抗R3、R4，电容C3、C4所组成的提升最大增益约30倍的2次微分电路(高频域通过过滤电路)所结合、构成。

在图14所示的波形加重电路600中，电容C3、C4所构成之2次微分电路在低音域中阻抗的绝对值与电阻R1、R2，电容C1、C2构成的2次积分电路阻抗的绝对值相比较，几乎可以忽略。

所以，电阻R1、R2，电容C1、C2所组成的2重积分电路在低音域的幅频特性中，考虑电路所的受影响，可将电阻R3、R4，电容C3、C4所组成的2次微分电路忽略即可。

而且，由电容C1、C2所构成2重积分电路的高音域相关的阻抗绝对值与由电阻R3、R4，电容C3、C4所构成2次微分电路的阻抗绝对值相比较，是几乎可以忽略。

所以，电阻R3、R4，电容C3、C4所构成的2次微分电路的高音域中，在幅频特性中，考虑电路所受的影响，可以将由电阻R3、R4，电容C1、C2所组成的2重积分电路忽略。

由此可知，图14所示的波形加重电路600，是作为处理高音域和低音域有关的波形加重的电路。

而且，图14所示的波形加重调电路600可取代图13所示的电路，而以图15所示的电路所构成亦可。

图1 5所示的电路由电阻R1、R2、R3，电容C1、C2、C3所组成的低音域通过过滤电路及电阻R4、R5、R6，电容C4、C5、C6所组成的高音域通过过滤电路所结合构成。

采用图15所示的电路时，与图14所示的电路一样，也可以加重高音域及低音域相关的波形。

图15所示的电路，，在原理上低音域或高音域皆是3次处理。在实常数电路中，分别为按微分、积分常数间的相互影响与2次处理特性，所以在实用中是有效的电路。

而且，图13中，加法运算电路700是由电阻Ri、Rf、Rg，电容Cg，运算放大器OP1所构成。

在此由于设定Ri＝Rf，运算放大器OP1以增益为1的反相放大器而动作。即，此运算放大器OP1的输出与输入大小相同，而相位相反。电阻Rg对于此电路输入输出增益几乎完全没有影响。

而且，此加法运算电路的低音域及高音域的加重比例，由于Rg〈〈Ri，因此，电阻Ri的影响可忽视，所以由电阻Rg和电阻Rf的关系而决定。电容Cg是实际电路必要的电容，具有减小运算放大器OP1的直流偏移的功能及除去低频率的不需要信号成份的功能。

图16是以图13所示的电路相关的波形加重电路600的幅频增益特性CLH及加法电路700的原信号的幅频特性CM。

如图16所示幅频特性CLH可以看出，由波形加重电路600使原信号加重为低音域及高音域，而由幅频特性CM可以看出加法电路700的原信号的幅频特性的平滑的。

但是如图13所示的电路中，由于以输入端(Input)所输入的原信号及波形加重电路600而所加重的低音域及高音域的波形加重信号是以加法运算电路700所加法运算后输出至输出端(Output)，此图13所示电路综合幅频特性是图16所示幅频特性CLH与幅频特性CM相加起来的频率特性，即，如图17所示的幅频特性CA一样。

图18是表示如图13所示的电路，因追加可变电阻VRg而可将低音域与高音域的加重比例调整的有关本发明者的音响信号波形加重处理装置另一其他实施例的电路图。

在图18中，可变电阻VRg是连接在电阻Rg与接地之间。且，图18中其他构成与图13所示的电路一样。

即，图18所示的电路中，加法运算电路800是由电阻Ri、Rf、Rg、RVg，电容Cg、运算放大器OP1所构成。

在该图18所示的构成中，若调整可变电阻VRg时，电阻(VRg+Rg)与电阻Rf的关系变化，由此则可调整对原信号的低音域及高音域的加重比例。

图19是以图18所示电路而实现幅频特性的图。

如图19所示那样，在图18所示的电路中，若调整可变电阻VRg时，则可使此幅频特性如CA1、CA2、CA3那样变。

而且，在上述构成中，积分、微分、乘法运算、加法运算不需要象数学运算一样严谨，在具体实现实用装置上容许有误差，也可以不仅作为物理的功能，而且也包括以存储程序方式进行运算。系数指具有任意符号的数值，加法运算也包含一般的减法运算在内。

而且，信号的运算处理是指在音响信号频率带域或比此更宽的带域内的功能而言。

而就2重积分、2阶微分而言，并非纯粹积分、微分，不妨碍具体实现实用的音响装置。

而相位是指集中常数电路的复数阻抗的相位。在本发明的说明中区别具有时间迟延特性的相位延迟，区别于线性电路相位所依存的复数阻抗。

而相位偏移是以特定相位关系的复数频率成分所形成的输入信号的功能输出，其频率成份的相位关系与其输入的相位关系不同的现象。

而且，本发明中，所谓低音域是指低频率范围，例如300HZ以下的频率范围。

而且，高音域是指高频率范围，例如1000HZ以上的频率范围。

而且，而中音域是指中频率范围，例如300HZ至1000HZ之间的频率范围。

而且，超低音域是指如50HZ以下的频率范围，超高音域是指如6000HZ以上的频率范围。

而且，不要低音域是指听觉上明显可知所不要的低频率范围，例如20HZ以下的频率范围，而不要高音域则是指听觉上明显可知所不要的高频率范围例如20KHZ以上的频率范围。

本发明是提供以处理音响信号波形的加重处理而改善各种音响装置的音质的音响信号波形加重处理装置及方法，所以可以适用各种音响装置。如按照本发明，在构成各种音响装置的音响信号频率成份中，特别，是中音域或该中音域附近的低音域及高音域的频率成份不破坏相互间的相位关系，而能产生期望的幅频特性，此方法实现将低音域及高音域大大加重也不致破坏相位关系的功能，其结果可以将各种音响装置的音响信号音质极大改善。

Claims (4)

1.一种音响信号加重处理装置，其特征在于包括，将输入音响信号以顺序2重积分的串级连接的多个2重积分电路群；

和所述输入音响信号以顺序2阶微分的串级连接的多个2阶微分电路群；

和所述多个2重积分电路中的偶数项的2重积分电路的输出，分别乘以第1系数的第1系数器群；

和将所述第1系数器群的输出反相相加的进行第1加法运算的第1加法运算电路；

和所述多个2重积分电路中之奇数项的2重积分电路的输出，分别乘以第2系数的第2系数器群；

和所述第2系数器群的输出与所述第1加法运算电路的输出反相相加的第2加法运算电路；

和所述第1加法运算电路的输出再乘以第3系数的第3系数器；和所述第2加法运算电路的输出再乘以第4系数的第4系数器；

和所述第3系数器的输出及所述第4系数器的输出相加并和所述输入音响信号的相加的第3加法运算电路。

2.一种音响信号波形加重处理方法，其特征在于由，具有将输入音响信号偶数次积分的第1步骤；

和将所述输入音响信号偶数次微分的第2步骤；和用所述第1步骤所作偶数次积分的偶数次积分信号及用所述第2步骤所作偶数次微分的偶数次微分信号一起相加到音响信号的第3步骤所组成；并且，所述第1步骤为所述输入音响信号以顺序多次2重积分；

所述第2步骤为所述输入音响信号以顺序多次2阶微分；所述第3步骤为所述第1步骤的多次2重积分值，分别乘以第1系数的第4步骤；

和用所述第4步骤乘法运算所述第1系数的2重积分值作加法运算的第5步骤；和对所述第2步骤的多次的2阶微分值分别乘以2系数的第6步骤；

和用所述第6步骤乘以所述第2系数的2阶微分值再作加法运算的第7步骤；

和用所述第5步骤作加法运算的加法运算值及用所述第7步骤作加法运算的加法运算值分别与第3系数及第4系数相乘，再与所述输入音响信号作加法运算的第8步骤。

3.根据权利要求2所述的音响信号波形加重处理方法，其特征在于，含有所述第1系数的第1系数群及含有第2系数的第2系数群是由所希望的幅频特性而决定的。

4.根据权利要求2所述的音响信号波形加重处理方法，其特征在于，所述第3系数及所述第4系数是由所述输入音响信号的低音域及高音域的加重程度而决定的。

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