CN1317875C - 载波复原装置 - Google Patents

Abstract

本发明是一种载波复原装置，它将涉及VSB(残留边带)方式的数字电视接收机载波复原装置，尤其是它将路径低通滤波的基带Q信号，分成基带I信号来进行载波复原，所以即便接收信号中存在线性噪音(Ghost)，使经由低通滤波的基带Q信号的大小非常接近0时，也能很好地进行PLL(相位锁定)。另外，向除法器的输出乘以增益(k)，使S曲线的坡度跟没有反常回波的情形类似，所以在传输频道上存在着很大的反常回波，使导频信号的大小变得很小也能正确地进行载波复原。

Description

载波复原装置

技术领域

本发明是一种载波复原装置，它将涉及数字电视接收机，尤其将要涉及VSB(残留边带)方式的数字电视接收机载波复原装置。

背景技术

目前，韩国和美国的数字电视(以下简称DTV)广播标准所采用的残留边带(VSB)方式，要求利用现有的分配给模拟电视广播用的频率来播送广播信号。但是，为了最大限度地减小对现有模拟电视广播的影响，把数字电视信号的强度跟模拟电视信号的强度相比，以非常小的强度来进行播送。当然，在数字电视信号中为了减小噪音的影响，规定采用了各种编码方式和频道均衡器等方式；所以尽管信号强度很小，但是对接收数字电视信号不存在问题。可是，如果传送频道的情况非常恶劣，那么就不能正常的接收信号。通常数字电视的传送方式是在接收广播时，将会完全消除传送频道中发生的噪音，因此将具有能观看全然没有噪音的画面的长处；然而与之相反，如果不能完全复原传送的信号，那么将会有根本看不到画面的短处。因此，接收机不管是多么恶劣的传送频道的信号，应都能接收才行。

图1是一般残留边带方式的数字电视接收机的结构框图。如果调制成残留边带方式的RF(射频)信号通过天线101接收，那么调谐器102将选择用户所需的特定频道频率，然后将载于频道频率的射频频段的残留边带信号降到中频频段(IF；通常为44MHz，在模拟电视广播中广泛使用43.75MHz)，并去滤除其它频道的信号。

另外，将任意频道的频谱变换成中频通道信号的调谐器102的输出信号，将要通过用作消除邻道信号和消除噪音信号的声表面波(SAW)滤波器103。

这时，数字广播信号，举例来说在44MHz中频的6MHz频带中存在着所有的信息；因此在声表面波滤波器103从调谐器102的输出中只留下存在信息的6MHz频带，而余下的区段将全部清除掉，然后输出到中频放大器104。

中频放大器104为了使输出到后端模数转换器105的信号大小保持恒定，在声表面波滤波器103的输出信号上，将去乘上一个已经被计算的增益(gain)值。也就是说，为了让模数转换器105的输入信号大小保持恒定，要在中频放大器104中调整输入信号的增益，而有关这一信息则可直接从模拟信号抽取，也可以从模数转换器105后端的数字方框中抽取之后输出。输入到模数转换器105的信号是6MHz的通频带信号。而且，为了使输入到模数转换器105的6MHz的所有信号保持恒定的大小，要在中频放大器104中进行增益调整。

于是，模数转换器105，将从中频放大器104始终接收大小恒定的信号，然后进行数字化处理。

在模数转换器105中的被数字化的通频带信号在载波复原部106转为基带信号之后，输出到DC(直流)消除器107。这时，在载波复原部106中进行载波复原时使用的载波信号将变成频率为0Hz的直流成分。

即，直流成分是为了在载波复原部中进行载波复原，由发信部在发信信号中强行插入的。所以，在完成载波复原之后由发信部插入的直流成分就变得不需要了。而且，直流消除器107将从载波复原部106输出的基带信号中检出直流成分，并加以消除。

消除直流成分的基带数字信号将输出到同步处理部108和频道均衡器109。

通常，由GA(美国HDTV大联盟)提出的VSB传输方式跟其他的数字电视传输方式相比，可以说最令人注目的特点是导频信号，数据段的同步信号，还有字段同步信号。这些信号是为了提高载波复原和时钟复原等的特性，由发信部插入传送的。

另外，同步处理部108将去复原发信时插入在消除直流成分的信号中的数据段同步信号和字段同步信号。这样求得的同步信号将输出到频道均衡器109，相位补偿器110以及FEC(前向纠错)部。

频道均衡器109将利用基带数字信号和同步信号来消除包含在基带数字信号并引起符号之间干涉的振幅线性失真，和通过建筑物或山岭的反射生成的重像等之后，输出到相位补偿器110。

相位补偿器110将从频道均衡器109输出的信号消除在调谐器102中生成的残留相位噪音，然后输出到FEC部111。FEC部111则利用各个同步信号，将从消除相位噪音的信号中去复原发信符号，并以传输流的形态加以输出。

这时，由图1可知，所有经过模拟处理的信号在模数转换器105中转换成数字信号之后，将被输出到载波复原部106。而且，载波复原部106后端的所有数字处理方框，如果在载波复原部106中不形成载波复原，那么将无法进行工作。

图2示出了现在韩国和美国的数字电视标准中被定义的空间波信号的频率特性。各个频道的中心频率(fc)和导频(pilot)频率(fp)都不一样，但是在这里用fc表示中心频率，用fp表示导频频率。举例来说，地面波频道的带宽是6MHz，它的正中频率是中心频率(fc)，在传送信号上存在载波信号的频率称为导频频率(fp)。这时，使用导频频率单词来替代载波是，因为在传统的模拟电视信号上，为了使数字电视信号不去影响起见，将载波信号的大小压缩到很小(约13dB)的情况下进行传送的原因。

而且，在数字电视接收机的载波复原部106中，将正确地去复原在传送信号频率上的导频频率(fp)的位置，然后将其转换成基带信号。

现在，载波复原部106的最一般的算法器，如图3所示，将采用一个叫做FPLL(Frequency Phase Locked Loop：频率锁相环)的电路；由于这种电路制造简单，性能又优良，所以得到广泛的应用。也就是说，由FPLL构成的载波复原部106将从模数转换器105输出的通频带的I，Q信号解调成基带的I，Q信号，然后去锁定频率和相位。

由图3可以知道，在模数转换器105中被数字化的通频带的I，Q信号，将被输入到复数乘法器301。

复数乘法器301通过NCO308接收由载波复原部形成的复数载波，即正弦波(SIN)和余弦波(COS)之后，将去跟通过模数转换器105输出的通频带的I，Q信号分别相乘，借此把通频带的I，Q信号变成基带的I，Q信号。

基带的I，Q信号被输出到DC消除器107，与此同时为了载波复原，基带的I信号将被输出到第1低通滤波器302，而Q信号将被输出到第2低通滤波器305。

这时，在进行载波复原的载波复原部106只需要在6MHz中存在导频频率(fp)的频率周边的信号。因此，第1、第2低通滤波器302，305将从I，Q信号中消除存在数据成分的剩余的频率成份，以便防止降低载波复原部的性能。

也就是说，在基带的I，Q信号中导频频率将变成DC成分。严格的说，将变成DC成分周边的频率成份。这是由被输入的信号载波频率成分和在NCO308中生成的载波频率成份之间的差异而发生的。而且，只要存在DC周边的成分就能进行载波复原，因此将在第1、第2低通滤波器302，305中，将消除除了DC成分周边的信号之外的数据成分。

第1低通滤波器302的输出，将被输入到延迟器303。延迟器303将使消除数据成分的I信号i_LPF(t)延迟一定时间之后，输出到符号抽取器304。这时，由第1低通滤波器302输出的导频频率成分的I信号，在通过延迟器303时，如果导频频率将不能正确地变成DC成分，那么将会发生相当于该程度的相位误差。

而且，延迟器303将把被输入的通频带信号的导频频率成分和NCO308的载波频率成分之间的差异，变换成相位误差的形态之后输出到符号抽取器304。

符号抽取器304将只去抽取由延迟器303输出信号的符号，然后输出到乘法器306。乘法器306将把I信号的符号和消除数据成分的Q信号q_LPF(t)相乘之后作为相位误差输出到环形滤波器307。环形滤波器307将过滤并累计被输入的相位误差之后，输出到NCO308；而NCO308则按环形滤波器的输出比例生成复数载波(COS，SIN)，然后输出到复数乘法器301。复数载波跟以往相比，将变成一个接近被稍微多一些输入的信号载波频率成分的信号。如果反复这一过程，那么将在NCO308中发生一个几乎跟输入信号的载波频率成分相似的载波频率信号，并将输出到复数乘法器301；而复数乘法器301则将通频带信号转换成一个所需的基带信号。

也就是说，如果在被输入的通频带中载波信号成分的导频频率和在NCO308中发生的载波信号频率成份完全一致，那么载波复原部106的作用就结束。但是，实际上NCO308的自然特性和传输线路的特性的影响，只是具有互相类似的频率成分而已，两个载波信号的频率不可能完全一致。而且，在载波复原部106中，将校正互相不一致的频率成份，将把NCO308的频率换成一个使两个载波信号的频率一致起来。

如果在输入信号中没有线性噪音，那么由于数据大小和导频频率大小的相对大小总保持一定，因此对载波复原部106没有任何影响。

但是，如果存在线性躁音(ghost)，那么随着的线性噪音的延迟时间和相位差异，数据的大小和导频频率的相对大小将发生变化。

图4是当噪音的时间延迟约为1个符号区间时，通频带的频率曲线。图4a是相位差为0°时的频率特性，而图4b是相位差为180°时的频率特性。跟图2的频率特性相比，图4a的情形是导频频率的大小跟数据的大小相比更大。与此相反，图4b的情形是导频频率的大小跟数据的大小相比更小。

图5是当噪音的时间延迟约为10个符号区间时，通频带的频率曲线。图5a是相位差为0°时的频率特性，而图5b是相位差为180°时的频率特性。同样，图5a的情形是导频频率的大小跟数据的大小相比更大，但是，图5b的情形是导频频率的大小跟数据的大小相比更小。

下面，跟在图4和图5中那样，用数学式来解析一下在输入到模数转换器105的信号中，存在线性噪音，尤其是存在反常回波的情形。

首先，在没有反常回波的情形下，输入到模数转换器105的信号，将用下面的数学式1来表达。

【数学式1】

r(t)＝{I(t)+p}cos(ω_ct+ψ)-Q(t)sin(ω_ct+ψ)

式中，ω_c是在输入信号中存在的载波信号频率；ψ是载波信号的相位。另外，I(t)是由传送部想要传达的信息信号；Q(t)是I(t)的直交成分。另外，p是为了载波复原由传送部插入的导频频率信号。

在如图3所示的载波复原部的作用是，将正确地去复原数学式1中的载波频率ω_c和相位ψ，并把它们从数学式1中进行消除，然后传输到后面的数字处理部。

在载波复原部106中复原信号用下面的数学式2来表达。

【数学式2】

I(t)+p

式中，导频频率成分p将在后面的DC消除器107中被去除，并从I(t)信号中抽取信息。

如果，在传输频道中，因多重路径存在反常回波时，输入到模数转换器105的信号，将由数学式3来表达。

【数学式3】

r(t)＝{I(t)+p}cos(ω_ct+ψ)-Q(t)sin(ω_ct+ψ)

+α[{I(t-τ)+p}cos(ω_c(t-τ)+ψ+θ)-Q(t-τ)sin(ω_c(t-τ)+ψ+θ)]

式中，α是反常回波的大小；τ是延迟时间；θ是相位。

这时，如果将-ω_cτ+θ用θ_g来替代，那么数学式3可以用下面的数学式4来表达。

【数学式4】

r(t)＝{I(t)+p}cos(ω_ct+ψ)-Q(t)sin(ω_ct+ψ)

+α[{I(t-τ)+p}cos(ω_ct+ψ+θ_g)-Q(t-τ)sin(ω_ct+ψ+θ_g)]

如果把输入到模数转换器105的、跟数学式4相同的信号，在乘法器301中变换成基带信号，那么基带i(t)信号可用下面的数学式5来表达，而基带q(t)信号则可用下面的数学式6来表达。

【数学式5】

i(t)＝I′(t)cos(Δω_ct+ψ)-Q′(t)sin(Δω_ct+ψ)

【数学式6】

q(t)＝I′(t)sin(Δω_ct+ψ)+Q′(t)cos(Δω_ct+ψ)

式中，Δω_ct是输入信号的载波频率ω_c和在载波解调器中的NCO308的载波频率ω′_c的差值。

而且，数学式5、6中，Δω_ct，I′(t)以及Q′(t)用下面的数学式7、8、9来表达。

【数学式7】

Δω_ct＝ω_c-ω′_c

【数学式8】

I′(t)＝{I(t)+p}+αcos(θ_g){I(t-τ)+p}-αsin(θ_g)Q(t-τ)

【数学式9】

Q′(t)＝Q(t)+αcos(θ_g)Q(t-τ)+αsin(θ_g){I(t-τ)+p}

这时，在输入信号中即便存在反常回波，对补偿两个载波信号频率差Δω_ct的作用(FLL：频率锁定)影响不大。另外，PLL(锁相)过程在一定程度上也能去补偿频率差。

另外，假设两个载波信号的频率相同(这在以后的本发明中也一样适用)。即，设Δω_ct＝0，然后设法去正确地补偿两个载波信号的相位差。

于是，数学式5和6，可以用下面的数学式10和11来表达。

【数学式10】

i(t)＝I′(t)cos(ψ)-Q′(t)sin(ψ)

【数学式11】

q(t)＝I′(t)sin(ψ)+Q′(t)cos(ψ)

如果让数学式10和11的i(t)和q(t)信号，分别通过只去抽取DC成分的第1和第2低通滤波器302和305，那么跟数学式12和13一样，I(t)和Q(t)的数据成分都将被消除，只会剩下导频频率成分。

【数学式12】

i_LPF(t)＝p[{1+αcos(θ_g)}cos(ψ)-αsin(θ_g)sin(ψ)]

＝p{cos(ψ)+αcos(ψ+θ_g)}

【数学式13】

q_LPF(t)＝p[{1+αcos(θ_g)}sin(ψ)+αsin(θ_g)cos(ψ)]

＝p{sin(ψ)+αsin(ψ+θ_g)}

如果，假设反常回波的大小跟原信号的大小相同，即α＝1，那么数学式12和13可用下面的数学式14和15来表达。

【数学式14】

i_LPF(t)＝2pcos(θ_g/2)cos(ψ+θ_g/2)

【数学式15】

q_LPF(t)＝2p cos(θ_g/2)sin(ψ+θ_g/2)

假如，使用如图3所示的FPLL时，因为当两个载波信号没有频率差时频率误差为0，延迟器303将起不到任何作用。另外，延迟器303的输出信号符号总是一定的。即，符号有时总为(+)，有时总为(-)。这是由于在FLL过程中，相位在0°附近收敛时总是要具有正值，而在180°附近收敛时总是要具有负值所致。

另外，在校正两个载波信号的相位差的PLL过程中，q(t)信号和总是‘1’或‘-1’在乘法器306中相乘之后再被输出。这是在PLL过程中，i(t)没有什么更多意义，而q(t)的大小成为相位差，起到将其以‘0’输出的作用。

假如输入的信号中没有反常回波，那么q_LPF(t)可用下面的数学式16来表达。

【数学式16】

q_LPF(t)＝psin(θ_g)

其中，为了使q_LPF(t)变为0来发送，就将两个载波信号的相位差成分的ψ变为0来发送即可。而且，由于q_LPF(t)的大小总等于导频频率成份的大小‘p’，因此可以得到如图6所示的S曲线(S-curve)。其中，因为‘p’的大小对进行PLL足够大，所以能正常进行将ψ变为0来发送的PLL过程，进而使载波解调器进行正常的工作。

但是，如数学式15那样存在反常回波时，将会得到如图7所示的S曲线。在数学式15中相当于导频频率的q_LPF(t)的大小

2pcos(θ_g/2)总是不稳定的，它将根据θ_g值在‘0~2p’之间变化。即，当大小接近‘0’时，将相当于图4a和图5a的情形；当大小接近‘2p’时，将相当于图4b和图5b的情形。另外，PLL的收敛位置sin(ψ+θ_g/2)是ψ+θ_g/2＝0，而不是ψ＝0。

在图7的S曲线中，当大小2pcos(θ_g/2)比‘p’大时，PLL将能正常进行；但是比‘p’小时，尤其是其值非常接近0时，由于S曲线的坡度太弯曲，将无法进行PLL。另外，大小便为0时，q_LPF(t)将始终变为0，因此完全无法进行PLL过程。但是，q_LPF(t)＝0的情形是在接收信号中不存在载波成分的情形。这时不论什么情况都无法进行PLL，所以将不去考虑这种情况。

另外，在前面假定的正常进行的FLL过程中，如果q_LPF(t)信号的大小接近于0，那么由于无法正确地接收必要的信息，所以不能正常动作。结果，当q_LPF(t)信号的大小2pcos(θ_g/2)非常接近于0时，如图3的FPLL将起不到任何作用，因而将会造成整个接收机不能正常工作的问题。

发明内容

本发明就是为了解决上述的问题而开发的。本发明的目的是将提供一种载波复原的装置，以便去除在传送频道上由于存在多重路径而造成的噪音(Ghost)，以及在经低通滤波的Q信号大小非常接近于0的情况下，也能使其能很好地进行PLL(锁定相位)。

本发明的目的是这样实现的：载波复原装置将具有下述的特征，即：将经过低通滤波的基带Q信号分成基带I信号来进行载波复原，因此在接收信号中存在线性噪音的情况下，也能正确地进行载波复原。

它设有一个将通频带的I，Q信号和跟相位误差成比例的复数载波分别相乘来把通频带的I，Q信号转变成基带的I，Q信号用的复数乘法器；设有一个只去分别过滤包括在基带I，Q信号中的导频频率成分的I，Q信号之后加以输出的滤波器；设有一个将过滤的Q信号作为被除数，把过滤的I信号作为除数来进行除法运算，然后将其结果加以输出的除法器；设有一个将通过滤波器输出的导频频率成分的I信号，延迟一定时间之后，抽取符号，再与除法器的输出信号相乘，然后把相乘的结果作为相位误差来进行输出的相位误差检出部；设有一个将去过滤并累计由相位误差检出部输出的相位误差，然后生成一个正比于累计相位误差的复数载波，然后向复数乘法器加以输出的过滤器以及振荡器。

本发明的载波复原装置，还具有下述的特征，即：该装置还包括一个将向除法器的输出上乘以增益(k)，然后输出到乘法器的增益部来构成。

本发明的有关其他的目的、特征以及优点，将在参照附图对实例进行详细说明中，会更加清楚。

如上所述，本发明的载波复原装置，由于将路径低通滤波的基带Q信号，分成基带I信号来进行载波复原，所以即便接收信号中存在线性噪音(Ghost)，仍能进行正确的载波复原。尤其是，经低通滤波的基带Q信号的大小非常接近0时，也能很好地进行PLL。

另外，向除法器的输出乘以增益(k)，使S曲线的坡度跟没有反常回波的情形类似，所以在传输频道上存在着很大的反常回波，使导频信号的大小变得很小也能正确地进行载波复原。

附图说明

图1是一般数字电视接收机的结构框图。

图2是示出一般无线电波信号的频率特性的频谱图。

图3是图1的载波复原部的详细框图。

图4a、图4b是示出有延迟约1个符号线性噪音情形的无线电波信号频率特性的频谱图。

图5a、图5b是示出有延迟约10个符号线性噪音情形的无线电波信号频率特性的频谱图。

图6是示出在输入信号中没有反常回波时，被生成的S曲线的一例图。

图7是示出在输入信号中有反常回波时，被生成的S曲线的一例图。

图8是示出一个在本发明第一实例的载波复原装置中，输入信号有反常回波时，被生成的S曲线的一例图。

图9是本发明第一实例的载波复原装置的结构框图。

图10是本发明第二实例的载波复原装置的结构框图。

图11是示出一个在本发明第二实例的载波复原装置中，输入信号有反常回波时，被生成的S曲线的一例图。

            附图主要部分的符号说明

501，701：复数乘法          502，505，702，705：低通滤波器

503，703：延迟器            504，704：符号抽取器

506，706：除法器            507，708：乘法器

508，709：环形滤波器        509，710：NCO(数控振荡器)

707：增益部

                  【附图】

【图1】

102：调谐器                  103：SAW滤波器

104：IF放大器                106：载波复原部

107：DC消除器                108：同步处理部

109：频道均衡器        110：相位校正器

301：复数乘法器        302：低通滤波器

303：延迟器            304：符号抽取器

305：低通滤波器        306：乘法器

307：环形滤波器

【图9】

501：复数乘法器        502：低通滤波器

503：延迟器            504：符号抽取器

505：低通滤波器        506：除法器

507：乘法器            508：环形滤波器

【图10】

701：复数乘法器        702：低通滤波器

703：延迟器            704：符号抽取器

705：低通滤波器        706：除法器

707：增益部(k)         708：乘法器

709：环形滤波器

具体实施方式

下面，参照附图对本发明实例的结构及其作用进行说明。

在附图上被图示的，而且对其进行说明的本发明的结构及其作用，只不过是作为一个实例所作的说明而已，它将不会限定本发明的技术思想，核心结构及其作用。

首先，如数学式15那样存在着反常回波的情形下，曾经提到相当于导频频率的q_LPF(t)的大小2pcos(θ_g/2)总是不稳定的，它将根据θ_g值在‘0~2p’之间变化；另外，PLL的收敛位置sin(ψ+θ_g/2)是ψ+θ_g/2＝0，而不是ψ＝0。但是，由于输入信号已被失真，而且载波解调器又没有对θ_g/2的信息，所以将无法收敛到ψ＝0。然而，在载波复原部中的主要目的是将跟输入信号的载波成分进行正确的同步，以抽取基带信号，所以如果能正确地收敛到一个通过事先未知的噪音而被失真的输入信号上，那么它就完成了自己的作用，而与收敛的位置无关。

另外，在本发明中，其目的在于将正确地收敛到载波复原部接收的信号上，所以将忽视由于输入信号的失真而引起的收敛位置的变化。

即，在本发明中，即便经低通滤波的基带Q信号(q_LPF(t))的大小非常接近0的情况下，也要它很好地进行PLL。

为此，将数学式14和15可以用另一种方式的数学式17和18来表达。

【数学式17】

i_LPF(t)＝kcos(ψ+θ_g/2)

【数学式18】

q_LPF(t)＝ksin(ψ+θ_g/2)

其中，k＝2pcos(θ_g/2)。现在的载波解调器在PLL过程中只采用q_LPF(t)，所以在信号变小的情况下，不能进行PLL的情况较多。

在本发明中，为了解决这一问题，如果把数学式18用数学式17来除，那么将得到下面的数学式19。

【数学式19】

q′_LPF(t)＝q_LPF(t)/i_LPF(t)＝tan(ψ+θ_g/2)

如果按数学式19来计算S曲线，那么将会得到如图8所示的，大小总是一定的S曲线，而与反常回波存在与否无关。

数学式19的情形相当于α＝1时的情形，即反常回波的大小跟原信号的大小相同的情形。

假如，α不等于1时如果进行q_LPF(t)/i_LPF(t)运算，那么将可以用下面的数学式20来表达。

【数学式20】

q′_LPF(t)＝tan(ψ+θ′_g)

其中，θ′_g＜θ_g/2。

另外，反常回波的大小α小于1时，也同样可以得到如图8所示的，大小总是一定的S曲线，因此FPLL的过程进行的很好。

图9是以硬件图示的载波复原过程，相当于本发明的第1实例。即，它多了一个除法器506，该除法器将把第2低通滤波器505的输出作为被除数，而把第1低通滤波器502的输出作为除数来进行除法运算，然后将其结果输出到乘法器507。

由图9可知，在模数转换器105中被数字化的通频带的I，Q信号，将输入到复数乘法器501。复数乘法器501通过NCO509接收由载波复原部形成的复数载波，即正弦波(SIN)和余弦波(COS)之后，将去跟通过模数转换器105输出的通频带的I，Q信号分别相乘，借此把通频带的I，Q信号变成基带的I，Q信号。

基带的I，Q信号被输出到DC消除器107，与此同时为了载波复原，基带的I信号将被输出到第1低通滤波器502，而Q信号将被输出到第2低通滤波器505。

这时，在进行载波复原的载波复原部106只需要在6MHz中存在导频频率(fp)的频率周边的信号。因此，第1、第2低通滤波器502，505将从I，Q信号中消除存在数据成分的剩余的频率成份，以便防止降低载波复原部的性能。也就是说，只要存在DC周边的成分就能进行载波复原，因此将在第1、第2低通滤波器502，505中，将消除除了DC成分周边的信号之外的数据成分。

第1低通滤波器502的输出，将被输入到延迟器503和除法器506。延迟器503将使消除数据成分的I信号i_LPF(t)延迟一定时间之后，输出到符号抽取器504。即，延迟器503将把被输入的通频带信号的导频频率成分和NCO509的载波频率成分之间的差异，变换成相位误差的形态之后输出到符号抽取器504。

符号抽取器504将只去抽取由延迟器503输出信号的符号，然后输出到乘法器507。

另外，第2低通滤波器505的输出也将输入到除法器506。除法器506将把第2低通滤波器505的输出q_LPF(t)作为被除数，而把第1低通滤波器502的输出i_LPF(t)作为除数，如数学式19或者数学式20那样进行除法运算q′_LPF(t)＝q_LPF(t)/i_LPF(t)，然后将其结果，即：

tan(ψ+θ_g/2)或者tan(ψ+θ′_g)输出到乘法器507。

乘法器507将把I信号的符号和除法器506的输出相乘之后，求出当前两个载波信号的相位误差成分，然后输出到环形滤波器508。环形滤波器508将过滤并累计被输入的相位误差之后，输出到NCO509；而NCO509则按环形滤波器的输出比例，去生成复数载波(COS，SIN)，然后输出到复数乘法器501。

在图9的情形下，在PLL中将使用如图8所示的S曲线。即，由于消除了从导频频率抽取的S曲线的大小随反常回波进行的变化，所以能始终维持一定的S曲线的大小。

但是，当导频频率的大小p如果比1大得多，那么图8的S曲线的坡度变得太低，有时无法进行PLL。

图10是为了适应这种情形的本发明第二实例的载波复原装置结构框图。

由图10可知，在除法器706和乘法器708之间多设了一个增益部707，以便确保S曲线的坡度。

在利用如图10所示的载波复原装置时，在增益部707中乘上的增益k如果跟p相同，那么相应的S曲线将和图11中的实线相同。

另外，图11的虚线跟图6的S曲线相同。如果使用如图10所示的载波复原部，那么即便传送频道上存在很大的反常回波(α≈1)，也能正确地进行载波复原。另外，在没有反常回波的情形下，为了使S曲线也能保持相同的特性，将要增大S曲线的坡度。

通过上述的说明，如果是专业人员都会知道，在不脱离本发明的技术思想范围内，可以进行各种变更和修订。

而且，本发明的技术范围，将不被限定在实例中记载的内容，而是应该根据专利的权利要求来界定。

Claims (3)

1、载波复原装置，将被数字化的特定频道的通频带信号，通过载波复原变换成基带信号，其特征在于：

设有一个将通频带中的由传送部传达的信息信号I及其直交部分信号Q和跟相位误差成比例的复数载波分别相乘来把通频带的I，Q信号转变成基带的I，Q信号用的复数乘法器；

设有一个只去分别过滤包括在基带I，Q信号中的导频频率成分的I，Q信号之后加以输出的滤波器；

设有一个将过滤的Q信号作为被除数，把过滤的I信号作为除数来进行除法运算，然后将其结果加以输出的除法器；

设有一个将通过滤波器输出的导频频率成分的I信号，延迟一定时间之后，抽取符号，再与除法器的输出信号相乘，然后把相乘的结果作为相位误差来进行输出的相位误差检出部；

设有一个将去过滤并累计由相位误差检出部输出的相位误差，然后生成一个正比于累计相位误差的复数载波，然后向复数乘法器加以输出的过滤器以及振荡器。

2、根据权利要求1所说的载波复原装置，其特征在于：

还设有一个向除法器的输出乘以增益之后，向乘法器进行输出的增益部。

3、根据权利要求1所说的载波复原装置，其特征在于：设有一个将在由复数乘法器输出的基带I信号中，消除数据成分，并只去输出导频频率成分的I信号的第1低通滤波器；设有一个将在由复数乘法器输出的基带Q信号中，消除数据成分，并只去输出导频频率成分的Q信号的第2低通滤波器。

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