JPS63276311A - ト−ンコントロ−ル回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、オーディオ信号の低域、及び高域信号成分
を任意に強調又は抑圧するためのト−゛、−コントロー
ル回路に関するものである。

〔発明の概要〕

本発明のトーンコントロール回路は、貞婦ぶをかけてい
る演算増幅器の非反転入力に入力信号を抵抗を介して供
給すると共に、所望のカットオフ周波数とされているロ
ーパスフィルタ回路、及びハイパスフィルタ回路に供給
する。そしてローパスフィルタ回路の出力を第１及び第
２の電圧−′電流変換手段によって電流出力に変換して
前記演算増幅器の非反転入力端子、及び反転入力端子に
供給し、ハイパスフィルタ回路の出力は第３．第４の電
圧−電流変換手段によって電流出力に変換して同様に前
記演算増幅器の非反転入力端子及び反転入力端子に供給
する。さらに前記第１、及び第２の電圧−電流変換手段
の伝達コンダクタンスが低音制御信号によって差動的に
変化するようにコントロールし、前記第３．第４の電圧
−電流変換手段の伝達コンダクタンスが高音制御信号に
よって差動的に変化するようにコントロールすることに
よって、所望のトーンコントロールが行われるようにし
たものである。

〔従来の技術〕

トーンコントロール回路は、オーディオ信号の低域成分
や高域成分を任意に強調又は減衰させることにより使用
機器、又はリスニングルームノ音響特性を補正し、リス
ナーの好みにあった音質を実現するために使用される。

第６図は、演算増幅器及び個別部品によって構成されて
いるトーンコントロール回路の従来例を示したものであ
り、１は入力端子、２は出力端子、３は演算増幅器であ
る。又、ＶＲ＋は低音調整のためのボリューム、ＶＢ２
は高音調整のためのボリュームを示している。

第７図は、この回路の周波数特性を示したもので、１１
はボリュームＶＲ，，ＶＲ２が中央にあるときの平坦の
特性曲線、１２は低音、及び高音とも最大に強調したと
きの特性曲線、１３は低音、高音領域をもっとも減衰さ
せたときの特性曲線を示している。

そして、この回路では上記したようにボリュームＶＲ，
，ＶＲ２を調整することによって特性曲線１２．１３の
範囲内で任意の周波特性を与えることができる。

ところで、実際のオーディオ機器においては、ハイファ
イ用のプリアンプやメインアンプを例外にすれば、トー
ンコントロール回路はＩＣ化された形態にて用いられる
ことが多い。具体的な例としては、カーステレオ、ステ
レオラジオカセットレコータ、ステレオヘッドホーンプ
レーヤ、ステレオテレビ受像機が挙げられる。その理由
としては小形化が可能となり設計や製造が容易になる。

さらにコストダウンがはかれる等がある。

しかしながら、調整用のボリュームＶＲＩ　　。

ＶＢ２　と、ＩＣ化したトーンコントロール回路の取付
位置の間が長くなると、この間を接続するリード線の本
数が多くなり（特にステレオ回路）また、この引廻しの
リード線によってノイズを拾うという問題がある。

そこで、ＩＣ化されているトーンコントロール回路を直
流信号によって遠隔的に行う直流制御方式が採用されて
いる機種もある。

第８図は、かかる直流制御方式のトーンコントロール回
路を示したもので２１はステレオ入力端子２２．２３及
びステレオ出力端子２４．２５を備えているＩＣ化され
たトーンコントロール回路、２６．２７は周波数特性を
調整する直流制御信号が供給される低音用、及び高音用
の制御端子である。

この制御端子２６．２７にはリード線を介して低音調整
用のボリュームＶＲＩ及び高音調整用のボリュームＶＲ
２が接続され、基準電圧端子２８に供給されている基準
電圧を分圧して制御端子２６．２７に供給し、トーンコ
ントロール回路２１の周波数特性を調整できるようにな
されている。

この直流制御方式によるトーンコントロール回路は次の
ような利点がみられる。

１）第６図に示したようにボリュームＶＲＩ　　。

ＶＢ２に直接オーディオ信号が通過することがないから
、このボリュームＶＲＩ　　、ＶＢ２及びその接続リー
ド線によってノイズが混入することがない。

２）トーンコントロール回路２１とボリュームＶＲ，及
びＶＢ２の配置に制約を受けることがないから、オーデ
ィオ機器の設計が容易になる。

３）オーディオ機器がリモーロコントロールによって操
作される機種の場合でも、容易にトーンコントロール回
路を遠隔制御によって行うことができる。

４）　　ステレオトーンコントロールでは２連のボリュ
ームが必要であったが、直流制御方式のトーンコントロ
ール回路のときは単連のボリュームにすることができ、
コストダウン及び小形軽量化がはかれる。

第９図は、直流制御方式によってトーンコントロールを
行う回路の概要ブロック図を示したもので、ｌは入力端
子、２は出力端子である。

入力端子ｌから供給された信号はスルーの伝送経路３１
と所定のカットオフ周波数を持ったローパスフィルタ３
２、及びハイパスフィルタ３４に供給される。

ローパスフィルタ３２の出力は係数回路３３に入力され
てその出力レベルが図示されてない直流制御電圧（Ｖ＋
　）によって調整され加算回路３６に供給される。

又、ハイパスフィルタ３４の出力も同様に係数回路３５
に入力されてその出力レベルが図示されていない直流電
圧（Ｖ２）によって調整され加算回路３６に供給されて
いる。

したがって、係数回路３３、及び３５の係数値Ｋｓ及び
に■が共にＯのときは、このトーンコントロール回路は
フラットな周波数特性を示す。

又係数ＫＢが正の値となるときは、低音を強調整するこ
とができ、負の値となるときは低音を減衰させることが
できる。

同様に係数ＫＴが制御電圧によって正の値をとるように
コントロールされると、このトーンコントロール回路は
信号の高域成分を強調することができ、負の値をとるよ
うにコントロールされると高音域が抑圧された信号を出
力することができる。

そのため、このトーンコントロール回路によると、係数
回路３３．３５の係数値Ｋｅ、Ｋｒ　を外部から印加さ
れる直流制御電圧によって調整することにより、一応前
記した第７図に示すようなオーディオ信号の音質調整を
行うことができる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら、このトーンコントロール回路にも以下に
示すような欠点がみられる。

第１の欠点は、第７図に示したような対称な強調特性と
減衰特性を持たせるためには、係数ＫＢ又は係数ＫＴに
対応してローパスフィルタ３３、及びハイパスフィルタ
３５のカットオフ周波数をシフトさせる必要が生じる。

又、第２の欠点としては最大強調時のブースト量と最大
減衰時のカット量を等しくするためには、係数ＫＢ又は
係数ＫＴの正の最大値と負の最大値は異なった値に設定
する必要がある。

したがって、このトーンコントロール回路方式では、特
性的に妥協するか、前記２つの欠点を解消するため、極
めて複雑な制御回路を付加する必要がある。

以下、この点について、さらに詳述する。

簡単なために、低音域側のみについて検討すると、まず
、ローパスフィルタ３３の伝達特性をと定義する。（Ｓ
は複素角周波数ｊω、ωＬは特性角周波数である。） 係数値に８の係数回路３３及び加算回路３６を含めた全
体の伝達関数をＧ　ｏ　（Ｓ）とすると、この第（２）
式の意味するところはローパスフィルタ３３のカットオ
フ周波数ωＬが一定であるとすると、全体の伝達関数Ｇ
　ｏ　（Ｓ）の極の周波数が不変で、零の周波数のみ変
化することを示している。

すなわち、第１０図に示すように係数ＫＢが正で大きく
なる場合は、減衰域が高域側にシフトとし、又、係数Ｋ
Ｂが負の場合はカットオフ点が低域側にシフトするとい
う問題がある。

このような周波数特性の非対称的な変化はハイパスフィ
ルタ側の特性、すなわち、 についても同様に発生するから、結局このトーンコント
ロール回路の特性は第１０図に示すように信号を強調し
たときの周波数特性と、信号を減衰させたときの周波数
特性が非対称となり、トーンコントロール操作として不
自然７な聴感を作ることになる。

次に、この方式の第２の欠点について述べる。

低域側のみを例として説明すると、前記第（２）式より
、この回路の低域周波数の例えばωにおける利得は（１
＋ＫＢ）によって与えられる。

望ましい制御特性は低域利得が最大でＡ、最小で１／Ａ
となるようにデシベル値で対称となることが望ましいが
、例えばＯｄＢのレベルが１のとき２０ｄＢレベルアツ
プ、すなわち、１０倍のレベルアップを望むときはロー
パスフィルタ３３の係数ＫＢは９（１０−１）となるの
に対して、−２０ｄＢのレベルダウンすなわち０．１倍
に対しては係数ＫＢは−０，９（０，１−１）が要求さ
れる。

したがって、係数ＫＢは強調の場合は０〜９、減衰の場
合はＯ〜−０，９となり著るしく不対称な値が要求され
、制御電圧発生回路が複雑になる。

高域側の音質調整を行う係数に■についても同様に非対
称となり、例えばつまみの回転等で制御電圧を形成する
場合は制御系の回路が作り難いという欠点がある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は直流制御方式のトーンコントロール回路におけ
るかかる問題点を解消することを目的としてなされたも
のであって、負帰還が付加されている演算増幅器と、こ
の演算増幅器の非反転入力端子に接続され、ローパスフ
ィルタ、及びハイパスフィルタの出力電圧を電流に変換
する第１及び第２の電圧−電流変換手段と、反転入力端
子に接続さ判、前記ローパスフィルタ及びハイパスフィ
ルタの出力電圧をそれぞれ電流に変換する第３゜第４の
電圧−電流変換手段によってトーンコントロール回路を
形成したものである。

〔作用〕 ローパスフィルタの出力電圧を電流変換している第１．
第３の電圧−電流変換手段の相互゛コンダクタンスｇｅ
ｌ＋　ｇ＠３をそれぞれ差動時にコントロールすること
によって低音域を対称的に強調又は減衰させることがで
き、ハ゛イパスフィルタの出力電圧を電流変換している
第２．第４の電圧−電流変換手段の相互コンダクタンス
ｇ　＊２　＋　ｇ　ｓ４をそれぞれ差動時にコントロー
ルすることによって高音域の強調又は減衰を対称的に行
うことができる。

又、相互コンダクタンスの変換係数はそれぞれ１〜Ｏ〜
−１の範囲でデシベル値と対応して対称的に変化させる
ことができる。　゛ 〔実施例〕 第１図は本発明のトーンコントロール回路のブロック図
を示したもので、入力信号Ｖｉは入力端子１より抵抗Ｒ
ｔ　を介して演算増・幅器４１の非反転入力端子、及び
ローパスフィルタ４２、ハイパスフィルタ４３に加えら
れている。

演算増幅器４１の出力端子２と反転入力端子間には抵抗
Ｒｏが接続され、出力信号Ｖｏが出力端子２から取り出
される。

ローパスフィルタ４２の出力は電圧−電流変換器４４及
び４５に入力され、それぞれｇ　、　（）−Ｋｓ）。

ｇ＊（１＋Ｋｓ）倍された電流出力に変換される。

ここで、ｇ−は相互コンダクタンス、ＫＢは低音を制御
する係数を示す。

同様にハイパスフィルタ４３の出力も電圧−電流変換器
４６．４７に入力されて、それぞれ、ｇ　５ｃ１−ＫＴ
）　、　＋　ｇ　ｍ（１＋Ｋｔ）倍された電流出力に変
換される。ＫＴは高音を制御する係数を表わしている。

次に本発明の動作について説明する。

ローパスフィルタ４２とノ＼イパスフィルタは前記した
第（１）式、第（３）式で示すような伝達関数で表わさ
れるものとし、この回路を解析的に解けばよいが、やや
複雑となるので簡易的に以下の手順によって説明すると
、 まず、ＺＬ、ＺＨを次のように定義する。

ここで、ＺＬはローパスフィルタ４２の伝達関数Ｇ　Ｌ
　（Ｓ）と電圧−電流変換器４４．４５が形成する伝達
コンダクタンスすなわちｇｓ（１＋Ｋｅ）十ｇｍ（１Ｋ
Ｂ）の局の逆数であり、ＺＨはハイパスフィルタ４３の
伝達関数Ｇ　Ｈ（Ｓ）と電圧−電流変換器４６゜４７が
形成する伝達コンダクタンス、すなわちｇａ（１＋Ｋｔ
）　＋ｇ＊（１−Ｋｒ）の賜の逆数を意味する。

次に、電圧−電流変換器４４は、演算増幅器４１の非反
転入力端子の電圧をＶｅとすると、流出する電流Ｉ４４
は・ Ｍｅ（１−Ｋｅ） Ｉ４４＝□　　　　　　　　・・・・・・（８）Ｚ［ となり、電流Ｉ４４と電圧Ｖｅ（７）比ハＺｔ　／　（
１−Ｋｓ　）　トなる。

これは等価的に第２図の５１で示すインピーダンスＺＬ
Ｉが非反転入力端子に接続されたと考えることができ、
ＺＬＩは ・・・・・・（７） で表わすことができる。

又同様に電圧−電流変換器４６の作用を等価的なインピ
ーダンスにおき換える。電圧−電流変換器４６から流出
する電流Ｉ４６はＩ　ａｂ＝　Ｖｅ　（１−Ｋｒ）／ｚ
Ｈとなるから、同様に第２図のインピーダンス５２（Ｚ
ＨＩ）とすることができ、 ・・・・・・（８） で表わすことができる。

すなわち、電圧−電流変換器４４．又は４６はローパス
フィルタ４２、又はハイパスフィルタ４３と２端子回路
（入力端子が出力端子となる）を構成し、２端子素子、
すなわちインピーダンスに置き換えられることになる。

次に反転入力端子側に接続されている電圧−電流変換器
４５．４７について検討する。

この電圧−電流変換器４５．４７はローパスフィルタ４
２及びハイパスフィルタ４３の入力端子に接続されてい
ないので、一般的には２端子回路に変換することができ
ない、しかし、演算増幅器４１の開ループ利得が充分に
大きければ、演算増幅器４１の反転入力は非反転入力の
電圧に等しくなるよう帰還がかかる。すなわち、非反転
入力端子の電圧■ｅが反転入力端子にも表われている。

そこで、ローパスフィルタ４２及びハイパスフィルタ４
３の入力インピーダンスが抵抗Ｒ４もしくは抵抗ＲＯよ
り充分高ければ、この両方のフィルタ（４２，４３）の
入力を演算増幅器４１の反転入力端子に接続しても同じ
動作を成す筈であるから、電圧−電流変換器４５．４７
も前記したように２端子回路で表わすことができ、その
等価的なインピーダンスを、各々ＺＬ２　、　Ｚ）１２
とすると、・・・・・・（９） ・・・・・・（１０） と表わされる。

したがって、第２図の等価回路を示すようにこのインピ
ーダンスＺＬ２　、　ＺＨ２を５３．５４として付加す
ると第１図の回路と等価な回路とすることができる。

この第２の等価回路から伝達特性を求めることは極めて
容易であって となる。

この回路で対称的なトーンコントロール特性を実現する
ために、Ｒｉ　＝Ｒ，＝Ｈに設定し全体の伝達特性Ｇ　
Ｏ（Ｓ）を求めると、 ・・・・・・（１３） この式に、前記第（７）〜（１０）式を代入する。まず ・・・・・・（１４） ・・・・・・（１５） であり、さらに前記（１）、（３）式（７）ＧＬ（Ｓ）
　、　ＧＨ（Ｓ）に代入すると、 ・・・・・・（１８） ・・・・・・（１７） これを第（１３）式に代入すると、 ・・・・・・（１８） を得る。　　Ａ＝ｇ＊・Ｒと置くと、 ・・・・・・（１８） となる。

この第（１８）式は、分子と分母の係数ＫＢとＫＴの符
号が違うのみで同じ形となっている。

したがって、任意のＫＢ、ＫＴの時のＧ　ｏ　（Ｓ）と
、−に、、−に、の時のＧ　ｏ　（Ｓ）は逆特性となる
。つまり、 Ｇｏ（Ｓ　、　Ｋｓ、Ｋｒ）１１Ｇｏ（Ｓ　、−Ｋｓ　
、−ＫＴ）：　１・・・・・・（２０） となる。

低域の利得は、 高域の利得は、 中域の利得はやや複雑になるがωＨ）ωＬであるから、
概略単位利得となり、 Ｇｏ（Ｓ　＝　ｊ　ｒ　ωｔ・ω＋　２１　　　　　・
−・・−・（２３）したがって、この回路は前記した第
７図に示すような理想的なトーンコントロール特性を示
すことが明らかとなる。

以上解析的に、本発明の動作を示したが、定性的に本発
明の詳細な説明すると、以下のようになる。

第３図は第２図の等価回路の各インピーダンス５１〜５
４が実際のフィルタ（４２，４３）の特性を前提とした
ときに、どのように見えるかを具体的に示したもので、
第（４）式で定義したＺＬはＧ　Ｌ　（Ｓ）がローパス
フィルタ特性であることからインピーダンスと抵抗の直
列回路と等価である。

又、第（５）式で定義したＺ）ｌはＧ　）ｌ　（Ｓ）が
Ｉ＼イパスフィルタ特性であることからキャパシタンス
と抵抗の直列回路と等価である。

したがって、第２図のインピーダンス５１（ＺＬＩ）　
、５２　（ＺＨＩ）　、　５３　（ＺＬ２）　、　５４
（ＺＨ２）は第３図の６１．６２，６３．６４に示す等
価回路で表わすことができ、各定数は、Ｒ＋＋／Ｌ＋　
＝Ｒ１２／Ｌ２　＝ωＬ　　　””’°（２８）１／（
Ｒ２１会　Ｃ＋）＝　　１／　　（Ｒｚ　２　＠　Ｃ２
）＝　　ωＨ・・・・・・（２９） で表わされる。

この回路ではインピーダンス６１は低域を減衰するよう
に作用し、インピーダンス６２は高域を減衰するように
作用する。さらにインピーダンス６３は低域を強調する
ように作用し、インピーダンス６４は高域を強調するよ
うに作用している。

係数ＫＢ、ＫＴが０のときは、各インピーダンス６１．
６２，６３．６４が等しく減衰作用と強調作用が平衡し
、平坦な周波数特性を示す。

ＫＢ又はに、が負の値をとるとインピーダンス６１又は
６２が低下し、インピーダンス６３または６４が増大す
る。したがって、低音域または高音域が減衰した特性を
示す。

係数ＫＢ又はに１が正の値をとると上記の逆の関係にな
り、低音域または高音域が強調される特性を示す。

第４図は係数ＫＢ　とＫＴの関係を示したもので両方の
係数ＫＢ、に、は実線７１．７２で示すように一１〜Ｏ
−１の範囲で差動的に変化させると電圧−電流変換器の
ｇ、も差動的に変化し、第７図に示した対称的なトーン
コントロール特性を与えることができる。

しかし、この変化特性はもっとも一般的な一例を示した
ものであり、例えば一点鎖線７３．７４に示すように制
御してもよい。

この場合は前記第（ＩＥＩ）式と異なる伝達関数Ｇｏ（
Ｓ）となるが、基本的な動作に変化がないことは第３図
の等価回路から理解できよう。

要するに、減衰量及び強調量の和が一定である必要はな
く、係数ＫＢまたはＫＴに対して対称的に変化すればよ
い。

またＲＯ＝Ｒ４も絶対的な条件でなく、仮にＲ１≠Ｒｏ
だとしても、電圧−電流変換器に所定の係数を与えるこ
とによって対称的なコントロール特性を得るようにする
こともできる。

さらに第１図において、ローパスフィルタ４２及びハイ
パスフィルタ４３の入力を一点鎖線で示すように演算増
幅器４１の反転入力端子側に接続することも可能であり
、この場合も同様なトーンコントロール動作を得ること
ができる。（非反転入力端子と反転入力端子は同電位と
なるからである） 第５図は、伝達コンダクタンスを制御可能な電流出力の
部分の具体的な実施例を示す回路を示している。

この回路で８１．８２は正及び負の電源端子、８３は信
号の入力端子を示し、前記したローパスフィルタ４２ま
たはハイパスフィルタ４３の出力電圧が印加される。こ
の入力端子の信号はエミッタ帰還抵抗ＲＥを有するＰＮ
Ｐ差動増幅回路８４により電流に変換され、ダイオード
対８５に流れ込む、そしてダイオード対８５の両端の電
位差はＮＰＮエミッタ共通差動対８６、及び８７のベー
ス間に加えられる。

ダイオード対８５とＮＰＮエミッタ共通差動対８６、ま
たは８７はＩＣ回路の基本的な乗算回路を構成している
。この差動対８６．８７のコレクタには電流ミラー回路
８８．８９が接続され、出力電流が端子９０．９１から
取り出される。

この回路の伝達コンダクタンスｇｅｌ　＊　ｇａ２はで
与えられる。

したがって、電流源を構成しているＩＣＩ、ＩＣ２を第
４図に示した実線７１．７２（又は７３゜７４）のよう
に制御すれば低音用の電圧−電流変換器４４．４５の動
作を行わせることができる。

なお、高音用の電圧−電流変換器４６．４７も同様な回
路で具体化されることはいうまでもない。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明のトーンコントロール回路
は、ローパスフィルタ回路と、ハイハスフィルタ回路の
出力を電流に変換し、この電流値によって反転入力端子
、及び非反転入力端子を有する帰還形の増幅器を制御す
るようにしているので、直流制御方式でオーディオ信号
の低音域と高音域をフィルタの特性を変えることなく対
称的にコントロールすることができるという効果がある
。又、強調特性、及び減衰特性が制御信号とリニヤな関
係で得られるため聴感上からも理想的なトーンコントロ
ールを行うことができるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のトーンコントロール回路の一実施例を
示すブロック図、第２図は第１図の等価回路を示すブロ
ック図、第３図は等価回路を具体化したときの一例を示
す回路図、第４図はトーンコントロールの制御電圧の一
例を示すグラフ、第５図は電圧−電流変換回路の実施例
を示す回路図、第６図は従来のトーンコントロール回路
の回路図、第７図はトーンコントロール周波数特性図、
第８図は直流制御方式のステレオトーンコントロールの
概要図、第９図は従来の直流制御方式トーンコントロー
ル回路の原理図、第１Ｏ図は第９図によるトーンコント
ロールの周波数特性の変化図を示す。 図中、４１は演算増幅器、４２はローパスフィルタ、４
３はハイパスフィルタ、４４　、４５　。 ４６．４７はそれぞれ、第１．第２．第３．第４の電圧
−電流変換器、Ｒ１は入力抵抗（第１の抵抗）、Ｒｏは
帰還抵抗（第２の抵抗）を示す。 第２図 第３図 □にＢ上な１ユＫＴ 第４図 第７図 第８図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力信号が第１の抵抗を介して非反転入力端子に
   接続され、出力信号が第２の抵抗を介して反転入力端子
   にフィードバックされている増幅回路と、前記非反転入
   力端子に接続されているハイパスフィルタ回路及びロー
   パスフィルタ回路と、前記ローパスフィルタの出力を電
   流出力として取り出す第１、及び第２の電圧−電流変換
   回路と、前記ハイパスフィルタの出力を電流出力として
   取り出す第３、第４の電圧−電流変換回路を備え、前記
   第１、及び第３の電圧−電流変換回路の出力を前記非反
   転入力端子に供給し、前記第２、及び第４の電圧−電流
   変換回路の出力を前記反転入力端子に供給し、前記第１
   、第２の電圧−電流変換回路の伝達コンダクタンスが低
   音制御信号により差動的に制御され、前記第３、第４の
   電圧−電流変換回路の伝達コンダクタンスが高音制御信
   号に差動的に制御されるように構成したことを特徴とす
   るトーンコントロール回路。
2. （２）ハイパスフィルタ回路及びローパスフィルタ回路
   が増幅回路の反転入力端子に接続されていることを特徴
   とする特許請求の範囲第（１）項に記載のトーンコント
   ロール回路。