WO1998018203A1

WO1998018203A1 - Intensificateur de formes d'ondes de signaux acoustiques et procede d'intensification associe

Info

Publication number: WO1998018203A1
Application number: PCT/JP1997/003815
Authority: WO
Inventors: Jun-Ichi Kakumoto; Norio Akamatsu
Original assignee: Kakumoto Jun Ichi
Priority date: 1996-10-22
Filing date: 1997-10-22
Publication date: 1998-04-30
Also published as: TW441169B; EP0871287A4; CN1206516A; EP0871287A1; MY115112A; CN1106069C; US5982907A; KR100263649B1

Description

明細書音響信号波形強調処理装置および方法技術分野

この発明は、音響信号波形の強調処理を行うことにより各種音響装置の音質を改善する音響信号波形強調処理装置および方法に関し、特に、音響信号波形の特徴を崩すことなく低音域および高音域を強調することにより低音域および高音域における音質を飛躍的に改善した音響信号波形強調処理装置および方法に関する。背景技術

一般に、音響装置から出力される音響信号の音質を改善する手法としては、もつばら周波数一ゲイン特性に着目したものがほとんどであり、音響信号の周波数一位相特性に考慮したものはほとんどない。これは、音響信号の位相特性は人間の聴感上においては重要な要素とならないとされているためである。

また、音響装置の音質評価は、音響信号の周波数一ゲイン特性、歪み、 S ZN 比などの基本性能についてある一定水準を満足すれば、それ以上の性能評価は行わず、個人の主観に依存した評価に頼っているケースが少なくない。

そのため、従来、音響装置の音質改善は、増幅器やフィルターの周波数一ゲイン特性の改善によってのみ行われており、周波数—位相特性までも考慮した音質改善はほとんど行われていない。

ところで、従来の手法によって、音響装置を構成する増幅器やフィルターの周波数一ゲイン特性の改善を行おうとすると、これに伴って周波数一位相特性も変化することになり、これにより特に中音域に近い高音域および低音域においてュ一ザが満足する高度な音質改善効果が得られないという問題があつた。発明の開示

そこで、この発明は、音響信号を構成している周波数成分の内、特に中音域および該中音域に近い低音域および中音域に近い高音域の周波数成分相互間の位相関係を崩すことなく期待する周波数一ゲイン特性を得ることができるようにして高度な音質改善を可能にした音響信号波形強調処理装置および方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、この発明の音響波形強調処理装置は、

入力音響信号を偶数次積分する 1または複数の偶数次積分手段を有する積分手段群と、

前記入力音響信号を偶数次微分する 1または複数の偶数次微分手段を有する微分手段群と、

前記積分手段群の出力および前記微分手段群の出力を前記入力信号と同位相または逆位相で前記入力信号に加算する加算手段と

を具備して構成される。

ここで、前記積分手段群は、

前記入力音響信号を順次 2重積分する複数の 2重積分手段を具備し、前記微分手段群は、

前記入力音響信号を順次 2重微分する複数の 2重微分手段を具備し、前記加算手段は、

前記複数の 2重積分手段の出力にそれぞれ第 1の係数を乗算する複数の第 1の係数手段と、

前記複数の第 1の係数手段の出力を加算する第 1の加算手段と、

前記複数の 2重微分手段の出力にそれぞれ第 2の係数を乗算する複数の第 2の係数手段と、

前記複数の第 2の係数手段の出力を加算する第 2の加算手段と、

前記第 1の加算手段の出力に第 3の係数を乗算する第 3の係数手段と、前記第 2の加算手段の出力に第 4の係数を乗算する第 4の係数手段と、前記第 3の係数手段の出力および第 4の係数手段の出力を前記入力音響信号に加算する第 3の加算手段と

を具備して構成することができる。

ここで、前記第 1の係数手段で乗算される前記第 1の係数を含む第 1の係数群および前記第 2の係数手段で乗算される第 2の係数を含む第 2の係数群は、所望の周波数一ゲイン特性に対応して決定される。

また、前記第 3の係数手段で乗算される第 3の係数は、

前記入力音響信号に対する低音域の強調の度合いに応じて決定され、前記第 4の係数手段で乗算される第 4の係数は、

前記入力音響信号に対する高音域の強調の度合いに応じて決定される。

また、前記積分手段群は、

単一の 2重積分器からなり、

前記微分手段群は、

単一の 2重微分器からなり、

前記加算手段は、

前記 2重積分器の出力および前記 2重微分器の出力を反転してそれぞれ任意の係数を乗算して前記入力信号に加算する加算器から構成することができる。また、この発明の音響信号強調処理装置は、

入力音響信号を順次 2重積分する力スケード接続された複数の 2重積分回路群と、

前記入力音響信号を順次 2重微分するカスケ一ド接続された複数の 2重微分回路群と、

前記複数の 2重積分回路のうちの偶数番目の 2重積分回路の出力にそれぞれ第 1の係数を乗算する第 1の係数器群と、

前記第 1の係数器群の出力を反転加算する第 1の加算回路と、前記複数の 2重積分回路のうちの奇数番目の 2重積分回路の出力にそれぞれ第 2の係数を乗算する第 2の係数器群と、

前記第 2の係数器群の出力および前記第 1の加算回路の出力を反転加算する第 2の加算回路と、

前記第 1の加算回路の出力に第 3の係数を乗算する第 3の係数器と、前記第 2の加算回路の出力に第 4の係数を乗算するを第 4の係数器と、前記第 3の係数器の出力および前記第 4の係数器の出力を前記入力音響信号に加算する第 3の加算回路と

を具備して構成される。

また、この発明の音響波形強調処理装置は、

入力音響信号の低音域および高音域の波形を強調する受動素子のみから構成される波形強調回路と、

前記波形強調回路の出力と前記入力音響信号とを加算する加算回路と前記加算回路で加算される前記波形強調回路の出力と前記入力音響信号との割合を可変制御する可変手段と

を具備して構成される。

また、この発明の音響波形強調処理方法は、

入力音響信号を偶数次積分する第 1のステップと、

前記入力音響信号を偶数次微分する第 2のステップと、

前記第 1のステップで偶数次積分された偶数次積分信号および前記第 2のステップで偶数次微分された偶数次微分信号を前記入力音響信号に加算する第 3のステツプと

を具備して構成される。

ここで、前記第 1のステップは、

前記入力音響信号を順次複数回 2重積分し、

前記第 2のステップは、前記入力音響信号を順次複数回 2重微分し、

前記第 3のステップは、

前記第 1のステップの複数回の 2重積分値にそれぞれ第 1の係数を乗算する第 4のステップと、

前記第 4のステツプで前記第 1の係数を乗算した 2重積分値を加算する第 5の前記第 2のステツプの複数回の 2重微分値にそれぞれ第 2の係数を乗算する第 6のステップと、

前記第 6のステツプで前記第 2の係数を乗算した 2重微分値を加算する第 7のステップと、

前記第 5のステツプで加算された加算値および前記第 7のステツプで加算された加算値にそれぞれ第 3の係数および第 4の係数を乗算し、前記入力音響信号に加算する第 8のステップと

を具備して構成することができる。

ここで、前記第 1の係数を含む第 1の係数群および前記第 2の係数を含む第 2 の係数群は、

所望の周波数一ゲイン特性に対応して決定される。

また、前記第 3の係数および前記第 4の係数は、

前記入力音響信号に対する低音域および高音域の強調の度合いに応じて決定される。図面の簡単な説明

図 1は、この発明に係わる音響信号波形強調処理装置および方法を適用して構成した音響信号波形強調処理装置の一般構成を示すを示すブロック図。

図 2は、図 1に示した音響信号波形強調処理装置で得られる周波数一ゲイン特性の一例を示した図。図 3は、図 2に示す周波数一ゲイン特性を実現した場合の図 1に示す音響信号波形強調処理装置の周波数一位相特性を示した図。

図 4は、図 2に示した周波数一ゲイン特性が不要な周波数範囲で大きなゲインを持つ欠点を補正したところの実用的な実施例の周波数一ゲイン特性を示した図。図 5は、図 4に示す周波数—ゲイン特性を実現した場合の図 1に示す音響信号波形強調処理装置の周波数一位相特性を示した図。

図 6は、図 1に示した音響信号波形強調処理装置で得る周波数一ゲイン特性の一例を示した図。

図 7は、図 6に示す周波数一ゲイン特性を実現した場合の図 1に示す音響信号波形強調処理回路の周波数—位相特性を示した図。

図 8は、図 6に示した周波数一ゲイン特性が不要な周波数範囲で大きなゲインを持つ欠点を補正したところの実用的な実施例の周波数一ゲイン特性を示した図。図 9は、図 8に示す周波数—ゲイン特性を実現した場合の図 1に示す音響信号波形強調処理装置の周波数一位相特性を示した図。

図 1 0は、この発明に係わる音響信号波形強調処理装置および方法を適用して構成した音響信号波形強調処理装置の具体的構成を示す回路図。

図 1 1は、図 1 0の 2重積分回路の具体例を示した回路図。

図 1 2は、図 1 0の 2重微分回路の具体例を示した回路図。

図 1 3は、この発明に係る音響信号波形強調処理装置のさらに他の実施例を示した回路図。

図 1 4は、図 1 3に示した波形強調回路の具体例を示した回路図。

図 1 5は、図 1 3に示した波形強調回路の他の具体例を示した回路図。

図 1 6は、図 1 3に示した回路における波形強調回路の周波数一ゲイン特性および加算回路の原信号に対する周波数一ゲイン特性を示した図。

図 1 7は、図 1 3に示した回路の総合周波数一ゲイン特性を示した図。

図 1 8は、図 1 3に示す回路に、可変抵抗を追加することにより、低音域と高音域の強調度合を 1つの可変抵抗器で調整できるようにしたこの発明に係る音響信号波形強調処理装置のさらに他の実施例を示した回路図。

図 19は、図 18に示す回路の低音域および高音域の強調の度合いを変化させた場合の周波数一ゲイン特性を示した図。発明を実施するための最良の形態

以下、この発明に係わる音響信号波形強調処理装置および方法の実施例を添付図面に基づいて詳細に説明する。

図 1は、この発明に係わる音響信号波形強調処理装置および方法を適用して成した音響信号波形強調処理装置の一実施例の概略構成を示すプロック図である。図 1において、この音響信号波形強調処理装置は、音響信号を構成している中音域および該中音域に近い低音域および高音域の周波数成分相互間の位相関係を崩すことなく、高音域および低音域が期待通り強調された周波数一ゲイン特性を得ることができるようにしたもので、入力端子 I N PUTに加えられる時間 tの関数である原信号 f (t) の低音域を強調処理する低音域強調処理部 100、入力端子 I NPUTに加えられる原信号 f (t) の高音域を強調処理する高音域強調処理部 200、低音域強調処理部 100において低音域の強調処理が施された低音域強調信号 g (t) に総合係数 Bを乗算して B g (t) を出力することにより低音域の強調の度合いを決定する係数器 300、高音域強調処理部 200において高音域の強調処理が施された高音域強調信号 h (t) に総合係数 Cを乗算することにより Ch (t) を出力することにより高音域の強調の度合いを決定する係数器 400、係数器 300から出力される低音域の強調された信号 B g (t) および入力端子 I NPUTに加えられる原信号 f ( t ) および係数器 400から出力される高音域の強調された信号 Ch (t) を加算して出力端子 OUTPUT に出力信号 F (t) を出力する加算器 500を具備して構成される。

ここで、低音域強調処理部 100は、入力端子 I NPUTに加えられる原信号 f ( t ) を順次 2重積分して中間信号 g 1 ( t ) 、 g 2 ( t ) 、〜g p ( t ) を出力する複数の 2重積分器 I I 1、 I I 2、 … I I p、 2重積分器 I 1 1 , 1 1 2、 … I I pから出力される中間信号 g 1 ( t ) 、 g 2 ( t ) 、 ·Ί p ( t ) に予め設定された係数一 B 1、 B 2、 … （一 1 ) PBpをそれぞれ乗算する複数の係数器 b l、 b 2、 '' 、係数器15 1、 b 2、〜b pの出力を加算して低音域強調信号 g ( t ) を出力する加算器 SUM Iを具備して構成される。

なお、係数器 b l、 b 2、 "'b pで乗算される係数群 B 1、 Β 2、 '··Βρは後述するように所望の周波数一位相特性に応じて決定されるもので、正の値だけでなく負の値もとることができる。

また、高音域強調処理部 2 0 0は、入力端子 I N PUTに加えられる原信号 f ( t ) を順次 2重微分して中間信号 h 1 ( t ) 、 h 2 ( t ) 、一h q ( t ) を出力する複数の 2重微分器 DD 1、 DD 2、一DD q、 2重微分器 DD I、 DD 2 、〜DD qから出力される中間信号 h 1 ( t ) 、 h 2 ( t ) 、 ---1 q ( t ) に予め設定された係数— c i、 C 2、 ··· (- 1 ) q C qをそれぞれ乗算する複数の係数器 c l、 c 2、 …じ q、係数器 c 1、 c 2、 … (： qの出力を加算して高音域強調信号 h ( t ) を出力する加算器 SUMDを具備して構成される。

なお、係数器 c l、 c 2、 … c qで乗算される係数群 C 1、 C 2、 … C qは後述するように所望の周波数一位相特性に応じて決定されるもので、正の値だけでなく負の値もとることができる。

さて、上記低音域強調処理部 1 0 0の低音域強調処理動作を原理的に説明すると以下のようになる。

入力端子 I NPUTに加えられる原信号 f ( t ) は、音響信号であるので、一般に複数の周波数成分を含んでいる。したがって、この原信号 f ( t ) は、 fitヽ = AXSin^lt + θ\) + A2Sin (o2t + &!)+■ . -+AnSin{ nt + θη) ■■■ (1 )

で表すことにより、この発明の原理を説明することができる。

ここで、 A l、 Α2、 …、 Anは、それぞれ、原信号 f ( t ) を構成する周波数成分の振幅を示し、 ω 1、 ω 2、 ·'·、 ω ηは、それぞれ、原信号 f ( t ) を構成する周波数成分の角速度を示し、 Θ 1、 0 2、 ···、 θ ηは、それぞれ、原信号 f ( t ) を構成する周波数成分の位相角を示す。

この式（1)は、行列を用いて、 + Θ2),· ·,8ΐη{ωηί + θη)] ■■■ ( 2)

と書き直すことができる。

入力端子 I N PUTに加えられる式（1 ) に示す原信号 f ( t ) は、まず、 2 重積分器 I I 1で 2重積分される。したがって、この場合、 2重積分器 I I 1から出力される中間信号 g 1 ( t ) は、 + θ\), 8ϊη(ω2ί + Θ2),-··, Ξϊη(ωηί + θη)] ■■■ ( 3)

となる。

ここで、式（2 ) と式（3 ) を比較すれば明らかであるように、 2重積分器 I I 1から出力される中間信号 g 1 ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項は、原信号 f ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項と同じである。したがつて、 2重積分器 I I 1から出力される中間信号 g 1 ( t ) は、原信号 f ( t ) の周波数成分相互間の位相関係をそのまま維持していることがわかる。

また、 2重積分器 I I 1から出力される中間信号 g 1 ( t ) の各周波数成分の振幅は、 A 1に対応して A 1を ω 1の 2乗で割った値に対応する値、 Α 2に対応して A 2を ω 2の 2乗で割った値に対応する値、 …とレヽうように角速度の 2乗に反比例した値となる。すなわち、 2重積分器 I I 1から出力される中間信号 g 1 ( t ) の各周波数成分の振幅は、その角速度が低くなるほど角速度の 2乗に反比例して大きくなる。また、 2重積分器 I I 1から出力される中間信号 g 1 ( t ) は、 2重積分器 I I 2で再び 2重積分されるので、この 2重積分器 I I 2から出力される中間信号 g 2 ( t ) は、 + θη)] ■■■ (4)

となる。

ここで、式（2) と式（4) を比較すれば明らかであるように、 2重積分器 I

I 2から出力される中間信号 g 2 ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項も

、原信号 f ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項と同じである。したがつて、 2重積分器 I I 2から出力される中間信号 g 2 ( t ) も、原信号 f ( t ) の周波数成分相互間の位相関係をそのまま維持していることがわかる。

また、 2重積分器 I I 2から出力される中間信号 g 2 ( t ) の各周波数成分の振幅は、 A 1に対応して A 1を ω 1の 4乗で割った値、 A 2に対応して A 2を ω

2の 4乗で割った値、 …というように角速度の 4乗に反比例した値となる。すなわち、 2重積分器 I I 2から出力される中間信号 g 2 ( t ) の各周波数成分の振幅は、その角速度が低くなるほど角速度の 4乗に反比例して大きくなる。

同様に、 2重積分器 I I pから出力される中間信号 g p ( t ) は、 + (91), Sin(o2i + Θ2),-··, Sin( nt + θη)] ■■■ (5)

となる。

ここで、式（2) と式（5) を比較すれば明らかであるように、 2重積分器 I I ρから出力される中間信号 g p ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項も、原信号 f ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項と同じである。したがつて、 2重積分器 I I pから出力される中間信号 g p ( t ) も、原信号 f ( t ) の周波数成分相互間の位相関係をそのまま維持していることがわかる。また、 2重積分器 I I pから出力される中間信号 g p ( t ) の各周波数成分の振幅は、 A 1に対応して A 1を ω 1の 2 p乗で割った値に対応する値、 A 2に対応して A 2を ω 2の 2 ρ乗で割った値に対応する値、 …というように角速度の 2 ρ乗に反比例した値となる。すなわち、 2重積分器 I I ρから出力される中間信号 g p ( t ) の各周波数成分の振幅は、その角速度が低くなるほど角速度の 2 p 乗に反比例して大きくなる。

2重積分器 I I I、 I I 2、 · Ι I ρからそれぞれ出力される上記式（3) から（5) に示される中間信号 g 1 ( t ) 、 g 2 ( t ) 、 p ( t ) は、係数器 b 1、 b 2、 '''b pで、予め設定された係数 _B 1、 B 2、 ··· (- 1 ) PBpがそれぞれ乗算され、加算器 SUM Iで加算される。

したがって、加算器 SUM Iから出力される低音域強調信号 g ( t ) は、 g(t) = -Blgl(t) + B2g2(t)- - -+(-1)" Bpgp{t) ■■■ (6)

となる。

すなわち、この低音域強調信号 g ( t ) は、説明を簡略化するために、一 B 1 を B l、（_ 1 ) PBpを Bpに置き換えると、

一

Al∑Bj_a\ ゾ A2∑Bjo2

)= It + ΘΙ), Si It + Θ2),… ·， Sin{ nt + θη)] ■■■ (7)

-2J

An^Bjcon となる。

したがって、式（2) と式（7) を比較すれば明らかであるように、低音域強調信号 g ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項は、原信号 f ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項と同じであり、低音域強調信号 g ( t ) は、原信号 f ( t ) の周波数成分相互間の位相関係をそのまま維持している。

また、低音域強調信号 g ( t ) の各周波数成分を表現する項には共振の項が含まれていない。このことは、この発明の音質改善の結果、低音域で特定の共振がない素直な音質が得られる要因になっている。

次に、高音域強調処理部 2 0 0の高音域強調処理動作を原理的に説明すると以下のようになる。

入力端子 I N P UTに加えられる式（1 ) に示す原信号 f ( t ) は、まず、 2 重微分器 DD 1で 2重微分される。したがって、この場合、 2重微分器 DD Iから出力される中間信号 h i ( t ) は、 + ΘΙ), Ξΐη(ω2ί + Θ2),--·, 8ΐη{ωηί + θη)] ··■ (8 )

となる。

ここで、式（2 ) と式（8 ) を比較すれば明らかであるように、 2重微分器 D D 1から出力される中間信号 h 1 ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項は、原信号 f ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項と同じである。したがつて、 2重微分器 DD 1から出力される中間信号 h 1 ( t ) は、原信号 f ( t ) の周波数成分相互間の位相関係をそのまま維持していることがわかる。

また、 2重微分器 DD Iから出力される中間信号 h 1 ( t ) の各周波数成分の振幅は、 A 1に対応して A 1に ω 1の 2乗を掛けた値に対応する値、 A 2に対応して A 2に ω 2の 2乗を掛けた値に対応する値、 …というように角速度の 2乗に比例した値となる。すなわち、 2重微分器 DD Iから出力される中間信号 h 1 ( t ) の各周波数成分の振幅は、その角速度が高くなるほど角速度の 2乗に比例して大きくなる。

また、 2重微分器 DD 1から出力される中間信号 h 1 ( t ) は、 2重微分器 D D 2で再び 2重微分されるので、この 2重微分器 DD 2から出力される中間信号 h 2 ( t ) は、 S«(«2t + Θ2),·· -,8ιη(ωηί + θη)] ■■■ ( 9)

となる。

ここで、式（2 ) と式（9 ) を比較すれば明らかであるように、 2重微分器 D D 2から出力される中間信号 h 2 ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項も、原信号 f ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項と同じである。したがつて、 2重微分器 DD 2から出力される中間信号 h 2 ( t ) も、原信号 f ( t ) の周波数成分相互間の位相関係をそのまま維持していることがわかる。

また、 2重微分器 DD 2から出力される中間信号 h 2 ( t ) の各周波数成分の振幅は、 A 1に対応して A 1に ω 1の 4乗を掛けた値、 A 2に対応して A 2に ω 2の 4乗を掛けた値、 …というように角速度の 4乗に比例した値となる。すなわち、 2重微分器 DD 2から出力される中間信号 h 2 ( t ) の各周波数成分の振幅は、その角速度が高くなるほど角速度の 4乗に比例して大きくなる。

同様に、 2重微分器 DDqから出力される中間信号 hq ( t ) は、 + Θ2),·· -, Sin( mt + θη)] … （1 0)

となる。

ここで、式（2) と式（1 0) を比較すれば明らかであるように、 2重微分器

DDQから出力される中間信号 h g Q ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項も、原信号 f ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項と同じである。したがって、 2重微分器 DDQから出力される中間信号 hQ ( t ) も、原信号 f ( t ) の周波数成分相互間の位相関係をそのまま維持していることが分かる。

また、 2重微分器 DDQから出力される中間信号 hQ ( t ) の各周波数成分の振幅は、 A 1に対応して A 1に ω 1の 2Q乗を掛けた値に対応する値、 A 2に対応して A 2に ω 1の 2Q乗を掛けた値、 …というように角速度の 2 Q乗に比例した値となる。すなわち、 2重微分器 I I Qから出力される中間信号 hQ ( t ) の各周波数成分の振幅は、その角速度が高くなるほど角速度の 2 q乗に比例して大きくなる。

2重微分器 DD I、 DD 2、 ·'·ϋΟ¾からそれぞれ出力される上記式（8) から（1 0) に示される中間信号 h 1 ( t ) 、 h 2 ( t ) 、〜hQ ( t ) は、係数器 c 1、 c 2、 ·■· cQ-e, 予め設定された係数— C 1、 C 2、 ··· (- 1 ) QCqがそれぞれ掛けられ、加算器 SUMDで加算される。

したがって、加算器 SUMDから出力される高音域強調信号 h ( t ) は、 h{t) = -C\h\{t) + C2h2(t)- - -+(-1)" Cqhq{t) ··· ( 1 1 )

となる。

すなわち、この高音域強調信号 h ( t ) は、説明を簡略化するために、一 C 1 を C l、（一1 ) QCqを Cqに置き換えると、

+ ΘΙ), Sin(co2t + Θ2),--·, Sin t + θη)] ■■■ ( 1 2)

となる。

したがって、式（2) と式（1 2) を比較すれば明らかであるように、高音域強調信号 h ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項は、原信号 f ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項と同じであり、高音域強調信号 h ( t ) は、原信号 f ( t ) の周波数成分相互間の位相関係をそのまま維持している。

また、高音域強調信号 h ( t ) のの各周波数成分を表現する項には共振の項が含まれていない。このことは、この発明の音質改善の結果、高音域で特定の共振がない素直な音質が得られる要因になっている。

低音域強調処理部 1 00において上述のようにして低音域の強調処理が施された式（7) に示す低音域強調信号 g ( t ) は、係数器 3 00で、低音域の強調の度合いを決定する総合係数 Bが掛けられ、低音域信号 B g ( t) として加算器 5 00に力 0えられる。

また、高音域強調処理部 200において上述のようにして高音域の強調処理が施された式（1 2) に示す高音域強調信号 h ( t ) は、係数器 400で、高音域の強調の度合いを決定する総合係数 Cが掛けられ、高音域信号 Ch ( t ) として加算器 500にカロえられる。

また、入力端子 I NPUTに加えられる式（1) に示す原信号 f ( t ) は、直接加算器 500に加えられる。

加算器 500では、上記低音域信号 B g ( t ) と上記高音域信号 C h ( t ) と上記原信号 f ( t ) とをカロ算し、出力信号 F ( t ) として出力端子 OUTPUT に出力する。したがって、出力端子 OUTPUTに出力される出力信号 F ( t ) は、

となる。

すなわち、出力端子 OUT PUTに出力される出力信号 F ( t ) は、

t)= + &!),■■■, Sin{cont + θη)]

となる。

この式（1 4) と式（2) とを比較すれば明らかなように、この出力信号 F ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項は、原信号 f ( t ) の周波数成分と位相成分で表される項と同じであり、この出力信号 F ( t ) は、原信号 f ( t ) の周波数成分相互間の位相関係をそのまま維持していることがわかる。なお、当然のことであるが、上記式（14) において、 B = 0でかつ C = 0とすると、出力信号 F (t) は、原信号 f (t) に等しくなる。

また、上記式（14) から振幅項だけを抜き出すと、

All 1 + B∑ Bj ^v + C∑Cko\"

\ 7

A2\ 1 + B∑ Bjco2一¹¹ + C∑ to2²

[1，い，1] (15)

An\ 1 + B∑ Bj n¹' + C∑ Ckon となる。

ここで、原信号の各周波数成分の振幅を表す値 A 1、 A2、 … Anに係るそれぞれの係数を、それぞれの周波数軸上にプロットすると、この音響信号波形強調処理回路の周波数一ゲイン特性を描くことができる。

図 2は、上記式（15) に基づき、係数 B 1、 Β 2、 '·'Β ρ、 B、 C l、 C 2 、〜Cq、 Cを適当に選択して求めた図 1に示す音響信号波形強調処理装置の周波数一ゲイン特性の一例を示したものである。

図 2から明らかなように、この音響信号波形強調処理装置の周波数一ゲイン特性は、中音域でフラットである。そして、低音域においては、周波数が低くなる程ゲインが大きくなり、また、高音域においては、周波数が高くなる程ゲインが大きくなる。

なお、係数 Β 1、 Β 2、 ·'·Βρおよび C l、 C2、 '"Cqは、以下に示す未知数が（p + q) の n元一次連立方程式を解くことにより求めることができる。

Vl = \ + Β∑Βίω\~²¹ + C∑Ck \^2k

V2 = I + Β∑ Β!·ω2_^υ + C∑Cko)2" _{r i} ハ、

· · · 丄り

Vn = \ + B∑ Bjom—^1J + C∑ Cko ^2k ここで、 V I、 V 2、〜Vnは、所望の周波数一ゲイン特性上における角速度 ω 1、 ω 1、 …、 ω ηに対応するゲインの期待値である。

この式（1 6) に示す連立方程式の一般解は存在しないが、条件を設定することにより解を得ることができる。

最も簡単なケースでは、式（1 6) に示す連立方程式において、 p + q = nとすることで、係数群 Β 1、 Β 2、 ·'·Β ρおよび C l、 C 2、 …じ qは一義的に求めることができる。

例えば、図 1の構成において、 p = q = lの場合、すなわち、 2重積分器 I I 1、 I I 2、 … I I pおよび 2重微分器 DD 1、 DD 2、 '''DD qがそれぞれ 1 段構成の場合は、 2点の期待点 V 1および V 2を設定すれば、 2元一次連立方程式

\ν\ = \ + Β\ω\'² +C\ \²

1 2 = 1 + Β\ω2~² +Cky2²

を解くことにより、係数 B 1および C 1を一義的に求めることができる。また、例えば、図 1の構成において、 p = q = 4の場合、すなわち、 2重積分器 I I 1、 I I 2、 … I I pおよび 2重微分器 DD 1、 DD 2、 '"DD qがそれぞれ 4段構成の場合は、 8点の期待点 V I、 V 2、 ···、 V 8を設定すれば、 8元一次連立方程式

V\ = \ + B∑Bj_aV^2J + C∑CkoA^lk

V2 = \ + Β∑Β]ω2'^2ί + C∑Cto2^2t 。、

J=l 4=1 ··· 丄 8 8 = l + B∑Bj_a ²ⁱ + C∑Cka)8^2k

7=1 k=\

を解くことにより、係数 B l、 B 2、 B 3、 B 4および C I、 C 2、 C 3、 C 4を一義的に求めることができる。

その他の任意のケースでは、一般解を得ることはできないが、近似解や特殊解を得ることができる。なお、図 1の構成において、 p = q = lの場合、すなわち、 2重積分器 I I 1

、 I I 2、 … I I pおよび 2重微分器 DD 1、 DD 2、 '''DD qがそれぞれ 1段構成の場合の、出力信号 F ( t ) は、 ··· (1 9)

となる。

この構成は、コストーパフォーマンスが最も高い応用例となる。

ところで、式（1 4) において、係数 B l、 B 2、 … Bpおよび係数 C I、 C

2、 …じ qがすべて正であると、角速度 ωが 0に接近すれば出力信号 F ( t ) は発散する。同様に、式（1 4) において、角速度 ωが大きくなれば出力信号 F ( t ) は発散する。

したがって、図 1の構成においては、超低音域および超高音域において、不必要にゲインが増大し、実用には不向きである。

そこで、実際の回路構成においては、音響信号にとって全く不要な領域において、ゲインが発散しないようにするために、係数 B l、 B 2、一Bpおよび係数 C l、 C 2、〜C qの符号を適当に選択したり、遮断フィルタを用いる構成をとる。この場合の遮断フィルタを挿入する場所は、実際の装置構成や計算過程のダィナミックレンジや SZN比を考慮して決める。

ところで、この発明の音響信号波形強調方法においては、上述したように、任意の形の周波数—ゲイン特性を正確に満足できる係数群 B 1、 B 2、一B pおよび C l、 C 2、 …じ qは一般的には存在しない。し力、し、このことが、この発明の有効性を損なうものではない。

この発明は、極めて簡素な原理を使って、実用上重要な周波数範囲内で周波数成分相互間の同位相特性を確保していることにあり、任意の要求に対する一般解を得ることにその本質があるのではない。この発明は微細な強調特性を満足するには不向きであるものの、マイクロホンやスピーカなどの電気一機械系の特性補正、空気中の音波の伝播特性の補正、聴覚の感度補正、環境の影響など、広い範囲にわたり、単純な調整（例えば、総合係数 Bおよび Cの調整）で対応できることが、この発明の大きな特徴の一つである。

また、この発明の音質強調は、全周波数範囲で共振を持たないため低音域、高音域の強調を行っても癖のない素直な音質が得られる。

一般に、音響工学的には、音響信号の時間軸波形の特徴は、音質面で重要でないとされているが、一方では、実際には音色に影響があることも知られている。時間軸の波形特徴が音質に影響があるかどうかは、この発明の本質とするところではない。この発明の本質は、音響信号の波形の特徴を崩すことなく、時間軸の波形の特徴を強調するところにある。

なお、音響信号の積分、微分、加算等の具体的手法については、アナログ方式、ディジタル方式のいずれの手法を採用することも可能である。

すなわち、ある時間区間の任意の音響信号は、実用上の一般性を損なうことなくフーリエ級数で表現できる。このフーリエ級数に、偶数次数の積分、偶数次数の微分を作用させて得られる級数の周波数成分と位相成分は原信号の信号成分に対して同相または逆相となる。ここで、この級数のいずれの項が同相であるか逆相であるかは既知であるので、このことから、必要な帯域において偶数次の微分積分を作用させて得られた信号に適宜な係数群を乗じて得られる周波数成分を加算することにより目的とする周波数一ゲイン特性を得ることが可能になる。図 3は、上記図 2に示す周波数一ゲイン特性を実現した場合の図 1に示す音響信号波形強調処理装置の周波数一位相特性を示したものである。図 3に示す周波数一位相特性によれば、原信号 f ( t ) に対する出力信号 F ( t ) の位相歪みは、有効な周波数範囲において 0度であることが分かる。

図 4は、図 2に示した周波数一ゲイン特性が不要な周波数範囲で大きなゲインを持つ欠点を補正したところの実用的な実施例の周波数一ゲイン特性を示したものである。この周波数一ゲイン特性は、周波数 L 3以下の領域でゲインが増加しないような低音域遮断フィルタを用い、かつ、周波数 H 3以上の領域でゲインが増加しないような高音域遮断フィルタを用いることで実現できる。

図 5は、図 4に示す周波数一ゲイン特性を実現した場合の図 ].に示す音響信号波形強調処理装置の周波数一位相特性を示したものである。

一般的に、低音域遮断フィルタで低音域を遮断すると低音域の位相は進み、また、高音域遮断フィルタで高音域を遮断すると高音域の位相は遅れる。

したがって、この図 4に示す周波数一ゲイン特性を実現する場合は、有効な音響周波数範囲で位相歪みを発生させないようにするために、位相歪みの発生範囲が L 3および H 3の外側になるよう低音域遮断フィルタおよび高音域遮断フィルタの定数を決定する。

図 6は、図 8に示すような周波数一ゲイン特性を実現する場合に、図 1に示した音響信号波形強調処理装置で得る周波数一ゲイン特性の一例を示す。

この図 6に示す周波数一ゲイン特性は、図 1に示した構成において、 p = q = 5程度に設定することで得ることができる。この図 6に示す周波数一ゲイン特性は、周波数し 3および H 3付近でゲインが底になっているのが特徴である。また、図 7は、図 6に示す周波数一ゲイン特性を実現した場合の図 1に示す音響信号波形強調処理装置の周波数一位相特性を示したものである。図 7に示す周波数一位相特性によれば、原信号 f ( t ) に対する出力信号 F ( t ) の位相歪みは、有効な周波数範囲において 0度であることがわかる。

し力し、この場合も、図 6に示すように、周波数 L 4および H 4の外側ではゲインが急激に増加しているので、実用には不向きである。このため、周波数 L 4 の外側となる不要低音域および周波数 H 4の外側となる不要高音域をそれぞれ遮断する低音域遮断フィルタおよび高音域遮断フィルタを設ける。

図 8は、図 6に示した周波数—ゲイン特性が不要な周波数範囲で大きなゲインを持つ欠点を補正したところの実用的な実施例の周波数一ゲイン特性を示したものである。この周波数一ゲイン特性は、周波数 L 3以下の領域でゲインが増加しないような低音域遮断フィルタを用い、力つ、周波数 H 3以上の領域でゲインが増加しないような高音域遮断フィルタを用いることで実現できる。

図 9は、図 8に示す周波数一ゲイン特性を実現した場合の図 1に示す音響信号波形強調処理装置の周波数一位相特性を示したものである。

この場合も、低音域遮断フィルタで低音域を遮断すると低音域の位相は進み、また、高音域遮断フィルタで高音域を遮断すると高音域の位相は遅れる。

したがって、この図 8に示す周波数一ゲイン特性を実現する場合は、有効な音響周波数範囲で位相歪みを実用的範囲内に抑えるようにするために、位相歪みの発生範囲が L 3および H 3の外側になるよう低音域遮断フイノレタおよび高音域遮断フィルタの定数を決定する。

なお、上記音響信号波形強調処理装置の具体的実現は、

1 ) 受動素子と能動素子を組み合わせたアナログ回路

2 ) ディジタル信号をハードウエアによってディジタル演算する装置

3 ) D S P (Digital Signal Processor) を使ってソフトウェア演算する装置

4 ) パケージソフトウエアやサウンドボードの制御ソフトウエアとして組み込んだ装置

等として構成することができる。

図 1 0は、この発明に係わる音響信号波形強調処理装置を受動素子と能動素子を組み合わせたアナログ回路で実現した場合の具体的回路構成を示す回路図である。

この図 1 0において、低音域強調回路 1 0は、図 1に示した低音域強調処理部 1 0 0に対応し、図 1 0に示す高音域強調回路 2 0は、図 1に示した高音域強調処理部 2 0 0に対応し、図 1 0に示す低音域調整回路 3 0は、図 1に示した係数器 3 0 0に対応し、図 1 0に示す高音域調整回路 4 0は、図 1に示した係数器 4 00に対応し、図 10に示す加算回路 50は、図 1に示した加算器 500に対応する。

ここで、低音域強調回路 10は、 N個の 2重積分回路 1 1一 1、 1 1— 2、 1

1— 3、 1 1 -4, ···、 11一 (N- 1) 、 1 1 _N、 N個の 2重積分回路 1 1 _1、 11— 2、 11— 3、 11—4、 ···、 11一（N— 1) 、 11— Nの出力にそれぞれ接続された N個の係数器 12_ 1、 12— 2、 12-3, 12— 4、 ··■、 12- (N- 1) 、 12— N、演算増幅器 13および抵抗器 14から構成され係数器 12— 2、 12— 4、 '··、 12—Nの出力を加算する第 1の反転増幅回路、抵抗器 15および演算増幅器 16および抵抗器 17から構成され上記第 1の反転増幅回路の出力および係数器 12— 1、 12-3, ···、 12— (N— 1) の出力を加算する第 2の反転増幅回路から構成される。

ここで、低音域強調回路 10の N個の 2重積分回路 1 1— 1、 1 1一 2、 1 1 _3、 11—4、 ···、 11— (N— 1) 、 1 1—Nは、図 1に示した 2重積分器 I I I、 I I 2、 … I I pに対応し、 N個の係数器 12— 1、 12-2, 12 —3、 12— 4、 …、 12- (N- 1) 、 12—1 は、図 1に示した係数器 b l 、 b 2、一b pに対応し、上記第 1の反転増幅回路および第 2の反転増幅回路は、図 1に示した加算器 SUM Iに対応する。

ところで、上記 N個の 2重積分回路 1 1一 1、 1 1— 2、 1 1 -3, 1 1一 4 、 …、 1 1— (N— 1) 、 1 1—N は、それぞれ、図 1 1に示す回路を用いて構成することができる。

図 1 1において、この 2重積分回路（I I— B) 1 1は、抵抗器 I I— Rl、コンデンサ I I_C 1、抵抗器 I I— R3、演算増幅器 I I— OP 1からなる第 1の積分回路および抵抗器 I I— R2、コンデンサ I I— C2、抵抗器 I I— R4、演算増幅器 I I_OP 2からなる第 2の積分回路から構成され、入力端子 I I— i n から入力された信号を 2重積分して出力端子 I I_o u tから出力する。

また、高音域強調回路 20は、 N個の 2重微分回路 21— 1、 21 -2, 21 —3、 21—4、 ···、 21— （N— 1) 、 21— N、 N個の 2重微分回路 21— 1、 21— 2、 21— 3、 21—4、 ···、 21- (N— 1) 、 21— Nの出力にそれぞれ接続された N個の係数器 22 _ 1、 22— 2、 22— 3、 22-4, … 、 22— (N- 1) 、 22_N、演算増幅器 23および抵抗器 24から構成され係数器 22— 2、 22-4, ···、 22— Nの出力を加算する第 1の反転増幅回路、抵抗器 25および演算増幅器 26および抵抗器 27から構成され上記第 1の反転増幅回路の出力および係数器 22— 1、 22— 3、 …、 22- (N— 1) の出力を加算する第 2の反転増幅回路から構成される。

ここで、高音域強調回路 20の N個の 2重微分回路 21— 1、 21— 2、 21 _3、 21—4、 …、 21— (N- 1) 、 21—Nは、図 1に示した 2重微分器 DD1、 DD2、 'DDqに対応し、 N個の係数器 22— 1、 22— 2、 22 —3、 22— 4、 …、 22- (N— 1) 、 22— Nは、図 1に示した係数器 c l 、 c 2、 '"c qに対応し、上記第 1の反転増幅回路および第 2の反転増幅回路は、図 1に示した加算器 SUMDに対応する。

ところで、上記 N個の 2重微分回路 21— 1、 21-2, 21— 3、 21— 4 、 ···、 21 - (N- 1) は、それぞれ、図 12に示す回路を用いて構成することができる。

図 12において、この 2重微分回路（DD— B) 12は、抵抗器 DD— R3、コンデンサ DD— C l、抵抗器 DD— R l、演算増幅器 DD— OP 1からなる第 1の微分回路および抵抗器 DD— R4、コンデンサ DD— C2、抵抗器 DD— R2、演算増幅器 DD— OP 2からなる第 2の微分回路から構成され、入力端子 DD— i n 力、ら入力された信号を 2重微分して出力端子 DD_o u tから出力する。

なお、図 10に示した低音域強調回路 10および高音域強調回路 20の基本的動作は、図 1に示した低音域強調処理部 100および高音域強調処理部 200の処理と同一である。

低音域調整回路 30は、可変抵抗器 31、固定抵抗器 32から構成され、低音域強調回路 1 0の出力レベルの調整を行い、この低音域調整回路 3 0の出力は、加算回路 5 0に入力される。

また、高音域調整回路 4 0は、可変抵抗器 4 1、固定抵抗器 4 2から構成され、高音域強調回路 2 0の出力レベルの調整を行い、この高音域調整回路 4 0の出力は、加算回路 5 0に入力される。

加算回路 5 0は、抵抗器 5 1、演算増幅器 5 2、抵抗器 5 3からなり、入力端子 I n p u tに加えられる原信号および低音域調整回路 3 0の出力および高音域調整回路 4 0の出力を加算する第 1の反転増幅器、抵抗器 5 4、演算増幅器 5 5 、抵抗器 5 6からなり、第 1の反転増幅器の出力を反転して出力端子〇u t p u tに出力する第 2の反転増幅器から構成される。

なお、図 1 0に示した低音域調整回路 3 0および高音域調整回路 4 0および加算回路 5 0の基本的動作は、図 1に示した係数器 3 0 0および係数器 4 0 0および加算器 5 0 0の処理と同一である。

したがって、図 1 0の構成においても、図 1に示した音響信号波形強調処理装置と同様に、入力端子 I n p u t力ら入力された音響信号を構成している周波数成分相互間の位相関係を崩すことなく、高音域および低音域が強調された期待する周波数一ゲイン特性を有する出力信号を出力端子 O u t p u tカゝら得ること力 S できる。

図 1 3は、図 1 0に示した構成を簡略化して構成したこの発明に係る音響信号波形強調処理装置のさらに他の実施例を示した回路図である。

図 1 3において、この回路は、入力端子 I n p u tと接地端子 G n dの間に加えられる原信号に対して高音域と低音域に関する波形強調を行う波形強調回路（ F L 1 ) 6 0 0、入力端子 I n p u tと接地端子 G n dの間に加えられる原信号と波形強調回路 6 0 0で波形強調がなされた波形強調信号とを加算する加算回路 7 0 0から構成される。

ここで、波形強調回路 6 0 0の具体的回路例としては、図 1 4に示す回路を使用することができる。

この図 14に示す波形強調回路 600は、抵抗 R l、 R2、コンデンサ C I、 C 2からなる最大ゲインが約 30倍の 2次の積分回路（低域通過フィルタ回路）に、抵抗 R3、 R4、コンデンサ C 3、 C 4からなる最大ゲインが約 30倍の 2 次の微分回路（高域通過フィルタ回路）を結合して構成される。

この図 14に示す波形強調回路 600において、 2次の微分回路を構成するコンデンサ C 3、 C 4の低音域におけるインピーダンスの絶対値は、 2次の積分回路を構成する抵抗 R l、 R2、コンデンサ C I、 C 2のインピーダンスの絶対値と比べて無視できる程度の値になる。

したがって、抵抗 R l、 R2、コンデンサ C I、 C 2からなる 2次の積分回路の低音域における周波数一ゲイン特性において、抵抗 R3、 R4、コンデンサ C 3、 C 4からなる 2次の微分回路の影響を無視できる。

また、 2次の積分回路を構成するコンデンサ C 1、 C 2の高音域におけるインピーダンスの絶対値は、 2次の微分回路を構成する抵抗 R 3、 R4、コンデンサ C 3、 C 4のインピーダンスの絶対値と比べて無視できる程度の値になる。

したがって、抵抗 R3、 R4、コンデンサ C 3、 C 4からなる 2次の微分回路の高音域における周波数—ゲイン特性において、抵抗 R l、 R2、コンデンサ C 1、 C 2からなる 2次の積分回路の影響を無視できる。

これにより、図 14に示す波形強調回路 600は、高音域と低音域に関する波形強調を行う回路として動作する。

なお、図 1 3に示した波形強調回路 600は、図 14に示した回路の代わりに図 1 5に示す回路から構成することもできる。

図 1 5に示す回路は、抵抗 R 1、 R 2、 R 3、コンデンサ C 1、 C 2、 C 3力、らなる低域通過フィルタ回路に、抵抗 R4、 R5、 R6、コンデンサ C4、 C 5 、 C 6からなる高域通過フィルタ回路を結合して構成される。

この図 1 5に示す回路を採用した場合においても、図 14に示した回路と同様に高音域と低音域に関する波形強調を行うことができる。

この図 1 5に示す回路は、原理上、低音域、高音域とも 3次となるが、実定数回路においてはそれぞれ微分、積分定数間の相互影響によって 2次に近レ、特性となることから実用的に有効な回路である。

また、図 1 3において、加算回路 7 0 0は、抵抗 R i、 R f 、 R g、コンデンサ C g、演算増幅器 O P 1から構成される。

ここで、 R i = R f に設定されているので、演算増幅器 O P 1はゲインが 1の反転増幅器として動作する。すなわち、この演算増幅器 O P 1の出力は、大きさがその入力と同じで、位相が逆相である。抵抗 R gがこの回路の入出力ゲインに与える影響はほとんどない。

また、この加算回路 7 0 0における低音域と高音域の強調度合は、 R g《R i であるので、抵抗 R iの影響が無視できることから抵抗 R gと抵抗 R f の関係で決定される。コンデンサ C gは実動作回路で必要なコンデンサであり、演算增幅器 O P 1の直流オフセットを軽減する役割と、低周波数域の不要な信号成分を除く役割を持つ。

図 1 6は、図 1 3に示した回路における波形強調回路 6 0 0の周波数一ゲイン特性 C L Hおよび加算回路 7 0 0の原信号に対する周波数—ゲイン特性 CMを示したものである。

図 1 6に示す周波数一ゲイン特性 C LMから明らかなように、波形強調回路 6 0 0により原信号は低音域と高音域が強調され、また、周波数一ゲイン特性 CM から明らかなように、加算回路 7 0 0における原信号の周波数一ゲイン特性はフラットになる。

ところで、図 1 3に示した回路においては、入力端子 I n p u tから入力される原信号と波形強調回路 6 0 0で低音域および高音域が強調された波形強調信号が加算回路 7 0 0で加算されて出力端子 o u t p u tから出力されるので、この図 1 3に示した回路の総合周波数一ゲイン特性は、図 1 6に示した周波数一ゲイン特性 CLHと周波数一ゲイン特性 CMを加算した周波数特性、すなわち、図 17に示す周波数一ゲイン特性 C Aのようになる。

図 18は、図 13に示す回路に、可変抵抗 VRgを追加することにより、低音域と高音域の強調度合を調整できるようにしたこの発明に係る音響信号波形強調処理装置のさらに他の実施例を示した回路図である。

図 18において、可変抵抗 VRgは、抵抗 R gと接地の間に接続される。なお、図 16において他の構成は図 13に示した回路と同一である。

すなわち、図 18に示す回路において、加算回路 800は、抵抗 R i、 R f 、 Rg、 RVg、コンデンサ Cg、演算増幅器 OP 1から構成される。

この図 18に示す構成において、可変抵抗 VR gを調整すると、抵抗（VRg + Rg) と抵抗 R f との関係が変化し、これにより原信号に対する低音域と高音域の強調度合を調整することができる。

図 19は、図 18に示す回路で実現される周波数—ゲイン特性を示したものである。

図 19に示すように、図 18に示す回路において、可変抵抗 VRgを調整すると、その周波数一ゲイン特性を CA1、 CA2、 CA3のように変化させることができる。

なお、上記構成において、積分、微分、乗算、加算は、数学的に厳密なものではなく、実用的な装置を具現化する上において許容される誤差を含むものであり、物理現象としての機能だけでなく、ストアードプログラム方式による演算による表現も含む。また、係数とは、任意の符号を持つ任意の数値を意味する。また、加算とは一般的に減算も含むものとする。

また、信号の演算処理は音響信号の周波数帯域若しくはそれよりも若干広い帯域内で機能する程度のものとする。

また、 2重積分、 2重微分についても純粋な積分、微分ではなく実用的な音響装置を具現ィヒするにさしつかえない程度のものとする。また、位相とは集中定数回路の複素インピーダンスに依存する位相を意味するものとする。遅延時間を持つ要素の位相遅れと線形回路の複素インピーダンスに依存する位相はこの発明の説明中においては区別するものとする。

また、位相歪みとは特定の位相関係の複数の周波数成分からなる信号を入力としたある機能の出力がその周波数成分相互間の位相関係が入力の位相関係と異なる現象のこととする。

また、この発明において、低音域とは低周波数領域のことで、例えば 300H z以下の周波数範囲であるものとする。

また、高音域とは高周波数領域のことで、例えば 100 OH z以上の周波数範囲であるものとする。

また、中音域とは中周波数領域のことで、例えば、 300Hzから 1000H zまでの周波数範囲であるものとする。

また、超低音域とは、例えば 5 OH z以下の周波数範囲であり、超高音域とは、 600 OH z以上の周波数範囲であるものとする。

また、不要低音域とは聴感上明らかに不要な低周波数領域のことで、例えば 2 0Hz以下の周波数範囲であるものであるとし、不要高音域とは聴感上明らかに不要な高周波数領域のことで、例えば 2 OKH z以上の周波数範囲であるものであるとする。

産業上の利用可能性

この発明は、音響信号波形の強調処理を行うことにより各種音響装置の音質を改善する音響信号波形強調処理装置および方法を提供するもので、各種音響装置に適用することができるものである。この発明によれば、各種音響装置の音響信号を構成している周波数成分の内、特に中音域および該中音域に近い低音域および高音域の周波数成分相互間の位相関係を崩すことなく期待する周波数一ゲイン特性を得ることが可能になり、このことが、低音域や高音域の大きな強調を行なつても中音域の位相関係を崩さない機能を実現させ、その結果、各種音響装置の音響信号の音質を飛躍的に改善することができる。

Claims

請求の範囲

1 . 入力音響信号を偶数次積分する 1または複数の偶数次積分手段を有する積分手段群と、

を具備する音響波形強調処理装置。

2 . 前記積分手段群は、

を具備する請求の範囲第 1項記載の音響波形強調処理装置。

3 . 前記第 1の係数手段で乗算される前記第 1の係数を含む第 1の係数群および前記第 2の係数手段で乗算される第 2の係数を含む第 2の係数群は、所望の周波数一ゲイン特性に対応して決定される請求の範囲第 2項記載の音響波形強調処理装置。

4、前記第 3の係数手段で乗算される第 3の係数は、

前記入力音響信号に対する低高音域の強調の度合いに応じて決定される請求の範囲第 2項記載の音響波形強調処理装置。

5 . 前記積分手段群は、

単一の 2重積分器からなり、

前記微分手段群は、

単一の 2重微分器からなり、

前記加算手段は、

前記 2重積分器の出力および前記 2重微分器の出力を反転して任意の係数を乗算して前記入力信号に加算する加算器からなる請求の範囲第 1項記載の音響波形強調処理装置。

6 . 入力音響信号を順次 2重積分する力スケ一ド接続された複数の 2重積分回路群と、

前記入力音響信号を順次 2重微分する力スケード接続された複数の 2重微分回路群と、

前記複数の 2重積分回路のうちの偶数番目の 2重積分回路の出力にそれぞれ第 1の係数を乗算する第 1の係数器群と、前記第 1の係数器群の出力を反転加算する第 1の加算回路と、

前記複数の 2重積分回路のうちの奇数番目の 2重積分回路の出力にそれぞれ第

2の係数を乗算する第 2の係数器群と、

前記第 2の係数器群の出力および前記第 1の加算回路の出力を反転加算する第

2の加算回路と、

を具備する音響波形強調処理装置。

7 . 入力音響信号の低音域および高音域の波形を強調する受動素子のみから構成される波形強調回路と、

を具備する音響波形強調処理装置。

8 . 入力音響信号を偶数次積分する第 1のステップと、

前記入力音響信号を偶数次微分する第 2のステップと、

を具備する音響波形強調処理方法。

9 . 前記第 1のステップは、前記入力音響信号を順次複数回 2重積分し、

前記再 2のステップは、

前記入力音響信号を順次複数回 2重微分し、

前記第 3のステップは、

前記第 4のステップで前記第 1の係数を乗算した 2重積分値を加算する第 5の前記第 2のステップの複数回の 2重微分値にそれぞれ第 2の係数を乗算する第 6のステップと、

前記第 6のステップで前記第 2の係数を乗算した 2重微分値を加算する第 7の前記第 5のステツプで加算された加算値および前記第 7のステツプで加算された加算値にそれぞれ第 3の係数および第 4の係数を乗算し、前記入力音響信号に加算する第 8のステップと

を具備する請求の範囲第 8項記載の音響波形強調処理方法。

1 0 . 前記第 1の係数を含む第 1の係数群および前記第 2の係数を含む第 2の係数群は、

所望の周波数一ゲイン特性に対応して決定される請求の範囲第 9項記載の音響波形強調処理方法。

1 1 . 前記第 3の係数および前記第 4の係数は、

前記入力音響信号に対する低音域および高音域の強調の度合いに応じて決定される請求の範囲第 9項記載の音響波形強調処理方法。