CN1106115C - 在电视信号接收机中复原数字载波的装置及方法 - Google Patents

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Abstract

一种利用导频信号的通信方式的接收系统的数字载波复原装置及方法，该装置包括：第一变频器，用于将滤波器的输出信号变频到数字信号处理频带；第一相位分离器，它输出第一I、Q信号；低通滤波器及第二相位分离器，它输出第二I、Q信号；第二变频器及第三变频器，用于分别将第一I、Q信号及第二I、Q信号与固定的本振频率相混频；以及调谐校正单元，用于检测频率及相位误差及将第二调谐频率加到调谐单元并对其进行校正。

Description

在电视信号接收机中复原数 字载波的装置及方法
本发明涉及一种电视信号接收系统，更具体地说涉及高清晰度电视接收机中的一种载波复原装置，用于利用导频信号来补偿载波信号的频率和相位偏移，从而只让载波信号的频带准确地通过。
在该电视信号接收机中的数字载波复原装置及方法的本发明以韩国专利申请NO.20772/1995为基础，本说明书将其引入作为通用的参考。
在随载波一起传送导频信号的通信方式中有残留边带(VSB)、双边带(DSB)和单边带(SSB)。此时，为了准确地复原载波，在发送时将导频信号随同载波一起传送。图1表示将导频信号随载波一起传送的通信方式的一个实施例。
图1示出了作为美国八进制残留边带(VSB)高清晰度电视接收机的部件的调谐单元、中频(IF)单元和载波复原装置。图1的VSB HD TV接收机是在UnitedStates Advanced Television System Committee于1995年4月12日发行的“Guide tothe Use of the Digital Television For High Definition Television(HDTV)Transmission”，P 100中披露的。
下面参照图1来描述该接收机的接收操作。通过天线接收到的射频(RF)信号被加到双重变换调谐器2。该双重变换调谐器2用频率合成器8所产生的固定的本机振荡(或本振)信号LO1来调谐该接收到的RF信号，从而将该调谐信号变换为920 MHz的第一IF信号。此时，双重变换调谐器2响应接收机的自动增益控制(AGC)进行对输出信号的增益控制。从双重变换调谐器2输出的IF信号作为有一定带宽的IF信号通过表面声波(SAW)滤波器4进行滤波。参照图3所示的频谱，该SAW滤波器4具有将IF信号过滤到例如6MHz带宽(41至47MHz)的特性。此时，作为一个例子，导频信号位于SAW滤波器4频带内IF信号上截止频率的3dB处。
通过SAW滤波器4的6MHz带宽的IF信号在IF放大器6中放大，然后加到载波复原装置10。此时，放大器的增益由从接收机输出的自动增益控制AGC来决定。
图1的接收机的载波复原装置10通常称为锁频和锁相环(以下称为“FPLL”)。载波复原装置10从已解调的基带信号中提取频率误差及相位误差，并以此给双重变换调谐器2提供本振信号LO2。所以双重变换调谐器2在本振信号LO2的基础。上精密地校正由本振信号LO1产生的调谐，从而进行更精密的调谐。
载波复原装置10的特别详细的资料已在“IEEE Trans.on ConsumerElectronics”Vol.CE-23 NO 3，p358至p365中公开。
以下将详细描述载波复原装置10的工作。载波复原装置10的本机振荡器12产生一定MHz的本振信号LO3以将从IF放大器6输出的IF信号的频率变换到基带。本振信号LO3在移相器14内被移相90°，然后被加到第一混频器16。另一方面，本振信号LO3被直接加到第二混频器18。
因此，从IF放大器6输出的已放大的IF信号在第一混频器16中与移相90°的本振信号LO3相乘(调谐)，然后通过第一低通滤波器(LPF1)20进行频率变换成为基带信号。另外，放大的IF信号在第二混频器18中与本振信号LO3相乘(调谐)，然后通过第二低通滤波器(LPF2)22进行频率变换成为基带信号。这里，从第一混频器16输出I信号，而从第二混频器18输出Q信号。并且，第一低通滤波器20起着消除I信号的二次谐波分量(视频分量)及只让I信号的基带信号通过的作用。同样，第二低通滤波器22起着消除Q信号的二次谐波分量(视频分量)及只让Q信号的基带信号通过的作用。
此时，当在双重变换调谐器2中进行了准确调谐时，输入到第一低通滤波器20的I信号的基带信号中的导频信号位于0Hz，当调谐不准确时，该导频信号位于正的或负的基带处。此时，应当注意，在SAW滤波器4不能过滤导频信号的情况下，载波就不能在载波复原装置10中复原。因此，当导频信号位于正的或负的基带处时，产生了频率偏移(即载波解调频率之间的差异)。发生该频率偏移是因为在双重变换调谐器2中应当调谐的频率与实际调谐的频率二者并不一致。
在产生频率偏移的情况下，第一低通滤波器20的输出信号(I信号)成为余弦波，第二低通滤波器22的输出信号(Q信号)则成为正弦波。此时，第一低通滤波器20的输出信号(I信号)通过自动频率控制低通滤波器(以下称作“AFC LPF”)和限幅器26被变换成正弦波。AFC LPF 24可以使第一低通滤波器20的输出信号(I信号)的导频信号跟随待检测的频率。由于所述的频率偏差，从限幅器26输出的+1或-1信号随时间而变化。
限幅器26的输出信号在混频器30中与第二低通滤波器22的输出信号(Q信号；正弦波)相乘并被变换成直流(DC)信号。该DC信号通过自动相位控制低通滤波器(以下称作“APC LPF”)32，然后控制电压控制振荡器(以下称作“VCO”)34以消除频率偏差。VCO 34响应APC LPF 32的频率偏差消除控制信号，使得本振信号LO2被输入到双重变换调谐器2。
如果频率偏差完全被上述控制消除，限幅器26的输出信号成为固定的+1或-1信号而不随时间变化。这意味着没有频率偏差。只有第二低通滤波器22的输出在混频器中起作用，使得载波复原装置10执行一个锁相环(以下称作“PLL”)的任务。此时，混频器30的输出通过APC LPF 32后控制VCO 34，从而消除残留的相位误差。
综观载波复原装置10的工作，提取了载波信号、解调频率信号和频率偏移，一个环路的操作校正了频率偏差，然后另一个环路自动操作跟踪了相位误差。
再有，在图1的载波复原装置10中，频率捕捉范围是相对低的+100KHz至-100KHz。再者，根据SAW滤波器4的滤波特性，用于复原载波的所发送的导频信号应当从6MHz的频带宽度中提取。因此，从导频信号的观点看，6MHz带宽信号除了输入到AFC LPF 24的信号中的导频信号之外成了噪声分量。
此外，因为只有6MHz带宽的信号准确地通过SAW滤波器4，所以在载波偏移过大的情况下导频信号位于SAW滤波器4的带宽之外。此时载波复原装置10决不会找到导频信号，因而不可能复原该载波。
本发明的一个目的是提供一种数字载波的复原装置及方法，用于即使频率偏移很大也能容易地复原载波。
本发明的另一个目的是提供一种数字载波的复原装置及方法，用于数字处理载波的复原。
本发明的又一个目的是提供一种数字载波的复原装置及方法，用于预先地移动和调谐频率，从而校正频率偏移。
本发明的再一个目的是提供一种数字载波的复原装置及方法，用于任意地使复原载波用的频率捕捉范围可变。
为了达到这些和其他的一些目的，提供了一种利用传送导频信号的通信方式的接收系统的数字载波复原装置，包括：
调谐单元，用于接收包含所述导频信号的无线电信号，及用于将所述无线电信号调谐到对应于用户所选择的频道的第一调谐频率，从而由此输出中频信号；
滤波器，用于将所述中频信号滤波成所述导频信号能够通过的特定频率带宽；
第一变频器，用于将所述滤波器的输出信号变频成能够进行数字信号处理的频带；
信号变换器，用于将所述第一变频器的输出信号变换成数字信号；
第一相位分离器，与所述信号变换器的输出端相连接，用于分离所述数字信号的相位，从而由此输出第一I信号和第一Q信号；
低通滤波器和第二相位分离器，与所述信号变换器的输出端相连接，用于对所述数字信号作低通滤波和相位分离，从而由此输出第二I信号和第二Q信号；
第二变频器，与所述第一相位分离器的输出端相连接，用于将所述第一I信号和所述第一Q信号与固定的本振频率混频，从而由此输出基带的第一I信号和第一Q信号；
第三变频器，与所述低通滤波器和第二相位分离器的输出端相连接，用于将所述第二I信号和所述第二Q信号与所述固定的本振频率混频，从而由此输出基带的第二I信号和第二Q信号；以及
调谐校正单元，接收来自所述第三变频器的所述基带的第二I信号和第二Q信号，用于由所述基带的所述第二I信号的所述导频信号来检测频率误差及从所述基带的所述第二Q信号中检测相位误差，从而由此产生作校正所述频率误差和所述相位误差用的误差校正值，并用于将第二调谐频率加到所述调谐单元，从而使所述调谐单元校正所述第一调谐频率，其中所述第二调谐频率是通过将为所述第一调谐频率的初始偏移而准备的预先校正频率值加到所述误差校正值上而获得的。
为了达到这些和其他的一些目的，还提供了一种利用传送导频信号的通信方式的接收系统的数字载波复原装置，包括：
调谐单元，用于接收包含所述导频信号的无线电信号，以及用于将对应于用户所选择的频道的第一调谐频率与为所述第一调谐频率的初始偏移而准备的预备校正频率相加并将所述无线电信号调谐到第二谐振频率，从而由此输出中频信号；
滤波器，用于将所述中频信号滤波成所述导频信号能通过的特定频带宽度；
第一变频器，用于将所述滤波器的输出信号变频到数字信号处理的频率基带；
信号变换器，用于将所述第一变频器的输出信号变换成数字信号；
第一相位分离器，与所述信号变换器的输出端相连接，用于分离所述数字信号的相位，从而由此输出第一I信号和第一Q信号；
低通滤波器及第二相位分离器，与所述信号变换器的输出端相连接，用于低通滤波所述数字信号，从而由此输出第二I信号和第二Q信号；
第二变频器，与所述第一相位分离器的输出端相连接，用于将所述第一I信号和第一Q信号与本振频率相混频，从而由此输出基带的第一I信号和第一Q信号；
第三变频器，与所述低通滤波器和第二相位分离器的输出端相连接，用于将所述第二I信号和第二Q信号与所述本振频率相混频，从而由此输出基带的第二I信号和第二Q信号；以及
调谐校正单元，接收来自所述第三变频器的所述基带的第二I信号和第二Q信号，用于由所述基带的所述第二I信号中的所述导频信号来检测频率误差及从所述基带的第二Q信号检测相位误差，并用于产生校正所述频率误差和所述相位误差用的误差校正值，从而由此校正所述本振频率。
为了达到这些和其他的一些目的，还提供了一种在利用随所述载波一起传送导频信号的通信方式的电视接收机中复原载波的方法，包括以下步骤：
用预先设置的第一调谐频率将含有所述导频信号的所接收的无线电波调谐到中频；
将所述中频信号仅仅滤波成所述导频信号能通过的特定频带；
将所述特定频带滤波后的信号第一变频到数字信号处理频带；
将所述第一变频后的信号变换成数字信号；
分离所述数字信号的相位从而由此输出第一I信号和第一Q信号，以及对所述数字信号进行低通滤波及相位分离，从而由此输出第二I信号和第二Q信号；
进行第二变频，其方法是所述第一I信号及所述第一Q信号与固定的本振频率相混频从而由此输出基带的第一I信号和第一Q信号，及将所述第二I信号和所述第二Q信号与所述固定的本振频率相混频从而由此输出基带的第二I信号和第二Q信号；以及
用所述基带的所述第二I信号中的所述导频信号来检测频率误差，以及从所述基带的所述第二Q信号来检测相位误差，从而由此产生校正所述频率误差和所述相位误差用的误差校正值，以及将为所述第一调谐频率的初始偏移而准备的预备校正频率值与所述误差校正值相加，从而由此进行控制以校正所述第一调谐频率。
为了达到这些和其他的一些目的，还提供了一种在利用随所述载波一起传送导频信号的通信方式的电视接收机中复原载波的方法，包括以下步骤：
接收含有所述导频信号的无线电信号，将对应于用户所选择的频道的第一调谐频率与为所述第一调谐频率的初始偏移而准备的预备校正频率相加并将所述无线电信号调谐到第二调谐频率，从而由此输出中频信号；
将所述中频信号滤波成所述导频信号能通过的特定频带宽度；
将所述滤波后的信号第一变频成数字信号处理频带；
将所述第一变频后的信号变换成数字信号；
分离所述数字信号的相位从而由此输出第一I信号及第一Q信号，并对所述数字信号进行低通滤波和相位分离从而由此输出第二I信号和第二Q信号；
进行第二变频，其方法是将所述第一I信号和所述第一Q信号与本振频率相混频，从而由此输出基带的第一I信号和第一Q信号，以及将所述第二I信号和第二Q信号与所述本振频率相混频，从而由此输出基带的第二I信号和第二Q信号；以及
用所述基带的所述第二I信号中的所述导频信号来检测频率误差及从所述基带的第二Q信号来检测相位误差以便产生校正所述频率误差和所述相位误差用的误差校正值，从而由此校正所述本振频率。
在准备对可能有偏移的载波进行调谐时，通过预先以相反方向偏移一定大小的频率来进行变频，使得导频信号能够完全地存在对应于SAW滤波器带宽的基带以及低通滤波器带宽的带宽范围之内。
下面将参照附图对本发明作详细描述，图中，相同的数字表示相同或相似的部分。
图1表示美国八进制残留边带(VSB)高清晰度电视接收机的调谐单元、中频(IF)单元及载波复原装置(即，频率与相位锁定环(FPLL))。
图2表示按照本发明所述的调谐单元、中频(IF)单元及载波复原装置(即，频率与相位锁定环(FPLL))。
图3是频谱图，该图表示在载波调谐为理想的情况下在表面声波(SAW)滤波器带宽范围内存在的中频(IF)信号中的导频信号。
图4是频谱图，该图表示在载波调谐被偏移的情况下在表面声波(SAW)滤波器带宽终端部分内存在中频(IF)信号中的导频信号。
图5是频谱图，该图表示在载波调谐的偏移准备中进行载波调谐补偿时在表面声波(SAW)滤波器带宽范围内充分存在的导频信号。
图6是频谱图，该图表示在如图3那样载波调谐是理想的情况下载波复原装置能够用表面声波(SAW)的带宽和低通滤波器的带宽检测导频信号的充裕区间。
图7是频谱图，该图表示，通过如图5那样的补偿，载波复原装置能够检测到导频信号的有充分保证的充裕区间。
图8至10表示按照本发明所述的载波复原装置的种种实施例。
下面将参照附图详细描述根据本发明所述的一个优选实施例。
为了清楚地理解本发明，参照图3、4和5来描述频谱。
在本发明中，假定通过双重变换调谐器2的中频(IF)信号的3 dB带宽在41.31至46.69MHz的范围内，如图3所示，还假定导频信号是46.69MHz。这是美国八进制残留边带高清晰度电视的标准。
因此，如果IF信号通过SAW滤波器4，则除了41.31至46.69MHz的频带之外，IF信号中的频率分量完全被消除。然而，在如图4那样由双重变换调谐器2所进行初始调谐和变频的IF信号被偏离多达0.3MHz(即，该IF信号的中心频率由44MHz改变到44.3MHz)的情况下，导频信号就不在SAW滤波器4的3dB滤波带宽范围内。参看图4，导频信号变成了46.99MHz，因此变得不在SAW滤波器4的3dB滤波带宽范围之内。
对双重变换调谐器2和数值控制振荡器(以下称作“NCO”)进行控制，使得当频率如图4所示被偏离多达0.3MHz时从双重变换调谐器2输出的IF信号被变换成图3的IF的信号。控制双重变换调谐器2的实施例将参照图2和图8加以描述。控制NCO 58的实施例将参照图9和图10加以描述。此时，为了将双重变换调谐器2输出的IF信号校正成如图3所示的样子，从相反方向以所偏离的频率大小的量来偏移和调谐双重变换调谐器2。从相反方向以所偏离的频率大的量实行偏移和调谐，靠的是控制在系统接通的时刻作为本振信号LO2输入到双重变换调谐器2的VCO 78的输出频率，还靠的是控制NCO 58的本振信号。
如果用本振信号LO2从相反方向偏移和调谐双重变换调谐器2，则如图5所示IF信号中的导频信号实际上变为46.39MHz(在载波调谐为理想的情况下导频信号变为46.69MHz)。因此，46.39MHz的导频信号完全存在在SAW滤波器4的滤波带宽范围内。
为了使从双重变换调谐器2输出的图2的IF信号成为图5的IF信号，图2表示了按照本发明所述的结构的一个实施例。
图2表示按照本发明所说的接收机的调谐单元、IF单元和载波复原装置(即，FPLL)。在图2中，双重变换调谐器2、SAW滤波器4和IF放大器6与图1的完全相同。
在IF放大器6中被放大的IF信号在混频器44内与从第三本振器42产生的本振信号LO3相乘(调谐)，由此而被变频成近于基带的信号。在本发明中，将描述一个实施例，在其中从混频器44输出的、如图3所示的46.69MHz的导频信号被变频成为如图6所示的2.69MHz的导频信号。换句话说，第三本振器42的本振信号LO3的频率是46.69MHz和2.69MHz之和。二次谐波分量(视频分量)通过第一低通滤波器46被从混频器44的输出信号中消除，然后第一低通滤波器46的输出信号通过模拟至数字变换器(以下称作“A/D变换器”)48被变换成数字信号。然后，变换后的数字信号被加到载波复原装置10。第三本振器42和混频器44这二个单元将信号的频带变换成低频带以便可能在A/D变换器48中对该信号作数字处理。
按照本发明所述的载波复原装置50包括：相位分离器54，低通滤波器和相位分离器56，NCO 58，混频器60及62，频率误差快速响应检测器64，频率误差精密检测器66，锁定检测器70，复接器72，混频器74，APC LPF 76以及VCO78。
经过A/D变换器48变换成的数字信号通过第一相位分离器54被分离为复数信号I1及Q1。然后，该复数信号I1及Q1与固定在混频器60内的NCO 58的振荡频率的复数信号I0及Q0相乘，并被变换成基带。此时，第一相位分离器54进行Hilbert变换，从而由此输出复数信号I1及Q1。
另外，经过A/D变换器48变换成的数字信号也通过低通滤波器及第二相位分离器56而被分离成复数信号I2及Q2。然后，该复数信号I2及Q2与固定在混频器60内的NCO 58的振荡频率的复数信号I0和Q0相乘，从而被变频成基带。在本实施例中，NCO 58的固定振荡频率是2.69MHz，作为将A/D变换器48的输入信号的引导频率变换成基带的频率值。在从NCO 58输出的2.69MHz振荡频率的复数信号分量I0和Q0中，I0是代表实数的信号而Q0是代表虚数的信号。
在低通滤波器和第二相位分离器56中，Hilbert变换是在第二相位分离器中完成的，低频带的一定信号通过了低通滤波器。此时，要求将该低通滤波器的延时元件的抽头长度设置得与上面的信号通路的第一相位分离器的延迟时间一样长。因此，在混频器60及62中相乘后的两个信号变成了位于同一时刻。作为按照本发明所述的低通滤波器的一个例子，滤波带宽是如图6所示的0～3.29MHz。可以根据所需的频率捕捉范围来决定该滤波带宽的变动。
从低通滤波器和第二相位分离器56输出的复数信号I2及Q2与固定在混频器62内的NCO 58的复数信号I0及Q0相乘，从而被变频成基带。此时，正是在混频器62内将相乘后的复数信号I2及Q2变换成由正的频率边带所产生的基带频率。
在载波调谐为如图3所示的理想情况下，从混频器62输出的输出信号的频带(频率捕捉范围)是在如图6所示的2.69MHz和3.29MHz之间。此时导频信号是2.69MHz，它位于频率捕捉范围的边缘处。
在从混频器62输出的复数信号I3及Q3中，同相分量I3被同时加到频率误差快速响应检测器64和频率误差精密检测器66。
频率误差快速响应检测器64由微分器80及第一限幅器82组成。微分器80对从混频器62输出的同相分量信号I3进行微分，第一限幅器82则对在微分器80微分后的信号进行限幅，从而由此将限幅后的信号输出为+1或-1信号。在频率偏移大的情况下微分器80的优良工作，使得保证载波复原装置50的快速收敛。因此，在频率误差大的情况下(在频率误差大时I3信号的位置趋于高频率的情况下)，限幅器82由此交替地输出+1和-1。
频率误差精密检测器66由AFC LPF 84及第二限幅器86组成。从混频器62输出的同相分量信号I3在AFC LPF 84中被低通滤波(被积分)，然后该低通滤波后的信号在第二限幅器86中被限幅，从而由此将限幅后的信号输出为+1或-1信号。在频率偏移小的情况下，该AFC LPF84的优良工作(引起操作出错的噪声分量被消除)，保证了载波复原装置50的精密收敛。因此，在频率误差小的情况下，(在频率误差小时I3信号的位置趋于低频的情况下)，第二限幅器86交替地输出+1和-1信号。
第一限幅器82的输出信号与第二限幅器86的输出信号分别被加到复接器72的输入端1与0。第二限幅器86的输出信号也被加到锁定检测器70。锁定检测器70检查第二限幅器86的输出信号从+1信号转移到-1信号(或从-1信号到+1信号)的周期，从而选择复接器72的输入终端。如果该转移周期小于某个预先设置的临界周期(即，如果频率误差大)，则锁定检测器70使复接器72选择输入端1。然而，如果频率误差逐渐减小，第二限幅器86的输出信号的+1与-1之间的转移周期延长得大于预定的临界周期，锁定检测器70就使复接器72选择输入终端0。选择输入终端0意味着混频器60的输出信号I4被频率锁定。
因此，复接器72在频率误差变大时选择输入终端1，在频率误差变小的情况下选择输入终端0。其结果是复接器72的输出值根据所检测的频率误差是多大而变得不同。如果没有频率误差或者频率误差完全被消除，复接器72的输出信号被固定在+1或-1信号上。复接器72的输出值被加到混频器74及低通滤波器88。
混频器74将从混频器62输出的信号Q3和复接器72的输出信号相混频，从而由此输出混频后的信号。将从混频器62输出的信号Q3作为表示相位误差的值。该相位误差在完成频率误差校正之后产生。因此，在有频率误差的情况下，该信号Q3没有任何意义。
首先，假定复接器72的输出值(即，频率误差检测的程度)大。从混频器62输出的信号Q3与复接器72的输出信号在混频器74中相混频然后被通过APC LPF76加到VCO 78。
因此，VCO 78控制导频信号的频率和已解调信号的频率使之彼此相符，还控制载波调谐频率使之被偏移。换句话说，控制了导频信号从图3的46.69MHz偏移到图5的46.39MHz(在载波理想调谐的情况下，导频信号是如图3那样的46.69MHz)。VCO 78的所控制的值被作为LO2加到双重变换调谐器2。在图3和图5的实施例情况下，该本振信号LO2是给可能使两频率相符的频率控制值加上0.3MHz后的结果值。因此，双重变换调谐器2用本振信号LO2变换着频率，从而进行调谐。
图7的频谱图表示，通过如图5那样的补偿，能充分保证载波复原装置检测到导频信号的充裕区间。
图7表示本振信号LO2被偏移到了这样的频率值，该频率值是以相反方向受到偏离和调谐，所偏离的值等于(或大于)IF信号的已偏离频率，使得导频信号位于频率捕捉范围的中心。
载波复原装置50通过重复上述操作连续地进行频率误差的校正。
其次，如果导频信号的频率与已解调信号的频率彼此相符，则载波复原装置50的复接器72的输出信号被固定在+1或-1信号上，此时，只有混频器62的输出信号在混频器74中起作用，使得载波复原装置50充当一个PLL。因此，混频器74的输出信号通过APC LPF 76，然后控制VCO 78以便消除VCO 78中的残留相位误差。如果是这样，VCO 78相应地将本振信号LO2加到双重变换调谐器2。
在完成载波复原以后，复接器72的输出信号保持为+1或-1信号，这是理想的情况。但是，在信噪比(S/N比)特性不良的情况下，即，在信号有严重噪声的情况下，会出现复接器72的输出信号被翻转的情况。
为了即使出现上述情况仍能维持锁定，从复接器72输出的信号在第二低通滤波器88中被低通滤波、在第三限幅器90中被限幅、然后被加到乘法器68。在S/N比的特性始终良好的情况下，则不需要第二低通滤波器和第三限幅器90。
乘法器68将通过混频器60的同相信号I4与从第三限幅器输出的信号相乘，从而由此输出已相乘的信号。当频率完全被锁定在导频信号上时，在相位无偏移的情况下第三限幅器90的输出信号是+1，在相位被偏移180°的情况下第三限幅器90的输出是-1。所以，在相位被偏移180°的情况下乘法器68起到再次将同相信号I4反相的作用。乘法器68的输出信号被传送到接收机的下一个信号处理器。
如上所述，按照本发明，通过初始地调整双重变换调谐器2的频率偏离程度和调整低通滤波器和第二相位分离器56的传输特性，就可以决定频率捕捉范围。
图8至10表示根据本发明所述的载波复原装置50的种种实施例。
在图8的实施例中，省略了频率误差快速响应检测器64(即，微分器80和第一限幅器82)、锁定检测器70和复接器72。图8的实施例的缺点是复原载波的时间长于图2的实施例的相应的时间，但是其优点是逻辑结构简单。
图9的实施例的特征在于产生第二本振信号LO2用的第二本振器92是作为固定振荡器来使用的。此时，最初将第二本振器92的频率加以偏离，以相反的方向设置到与双重变换调谐器2已偏离的频率程度相同的值上。换句话说，在如图4中所表示的双重变换调谐器2的已偏离频率在初始时刻是有影响的情况下。可以充分期望将第二本振信号LO2偏离并以相反方向设置该本振信号LO2。在图9的实施例中，载波复原装置50的NCO 58的特征在于振荡频率值随APC LPF 76的输出值是可变的。此时，载波复原装置50是如图8的实施例那样的结构。图9的实施例有利于使整个载波复原装置50数字化和将它制作成一块集成电路(IC)。
与图9的实施例相同，图10实施例的特征在于产生第二本振信号LO2用的第二本振器92是作为固定振荡器来使用的。载波复原装置50的NCO 58的特征在于振荡频率值随APC LPF 76的输出值是可变的。但是图10的载波复原装置50的构造和图2的实施例中的一样。因此图10实施例的优点是整个载波复原装置50可以数字化和制成一个IC，并且缩短了载波复原时间。
如上所述，根据本发明所述的载波复原装置的优点是在载波调谐的偏移准备中，预先以相反方向以一定频率大小偏移，使得导频信号能够充分地存在在对应于SAW带宽的基带以及低通滤波器带宽的带宽范围之内。由此，仅让载波信号的频带通过。
虽然已经图示和描述了被认为是本发明各优先实施例的内容，但应当理解的是本领域的技术人员能够在不脱离本发明的真正范围内可以作出种种变型和修改以及可以用等效的元件来替代。

Claims (14)

1、利用传送导频信号的通信方式的接收系统的数字载波复原装置，包括：
调谐单元，用于接收包含所述导频信号的无线电信号，及用于将所述无线电信号调谐到对应于用户所选择的频道的第一调谐频率，从而由此输出中频信号；
滤波器，用于将所述中频信号滤波成所述导频信号能够通过的特定频率带宽；
第一变频器，用于将所述滤波器的输出信号变频成能够进行数字信号处理的频带；
信号变换器，用于将所述第一变频器的输出信号变换成数字信号；
第一相位分离器，与所述信号变换器的输出端相连接，用于分离所述数字信号的相位，从而由此输出第一I信号和第一Q信号；
低通滤波器和第二相位分离器，与所述信号变换器的输出端相连接，用于对所述数字信号作低通滤波和相位分离，从而由此输出第二I信号和第二Q信号；
第二变频器，与所述第一相位分离器的输出端相连接，用于将所述第一I信号和所述第一Q信号与固定的本振频率混频，从而由此输出基带的第一I信号和第一Q信号；
第三变频器，与所述低通滤波器和第二相位分离器的输出端相连接，用于将所述第二I信号和所述第二Q信号与所述固定的本振频率混频，从而由此输出基带的第二I信号和第二Q信号；以及
调谐校正单元，接收来自所述第三变频器的所述基带的第二I信号和第二Q信号，用于由所述基带的所述第二I信号的所述导频信号来检测频率误差及从所述基带的所述第二Q信号中检测相位误差，从而由此产生作校正所述频率误差和所述相位误差用的误差校正值，并用于将第二调谐频率加到所述调谐单元，从而使所述调谐单元校正所述第一调谐频率，其中所述第二调谐频率是通过将为所述第一调谐频率的初始偏移而准备的预先校正频率值加到所述误差校正值上而获得的。
2、如权利要求1所述的数字载波复原装置，其中所述调谐校正单元包括：
频率误差快速响应检测器，接收来自所述第三变频器的所述基带的第二I信号，用于由所述基带的所述第二I信号中的所述导频信号检测大范围的频率误差，从而由此输出产生快速频率误差校正用的第一误差检测值；
频率误差精密检测器，接收来自所述第三变频器的所述基带的第二I信号，用于由所述基带的所述第二I信号中的所述导频信号检测小范围的频率误差，从而由此输出产生精密频率误差校正用的第二误差检测值；
误差检测选择控制器，与所述频率误差精密检测器的输出端相连接，所述误差检测选择控制器具有预先设置的频率误差临界值，并且响应大于所述临界值的所述第二误差检测值而输出第一选择控制信号及响应小于所述临界值的所述第二误差检测值而输出第二选择控制信号；
误差检测选择单元，与所述频率误差快速响应检测器和所述频率误差精密检测器的输出端相连接，用于响应所述第一选择控制信号而选择所述第一误差检测值，及用于响应所述第二选择控制信号而选择所述第二误差检测值；
混频器，接收所述误差检测选择单元的输出信号和来自所述第三变频器的所述基带的第二Q信号，用于将在所述误差检测选择单元中选择的所述第一误差检测值或所述第二误差检测值与所述基带的所述第二Q信号相混频，从而由此输出频率误差及相位误差检测值；
第二调谐频率发生器，接收来自所述混频器的频率误差及相位误差检测值，用于根据所述频率误差及相位误差检测值产生误差校正值，及用于将为所述第一调谐频率的初始偏移而准备的预备校正频率值加到所述误差校正值，从而由此输出所述第二调谐频率；以及
相位状态校正单元，接收所述误差检测选择单元的输出信号和来自所述第二变频器的所述基带的第一I信号，用于当不产生频率误差及相位误差时由所述误差检测选择单元的输出值来校正从第二变频器输出的基带的第一I信号的相位状态。
3、如权利要求2所述的数字载波复原装置，其中所述频率误差快速响应检测器包括：
微分器，用于对所述基带的所述第二I信号进行微分并输出该信号；以及
限幅器，用于对所述微分器的输出信号进行限幅并输出该信号。
4、如权利要求2所述的数字载波复原装置，其中所述频率误差精密检测器包括：
低通滤波器，用于对所述基带的所述第二I信号进行低通滤波并输出该信号；以及
限幅器，用于对所述低通滤波器的输出信号进行限幅并输出该信号。
5、如权利要求1所述的数字载波复原装置，其中所述调谐校正单元包括：
频率误差检测器，接收来自所述第三变频器的所述基带的第二I信号，用于由所述基带的所述第二I信号的所述导频信号来检测频率误差，从而由此输出误差检测值；
混频器，接收所述频率误差检测器的输出信号和来自所述第三变频器的所述基带的第二Q信号，用于将所述误差检测值与所述基带的所述第二Q信号相混频，从而由此输出频率误差和相位误差检测值；
第二调谐频率发生器，接收来自所述混频器的频率误差及相位误差检测值，用于根据所述频率误差和相位误差检测值产生误差校正值，并用于将为所述一调谐频率的初始偏移而准备的预备校正频率值加到所述误差校正值上，从而由此输出所述调谐频率；以及
相位状态校正单元，接收所述频率误差检测器的输出信号和来自所述第二变频器的所述基带的第一I信号，用于当不产生频率误差及相位误差时由误差检测值来校正从第二变频器输出的基带的第一I信号的相位状态。
6、如权利要求5所述的数字载波复原装置，其中所述频率误差检测器包括：
低通滤波器，用于对所述基带的所述第二I信号进行低通滤波并输出该信号；以及
限幅器，用于对所述低通滤波器的输出信号进行限幅并输出该信号。
7、利用传送导频信号的通信方式的接收系统的数字载波复原装置，包括：
调谐单元，用于接收包含所述导频信号的无线电信号，以及用于将对应于用户所选择的频道的第一调谐频率与为所述第一调谐频率的初始偏移而准备的预备校正频率相加并将所述无线电信号调谐到第二谐振频率，从而由此输出中频信号；
滤波器，用于将所述中频信号滤波成所述导频信号能通过的特定频带宽度；
第一变频器，用于将所述滤波器的输出信号变频到数字信号处理的频率基带；
信号变换器，用于将所述第一变频器的输出信号变换成数字信号；
第一相位分离器，与所述信号变换器的输出端相连接，用于分离所述数字信号的相位，从而由此输出第一I信号和第一Q信号；
低通滤波器及第二相位分离器，与所述信号变换器的输出端相连接，用于低通滤波所述数字信号，从而由此输出第二I信号和第二Q信号；
第二变频器，与所述第一相位分离器的输出端相连接，用于将所述第一I信号和第一Q信号与本振频率相混频，从而由此输出基带的第一I信号和第一Q信号；
第三变频器，与所述低通滤波器和第二相位分离器的输出端相连接，用于将所述第二I信号和第二Q信号与所述本振频率相混频，从而由此输出基带的第二I信号和第二Q信号；以及
调谐校正单元，接收来自所述第三变频器的所述基带的第二I信号和第二Q信号，用于由所述基带的所述第二I信号中的所述导频信号来检测频率误差及从所述基带的第二Q信号检测相位误差，并用于产生校正所述频率误差和所述相位误差用的误差校正值，从而由此校正所述本振频率。
8、如权利要求7所述的数字载波复原装置，其中所述调谐校正单元包括：
频率误差快速响应检测器，接收来自所述第三变频器的所述基带的第二I信号，用于由所述基带的所述第二I信号中的所述导频信号来检测大范围的频率误差，从而由此输出导致快速频率误差校正的第一误差检测值；
频率误差精密检测器，接收来自所述第三变频器的所述基带的第二I信号，用于由所述基带的所述第二I信号中的所述导频信号来检测小范围的频率误差，从而由此输出导致精密频率误差校正的第二误差检测值；
误差检测选择控制器，与所述频率误差精密检测器的输出端相连接，所述误差检测选择控制器具有预先设置的频率误差监界值，并且响应大于所述临界值的所述第二误差检测值而输出第一选择控制信号以及响应小于所述临界值的所述第二误差检测值而输出第二选择控制信号；
误差检测选择单元，与所述频率误差快速响应检测器和所述频率误差精密检测器的输出端相连接，用于响应所述第一选择控制信号而选择所述第一误差检测值，及用于响应所述第二选择控制信号而选择所述第二误差检测值；
混频器，接收所述误差检测选择单元的输出信号和来自所述第三变频器的所述基带的第二Q信号，用于将在所述误差检测选择单元中选择的所述第一误差检测值或第二误差检测值与所述基带的所述第二Q信号相混频，从而由此输出频率误差及相位误差检测值作为所述本振频率；以及
相位状态校正单元，接收所述误差检测选择单元的输出信号和来自所述第二变频器的所述基带的第一I信号，用于当不产生频率误差及相位误差时由所述误差检测选择单元的输出值来校正从第二变频器输出的基带的第一I信号的相位状态。
9、如权利要求8所述的数字载波复原装置，其中所述频率误差快速响应检测器包括：
微分器，用于对所述基带的所述第二I信号进行微分并输出该信号；以及
限幅器，用于对所述微分器的输出信号进行限幅并输出该信号。
10、如权利要求8所述的数字载波复原装置，其中所述频率误差精密检测器包括：
低通滤波器，用于对所述基带的所述第二I信号进行低通滤波并输出该信号；
限幅器，用于对所述低通滤波器的输出信号进行限幅并输出该信号。
11、如权利要求7所述的数字载波复原装置，其中所述调谐校正单元包括：
频率误差检测器，接收来自所述第三变频器的所述基带的第二I信号，用于由所述基带的所述第二I信号中的所述导频信号来检测频率误差，从而由此输出误差检测值；
混频器，接收所述频率误差检测器的输出信号和来自所述第三变频器的所述基带的第二Q信号，用于将所述误差检测值与所述基带的所述第二Q信号相混频，从而由此输出频率误差及相位误差检测值作为所述本振频率；以及
相位状态校正单元，接收所述频率误差检测器的输出信号和来自所述第二变频器的所述基带的第一I信号，用于当不产生频率误差及相位误差时由所述误差检测值来校正从第二变频器输出的基带的第一I信号的相位状态。
12、如权利要求11所述的数字载波复原装置，其中所述频率误差检测器包括：
低通滤波器，用于对所述基带的所述第二I信号进行低通滤波并输出该信号；以及
限幅器，用于对所述低通滤波器的输出信号进行限幅并输出该信号。
13、一种在利用随所述载波一起传送导频信号的通信方式的电视接收机中复原载波的方法，包括以下步骤：
用预先设置的第一调谐频率将含有所述导频信号的所接收的无线电波调谐到中频；
将所述中频信号仅仅滤波成所述导频信号能通过的特定频带；
将所述特定频带滤波后的信号第一变频到数字信号处理频带；
将所述第一变频后的信号变换成数字信号；
分离所述数字信号的相位从而由此输出第一I信号和第一Q信号，以及对所述数字信号进行低通滤波及相位分离，从而由此输出第二I信号和第二Q信号；
进行第二变频，其方法是所述第一I信号及所述第一Q信号与固定的本振频率相混频从而由此输出基带的第一I信号和第一Q信号，及将所述第二I信号和所述第二Q信号与所述固定的本振频率相混频从而由此输出基带的第二I信号和第二Q信号；以及
用所述基带的所述第二I信号中的所述导频信号来检测频率误差，以及从所述基带的所述第二Q信号来检测相位误差，从而由此产生校正所述频率误差和所述相位误差用的误差校正值，以及将为所述第一调谐频率的初始偏移而准备的预备校正频率值与所述误差校正值相加，从而由此进行控制以校正所述第一调谐频率。
14、一种在利用随所述载波一起传送导频信号的通信方式的电视接收机中复原载波的方法，包括以下步骤：
接收含有所述导频信号的无线电信号，将对应于用户所选择的频道的第一调谐频率与为所述第一调谐频率的初始偏移而准备的预备校正频率相加并将所述无线电信号调谐到第二调谐频率，从而由此输出中频信号；
将所述中频信号滤波成所述导频信号能通过的特定频带宽度；
将所述滤波后的信号第一变频成数字信号处理频带；
将所述第一变频后的信号变换成数字信号；
分离所述数字信号的相位从而由此输出第一I信号及第一Q信号，并对所述数字信号进行低通滤波和相位分离从而由此输出第二I信号和第二Q信号；
进行第二变频，其方法是将所述第一I信号和所述第一Q信号与本振频率相混频，从而由此输出基带的第一I信号和第一Q信号，以及将所述第二I信号和第二Q信号与所述本振频率相混频，从而由此输出基带的第二I信号和第二Q信号；以及
用所述基带的所述第二I信号中的所述导频信号来检测频率误差及从所述基带的第二Q信号来检测相位误差以便产生校正所述频率误差和所述相位误差用的误差校正值，从而由此校正所述本振频率。
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