JP4937055B2

JP4937055B2 - 音質調整回路

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Description

本発明は、複数設定した周波数帯域毎に原信号の強度を調整する信号特性調整回路に関し、特にトーンコントロール回路やグラフィックイコライザのような音質調整回路に関する。

オーディオ装置において、所定の周波数帯域のレベルを増加させるブースト処理、及び所定の周波数帯域のレベルを減少させるカット処理を行うトーンコントロール回路やグラフィックイコライザが採用されている。

図８は、従来のトーンコントロール回路の基本構成を示す回路図である。この回路は、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に、トレブルバンドブロック２とバスバンドブロック４とが直列に接続され、入力端子ＩＮに入力される音声信号は、順次、トレブルバンドブロック２及びバスバンドブロック４を通過して出力端子ＯＵＴから出力される。この回路は、集積回路として半導体基板上に一体的に構成された主要部と、その集積回路の外部端子６〜１０に接続される外付け部品とから構成される。

トレブルバンドブロック２は、音声信号の高域成分に対してブースト処理やカット処理を行う。トレブルバンドブロック２の外付け端子６にはキャパシタＣ１が接続される。ブースト処理を行う場合にはスイッチＳＷ１，ＳＷ３がオンに設定される。これにより、トレブルバンドブロック２は、微分作用を有する非反転増幅回路を構成し、入力された音声信号の高域成分を増幅する。カット処理を行う場合にはスイッチＳＷ２，ＳＷ４がオンに設定される。これにより、トレブルバンドブロック２は、低域通過フィルタ（Low Pass Filter：ＬＰＦ）を構成し、入力された音声信号の高域成分を減衰させる。

一方、バスバンドブロック４は、音声信号の低域成分に対してブースト処理やカット処理を行う。バスバンドブロック４の外付け端子８，１０にはキャパシタＣ２，Ｃ３及び抵抗Ｒ１が接続される。ブースト処理を行う場合にはスイッチＳＷ１，ＳＷ３がオンに設定される。これにより、バスバンドブロック４は、積分作用を有する非反転増幅回路を構成し、入力された音声信号の低域成分を増幅する。カット処理を行う場合にはスイッチＳＷ２，ＳＷ４がオンに設定される。これにより、バスバンドブロック４は、高域通過フィルタ（High Pass Filter：ＨＰＦ）を構成し、入力された音声信号の低域成分を減衰させる。

トレブルバンドブロック２、バスバンドブロック４はそれぞれ、多段に直列接続された抵抗を集積回路内に備える。この抵抗の直列接続体１２，１４は、その複数箇所に設けられたスイッチのいずれをオンするかに応じて種々の比率で二分割され、これによりブーストやカットのゲインを調節することができる。

また、トレブルバンドブロック２、バスバンドブロック４によりブーストやカットされる周波数帯域は、抵抗の直列接続体１２，１４の分割の仕方に応じて定まる抵抗値、及び外付け部品の容量や抵抗値に応じて定まる。ここで、トレブルバンドブロック２が処理対象とする周波数領域を、音声信号での高域、例えば１０ｋＨｚ程度以上の領域に設定するためには、直列接続体１２の抵抗値やキャパシタＣ１を比較的大きな値とする必要がある。同様に、バスバンドブロック４が処理対象とする周波数領域を、音声信号での低域、例えば１００Ｈｚ程度以下の領域に設定する場合は、直列接続体１４の抵抗値やキャパシタＣ２，Ｃ３を比較的大きな値とする必要がある。

特開平５−０９０９２６号公報

集積回路においてはパッケージサイズ等の制約から、ピンなどの外部端子の数が制限され、外付け部品を減らすことが必要となることがある。また、外付け部品の削減は組み立て工数の抑制や、コストの低減なども期待できる。このような観点から、キャパシタＣ１〜Ｃ３を集積回路に内蔵することが考えられる。

しかし、キャパシタＣ１〜Ｃ３は上述のように比較的大きな値を必要とする。そのため、これらを集積回路に内蔵しようとすると、半導体基板上に大きな面積を要しチップサイズが大きくなるという問題がある。

また、本出願人は、特願２００６−３１４６１５号（未公開）において、所定の周波数帯域の信号を抽出し抽出した信号の振幅を調整することで音声調整信号を作成し、これを原音声信号に加算または減算することで当該帯域のブーストまたはカットを行う回路について提案した。この回路では、集積回路に内蔵することが比較的容易である。しかし、加算と減算で異なった周波数特性の信号が得られ、聴感上の違和感が発生する可能性があった。

本発明は、原音声信号に対し、特定の周波数帯域についてゲインを調整する音質調整回路において、前記原音声信号の少なくとも３つの特定の周波数帯域の成分を抽出し抽出信号を得る抽出回路と、前記抽出回路で得た少なくとも３つの抽出信号について減衰処理を行い少なくとも３つの音域調整信号を生成するゲイン調整回路と、前記ゲイン調整回路からの少なくとも３つの音域調整信号を前記原音声信号に加算または減算する合成回路と、を有し、前記抽出回路は、高域通過特性及び低域通過特性のいずれか一方を備える片帯域通過フィルタであって、前記原音声信号から高域または低域の一端側周波数帯域の成分を抽出する第１フィルタと、前記第１フィルタと同一特性の片帯域通過フィルタであって、前記第１フィルタより広い通過帯域を有し、前記原音声信号から前記一端側周波数帯域含む周波数帯域の成分を抽出する第２フィルタと、前記原音声信号に対する前記第２フィルタの出力信号と前記第１フィルタの出力信号との差分を生成して、原音声信号の中間周波数帯域の成分を抽出する中間帯域抽出回路と、前記原音声信号と前記第２フィルタの出力信号との差分を生成し、第２フィルタを通過しない第１フィルタの出力信号と反対側の他端側周波数帯域の成分を抽出する他端側帯域抽出回路と、を含み、前記第１のフィルタの出力である一端側周波数帯域の成分と、前記中間帯域抽出回路の出力である中間周波数帯域の成分と、前記他端側帯域抽出回路の出力である他端側帯域成分のそれぞれに対し独立してゲイン調整を行い３つの音域調整信号を生成し、かつ、前記第１フィルタは、２種類のカットオフ周波数を利用した２つの抽出信号を得、前記合成回路において、前記音声調整信号を加算する場合と、減算する場合とで、前記２つの抽出信号のいずれかから得た音声調整信号とするかが切り換えられることを特徴とする。

また、前記加算回路は、前記音声調整信号を加算する場合に前記２つの抽出信号のうち周波数の低いカットオフ周波数を使用して得た音声調整信号を用い、前記音声調整信号を減算する場合に前記２つの抽出信号のうち周波数の高いカットオフ周波数を使用して得た音声調整信号を用いることが好適である。

このように、本発明によれば、異なるカットオフ周波数で得た２つの抽出信号を得、これから形成した音声調整信号を加算する場合と、減算する場合とで使い分ける。そこで、加算後と、減算後で同様の周波数を起点としてブーストした信号およびカットした信号を得ることができる。

以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。

［実施形態］
図９は、本発明の実施形態であるトーンコントロール回路の概略のブロック図である。本回路は、基本的に集積回路（ＩＣ）として半導体基板上に一体に形成される。

本回路において、原音声信号ＳＩＮは、ブースト用フィルタ２０２、カット用フィルタ２０４に入力される。この例は、低音域をブーストまたはカットする例を示しており、ブースト用フィルタ２０２，カット用フィルタ２０４は、両方ともローパスフィルタ（ＬＰＦ）で構成されている。なお、高音域をブーストまたはカットする場合には、ブースト用フィルタ２０２，カット用フィルタ２０４は、両方ともハイパスフィルタ（ＨＰＦ）で構成すればよい。

本実施形態の場合、ブースト用フィルタ２０２，カット用フィルタ２０４は、ＬＰＦであり、原音声信号から所定のカットオフ周波数（例えば、１００Ｈｚ程度以下の信号を抽出する。ここで、ブースト用フィルタ２０２のカットオフ周波数は、１００Ｈｚとするが、カット用フィルタ２０４のカットオフ周波数は、１５０Ｈｚ程度に設定してある。

ブースト用フィルタ２０２，カット用フィルタ２０４において得られた抽出信号は、セレクタ２０６に供給される。

セレクタ２０６は、供給されてくる２つの抽出信号のうちのいずれかを選択する。すなわち、セレクタ２０６には、制御回路２０８が接続されており、この制御回路２０８からの制御信号によって、セレクタ２０６の選択が制御される。ここで、制御回路２０８には、グラフィックイコライザなどの制御に応じた、該当周波数帯域の信号についてのブーストやカットについての指示信号が供給されており、セレクタ２０６は、該当周波数帯域の信号についてブーストであれば、ブースト用フィルタ２０２からの抽出信号を選択し、該当周波数帯域の信号についてカットであれば、カット用フィルタ２０４からの抽出信号を選択して出力する。

セレクタ２０６からの抽出信号は調整回路２１０に供給される。この調整回路２１０は、後述する調整信号生成ブロック２２と同様のものであり、減衰器とアンプとからなっており、抽出信号についてその振幅を圧縮し、調整信号を生成する。ここで、調整信号の振幅は、アンプのゲインによって設定され、制御回路２０８からの制御信号によって決定される。

得られた調整信号は、合成回路２１２に供給され、原音声信号に加算または減算される。すなわち、ブーストの場合には、ブースト用フィルタ２０２によって得られた抽出信号について調整回路２１０によって振幅圧縮されて得られた調整信号が原音声信号に加算され、カットの場合には、カット用フィルタ２０４によって得られた抽出信号について調整回路２１０によって振幅圧縮されて得られた調整信号が原音声信号から減算される。

このように、本実施形態においては、カットオフ周波数が若干異なるブースト用フィルタ２０２、カット用フィルタ２０４という２つのフィルタを有している。すなわち、ブースト用フィルタ２０２では、図１０（ａ）に示すようなカットオフ周波数以下の周波数帯域の信号を抽出する。そして、調整回路２１０において図１０（ｂ）に示すような振幅が圧縮された調整信号が得られる。また、カット用フィルタ２０４では、図１０（ｅ）に示すような比較的高めのカットオフ周波数以下の周波数帯域の信号を抽出し、調整回路２１０において図１０（ｆ）に示すような振幅が圧縮された調整信号が得られる。このように、２つの周波数特性の抽出信号、調整信号が得られる。

一方、合成回路２１２においては、ゲイン０ｄＢの原音声信号に対し、２種類の調整信号を加算または減算することにより行われる。図１０（ａ）の振幅調整された調整信号を原音声信号に加算する場合、得られた合成後の信号は、図１０（ｃ）に示すように調整信号がそのまま加算された信号となる。一方、振幅調整された図１０（ｂ）の調整信号を原音声信号から減算すると、得られた合成後の信号は、図１０（ｄ）に示すように、減衰が始まる周波数が低周波数側にシフトする。

これは、フィルタにおけるカットオフ周波数は、位相の回転によって決定されており、後に反転して加算する場合には、原信号に対する位相がそのまま加算する場合と異なってしまうからである。

本実施形態では、図１０（ｅ）に示すように、減算する場合の抽出信号について、予めカットオフ周波数を高周波数側にシフトさせてある。これによって、図１０（ｆ）に示すような低周波がカットされた信号を得ることができ、ブーストが始まる周波数と、カットが始まる周波数をほぼ同じにすることができる。従って、ブーストとカットにおけるずれを解消し、聴感における違和感の発生を防止することができる。

［詳細構成１］
図１は、詳細構成１に係るトーンコントロール回路の概略のブロック図である。本回路は、フィルタブロック２０、調整信号生成ブロック２２及び合成回路２４を含んで構成され、入力端子ＩＮに原音声信号ＳＩＮが入力され、高音域、低音域のゲインをそれぞれ調節してブースト処理やカット処理を行った出力音声信号ＳＯＵＴを出力端子ＯＵＴから出力する。

本回路における、高音域及び低音域それぞれに対するブースト／カットの切り換え、及びブーストやカットのゲイン設定は、外部回路からの指示信号に基づいて行われる。また、フィルタブロック２０のＬＰＦ３０として、カットオフ周波数が互いに異なるものをブースト用とカット用として２つ設け、ブースト／カットの指示に基づいて、いずれかが選択される。

フィルタブロック２０は、ＳＩＮから高音域成分ＳＨＯを抽出し出力する高音域抽出回路と、低音域成分ＳＬＯを抽出し出力する低音域抽出回路とを備える。具体的には、フィルタブロック２０はＬＰＦ３０を有し、これが低音域抽出回路を構成する。

フィルタブロック２０は、さらに、反転回路３２及び加算回路３４を有し、これらとＬＰＦ３０とが高音域抽出回路を構成する。ＬＰＦ３０が抽出するＳＬＯは反転回路３２に入力される。反転回路３２は、入力されたＳＬＯに対し逆位相の信号ＳＬＲを生成する。例えば、反転回路３２は増幅率１倍の反転増幅器を用いて構成される。反転回路３２の出力ＳＬＲは、加算回路３４にて原音声信号ＳＩＮと加算される。ここで、
ＳＬＲ＝−ＳＬＯ
であるので、加算回路３４では、原音声信号ＳＩＮに含まれる低音域成分ＳＬＯが、反転回路３２の出力ＳＬＲで相殺される。加算回路３４は、ＳＩＮからＳＬＯを除去した残りの成分を、高音域成分ＳＨＯとして出力する。

調整信号生成ブロック２２は、高音域調整回路３６及び低音域調整回路３８を有する。高音域調整回路３６、低音域調整回路３８はそれぞれフィルタブロック２０から出力される高音域成分ＳＨＯ、低音域成分ＳＬＯに対してゲイン調整を行い、高音域調整信号ＳＨＴ、低音域調整信号ＳＬＴを生成する。

図２は、高音域調整回路３６、低音域調整回路３８の概略のブロック図である。高音域調整回路３６、低音域調整回路３８は互いに共通の構成を有する。ここでは、高音域調整回路３６を例に図２を用いて説明する。

高音域調整回路３６は、振幅制御ブロック４０及び位相制御ブロック４２からなる。振幅制御ブロック４０は、高音域調整回路３６へ入力された高音域成分ＳＨＯに対する高音域調整信号ＳＨＴの振幅比Ａ（≡｜ＳＨＴ/ＳＨＯ｜）を制御する。位相制御ブロック４２は、ＳＨＯに対するＳＨＴの位相差を０°とするか１８０°とするかを制御し、ＳＨＯに対しＳＨＴを同極性とするか反転させるかを決定する。これら振幅制御ブロック４０及び位相制御ブロック４２により、高音域調整回路３６は、ＳＨＯに対し、振幅比と極性とを合わせたゲインを調節してＳＨＴを生成する。

振幅制御ブロック４０は減衰器５０及びアンプ５２を含んで構成される。アンプ５２は、ＳＩＮに対するＳＯＵＴのゲインＧＯＵＴの調節幅に応じてゲインＧＣを設定され、減衰器５０からの入力信号を当該ゲインＧＣで増幅して信号ＳＨＢを生成し、位相制御ブロック４２へ出力する。ゲインＧＯＵＴの所望の調節幅に対応するゲインＧＣは、後述するように、ブースト動作時とカット動作時とで異なる値となり得る。そこで、アンプ５２は、外部回路からブースト／カットを指定するモード信号ＤＭを入力され、当該信号ＤＭに応じてＧＣの設定値を切り替えることができるように構成される。

減衰器５０は、外部回路からゲイン調整量を指示するゲイン制御信号ＤＧが入力され、当該信号ＤＧに応じてＳＨＯを減衰させてアンプ５２へ出力する。減衰器５０を例えば、−∞［ｄＢ］まで減衰可能に構成した場合、振幅制御ブロック４０は、振幅比ＡをＧＣ〜−∞［ｄＢ］の範囲で調整することができる。

位相制御ブロック４２は反転回路５４及びスイッチ回路５６を含んで構成される。反転回路５４は、振幅制御ブロック４０から入力されたＳＨＢに対し逆位相の信号ＳＨＣを生成する。例えば、反転回路５４は増幅率１倍の反転増幅器を用いて構成される。

ここで、上述のように、本実施形態では、ブーストの場合と、カットの時でローパスフィルタを切り換えている。そこで、ブースト開始とカット開始の周波数を合致させることができる。

スイッチ回路５６は、振幅制御ブロック４０からのＳＨＢと、反転回路５４からのＳＨＣとを入力され、いずれか一方を選択的に出力する。選択はモード信号ＤＭに基づいて行われ、ブースト時にはＳＨＢがＳＨＴとして出力され、カット時にはＳＨＣがＳＨＴとして出力される。

以上、高音域調整回路３６を説明したが、低音域調整回路３８についても同様の処理が行われ、ＳＬＯから低音域調整信号ＳＬＴが生成される。すなわち、ブースト時には、ＳＬＯから、極性は同じに保ちつつ振幅を変化させた信号ＳＬＢを生成してＳＬＴとして出力し、一方、カット時には、ＳＬＢの極性を反転させた信号ＳＬＣを生成してＳＬＴとして出力する。

図１に示すように、高音域調整回路３６及び低音域調整回路３８が出力する高音域調整信号ＳＨＴ及び低音域調整信号ＳＬＴは、合成回路２４に入力される。合成回路２４は、原音声信号ＳＩＮも入力され、これらＳＩＮ，ＳＨＴ，ＳＬＴを加算合成し、ＳＯＵＴとして出力する。

図３は、本回路におけるトーンコントロールの原理を説明するための模式図である。図３（ａ）〜（ｅ）はそれぞれ周波数スペクトルを表しており、横軸が周波数ｆ、縦軸がＳＩＮを基準とした信号ゲインＧである。図３（ａ）において、スペクトル６０，６２，６４はそれぞれ原音声信号ＳＩＮ，低音域成分ＳＬＯ，高音域成分ＳＨＯを示している。

図３（ｂ）は、高音域がブーストされたスペクトル７０を示している。高音域ブースト時には、上述のように、高音域調整回路３６はＳＨＴとしてＳＨＢを出力する。このＳＨＢが合成回路２４にてＳＩＮに重畳され、スペクトル７０を有するＳＯＵＴが生成される。

図３（ｃ）は、高音域がカットされたスペクトル７２を示している。高音域カット時には、高音域調整回路３６はＳＨＴとしてＳＨＣを出力する。このＳＨＣはＳＩＮの高音域成分ＳＨＯとは逆極性を有する。そのため、合成回路２４にてＳＨＣとＳＩＮとを合成すると、ＳＩＮの高音域成分ＳＨＯがＳＨＣの強度に応じて相殺され、スペクトル７２を有するＳＯＵＴが生成される。

図３（ｄ）は、低音域がブーストされたスペクトル７４を示している。低音域ブースト時には、低音域調整回路３８がＳＬＴとしてＳＬＢを出力する。このＳＬＢが合成回路２４にてＳＩＮに重畳され、スペクトル７４を有するＳＯＵＴが生成される。

図３（ｅ）は、低音域がカットされたスペクトル７６を示している。低音域カット時には、低音域調整回路３８がＳＬＴとしてＳＬＣを出力する。このＳＬＣはＳＩＮの低音域成分ＳＬＯとは逆極性を有するため、合成回路２４でのＳＬＣとＳＩＮとの合成により、ＳＩＮの低音域成分ＳＬＯがＳＬＣの強度に応じて相殺され、スペクトル７６を有するＳＯＵＴが生成される。

ここで、例えば、ゲインＧＯＵＴを±１２ｄＢの範囲内で調整可能に構成する場合を具体的に説明する。ここで、ＧＯＵＴの調整範囲の上限値又は下限値をＧｍａｘ［ｄＢ］、そのときのＳＩＮとＳＯＵＴとの振幅比ＳＯＵＴ/ＳＩＮをＡｍと表すと、次式が成り立つ。
Ｇｍａｘ＝２０log１０Ａｍ ………（１）

最大ブースト時には、図３（ｂ）（ｄ）からも理解できるように、アンプ５２の出力信号ＳＨＢ又はＳＬＢはＳＩＮの（Ａｍ−１）倍となる。一方、最大カット時には、図３（ｃ）（ｅ）からも理解できるように、アンプ５２の出力信号ＳＨＢ又はＳＬＢはＳＩＮの（１−Ａｍ）倍となる。これら最大ブースト時及び最大カット時には、減衰器５０の減衰率は０ｄＢに設定されるので、ＳＨＢ及びＳＬＢのＳＩＮに対する振幅比｜Ａｍ−１｜はアンプ５２のゲインＧＣに対応する。すなわち、
ＧＣ＝２０log１０｜Ａｍ−１｜ ………（２）
である。（１）（２）式から、最大ブースト時に対応するＧＯＵＴ＝＋１２ｄＢに対するＧＣの設定値は約９．５ｄＢとなり、最大カット時に対応するＧＯＵＴ＝−１２ｄＢに対するＧＣの設定値は約−２．５ｄＢとなる。これらブースト時とカット時とで相違するＧＣの設定値の切り換えは、上述したようにモード信号ＤＭに連動して行われる。

次に、ＬＰＦ３０についてさらに説明する。図４は、ＬＰＦ３０の概略の構成を示す回路図である。本装置で用いるＬＰＦ３０の基本的な構成は、ＲＣアクティブフィルタであり、オペアンプ８０、抵抗８２，８４及びキャパシタ８６を含んで構成され、これらは半導体基板上に一体に形成される。トーンコントロール回路への入力信号ＳＩＮは入力端子ＦＩＮに入力され、オペアンプ８０の出力端子が出力端子ＦＯＵＴとなる。入力端子ＦＩＮとオペアンプ８０の反転入力端子との間には抵抗８２が直列接続される。また、オペアンプ８０の出力端子と反転入力端子との間には、抵抗８４とキャパシタ８６とが並列に接続される。例えば、抵抗８２，８４の抵抗値をＲＣ、キャパシタ８６の容量値をＣＣとすると、このＬＰＦ３０のカットオフ周波数ｆＣは次式で与えられる。
ｆＣ＝１／（２πＲＣＣＣ） ………（３）

抵抗８２，８４は、高抵抗を実現可能な抵抗回路で構成される。例えば、そのような抵抗回路として、ＭＯＳＦＥＴを用いたものなどが存在し、そのような回路を用いることで、ＩＣ上にてポリシリコンや拡散層を用いて形成される一般的な抵抗素子に比べて、抵抗８２，８４の基板占有面積を抑制しつつ、それらの高抵抗化を図ることができる。

本トーンコントロール回路では、抵抗８２，８４をそれぞれ構成する抵抗回路として、スイッチトキャパシタ回路を採用し、ＬＰＦ３０をスイッチトキャパシタフィルタとして構成する。図５は、抵抗８２，８４をスイッチトキャパシタ回路で構成したＬＰＦ３０の概略の回路図である。

スイッチトキャパシタ回路は、コンデンサＣＳＣとスイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４とを含んで構成される。スイッチトキャパシタ回路の入力端子と出力端子との間にコンデンサＣＳＣが直列に挿入され、入力端子及び出力端子とＣＳＣとの間には、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２が設けられる。コンデンサＣＳＣの両端はそれぞれスイッチ素子ＳＷ３，ＳＷ４により基準電圧源となるアースに接続可能とされる。各スイッチ素子は半導体基板上にてトランジスタを用いて構成される。このスイッチトキャパシタ回路は、スイッチ素子ＳＷ１及びＳＷ２の組とスイッチ素子ＳＷ３及びＳＷ４の組とを交互に周期的に開閉することによって、コンデンサＣＳＣを充放電する。これによって電荷移動が起こり、スイッチトキャパシタ回路の両端子間にパルス状の電流が流れ、スイッチング周波数ｆＳＣが十分に高ければ、平均電流は抵抗を通過する電流と等価になる。つまり、スイッチトキャパシタ回路は等価的に抵抗素子として機能する。その抵抗値ＲＳＣは、次式で表される。
ＲＳＣ＝１／（ＣＳＣｆＳＣ） ………（４）

（４）式が示すように、ｆＳＣの低下に反比例してＲＳＣを増加させることができる。すなわち、スイッチトキャパシタ回路を用いれば、ｆＳＣに応じてＲＣを増加させて、ＣＣを低下させ、キャパシタ８６を半導体基板上に容易に形成可能なサイズとすることができる。

例えば、ｆＳＣ＝２５０ｋＨｚ、ＣＳＣ＝１ｐＦとするスイッチトキャパシタ回路のＲＳＣは４ＭΩとなる。ＬＰＦ３０のカットオフ周波数ｆＣを１ｋＨｚに設定する場合に、このスイッチトキャパシタ回路を用いてＲＣを構成すればＣＣは４０ｐＦとなる。すなわち、ＬＰＦ３０に必要となる容量はＣＣとスイッチトキャパシタ回路を構成するＣＳＣとを合わせても４０ｐＦ程度となり、ＬＰＦ３０をこれら容量を含めて一体にＩＣ上に形成することが可能である。

以上説明したように、ＬＰＦ３０は、ＲＣを高抵抗値に設定することで、キャパシタ８６をＩＣに内蔵化し、外付けピンや部品点数の削減を図ることができる。高抵抗値ＲＣを有する抵抗８２，８４は例えば、スイッチトキャパシタ回路を用いることでＩＣ上での占有面積を抑制して構成することができる。ここで、抵抗回路は複数の素子から構成され、或る程度以上のサイズを必要とする。そのため、図８に示す回路のように、それぞれ比較的小さな抵抗値を有する多数の抵抗素子を含むフィルタ回路においては、それら抵抗素子をそれぞれ抵抗回路で置き換えても、半導体基板上での面積を抑制するというメリットは得られにくい。しかし、ＬＰＦ３０は上述したように、大きな抵抗値を有する抵抗素子を少数だけ含む構成であるため、抵抗回路で置き換えることによる面積抑制の効果が大きくなり得る。また、この観点から、ＬＰＦ３０の構成は図４に示した構成に限られず、少数の抵抗素子を高抵抗化することでキャパシタの小型化が可能である他の回路構成を採用することもできる。

なお、本詳細構成のトーンコントロール回路は、ＬＰＦ３０を用いて抽出した低音域と原音声信号との差分により高音域を生成する構成としたが、逆にＨＰＦを用いて抽出した高音域と原音声信号との差分により低音域を生成する構成とすることもできる。

［詳細構成２］
図６は、詳細構成２に係るグラフィックイコライザの概略のブロック図である。上記第１の詳細構成のトーンコントロール回路が高音域と低音域との２つの帯域のゲインを調整するものであった。これに対し、本詳細構成のグラフィックイコライザは、高音域、中音域及び低音域の３つの帯域のゲインを調整する点で、第１の詳細構成のトーンコントロール回路と相違するが、基本的に共通する点も有している。また、フィルタブロック１００のＬＰＦ１１０，１１２として、カットオフ周波数が互いに異なるものをブースト用と、カット用の２つ設け、ブースト／カットの指示に基づいて、いずれかが選択される。

本回路はＩＣとして半導体基板上に一体に形成される。本回路は、入力端子ＩＮに原音声信号ＳＩＮを入力され、高音域、中音域及び低音域の各帯域それぞれに対してブースト処理とカット処理とを行うことができ、各帯域のゲインをそれぞれ調節した出力音声信号ＳＯＵＴを出力端子ＯＵＴから出力する。本回路における、各帯域に対するブースト／カットの切り換え、及びブーストやカットのゲイン設定は、外部回路からの指示信号に基づいて行われる。

本回路は、フィルタブロック１００、調整信号生成ブロック１０２及び合成回路１０４を含んで構成される。フィルタブロック１００は、ＬＰＦ１１０，１１２、反転回路１１４，１１６、及び加算回路１１８，１２０を含んで構成される。また、調整信号生成ブロック１０２は、低音域調整回路１２２、中音域調整回路１２４、及び高音域調整回路１２６を含んで構成される。

ＬＰＦ１１０，１１２はそれぞれ第１の詳細構成と同様の構成とすることができ、特にスイッチトキャパシタを用いて、キャパシタの内蔵化を図った構成とすることができる。ここで、ＬＰＦ１１０のカットオフ周波数ｆＣ１はＬＰＦ１１２のカットオフ周波数ｆＣ２より低く設定される。

また、反転回路１１４，１１６は第１の詳細構成のトーンコントロール回路における反転回路３２と同様の回路であり、加算回路１１８，１２０は同じく加算回路３４と同様の回路である。低音域調整回路１２２、中音域調整回路１２４、及び高音域調整回路１２６は、例えば、図２に示した構成とすることができる。

フィルタブロック１００は、各帯域毎に抽出回路を備え、ＳＩＮから高音域成分ＳＨＯ、中音域成分ＳＭＯ、低音域成分ＳＬＯを抽出する。具体的には、ＬＰＦ１１０が低音域抽出回路を構成する。また、ＬＰＦ１１０，１１２、反転回路１１４及び加算回路１１８が中音域抽出回路を構成する。さらに、ＬＰＦ１１２、反転回路１１６及び加算回路１２０が高音域抽出回路を構成する。

図７は、本回路の各帯域成分の抽出処理の原理を説明するための模式図である。図７（ａ）（ｂ）はそれぞれ周波数スペクトルを表しており、横軸が周波数ｆ、縦軸がＳＩＮを基準とした信号ゲインＧである。図７（ａ）において、スペクトル１３０，１３２，１３４はそれぞれ原音声信号ＳＩＮ、ＬＰＦ１１０の出力信号ＳＬＰＦ１、ＬＰＦ１１２の出力信号ＳＬＰＦ２を示している。また、図７（ｂ）に示すスペクトル１３６，１３８，１４０はそれぞれ原音声信号ＳＩＮに含まれる低音域成分ＳＬＯ、中音域成分ＳＭＯ、高音域成分ＳＨＯを表している。

ＬＰＦ１１０の出力信号ＳＬＰＦ１は低音域成分ＳＬＯとしてフィルタブロック１００から出力され、低音域調整回路１２２に入力される。すなわち、スペクトル１３０と、スペクトル１３６とは共通である。また、ＳＬＯは反転回路１１４で反転された後、加算回路１１８に入力される。加算回路１１８は、さらにＬＰＦ１１２からＳＬＰＦ２を入力され、次式に示されるように、ＳＬＰＦ２とＳＬＰＦ１との差分を求め、スペクトル１３８で示す中音域成分ＳＭＯを抽出する。抽出されたＳＭＯはフィルタブロック１００から中音域調整回路１２４に入力される。
ＳＭＯ＝ＳＬＰＦ２−ＳＬＰＦ１ ………（５）

ＬＰＦ１１２の出力信号ＳＬＰＦ２は、上述の加算回路１１８に入力される一方、反転回路１１６にも入力される。反転回路１１６はＳＬＰＦ２を反転し、加算回路１２０に入力する。加算回路１２０は、さらに原音声信号ＳＩＮを入力され、次式に示されるように、ＳＩＮとＳＬＰＦ２との差分を求め、スペクトル１４０で示す高音域成分ＳＨＯを抽出する。抽出されたＳＨＯはフィルタブロック１００から高音域調整回路１２６に入力される。
ＳＨＯ＝ＳＩＮ−ＳＬＰＦ２ ………（６）

調整信号生成ブロック１０２では、低音域調整回路１２２、中音域調整回路１２４、高音域調整回路１２６がそれぞれ入力された低音域成分ＳＬＯ、中音域成分ＳＭＯ、高音域成分ＳＨＯに対してゲイン調整を行い、低音域調整信号ＳＬＴ、中音域調整信号ＳＭＴ、高音域調整信号ＳＨＴを生成する。

調整信号生成ブロック１０２から出力される低音域調整信号ＳＬＴ、中音域調整信号ＳＭＴ、高音域調整信号ＳＨＴは、合成回路１０４に入力される。合成回路１０４は、原音声信号ＳＩＮも入力され、これらＳＩＮ，ＳＬＴ，ＳＭＴ，ＳＨＴを加算合成し、ＳＯＵＴとして出力する。

既に述べたように、各調整信号ＳＬＴ，ＳＭＴ，ＳＨＴは、第１の詳細構成と同様に、図２に示す回路にて、モード信号ＤＭに応じて、ブースト時には正極性の信号として生成され、カット時には負極性の信号として生成される。合成回路１０４はこれら調整信号を原音声信号ＳＩＮに合成することで、正極性の調整信号が重畳される周波数帯域ではブースト処理が施され、負極性の調整信号により相殺される周波数帯域ではカット処理が施されたＳＯＵＴを生成する。

本詳細構成では、最も簡単な場合として原音声信号を３つの周波数帯域に分けて調整を行うグラフィックイコライザの例を説明したが、本発明は、ｎ個の周波数帯域（ｎ≧３）に分けて調整を行うグラフィックイコライザに適用することができる。その場合には、（ｎ−１）個のＬＰＦが用いられる。第ｋＬＰＦ（１≦ｋ≦ｎ−１）のカットオフ周波数をｆＣｋと表すと、ｆＣｋは第ｋの周波数帯域と第（ｋ＋１）の周波数帯域との境に対応して設定され、
ｆＣ１＜ｆＣ２＜…＜ｆＣ（ｎ−２）＜ｆＣ（ｎ−１） ………（７）
が成り立つ。

第１の抽出回路は、第１ＬＰＦにより、原音声信号から、最も低い第１の周波数帯域の成分を抽出する。上記詳細構成では、ＬＰＦ１１０が第１ＬＰＦに相当する。

第ｋの抽出回路（２≦ｋ≦ｎ−１）は、原音声信号に対する第ｋＬＰＦの出力信号と第（ｋ−１）ＬＰＦの出力信号との差分を生成して、第ｋの周波数帯域の成分として出力する。上記詳細構成ではＳＭＯを生成する際の（５）式で示す処理が、この差分を生成する処理に相当する。

第ｎの抽出回路は、原音声信号と第（ｎ−１）ＬＰＦの出力信号との差分を生成し、第ｎの周波数帯域の成分として出力する。上記詳細構成ではＳＨＯを生成する際の（６）式で示す処理が、この差分を生成する処理に相当する。

なお、本詳細構成のグラフィックイコライザは、ＬＰＦ１１０，１１２を用いて各周波数帯域の成分を抽出する構成としたが、逆にＨＰＦを用いて各周波数帯域の成分を抽出する構成とすることもできる。

上記詳細構成は、音声信号を原信号としてその特性を調整する音質調整回路について説明するものであった。しかし、本発明は、音声信号以外を原信号として入力され、その周波数帯域毎にゲイン調整を行う信号特性調整回路にも適用することができる。例えば、そのような信号特性調整回路として、映像信号を原信号とするものがある。例えば、映像信号を構成する輝度信号に対して高域成分、低域成分それぞれのブースト／カットを行う信号特性調整回路に本発明を適用することができる。

本発明の第１の詳細構成であるトーンコントロール回路の概略のブロック図である。各帯域ごとの成分に対しゲイン調整を行う調整回路の概略のブロック図である。本発明の第１の詳細構成におけるトーンコントロールの原理を説明するための模式図である。本発明の詳細構成で用いるＬＰＦの概略の構成を示す回路図である。図４に示す抵抗をスイッチトキャパシタ回路で構成したＬＰＦの概略の回路図である。本発明の第２の詳細構成であるグラフィックイコライザの概略のブロック図である。本発明の第２の詳細構成における各帯域成分の抽出処理の原理を説明するための模式図である。従来のトーンコントロール回路の基本構成を示す回路図である。本発明の実施形態に係るトーンコントロール回路の概略のブロック図である。トーンコントロールの作用を説明するための図である。

符号の説明

２０，１００フィルタブロック、２２，１０２調整信号生成ブロック、２４，１０４合成回路、３０，１１０，１１２ＬＰＦ、３２，５４，１１４，１１６反転回路、３４，１１８，１２０加算回路、３６，１２６高音域調整回路、３８，１２２低音域調整回路、４０振幅制御ブロック、４２位相制御ブロック、５０減衰器、５２アンプ、５６スイッチ回路、１２４中音域調整回路。

Claims

原音声信号に対し、特定の周波数帯域についてゲインを調整する音質調整回路において、
前記原音声信号の少なくとも３つの特定の周波数帯域の成分を抽出し抽出信号を得る抽出回路と、
前記抽出回路で得た少なくとも３つの抽出信号について減衰処理を行い少なくとも３つの音域調整信号を生成するゲイン調整回路と、
前記ゲイン調整回路からの少なくとも３つの音域調整信号を前記原音声信号に加算または減算する合成回路と、
を有し、
前記抽出回路は、
高域通過特性及び低域通過特性のいずれか一方を備える片帯域通過フィルタであって、前記原音声信号から高域または低域の一端側周波数帯域の成分を抽出する第１フィルタと、
前記第１フィルタと同一特性の片帯域通過フィルタであって、前記第１フィルタより広い通過帯域を有し、前記原音声信号から前記一端側周波数帯域含む周波数帯域の成分を抽出する第２フィルタと、
前記原音声信号に対する前記第２フィルタの出力信号と前記第１フィルタの出力信号との差分を生成して、原音声信号の中間周波数帯域の成分を抽出する中間帯域抽出回路と、
前記原音声信号と前記第２フィルタの出力信号との差分を生成し、第２フィルタを通過しない第１フィルタの出力信号と反対側の他端側周波数帯域の成分を抽出する他端側帯域抽出回路と、
を含み、
前記第１のフィルタの出力である一端側周波数帯域の成分と、前記中間帯域抽出回路の出力である中間周波数帯域の成分と、前記他端側帯域抽出回路の出力である他端側帯域成分のそれぞれに対し独立してゲイン調整を行い３つの音域調整信号を生成し、
かつ、
前記第１フィルタは、２種類のカットオフ周波数を利用した２つの抽出信号を得、前記合成回路において、前記音声調整信号を加算する場合と、減算する場合とで、前記２つの抽出信号のいずれかから得た音声調整信号とするかが切り換えられることを特徴とする音質調整回路。
請求項１に記載の音質調整回路において、
前記加算回路は、前記音声調整信号を加算する場合に前記２つの抽出信号のうち周波数の低いカットオフ周波数を使用して得た音声調整信号を用い、前記音声調整信号を減算する場合に前記２つの抽出信号のうち周波数の高いカットオフ周波数を使用して得た音声調整信号を用いることを特徴とする音質調整回路。
請求項１又は請求項２に記載の音質調整回路において、
前記第１および第２フィルタは、スイッチトキャパシタフィルタを用いて構成されること、
を特徴とする音質調整回路。
請求項３に記載の音質調整回路において、
前記第１および第２フィルタは、フィルタ特性を調節する抵抗Ｒ及びキャパシタＣを備え、カットオフ周波数に対して当該抵抗Ｒ及びキャパシタＣが相乗的に寄与するＲＣアクティブフィルタであり、
前記抵抗Ｒは、スイッチトキャパシタによる等価抵抗で構成されること、
を特徴とする音質調整回路。
請求項４に記載の音質調整回路において、
前記第１および第２フィルタは、半導体基板上に集積回路として形成されること、
を特徴とする音質調整回路。
請求項１から請求項５のいずれか１つに記載の音質調整回路において、
前記原音声信号の高音域、中音域及び低音域の強度を調整するトーンコントロール処理を行うこと、を特徴とする音質調整回路。