JP2605280B2 - トーンコントロール回路 - Google Patents
トーンコントロール回路Info
- Publication number
- JP2605280B2 JP2605280B2 JP62110453A JP11045387A JP2605280B2 JP 2605280 B2 JP2605280 B2 JP 2605280B2 JP 62110453 A JP62110453 A JP 62110453A JP 11045387 A JP11045387 A JP 11045387A JP 2605280 B2 JP2605280 B2 JP 2605280B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- pass filter
- voltage
- input terminal
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、オーディオ信号の低域、及び高域信号成
分を任意に強調又は抑圧するためのトーンコントロール
回路に関するものである。
分を任意に強調又は抑圧するためのトーンコントロール
回路に関するものである。
本発明のトーンコントロール回路は、負帰還をかけて
いる演算増幅器の非反転入力に入力信号を抵抗を介して
供給すると共に、所望のカットオフ周波数とされている
ローパスフィルタ回路、及びハイパスフィルタ回路に供
給する。そしてローパスフィルタ回路の出力を第１及び
第２の電圧−電流変換手段によって電流出力に変換して
前記演算増幅器の非反転入力端子、及び反転入力端子に
供給し、ハイパスフィルタ回路の出力は第3,第４の電圧
−電流変換手段によって電流出力に変換して同様に前記
演算増幅器の非反転入力端子及び反転入力端子に供給す
る。さらに前記第１、及び第２の電圧−電流変換手段の
伝達コンダクタンスが低音制御信号によって差動的に変
化するようにコントロールし、前記第3,第４の電圧−電
流変換手段の伝達コンダクタンスが高音制御信号によっ
て差動的に変化するようにコントロールすることによっ
て、所望のトーンコントロールが行われるようにしたも
のである。
いる演算増幅器の非反転入力に入力信号を抵抗を介して
供給すると共に、所望のカットオフ周波数とされている
ローパスフィルタ回路、及びハイパスフィルタ回路に供
給する。そしてローパスフィルタ回路の出力を第１及び
第２の電圧−電流変換手段によって電流出力に変換して
前記演算増幅器の非反転入力端子、及び反転入力端子に
供給し、ハイパスフィルタ回路の出力は第3,第４の電圧
−電流変換手段によって電流出力に変換して同様に前記
演算増幅器の非反転入力端子及び反転入力端子に供給す
る。さらに前記第１、及び第２の電圧−電流変換手段の
伝達コンダクタンスが低音制御信号によって差動的に変
化するようにコントロールし、前記第3,第４の電圧−電
流変換手段の伝達コンダクタンスが高音制御信号によっ
て差動的に変化するようにコントロールすることによっ
て、所望のトーンコントロールが行われるようにしたも
のである。
トーンコントロール回路は、オーディオ信号の低域成
分や高域成分を任意に強調又は減衰させることにより使
用機器、又はリスニングルームの音響特性を補正し、リ
スナーの好みにあった音質を実現するために使用され
る。
分や高域成分を任意に強調又は減衰させることにより使
用機器、又はリスニングルームの音響特性を補正し、リ
スナーの好みにあった音質を実現するために使用され
る。
第６図は、演算増幅器及び個別部品によって構成され
ているトーンコントロール回路の従来例を示したもので
あり、１は入力端子、２は出力端子、３は演算増幅器で
ある。又、VR1は低音調整のためのボリューム、VR2は高
音調整のためのボリュームを示している。
ているトーンコントロール回路の従来例を示したもので
あり、１は入力端子、２は出力端子、３は演算増幅器で
ある。又、VR1は低音調整のためのボリューム、VR2は高
音調整のためのボリュームを示している。
第７図は、この回路の周波数特性を示したもので、11
はボリュームVR1,VR2が中央にあるときの平坦の特性曲
線、12は低音、及び高音とも最大に強調したときの特性
曲線、13は低音、高音領域をもっとも減衰させたときの
特性曲線を示している。
はボリュームVR1,VR2が中央にあるときの平坦の特性曲
線、12は低音、及び高音とも最大に強調したときの特性
曲線、13は低音、高音領域をもっとも減衰させたときの
特性曲線を示している。
そして、この回路では上記したようにボリュームVR1,
VR2を調整することによって特性曲線12,13の範囲内で任
意の周波特性を与えることができる。
VR2を調整することによって特性曲線12,13の範囲内で任
意の周波特性を与えることができる。
ところで、実際のオーディオ機器においては、ハイフ
ァイ用のプリアンプやメインアンプを例外にすれば、ト
ーンコントロール回路はIC化された形態にて用いられる
ことが多い。具体的な例としては、カーステレオ、ステ
レオラジオカセットレコーダ、ステレオヘッドホーンプ
レーヤ、ステレオテレビ受像機が挙げられる。その理由
としては小形化が可能となり設計や製造が容易になる。
さらにコストダウンがはかれる等がある。
ァイ用のプリアンプやメインアンプを例外にすれば、ト
ーンコントロール回路はIC化された形態にて用いられる
ことが多い。具体的な例としては、カーステレオ、ステ
レオラジオカセットレコーダ、ステレオヘッドホーンプ
レーヤ、ステレオテレビ受像機が挙げられる。その理由
としては小形化が可能となり設計や製造が容易になる。
さらにコストダウンがはかれる等がある。
しかしながら、調整用のボリュームVR1,VR2と、IC化
したトーンコントロール回路の取付位置の間が長くなる
と、この間を接続するリード線の本数が多くなり（特に
ステレオ回路）また、この引廻しのリード線によってノ
イズを拾うという問題がある。
したトーンコントロール回路の取付位置の間が長くなる
と、この間を接続するリード線の本数が多くなり（特に
ステレオ回路）また、この引廻しのリード線によってノ
イズを拾うという問題がある。
そこで、IC化されているトーンコントロール回路を直
流信号によって遠隔的に行う直流制御方式が採用されて
いる機種もある。
流信号によって遠隔的に行う直流制御方式が採用されて
いる機種もある。
第８図は、かかる直流制御方式のトーンコントロール
回路を示したもので21はステレオ入力端子22,23及びス
テレオ出力端子24,25を備えているIC化されたトーンコ
ントロール回路、26,27は周波数特性を調整する直流制
御信号が供給される低音用、及び高音用の制御端子であ
る。
回路を示したもので21はステレオ入力端子22,23及びス
テレオ出力端子24,25を備えているIC化されたトーンコ
ントロール回路、26,27は周波数特性を調整する直流制
御信号が供給される低音用、及び高音用の制御端子であ
る。
この制御端子26,27にはリード線を介して低音調整用
のボリュームVR1及び高音調整用のボリュームVR2が接続
され、基準電圧端子28に供給されている基準電圧を分圧
して制御端子26,27に供給し、トーンコントロール回路2
1の周波数特性を調整できるようになされている。
のボリュームVR1及び高音調整用のボリュームVR2が接続
され、基準電圧端子28に供給されている基準電圧を分圧
して制御端子26,27に供給し、トーンコントロール回路2
1の周波数特性を調整できるようになされている。
この直流制御方式によるトーンコントロール回路は次
のような利点がみられる。
のような利点がみられる。
１） 第６図に示したようにボリュームVR1,VR2に直接
オーディオ信号が通過することがないから、このボリュ
ームVR1,VR2及びその接続リード線によってノイズが混
入することがない。
オーディオ信号が通過することがないから、このボリュ
ームVR1,VR2及びその接続リード線によってノイズが混
入することがない。
２） トーンコントロール回路21やボリュームVR1及びV
R2の配置に制約を受けることがないから、オーディオ機
器の設計が容易になる。
R2の配置に制約を受けることがないから、オーディオ機
器の設計が容易になる。
３） オーディオ機器がリモーロコントロールによって
操作される機種の場合でも、容易にトーンコントロール
回路を遠隔制御によって行うことができる。
操作される機種の場合でも、容易にトーンコントロール
回路を遠隔制御によって行うことができる。
４） ステレオトーンコントロールでは２連のボリュー
ムが必要であったが、直流制御方式のトーンコントロー
ル回路のときは単連のボリュームにすることができ、コ
ストダウン及び小形軽量化がはかれる。
ムが必要であったが、直流制御方式のトーンコントロー
ル回路のときは単連のボリュームにすることができ、コ
ストダウン及び小形軽量化がはかれる。
第９図は、直流制御方式によってトーンコントロール
を行う回路の概要ブロック図を示したもので、１は入力
端子、２は出力端子である。
を行う回路の概要ブロック図を示したもので、１は入力
端子、２は出力端子である。
入力端子１から供給された信号はスルーの伝送経路31
と所定のカットオフ周波数を持ったローパスフィルタ3
2、及びハイパスフィルタ34に供給される。
と所定のカットオフ周波数を持ったローパスフィルタ3
2、及びハイパスフィルタ34に供給される。
ローパスフィルタ32の出力は係数回路33に入力されて
その出力レベルが図示されてない直流制御電圧（V1）に
よって調整され加算回路36に供給される。
その出力レベルが図示されてない直流制御電圧（V1）に
よって調整され加算回路36に供給される。
又、ハイパスフィルタ34の出力も同様に係数回路35に
入力されてその出力レベルが図示されていない直流電圧
（V2）によって調整され加算回路36に供給されている。
入力されてその出力レベルが図示されていない直流電圧
（V2）によって調整され加算回路36に供給されている。
したがって、係数回路33、及び35の係数値KB及びKTが
共に０のときは、このトーンコントロール回路はフラッ
トな周波数特性を示す。
共に０のときは、このトーンコントロール回路はフラッ
トな周波数特性を示す。
又係数KBが正の値となるときは、低音を強調整するこ
とができ、負の値となるときは低音を減衰させることが
できる。
とができ、負の値となるときは低音を減衰させることが
できる。
同様に係数KTが制御電圧によって正の値をとるように
コントロールされると、このトーンコントロール回路は
信号の高域成分を強調することができ、負の値をとるよ
うにコントロールされると高音域が抑圧された信号を出
力することができる。
コントロールされると、このトーンコントロール回路は
信号の高域成分を強調することができ、負の値をとるよ
うにコントロールされると高音域が抑圧された信号を出
力することができる。
そのため、このトーンコントロール回路によると、係
数回路33,35の係数値KB,KTを外部から印加される直流制
御電圧によって調整することにより、一応前記した第７
図に示すようなオーディオ信号の音質調整を行うことが
できる。
数回路33,35の係数値KB,KTを外部から印加される直流制
御電圧によって調整することにより、一応前記した第７
図に示すようなオーディオ信号の音質調整を行うことが
できる。
しかしながら、このトーンコントロール回路にも以下
に示すような欠点がみられる。
に示すような欠点がみられる。
第１の欠点は、第７図に示したような対称な強調特性
と減衰特性を持たせるためには、係数KB又は係数KTに対
応してローパスフィルタ33、及びハイパスフィルタ35の
カットオフ周波数をシフトさせる必要が生じる。
と減衰特性を持たせるためには、係数KB又は係数KTに対
応してローパスフィルタ33、及びハイパスフィルタ35の
カットオフ周波数をシフトさせる必要が生じる。
又、第２の欠点としては最大強調時のブースト量と最
大減衰時のカット量を等しくするためには、係数KB又は
係数KTの正の最大値と負の最大値は異なった値に設定す
る必要がある。
大減衰時のカット量を等しくするためには、係数KB又は
係数KTの正の最大値と負の最大値は異なった値に設定す
る必要がある。
したがって、このトーンコントロール回路方式では、
特性的に妥協するか、前記２つの欠点を解消するため、
極めて複雑な制御回路を付加する必要がある。
特性的に妥協するか、前記２つの欠点を解消するため、
極めて複雑な制御回路を付加する必要がある。
以下、この点について、さらに詳述する。
簡単なために、低音域側のみについて検討すると、ま
ず、ローパスフィルタ33の伝達特性を と定義する。（Ｓは複素角周波数ｊω，ωＬは特性角周
波数である。） 係数値KBの係数回路33及び加算回路36を含めた全体の
伝達関数をG0（Ｓ）とすると、 この第（２）式の意味するところはローパスフィルタ
33のカットオフ周波数ωＬが一定であるとすると、全体
の伝達関数G0（Ｓ）の極の周波数が不変で、零の周波数
のみ変化することを示している。
ず、ローパスフィルタ33の伝達特性を と定義する。（Ｓは複素角周波数ｊω，ωＬは特性角周
波数である。） 係数値KBの係数回路33及び加算回路36を含めた全体の
伝達関数をG0（Ｓ）とすると、 この第（２）式の意味するところはローパスフィルタ
33のカットオフ周波数ωＬが一定であるとすると、全体
の伝達関数G0（Ｓ）の極の周波数が不変で、零の周波数
のみ変化することを示している。
すなわち、第10図に示すように係数KBが正で大きくな
る場合は、減衰域が高域側にシフトとし、又、係数KBが
負の場合はカットオフ点が低域側にシフトするという問
題がある。
る場合は、減衰域が高域側にシフトとし、又、係数KBが
負の場合はカットオフ点が低域側にシフトするという問
題がある。
このような周波数特性の非対称的な変化はハイパスフ
ィルタ側の特性、すなわち、 についても同様に発生するから、結局このトーンコント
ロール回路の特性は第10図に示すように信号を強調した
ときの周波数特性と、信号を減衰させたときの周波数特
性が非対称となり、トーンコントロール操作として不自
然な聴感を作ることになる。
ィルタ側の特性、すなわち、 についても同様に発生するから、結局このトーンコント
ロール回路の特性は第10図に示すように信号を強調した
ときの周波数特性と、信号を減衰させたときの周波数特
性が非対称となり、トーンコントロール操作として不自
然な聴感を作ることになる。
次に、この方式の第２の欠点について述べる。低域側
のみを例として説明すると、前記第（２）式より、この
回路の低域周波数の例えばωにおける利得は（１＋KB）
によって与えられる。
のみを例として説明すると、前記第（２）式より、この
回路の低域周波数の例えばωにおける利得は（１＋KB）
によって与えられる。
望ましい制御特性は低域利得が最大でＡ、最小で1/A
となるようにデシベル値で対称となることが望ましい
が、例えば0dBのレベルが１のとき20dBレベルアップ、
すなわち、10倍のレベルアップを望むときはローパスフ
ィルタ33の係数KBは９（10−１）となるのに対して、−
20dBのレベルダウンすなわち0.1倍に対しては係数KBは
−0.9（0.1−１）が要求される。
となるようにデシベル値で対称となることが望ましい
が、例えば0dBのレベルが１のとき20dBレベルアップ、
すなわち、10倍のレベルアップを望むときはローパスフ
ィルタ33の係数KBは９（10−１）となるのに対して、−
20dBのレベルダウンすなわち0.1倍に対しては係数KBは
−0.9（0.1−１）が要求される。
したがって、係数KBは強調の場合は０〜９、減衰の場
合は０〜−0.9となり著るしく不対称な値が要求され、
制御電圧発生回路が複雑になる。
合は０〜−0.9となり著るしく不対称な値が要求され、
制御電圧発生回路が複雑になる。
高域側の音質調整を行う係数KTについても同様に非対
称となり、例えばつまみの回転等で制御電圧を形成する
場合は制御系の回路が作り難いという欠点がある。
称となり、例えばつまみの回転等で制御電圧を形成する
場合は制御系の回路が作り難いという欠点がある。
本発明は直流制御方式のトーンコントロール回路にお
けるかかる問題点を解消することを目的としてなされた
ものであって、負帰還が付加されている演算増幅器と、
この演算増幅器の非反転入力端子に接続され、ローパス
フィルタ、及びハイパスフィルタの出力電圧を電流に変
換する第１及び第３の電圧−電流変換手段と、反転入力
端子に接続され、前記ローパスフィルタ及びハイパスフ
ィルタの出力電圧をそれぞれ電流に変換する第3,第４の
電圧−電流変換手段によってトーンコントロール回路を
形成したものである。
けるかかる問題点を解消することを目的としてなされた
ものであって、負帰還が付加されている演算増幅器と、
この演算増幅器の非反転入力端子に接続され、ローパス
フィルタ、及びハイパスフィルタの出力電圧を電流に変
換する第１及び第３の電圧−電流変換手段と、反転入力
端子に接続され、前記ローパスフィルタ及びハイパスフ
ィルタの出力電圧をそれぞれ電流に変換する第3,第４の
電圧−電流変換手段によってトーンコントロール回路を
形成したものである。
ローパスフィルタの出力電圧を電流変換している第1,
第２の電圧−電流変換手段の相互コンダクタンスgm1,g
m2をそれぞれ差動時にコントロールすることによって低
音域を対称的に強調又は減衰させることができ、ハイパ
スフィルタの出力電圧を電流変換している第3,第４の電
圧−電流変換手段の相互コンダクタンスgm3,gm4をそれ
ぞれ差動時にコントロールすることによって高音域の強
調又は減衰を対称的に行うことができる。
第２の電圧−電流変換手段の相互コンダクタンスgm1,g
m2をそれぞれ差動時にコントロールすることによって低
音域を対称的に強調又は減衰させることができ、ハイパ
スフィルタの出力電圧を電流変換している第3,第４の電
圧−電流変換手段の相互コンダクタンスgm3,gm4をそれ
ぞれ差動時にコントロールすることによって高音域の強
調又は減衰を対称的に行うことができる。
又、相互コンダクタンスの変換係数はそれぞれ１〜０
〜−１の範囲でデジベル値と対応して対称的に変化させ
ることができる。
〜−１の範囲でデジベル値と対応して対称的に変化させ
ることができる。
第１図は本発明のトーンコントロール回路のブロック
図を示したもので、入力信号Viは入力端子１より抵抗Ri
を介して演算増幅器41の非反転入力端子、及びローパス
フィルタ42、ハイパスフィルタ43に加えられている。
図を示したもので、入力信号Viは入力端子１より抵抗Ri
を介して演算増幅器41の非反転入力端子、及びローパス
フィルタ42、ハイパスフィルタ43に加えられている。
演算増幅器41の出力端子２と反転入力端子間には抵抗
R0が接続され、出力信号V0が出力端子２から取り出され
る。
R0が接続され、出力信号V0が出力端子２から取り出され
る。
ローパスフィルタ42の出力は電圧−電流変換器44及び
45に入力され、それぞれgm（１−KB）,gm（１＋KB）倍
された電流出力に変換される。
45に入力され、それぞれgm（１−KB）,gm（１＋KB）倍
された電流出力に変換される。
ここで、gmは相互コンダクタンス、KBは低音を制御す
る係数を示す。
る係数を示す。
同様にハイパスフィルタ43の出力も電圧−電流変換器
46,47に入力されて、それぞれ、gm（１−KT）,gm（１＋
KT）倍された電流出力に変換される。KTは高音を制御す
る係数を表わしている。
46,47に入力されて、それぞれ、gm（１−KT）,gm（１＋
KT）倍された電流出力に変換される。KTは高音を制御す
る係数を表わしている。
次に本発明の動作について説明する。
ローパスフィルタ42とハイパスフィルタは前記した第
（１）式、第（３）式で示すような伝達関数で表わされ
るものとし、この回路を解析的に解けばよいが、やや複
雑となるので簡易的に以下の手順によって説明すると、 まず、ZL,ZHを次のように定義する。
（１）式、第（３）式で示すような伝達関数で表わされ
るものとし、この回路を解析的に解けばよいが、やや複
雑となるので簡易的に以下の手順によって説明すると、 まず、ZL,ZHを次のように定義する。
ここで、ZLはローパスフィルタ42の伝達関数GL（Ｓ）
と電圧−電流変換器44,45が形成する伝達コンダクタン
スすなわちgm（１＋KB）＋gm（１−KB）の1/2の逆数で
あり、ZHはハイパスフィルタ43の伝達関数GH（Ｓ）と電
圧−電流変換器46,47が形成する伝達コンダクタンス、
すなわちgm（１＋KT）＋gm（１−KT）の1/2の逆数を意
味する。
と電圧−電流変換器44,45が形成する伝達コンダクタン
スすなわちgm（１＋KB）＋gm（１−KB）の1/2の逆数で
あり、ZHはハイパスフィルタ43の伝達関数GH（Ｓ）と電
圧−電流変換器46,47が形成する伝達コンダクタンス、
すなわちgm（１＋KT）＋gm（１−KT）の1/2の逆数を意
味する。
次に、電圧−電流変換器44は、演算増幅器41の非反転
入力端子の電圧をVeとすると、流出する電流I44は、 となり、電流I44と電圧Veの比はZL/（１−KB）となる。
入力端子の電圧をVeとすると、流出する電流I44は、 となり、電流I44と電圧Veの比はZL/（１−KB）となる。
これは等価的に第２図の51で示すインピーダンスZL1
が非反転入力端子に接続されたと考えることができ、Z
L1は で表わすことができる。
が非反転入力端子に接続されたと考えることができ、Z
L1は で表わすことができる。
又同様に電圧−電流変換器46の作用を等価的なインピ
ーダンスにおき換える。電圧−電流変換器46から流出す
る電流I46はI46＝Ve（１−KT）/ZHとなるから、同様に
第２図のインピーダンス52（ZH1）とすることができ、 で表わすことができる。
ーダンスにおき換える。電圧−電流変換器46から流出す
る電流I46はI46＝Ve（１−KT）/ZHとなるから、同様に
第２図のインピーダンス52（ZH1）とすることができ、 で表わすことができる。
すなわち、電圧−電流変換器44,又は46はローパスフ
ィルタ42、又はハイパスフィルタ43と２端子回路（入力
端子が出力端子となる）を構成し、２端子素子、すなわ
ちインピーダンスに置き換えられることになる。
ィルタ42、又はハイパスフィルタ43と２端子回路（入力
端子が出力端子となる）を構成し、２端子素子、すなわ
ちインピーダンスに置き換えられることになる。
次に反転入力端子側に接続されている電圧−電流変換
器45,47について検討する。
器45,47について検討する。
この電圧−電流変換器45,47はローパスフィルタ42及
びハイパスフィルタ43の入力端子に接続されていないの
で、一般的には２端子回路に変換することができない。
しかし、演算増幅器41の開ループ利得が充分に大きけれ
ば、演算増幅器41の反転入力は非反転入力の電圧に等し
くなるよう帰還がかかる。すなわち、非反転入力端子の
電圧Veが反転入力端子にも表われている。
びハイパスフィルタ43の入力端子に接続されていないの
で、一般的には２端子回路に変換することができない。
しかし、演算増幅器41の開ループ利得が充分に大きけれ
ば、演算増幅器41の反転入力は非反転入力の電圧に等し
くなるよう帰還がかかる。すなわち、非反転入力端子の
電圧Veが反転入力端子にも表われている。
そこで、ローパスフィルタ42及びハイパスフィルタ43
の入力インピーダンスが抵抗Riもしくは抵抗R0より充分
高ければ、この両方のフィルタ（42,43）の入力を演算
増幅器41の反転入力端子に接続しても同じ動作を成す筈
であるから、電圧−電流変換器45,47も前記したように
２端子回路で表わすことができ、その等価的なインピー
ダンスを、各々ZL2,ZH2とすると、 と表わされる。
の入力インピーダンスが抵抗Riもしくは抵抗R0より充分
高ければ、この両方のフィルタ（42,43）の入力を演算
増幅器41の反転入力端子に接続しても同じ動作を成す筈
であるから、電圧−電流変換器45,47も前記したように
２端子回路で表わすことができ、その等価的なインピー
ダンスを、各々ZL2,ZH2とすると、 と表わされる。
したがって、第２図の等価回路を示すようにこのイン
ピーダンスZL2,ZH2を53,54として付加すると第１図の回
路と等価な回路とすることができる。
ピーダンスZL2,ZH2を53,54として付加すると第１図の回
路と等価な回路とすることができる。
この第２の等価回路から伝達特性を求めることは極め
て容易であって となる。
て容易であって となる。
この回路で対称的なトーンコントロール特性を実現す
るために、Ri＝R0＝Ｒに設定し全体の伝達特性G0（Ｓ）
を求めると、 この式に、前記第（７）〜（10）式を代入する。まず であり、さらに前記（１），（３）式のGL（Ｓ）,G
H（Ｓ）に代入すると、 これを第（13）式に代入すると、 を得る。Ａ＝gm・Ｒと置くと、 となる。
るために、Ri＝R0＝Ｒに設定し全体の伝達特性G0（Ｓ）
を求めると、 この式に、前記第（７）〜（10）式を代入する。まず であり、さらに前記（１），（３）式のGL（Ｓ）,G
H（Ｓ）に代入すると、 これを第（13）式に代入すると、 を得る。Ａ＝gm・Ｒと置くと、 となる。
この第（19）式は、分子と分母の係数KBとKTの符号が
違うのみで同じ形となっている。
違うのみで同じ形となっている。
したがって、任意のKB,KTの時のG0（Ｓ）と、−KB,−
KTの時のG0（Ｓ）は逆特性となる。つまり、 G0（S,KB,KT）・G0（S,−KB,−KT）＝１ ‥‥‥（20） となる。
KTの時のG0（Ｓ）は逆特性となる。つまり、 G0（S,KB,KT）・G0（S,−KB,−KT）＝１ ‥‥‥（20） となる。
低域の利得は、 高域の利得は、 中域の利得はやや複雑になるがωＨ≫ωＬであるか
ら、概略単位利得となり、 G0｛Ｓ＝ｊ（wL・wH）1/2｝１ ‥‥‥（23） したがって、この回路は前記した第７図に示すような
理想的なトーンコントロール特性を示すことが明らかと
なる。
ら、概略単位利得となり、 G0｛Ｓ＝ｊ（wL・wH）1/2｝１ ‥‥‥（23） したがって、この回路は前記した第７図に示すような
理想的なトーンコントロール特性を示すことが明らかと
なる。
以上解析的に、本発明の動作を示したが、定性的に本
発明の動作を説明すると、以下のようになる。
発明の動作を説明すると、以下のようになる。
第３図は第２図の等価回路の各インピーダンス51〜54
が実際のフィルタ（42,43）の特性を前提としたとき
に、どのように見えるかを具体的に示したもので、第
（４）式で定義したZLはGL（Ｓ）がローパスフィルタ特
性であることからインダクタンスと抵抗の直列回路と等
価である。
が実際のフィルタ（42,43）の特性を前提としたとき
に、どのように見えるかを具体的に示したもので、第
（４）式で定義したZLはGL（Ｓ）がローパスフィルタ特
性であることからインダクタンスと抵抗の直列回路と等
価である。
又、第（５）式で定義したZHはGH（Ｓ）がハイパスフ
ィルタ特性であることからキャパシタンスと抵抗の直列
回路と等価である。
ィルタ特性であることからキャパシタンスと抵抗の直列
回路と等価である。
したがって、第２図のインピーダンス51（ZL1）、52
（ZH1）,53（ZL2）,54（ZH2）は第３図の61,62,63,64に
示す等価回路で表わすことができ、各定数は、 R11/L1＝R12/L2＝ωＬ ‥‥‥（28） 1/（R21・C1）＝1/（R22・C2）＝ωＨ ‥‥‥（29） で表わされる。
（ZH1）,53（ZL2）,54（ZH2）は第３図の61,62,63,64に
示す等価回路で表わすことができ、各定数は、 R11/L1＝R12/L2＝ωＬ ‥‥‥（28） 1/（R21・C1）＝1/（R22・C2）＝ωＨ ‥‥‥（29） で表わされる。
この回路ではインピーダンス61は低減を減衰するよう
に作用し、インピーダンス62は高域を減衰するように作
用する。さらにインピーダンス63は低域を強調するよう
に作用し、インピーダンス64は高域を強調するように作
用している。
に作用し、インピーダンス62は高域を減衰するように作
用する。さらにインピーダンス63は低域を強調するよう
に作用し、インピーダンス64は高域を強調するように作
用している。
係数KB,KTが０のときは、各インピーダンス61と62及
び63と64が等しく減衰作用と強調作用が平衡し、平坦な
周波数特性を示す。
び63と64が等しく減衰作用と強調作用が平衡し、平坦な
周波数特性を示す。
KB又はKTが負の値をとるとインピーダンス61又は62が
低下し、インピーダンス63または64が増大する。したが
って、低音域または高音域が減衰した特性を示す。
低下し、インピーダンス63または64が増大する。したが
って、低音域または高音域が減衰した特性を示す。
係数KB又はKTが正の値をとると上記の逆の関係にな
り、低音域または高音域が強調される特性を示す。
り、低音域または高音域が強調される特性を示す。
第４図は係数KBとKTの関係を示したもので両方の係数
KB,KTは実線71,72で示すように−１〜０〜１の範囲で差
動的に変化させると電圧−電流変換器のgmも差動的に変
化し、第７図に示した対称的なトーンコントロール特性
を与えることができる。
KB,KTは実線71,72で示すように−１〜０〜１の範囲で差
動的に変化させると電圧−電流変換器のgmも差動的に変
化し、第７図に示した対称的なトーンコントロール特性
を与えることができる。
しかし、この変化特性はもっとも一般的な一例を示し
たものであり、例えば一点鎖線73,74に示すように制御
してもよい。
たものであり、例えば一点鎖線73,74に示すように制御
してもよい。
この場合は前記第（19）式と異なる伝達関数G0（Ｓ）
となるが、基本的な動作に変化がないことは第３図の等
価回路から理解できよう。
となるが、基本的な動作に変化がないことは第３図の等
価回路から理解できよう。
要するに、減衰量及び強調量の和が一定である必要は
なく、係数KBまたはKTに対して対称的に変化すればよ
い。
なく、係数KBまたはKTに対して対称的に変化すればよ
い。
またR0＝Riも絶対的な条件でなく、仮にRi≠R0だとし
ても、電圧−電流変換器に所定の係数を与えることによ
って対称的なコントロール特性を得るようにすることも
できる。
ても、電圧−電流変換器に所定の係数を与えることによ
って対称的なコントロール特性を得るようにすることも
できる。
さらに第１図において、ローパスフィルタ42及びハイ
パスフィルタ43の入力を一点鎖線で示すように演算増幅
器41の反転入力端子側に接続することも可能であり、こ
の場合も同様なトーンコントロール動作を得ることがで
きる。（非反転入力端子と反転入力端子は同電位となる
からである） 第５図は、伝達コンダクタンスを制御可能な電流出力
の部分の具体的な実施例を示す回路を示している。
パスフィルタ43の入力を一点鎖線で示すように演算増幅
器41の反転入力端子側に接続することも可能であり、こ
の場合も同様なトーンコントロール動作を得ることがで
きる。（非反転入力端子と反転入力端子は同電位となる
からである） 第５図は、伝達コンダクタンスを制御可能な電流出力
の部分の具体的な実施例を示す回路を示している。
この回路で81,82は正及び負の電源端子、83は信号の
入力端子を示し、前記したローパスフィルタ42またはハ
イパスフィルタ43の出力電圧が印加される。この入力端
子の信号はエミッタ帰還抵抗REを有するPNP差動増幅回
路84により電流に変換され、ダイオード対85に流れ込
む。そしてダイオード対85の両端の電位差はNPNエミッ
タ共通差動対86、及び87のベース間に加えられる。
入力端子を示し、前記したローパスフィルタ42またはハ
イパスフィルタ43の出力電圧が印加される。この入力端
子の信号はエミッタ帰還抵抗REを有するPNP差動増幅回
路84により電流に変換され、ダイオード対85に流れ込
む。そしてダイオード対85の両端の電位差はNPNエミッ
タ共通差動対86、及び87のベース間に加えられる。
ダイオード対85とNPNエミッタ共通差動対86,または87
はIC回路の基本的な乗算回路を構成している。この差動
対86,87のコレクタには電流ミラー回路88,89が接続さ
れ、出力電流が端子90,91から取り出される。
はIC回路の基本的な乗算回路を構成している。この差動
対86,87のコレクタには電流ミラー回路88,89が接続さ
れ、出力電流が端子90,91から取り出される。
この回路の伝達コンダクタンスgm1,gm2は で与えられる。
したがって、電流源を構成しているIC1,IC2を第４図
に示した実線71,72（又は73,74）のように制御すれば低
音用の電圧−電流変換器44,45の動作を行わせることが
できる。
に示した実線71,72（又は73,74）のように制御すれば低
音用の電圧−電流変換器44,45の動作を行わせることが
できる。
なお、高音用の電圧−電流変換器46,47も同様な回路
で具体化されることはいうまでもない。
で具体化されることはいうまでもない。
〔発明の効果〕 以上説明したように、本発明のトーンコントロール回
路は、ローパスフィルタ回路と、ハイパスフィルタ回路
の出力を電流に変換し、この電流値によって反転入力端
子、及び非反転入力端子を有する帰還形の増幅器を制御
するようにしているので、直流制御方式でオーディオ信
号の低音域と高音域をフィルタの特性を変えることなく
対称的にコントロールすることができるという効果があ
る。又、強調特性、及び減衰特性が制御信号とリニヤな
関係で得られるため聴感上からも理想的なトーンコント
ロールを行うことができるという利点がある。
路は、ローパスフィルタ回路と、ハイパスフィルタ回路
の出力を電流に変換し、この電流値によって反転入力端
子、及び非反転入力端子を有する帰還形の増幅器を制御
するようにしているので、直流制御方式でオーディオ信
号の低音域と高音域をフィルタの特性を変えることなく
対称的にコントロールすることができるという効果があ
る。又、強調特性、及び減衰特性が制御信号とリニヤな
関係で得られるため聴感上からも理想的なトーンコント
ロールを行うことができるという利点がある。
第１図は本発明のトーンコントロール回路の一実施例を
示すブロック図、第２図は第１図の等価回路を示すブロ
ック図、第３図は等価回路を具体化したときの一例を示
す回路図、第４図はトーンコントロールの制御電圧の一
例を示すグラフ、第５図は電圧−電流変換回路の実施例
を示す回路図、第６図は従来のトーンコントロール回路
の回路図、第７図はトーンコントロール周波数特性図、
第８図は直流制御方式のステレオトーンコントロールの
概要図、第９図は従来の直流制御方式トーンコントロー
ル回路の原理図、第10図は第９図によるトーンコントロ
ールの周波数特性の変化図を示す。 図中、41は演算増幅器、42はローパスフィルタ、43はハ
イパスフィルタ、44,45,46,47はそれぞれ、第1,第2,第
3,第４の電圧−電流変換器、Riは入力抵抗（第１の抵
抗）、R0は帰還抵抗（第２の抵抗）を示す。
示すブロック図、第２図は第１図の等価回路を示すブロ
ック図、第３図は等価回路を具体化したときの一例を示
す回路図、第４図はトーンコントロールの制御電圧の一
例を示すグラフ、第５図は電圧−電流変換回路の実施例
を示す回路図、第６図は従来のトーンコントロール回路
の回路図、第７図はトーンコントロール周波数特性図、
第８図は直流制御方式のステレオトーンコントロールの
概要図、第９図は従来の直流制御方式トーンコントロー
ル回路の原理図、第10図は第９図によるトーンコントロ
ールの周波数特性の変化図を示す。 図中、41は演算増幅器、42はローパスフィルタ、43はハ
イパスフィルタ、44,45,46,47はそれぞれ、第1,第2,第
3,第４の電圧−電流変換器、Riは入力抵抗（第１の抵
抗）、R0は帰還抵抗（第２の抵抗）を示す。
Claims (2)
- 【請求項１】入力信号が抵抗成分を有する素子を介して
非反転入力端子に接続され、出力信号が抵抗成分を有す
る素子を介して反転入力端子にフイードバックされてい
る増幅回路と、 前記非反転入力端子に接続されているハイパスフィルタ
回路及びローパスフィルタ回路と、 前記ローパスフィルタの出力を電流出力として取り出す
第１、及び第２の電圧−電流変換回路と、 前記ハイパスフィルタの出力を電流出力として取り出す
第3,第４の電圧−電流変換回路を備え、 前記第１、及び第３の電圧−電流変換回路の出力を前記
非反転入力端子に供給し、前記第２、及び第４の電圧−
電流変換回路の出力を前記反転入力端子に供給すると共
に、 前記第１、および第２の電圧−電流変換回路の伝達コン
ダクタンスを低音コントロール信号によりそれぞれ互い
に逆方向となるように変化させる制御線と、 前記第3,および第４の電圧−電流変換回路の伝達コンダ
クタンスを高音コントロール信号によりそれぞれ互いに
逆方向となるように変化させる制御線を備えていること
を特徴とするトーンコントロール回路。 - 【請求項２】ハイパスフィルタ回路及びローパスフィル
タ回路が増幅回路の反転入力端子に接続されていること
を特徴とする特許請求の範囲第（１）項に記載のトーン
コントロール回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62110453A JP2605280B2 (ja) | 1987-05-08 | 1987-05-08 | トーンコントロール回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62110453A JP2605280B2 (ja) | 1987-05-08 | 1987-05-08 | トーンコントロール回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63276311A JPS63276311A (ja) | 1988-11-14 |
| JP2605280B2 true JP2605280B2 (ja) | 1997-04-30 |
Family
ID=14536096
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62110453A Expired - Fee Related JP2605280B2 (ja) | 1987-05-08 | 1987-05-08 | トーンコントロール回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2605280B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TW441169B (en) * | 1996-10-22 | 2001-06-16 | Kakumoto Jun Ichi | Acoustic signal waveform intensifier and intensifying method |
| JP4937055B2 (ja) * | 2007-09-18 | 2012-05-23 | オンセミコンダクター・トレーディング・リミテッド | 音質調整回路 |
-
1987
- 1987-05-08 JP JP62110453A patent/JP2605280B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63276311A (ja) | 1988-11-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4310383B2 (ja) | 差動オーディオ線受信器 | |
| US10056066B2 (en) | Active noise reduction | |
| JPS624022B2 (ja) | ||
| JPS5926126B2 (ja) | オンシツチヨウセイソウチ | |
| US5467400A (en) | Solid state audio amplifier emulating a tube audio amplifier | |
| JP2830087B2 (ja) | 周波数特性補正回路 | |
| EP0622896A1 (en) | Sound system gain and equalization circuit | |
| US6625287B1 (en) | Enhancing automatic noise reduction using negative output resistance | |
| JP2605280B2 (ja) | トーンコントロール回路 | |
| US5625698A (en) | Loudspeaker and design methodology | |
| US5282252A (en) | Audio equalizer providing reciprocal equalization plus infinite-depth notch | |
| US7085389B1 (en) | Infinite slope loudspeaker crossover filter | |
| JP2590877B2 (ja) | グラフィックイコライザ回路 | |
| JPH0477094A (ja) | 車載用音響再生装置 | |
| JP2966232B2 (ja) | グラフィックイコライザ回路及びグラフィックイコライザ回路を用いた音響装置 | |
| JPH0230909Y2 (ja) | ||
| JPS6143303Y2 (ja) | ||
| JP3318446B2 (ja) | イコライザおよびこれを用いるオーディオ装置 | |
| JPH08298436A (ja) | フィルタ回路 | |
| KR830000245B1 (ko) | 주파수 특성 조정장치 | |
| JPS5919641B2 (ja) | 周波数特性調整装置 | |
| JPS5879316A (ja) | 周波数特性調整装置 | |
| EP3834427A1 (en) | Passive equalization for headphones | |
| JP3427647B2 (ja) | 音質調整回路 | |
| JPH04119708A (ja) | 増幅器の自動雑音抑圧方法及び自動雑音抑圧装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |