JPS63276312A - グラフィックイコライザ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、オーディオ信号帯域を数分割し、各帯域の
信号成分を独立に強調又は減衰させることができるグラ
フィックイコライザ回路に関するものである。。

〔発明の概要〕

本発明のグラフィックイコライザ回路は、負帰還をかけ
ている演算増幅器の非反転入力端子に抵抗を介して入力
信号を供給すると共に、この非反転入力端子に、帯域分
割した中心周波数に対して通過特性となる複数のバンド
パスフィルタを接続し、このバンドパスフィルタの各々
には出力信号を電流出力に変換するような一対の電圧−
電流変換回路を設ける。そして、一対の電圧−電流変換
回路のうち第１の電圧−電流変換回路は前記非反転入力
端子から電流を引き出すように接続し、第２の電圧−電
流変換回路は前記演算増幅器の反転入力端子から゛１流
を引き出すように接続しているので、第１、及び第２の
電圧−電流変換器の変換コンダクタンスが互いに差動的
に制御されると、オーディオ信号の選択された任意の帯
域の信号成分を強調し、又は減衰するようなグラフィッ
クイコライザ回路とすることができる。

〔従来の技術〕

音源や再生音場の状況、あるいはは聴取者の好みに応じ
て、低音、又は高音を任意に強調又は減衰するトーンコ
ントロール回路は、オーディオ装置には必要不可欠の回
路部品とされている。

このようなトーンコントロールに対し、オーディオ帯域
をさらに細かく分割し、分割された各々の帯域を任意に
減衰、または強調するような装置を通称グラフィックイ
コライザ回路と呼び、トーンコントロール回路では調整
ができないような複雑な音場の補正を可能とすることが
できる。

このグラフィックイコライザによる分割帯域はオーディ
オ機器の機種によっても異なるが、最低３分割から、一
般には５〜７分割とされており、さらに高級なものでは
９分割とするものもある。

そして、従来は一般的に高級機種のみに採用されていた
が、近年ＩＣ化の技術によって家庭用のポータプルヘッ
ドホーンプレーヤ等にも使用されるようになりつつある
。この背景にはオーディオ装置の高品質化、高機能化の
要求があり、ＩＣ化により比較的ローコストのグラフィ
ックイコライザ回路が容易に得られるようになったこと
が挙げられる。

第６図は従来技術におけるグラフィックイコライザ回路
の回路構成の一例を示したもので、簡単な例として３分
割グラフィックイコライザ回路が示されている。

この回路で入力信号ｖ１は入力端子ｌより抵抗Ｒ４を介
して演算増幅器２の非反転入力に加えちれており、演算
増幅器２の出力は出力端子３から出力されるが、一部は
帰還抵抗Ｒｏを介して反転入力端子に帰還されている。

演算増幅器２の反転入力端子と非反転入力端子間には、
３個のポＩＪ、−ムＶＲ＋、ＶＲ２，ＶＲ３が接続され
、さらに、このボリュームＶＲＩ、ＶＲ２゜ＶＨ２の可
動片には一端が接地されたＬＣｒからなる直列共振回路
４，５．６が接続されている。

第７図は、この回路の動作を説明するために一つの帯域
のみを取り出した回路図である。

ボリュームで分割された抵抗をａ・ＲＶ及び（１−ａ）
Ｒｖ　とすると、最初にａ＝１の状態ではＬＣｒ回路は
演算増幅器２の反転入力に接続されることになる。演算
増幅器２の開ループ利得が充分に大きいと、反転入力と
非反転入力端子の電位は共にＶｌ　となり、抵抗値ａＲ
ｙに流れる電流工、はＯとなり、入力信号Ｖｌ　＝Ｖｌ
　とすることができる。

したがって、この状態の回路でＬＣｒ直列回路のインピ
ーダンスが、反転入力端子に接続されたことになり、Ｌ
Ｃｒによる直列共振周波数ｆＯ付近で利得が上昇′し、
第８図に示すように共振周波数ｆＯ付近の信号成分を強
調する特性１１を示すことになる。

又、ａ＝０のときは、後述するように直列共振回路ＬＣ
ｒが非反転入力端子側に接続され、共振周波数ｆｏで減
衰する利得を与えるから、その特性は第８図で示すよう
に共振周波数ｆｏで減衰する特性１２となる。

この強調特性と減衰特性が対称となるためには入力抵抗
Ｒ１と、帰還抵抗Ｒ，が等しくなることが必要である。

今、Ｒ＝Ｒｉ　＝ＲＯとしてａ＝１の場合の回路の周波
数特性をＴ（Ｓ）（Ｓ＝ｊω：複素角周波数）とすると
、 ココで、Ｚ（Ｓ）　はＬｃ　ｒ回路のインピーダンスで
である。したがって、 （Ｌ）Ｏ＝　１　／　Ｆｒテ、　　Ｑ　：ωＯＬ／　ｒ
と定義すると、 この式は、低域（Ｓ（＜００）及び高域（Ｓ　＞＞００
）では利得が１となりＳ二００では利得が（１＋Ｒ／ｒ
）になることを示している。

次にａ＝Ｏの場合の回路の周波数特性を説明する。

この場合はボリュームの抵抗値（１−ａ）Ｒｖに流れる
電流ＩＯはＯとなるから、演算増幅器２は電圧ホロワ−
として動作し、共振周波数ｆｏ付近で減衰する周波数特
性を示す。すなわち、・・・・・（５） と表わされ、前述したω０とＱを代入するとこの式は、
前記第（４）式と全つく対称的となっており、結局、第
７図の強調特性と減衰特性がデシベル表示で完全に対称
となることを意味する。

次に、ａ＝０．５．すなわち、ボリュームの中点につい
て考察すると、この場合も演算増幅器２の開ループ利得
が充分大きいとすれば、ボリュームの両端の電位差はＯ
となる。

しかし、中点にＬＣｒ回路が接続されているため、ｌ１
＝ＩＯとなり、この回路では次式が成立する。

Ｖｉ　　”Ｖｌ　　＋Ｒｉ　　・Ｉｉ　　　　　　　・
・・・・（７）Ｖｏ　＝ｖｌ　＋Ｒｏ　ＩＩＩｏ　　　
　　　・・・・・（８）Ｒ，＝Ｒｏ　　、Ｉｉ　＝Ｉｏ
　であルカラ、Ｖｉ＝ＶＱとなり、この回路の伝達特性
Ｔ　（Ｓ）は１である。

そして例えば１＞ａ＞０．５の領域では第７図の特性１
１より小さい強調特性となり、０．５＞ａ＞Ｏでは特性
１２より小さい減衰特性を示す。

第９図はかかるグラフィックイコライザ回路を５分割、
すなわち共振周波数（Ｒ２）が１００゜３００、ＩＫ、
３に、ＩＯＫに設定されたときの周波数特性を示したも
ので、５個のボリュームによって、各帯域の強調及び減
衰が独立して調整できることを示している。

〔発明が解決しようとする問題□点〕

以上のように、従来のグラフィックイコライザ回路は、
−個の演算増幅器によって任意の周波数帯域を強調又は
減衰させることができるが、以下に示すような問題点が
ある。

ｌ）　インダクタンス（Ｌ）が必要になり、高価になる
。

２）分割数が多くなると、インダクタンス値が増大し、
作り難い（特に、Ｑが高くなると共に中心周波数が低い
方まで拡大されるため） ３）ボリュームに信号成分が流入するため、誘導ノイズ
を拾い、Ｓ／Ｎを劣化する。

４）小型化が困難になる。

ところで、インダクタンス素子を具体化する回路として
は、例えばシュミレートインダクタンス回路を使用する
ことができる。

第１Ｏ図はかかるシュミレートインダクタンス回路を使
用した直列共振回路を示したもので、演算回路２１と、
抵抗Ｒ１，Ｒ２コンデンサＣ２がシュミレートインダク
タンス回路を構成し、端子２２より左側をみたインピー
ダンスが等測的にインダクタンスを示す。すなわち、端
子２２より左側をみたインピーダンスＺ　Ｌ　（Ｓ）は
、・・・・・・（９） Ｚ　Ｌ　（Ｓ）はＳ→０のときＲ１，Ｓ＋（１）のとき
Ｒ２となるから、第１．１図の点線で囲った等価回路と
みなすこ−とができ、 Ｌ＝Ｃ２・Ｒ１（Ｒ２−Ｒ１）　　　　　　・・・・・
・（ｌＯ）となる、この回路でＲ，２＞）Ｒ１となるよ
うに選ぶと、 Ｌ二＝ｃ２・Ｒ１−Ｒ２・・・・・・（１１）となり、
コンデンサＣ１と共に高いＱの直列共振回路を形成する
ことになる。このときに共振周波数００とＱは次式で与
えられる。

ωｏ＝１／ヒ２・１−Ｒ２・・・・・・（１２）しかし
ながら、このようなシュミレートインダクタンス回路を
使用したときにも、ＩＣ化する際にさらに次のような問
題点がある。

１）　シュミレートインダクタンス回路を使用しても、
１チヤンネルｌ帯域を構成するために、両端が接地され
ていない２個の外付は容量と、１個のボリュームが必要
になり、分割帯域数が増加するとＩＣのビン数が多くな
るため、小型化が困難になり、実装上のメリットも少な
い。

２）ＩＣ内蔵の抵抗と、外付は容量で共振周波数が設定
されるが、ＩＣ内部の抵抗値の精度が悪いため、イコラ
イザの特性のバラツキが大きい。

３）ボリュームに信号電流が流れることになるためノイ
ズを拾い易い、又、直流制御方式にすることが困難であ
る。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、かかる問題点を解消することを目的としてな
されたもので、入力信号が第１の抵抗を介して非反転入
力に接続され、出力信号が第２の抵抗を介して反転入力
端子に帰還されている演算増幅器と、この演算増幅器の
非反転入力端子（又は反転入力端子）に接続されている
Ｎ個のバンドパスフィルタと、各バンドパスフィルタの
出力電圧をそれぞれ電流出力に変換する１対の電圧−電
流変換器によりグラフィックイコライザ回路を構成した
ものである。

〔作用〕

オーディオ帯域をＮ分割した各帯域の中心周波数を通過
する各バンドパスフィルタの出力は、それぞれ１対の電
圧−電流変換器によって演算増幅器の非反転入力端子、
及び反転入力端子の電流値を制御するから、前記１対の
電圧−電流変換器の変換コンダクタンス（ｇ、）を互い
に差動的に変化するように制御することによって、分割
された各周波数帯域の信号を個別に強調し、又は減衰さ
せることができる。

又、直流制御方式が採用できるので、ＩＣ化されたグラ
フィックイコライザ回路が容易に実現でき、Ｓ／Ｎを向
上させることができる。

〔実施例〕

第１図は本発明のグラフィックイコライザ回路の原理図
を示すブロック図であって、１は入力信号Ｖ１の入力端
子、３は出力信号■０の出力端子、２は反転入力と非反
転入力を備えている演算増幅器である。

３１Ａは後述するようにオーディオ帯域をＮ分割したと
きの中心周波数（ωＧ）を通過する特性を持ったバンド
パスフィルタを示し、３２Ａ。

３３Ａは前記バンドパスフィルタの出力信号を電流変換
する１対の電圧−電流変換器である。

そして、第１の電圧−電流変換器３２Ａの変換コンダク
タンスは（ｌ　　ａ）　ｇｍ　、第２の電圧−電流変換
器３３の変換コンダクタンス３３Ａはａ舎ｇ−とされて
おり、ａはｌ＜ａ＜−１とする。

なお、このようなバンドパスフィルタ３１Ａ及び１対の
電圧−電流変換器３２Ａ、３３ＡはＮ分割のときは点線
で示すように８個バンドパスフィルタ３１Ｂ、３１Ｃ・
・・・・・とされ、それぞれＮ対の電圧−電流変換器３
２Ｂ、３３Ｂ、３２Ｃ。

３３Ｃ・・・・・・によって形成されることになるが、
以下の説明はバンドパスフィルタ３１Ａ及び１対の電圧
−電流変換器３２Ａ　、３３Ａについて説明する。

バンドパスフィルタ３１の中心周波数をω０共振特性を
Ｑとすると、その伝達特性Ｈ（Ｓ）は、・・・・・・（
１４） で表わされる。

又、演算増幅器２の入力端子の電圧をｖｌ　とすると、 Ｖｌ　＝Ｖｔ　　　Ｒ１１＋　　　　　　　＝・・・・
（１５）ｘｌ＝ｖ＋（１−ａ）ｇｓ−Ｈ（Ｓ）　　　　
・−・−・・ＣｌＦ３）Ｖｏ　　−Ｖ１＋　Ｒｏ　　Ｉ
　ｏ　　　　　　　・・・・・・（１７）が成立する。

上式を整理すると、 ・・・・・・（１８） ・・・・・・（１９） また、Ｉｏは、 ・・・・・・（２０） 減衰特性と強調特性が対称となるためには、従来技術と
同様にＲｉ　＝ＲＯ＝Ｒである必要から、ＶＯを求める
と、 ・・−・・・（２１） 伝達関数Ｔ　（Ｓ）　＝　Ｖ　ｏ　／　Ｖ　ｌ　を求め
ると、・・・・・・（２２） を得る。

この式において、ａ＝１とすると、 ・・・・・・（２３） この第（２３）式を前記第（４）式と対比すると、Ｒ／
ｒが２Ｒ−ｇ＠に置換えられたものである。

したがって、振幅特性は第７図の特性１１のように共振
周波数００（ω０＝２πｆｏ）で強調されたものになり
このときの利得は（１＋２Ｒ−ｇｓ）となる。

次に、ａ＝−１の状態について第（２２）式を再現する
と、 ・・・・・・（２４） となり、この式はＲ／ｒを２・Ｒｇａ　とおいた前記第
（６）式と等しい。したがって、その振幅特性は第７図
の特性１２にみられるようにｆＯにおいて利得がｌ／　
（１＋２１φｇｍ）となる減衰特性を示す。

又、中間ａ＝ＯにおいてはＴ（Ｓ）＝ｔとなり、フラッ
トな特性を示す。

以上の説明から明らかなように、本発明のグラフィック
イコライザ回路は、バンドパスフィルタと係数ａによっ
て差動的にｇｌが変化する２つの出力を有する電圧−電
流変換器から構成されるが、従来のＬＣＲの直列共振素
子やインダクタンスを回路的に置換したシュミレートイ
ンダクタンス回路を用いる従来のグラフィックイコライ
ザと等価な動作を成すことがわかる。

次に、本発明の利点を明確にするために、より具体的な
構成について説明する。第２図は本発明に好適なバンド
パスフィルタの原理を示している。この方式は状態変数
型、あるいはパイクワッド型と称する能動フィルタ回路
で、加算器と積分器から構成される。

この回路で４１が入力端子、４２．４３が加算器、４４
．４５が各々Ｑ・ωｏ／Ｓ及び（１）Ｏ／（Ｓ　＠Ｑ）
の伝達関数を有する積分器である。全体の伝達関数を求
めると、 ・・・・・・（２５） を得る。上式を（１４）式と対比すると、利得が９２倍
である以外は同一である。

第３図は、第２図のバンドパスフィルタを更に詳細に示
した図である。

この図で、５１は入力端子４１に加えられた入力電圧Ｖ
１　と、帰還電圧Ｖ２２の差電圧Ｖ１１を求めｇａの係
数をかけ出力電流Ｉｌｌを与える電圧−電流変換器であ
る。その出力には容量Ｃ１１が接続され積分回路を形成
する。その電圧Ｖ２１と帰還電圧Ｖ２２との差電圧Ｖ１
２は電圧−電流変換器５２によって電流に変換される。

その出力３個の電圧−電流変換器５２によって、Ｉ　１
２　、　Ｉ　１３　、　Ｉ　＋４の電流出力に変換され
、ｇａ２．（１−ａ）・ｇａｏ＋（１＋ａ）・ｇｍｏの
係数が乗ぜられる。Ｉ＋２は容量ＣＩ２により積分され
帰還電圧Ｖ２２となる。１１３゜１１４は各々出力端子
５３．５４を介して演算増幅器２０反転入力及び非反転
入力に接続される。

第４図は、第３図の具体的な構成を示す図である。入力
端子４１に加えられた入力信号は差動増幅器６１により
電流に変換される。その電流はダイオード対６２に流れ
込む。

ダイオード対６２の両端の電圧はエミッタ結合差動対６
３のベース間に加えられ、更に電流ミラー６４により出
力型Ｒｌ　１＋とじて取り出される。

出力電流Ｉｌ＋は容量ＣＩ＋により積分され、次段の差
動増幅器６５により電流に変換される。その電流はダイ
オード対６６に流れ込む。ダイオ・−ド対６６の両端の
電圧はエミッタ結合差動対６７のベース間に加えられ、
電流ミラー６８により出力電流１１２として取り出され
る。電流１１２は容量Ｃ１２により積分され、差動増幅
器６１及び６５に帰還される。

ダイオード対６６の両端の電圧はエミッタ結合差動対６
９．７０の各々のベース間にも加えられている。更にそ
の差動対のコレクタには電流ミラー７１．７２が接続さ
れ、出力電流１１３．＋１４が取り出されている。

エミッタ結合差動対６９．７０の共通エミッタには、電
流ミラー７３．７４が接続され、端子７５．７６より制
御電流ＩＣＸ、ＩＣが与えられる。端子７７．７８は各
々、正負の電源端子である。

７９はバイアス電流を与えるためのバイアス電圧源であ
る。これは、まずＲ１＋を介して電流ミラー８０にバイ
アス電流を与える。その電流はＱ１３　、　Ｑｌａ　、
　Ｑ２５を介して差動増幅器６１．６５にバイアス電流
を与える。また、バイアス電圧源７９は端子８１に取り
出され、外付は抵抗Ｒ１６を介して、端子８２よりＱ１
０に流れ込む。更に、Ｑ２４　、　Ｑ３４を介してエミ
ッタ共通トランジスタ対６３．６７にバイアス電流を与
える。

第４図の回路は第３図の方式を忠実に具現化したもので
ある。容量Ｃ１ｌ　、　０１２は、ＩＣ内部に配置する
ことも可能であり、外付けとすることも可能である。一
般的には中高域の帯域は、ＩＣ内蔵とし、低域は容量値
が大きくなるので外付けとすることが望ましい。

この実施例以外の状態変数型バンドパスフィルタも使用
できるが、この方式の利点は容量が接地される形となる
ことで、容量を外付けする場合には好都合である。トラ
ンジスタＱ１９にバイアス電流を与える抵抗Ｒ１６はＩ
Ｃ内蔵としてもよい。但し、外付けとすることにより中
心周波数の精度が高くなる。ダイオード対６２とエミッ
タ結合差動対６３及びダイオード対６６とエミッタ結合
差動対６７は乗算回路を形成する。その電流利得はＱ２
４の電流とＱｌａの電流の比及びＱ３４の電流とＱ２５
の電流の比に比例する。一方差動増幅器６１及び６５の
電圧−電流変換器は、各々Ｒ１２、Ｒ１３及びＲ＋ａ、
Ｒ＋ｓによって定まる。ＲＩ２１　Ｒ１３１Ｒ＋ａ、Ｒ
＋ｓはＩＣの内蔵抵抗であり、その絶対値精度及び温度
特性は必ずしもよくない。

ところが、Ｑ　＋　ａ及びＱ２５の電流はＲ１＋に依存
することから、前記乗算回路の電流利得はＲ１１とＲ１
６の比に依存し、Ｒ１１とＲ１２、Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ
１５。

Ｒ１６の比が一定であれば、差動増幅器６１．６５の伝
達コンダクタンスのＩＣ内蔵抵抗値への依存性と乗算回
路の電流利得のＩＣ内蔵抵抗値への依存性が打ち消し合
い、その絶対値へは依存しなくなる。したがって、差動
増幅器６１．６５の入力からＩＩＩ、Ｉ＋２までの伝達
コンダクタンス精度が向上する。すなわち、各帯域の中
心周波数の精度が向上する。

→ ゛　なお、中心周波数の精度が重要でなければ、−Ｒｉ
ｂは内蔵をしてもよい。

次に端子７５．７６に供給する制御電流ＩＣＸ、ＩＣに
ついて第５図を用いて説明する。

第５図はＸ軸に制御電圧を取り、Ｙ軸に制御電流ＩＣ，
ＩＣＸを取っている。

最も一般的な制御電流は９１．９２に示すように和が一
定となるような特性である。

しかし９３．９４のような特性でもよい。ＩＣ＝ＩＣＸ
となるところでその帯域は平坦特性を示し、ＩＣ＞ＩＣ
Ｘでは強調特性、ＩＣ＜ＩＣＸでは減衰特性となる。

なお、以上の実施例で、第１図に示した本発明の構成に
おいては、バンドパスフィルタ３１Ａ。

３１Ｂ、３ｉＣ，・・・・・・の入力は演算増幅器の非
反転入力に接続されているが、反転入力にも同一信号が
発生することから反転入力側に接続されてもよい。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明のグラフィックイコライザ
回路は、反転入力端子、及び非反転入力端子を有する演
算増幅器と、分割された帯域に対する複数個のバンドパ
スフィルタを使用し、このバンドパスフィルタの出力信
号を電流出力に変換して前記演算増幅器の反転入力端子
、及び非反転入力端子に供給することによって各帯域内
の信号成分に対して強調特性、及び減衰特性を与えるよ
うにしているから、強調特性及び減衰特性が直線的な制
御信号に対してリニヤに変化し、聴感的にも優れた音場
調整が行われる。

又、直流制御方式を採用することによって単一のボリュ
ームによりステレオ信号を制御することができるから小
型、簡易化が可能になり、ボリュームに信号成分が流れ
ないから誘導ノイズを少なくし、Ｓ／Ｎを向上するとい
う効果がある。

又、回路が接地された容量で形成できるため、ＩＣ化が
容易になり、周波数特性のバラツキが少なくなるという
利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のグラフィックイコライザ回路の原理図
を示す回路図、第２図はバンドパスフィルタの一実施例
を示すブロック図、第３図は第２図のブロック図をさら
に具体化した回路図、第４図は第３図の回路をＩＣ化し
た実施例を示す回路図、第５図は制御信号の変化例を示
すグラフ、第６図は従来のグラフィックイコライザ回路
の回路図、第７図は第６図の動作を説明するための回路
図、第８図は中心周波数ｆＯに対する強調特性と減衰特
性のグラフ、第９図は５分割グラフィックイコライザ回
路の周波数特性を示すグラフ、第１０図はシュミレート
インダクタンス回路図、第１１図は第１θ図の等価回路
である。 図中、１は入力端子、２は演算増幅器、３は出力端子、
３１Ａ、３１Ｂ、３１Ｃ・・・・・・はバンドパスフィ
ルタ、３２Ａ、３２Ｂ、３２Ｃ・・・・・・は第１の電
圧−電流変換器、３３Ａ、３３Ｂ、３３木発・明りり”
ｙ７ｒ・ソクイコライサ°へ原ア里図第１図 ５ｚ ｈ１＊ｃ１ｍｔ゛Ｖ１１１＋２＝ｇｎｖｚｖ１２ｈ３＝
（１−ａ）９ｍｏｖ１２ｈ４−（１＊ａ）ｇｍｏ・Ｖｌ
ｚ 第３図 制＃ｅ、Ｌ 第５図 第６図 第８図 第９図 第１１図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力信号が第１の抵抗を介して非反転入力端子に
   接続され、出力信号が第２の抵抗を介して反転入力端子
   にフィードバックされている増幅回路と、前記非反転入
   力端子に接続され、可聴帯域をＮ分割したときの中心周
   波数を通過特性とするＮ個のバンドパスフィルタ回路と
   、前記Ｎ個のバンドパスフィルタ回路の出力をそれぞれ
   電流出力に変換するＮ個の第１及び第２の電圧−電流変
   換器対とからなり、前記第１の電圧−電流変換器を前記
   増幅回路の非反転入力端子に接続すると共に、前記第２
   の電圧−電流変換器を前記増幅回路の反転入力端子に接
   続し、前記第１、及び第２の電圧−電流変換回路の伝達
   コンダクタンスがそれぞれ差動的に制御されるように構
   成したことを特徴とするグラフィックイコライザ回路。
2. （２）Ｎ個のバンドパスフィルタが増幅回路の反転入力
   端子に接続されていることを特徴とする特許請求の範囲
   第（１）項記載のグラフィックイコライザ回路。
3. （３）バンドパスフィルタ及び第１、第２の電圧−電流
   変換器は、エミッタ電極間に帰還抵抗を有する同一導電
   型の２個のトランジスタからなる第１、第２の差動増幅
   器と、この第１、第２の差動増幅器の出力電流が供給さ
   れている第１、第２のダイオード対と、前記第１のダイ
   オード対の電位差をベース電極間に印加した第１のエミ
   ッタ結合差動トランジスタ対と、前記第２の差動増幅器
   の電位差をベース電極間に印加した第２、第３、第４の
   エミッタ結合差動トランジスタ対と、前記第１、第２エ
   ミッタ結合差動トランジスタ対の出力側に設けた第１、
   第２の積分容量と、前記第３、第４のエミッタ結合トラ
   ンジスタ対の共通エミッタ電流を差動的に制御させる手
   段によって構成されていることを特徴とする特許請求の
   範囲第（１）項に記載のグラフィックイコライザ回路。