CN1691657A - 残留边带信号的载波获取装置及方法 - Google Patents

Abstract

提供一种在数字TV接收机中对导频信号发生失真的信道环境中的载波进行解调的方法及其相应的解调装置，该数字TV接收机可接收残留边带(VSB)调制的、被发送的信号。可用被去除导频信号的VSB信号的一场同步部分可被作为用于同步的参考信号。可通过信号的自相关来估计载波的频率偏移，还可通过无导频频率和相位锁定环路(FPLL)来估计载波的相位偏移。

Description

残留边带信号的载波获取装置及方法

本申请要求于2004年1月19日向韩国知识产权局提出的韩国专利申请第2004-3803号的优先权，其公开内容在此全部被包含以作为参考。

技术领域

本发明的示例性实施例涉及一种数字电视(DTV)。

背景技术

利用如卫星、地波或电缆作为传输介质可实现数字广播。这些传输介质具有其各自的特性，并且基于这些特性可采用不同的带宽和调制方法。

在地波数字广播中，频带可以是例如超高频或甚高频(UHF/VHF)。为了保持与模拟广播的兼容性，带宽也可以与传统广播相同，或基本上相同。在减少的带宽上，通过如残留边带(VSB)方法的多电平调制技术，传输格式可采用较高的比特传输速率。

和模拟电视的信号强度相比，数字电视(DTV)信号可以较弱的强度进行传输。DTV信号标准可包括多种编码方法以及信道均衡方法。

图1是包含数据及同步信号的VSB数据帧格式的示例图。参照图1，一帧可包括两场，每场可包括313个数据段。一个数据段可由832个符号组成。

每个数据段的开头4个符号可以是段同步部分，如水平同步信号，每场内的第一数据段可以是场同步部分，如垂直同步信号。

图2图解说明了场同步部分的构成的例子，其可包括4个符号的段同步部分、伪随机数序列、24个符号的VSB模式相关信息、以及可以不用的104个符号。PN511序列可由511个伪随机符号组成。在每一连续的场中，3个PN63序列中的第二PN63序列可被反相，逻辑电平‘1’可跃变到逻辑电平‘0’，而逻辑电平‘0’可跃变到逻辑电平‘1’。根据第二PN63的极性可以将场分为偶数场和奇数场。

在广播站上，在发送信号之前，该信号可通过映射器，该映射器可将该信号变成期望的功率电平。当进行8VSB广播时，映射器的输出电平可以是8级符号电平(振幅电平)之一。根据VSB标准，可生成4符号的水平同步信号并将其插入到每832个符号中。水平同步信号(1，0，0，1)可以有两个级，并可在每个数据段内重复(例如，连续不断地)。

图3图解说明了DTV标准中定义的广播信号的频率特性。参照图3，中心频率fc可表示每个地波频道的6MHz带宽内的中心频率，导频fp可指示一个其中存在传输信号的载波的频率。在解调接收机中，可恢复导频频率(fp)的位置并将其转换成基带信号。可利用频率相位锁定环路(FPLL)恢复载波。载波同步可依赖于导频信号并且其对导频信号的失真也可以更敏感。

图4和5图解说明了由于导频信号失真而分别引起的频率和相位偏移的示例估计曲线。参照图4，载波偏移的跟踪性能在负的频率范围内会有更大的下降。负的频率估计范围例如在导频信号的大小减少50％的时候，可能减至-50kHz以内，当导频信号的大小为100％时，该频率估计范围可能约为此范围的25％。

图5的相位偏移估计曲线的例子说明了导频信号的大小可减少50％，并且线性间隔可保持与当导频信号的大小为100％时相同，或基本上相同。

发明内容

本发明的一个示例性实施例可以提供一种估计无导频载波频率偏移的方法。该方法可以包括：接收已去除导频信号的残留边带(VSB)信号，通过关联邻近的伪随机噪声63(PN63)信号以执行自相关操作，通过采样、延迟、并将自相关的PN63信号相乘以估计接收的VSB信号的频率偏移，并确认估计的频率偏移值是否在PN63的范围内。

本发明的另一示例性实施例可以提供一种频率跟踪锁定控制单元，其适于依据所估计的载波频率偏移对存储的无导频VSB信号的1场同步信号的载波频率进行补偿，并输出基于存储的1场同步信号的互相关的频率跟踪锁定信号。

本发明的又一示例性实施例可以提供一种解调装置，其适于接收VSB信号，从所述VSB信号中去除导频信号以形成无导频VSB信号，并基于该无导频VSB信号估计频率偏移和相位误差。

本发明的又一示例性实施例可以提供一种控制器，其适于接收无导频VSB信号的幅值以及第一相位信号，并输出基于噪声信号的间隔确定的第二相位信号的平均值。

本发明的又一示例性实施例可以提供一种用于解调载波的装置。该装置可以包括：模数转换单元、基带解调单元、直流(DC)抑制器、自动频率控制器(AFC)、频率和相位锁定环路(FPLL)、多环路滤波器以及数控振荡器(NCO)。

本发明的又一示例性实施例可以提供一种用于解调载波的方法。该方法可以包括：从接收的VSB信号中去除导频成分，通过利用PN63信号从该无导频VSB信号中估计频率偏移，从该无导频VSB信号中估计相位偏移，并基于所估计的频率和相位偏移对接收的VSB信号的相位偏移进行补偿。

本发明的又一示例性实施例可以提供一种用于估计载波频率偏移的无导频自动频率控制器。该自动频率控制器可以包括：自相关器、操作单元、控制单元、以及计算单元。

本发明的又一示例性实施例可以提供一种控制单元，其适于接收从无导频VSB信号中获得的相位信号，并基于参考信号与根据该相位信号的绝对值所确定的平均值的比较来输出指示噪声信号的间隔的信号。

在本发明的示例性实施例中，可依据对PN63的自相关信号采样时得到的采样数量、信号的时间间隔以及用于对频率偏移的多个估计值进行累计的采样数量来估计频率偏移。

在本发明的示例性实施例中，自相关的PN63信号可被采样两次，采样数量可以是126，且采样时间可与21.52MHz对应。

在本发明的示例性实施例中，可在对两个PN63自相关信号间隔的二次过采样的采样的数量之中可变地确定采样数量。

在本发明的示例性实施例中，可根据自相关信号的采样数量以及具有对应于该采样数量的采样率的信号的时间间隔来确定估计的频率偏移值是否在所述范围之内。

在本发明的示例性实施例中，可根据PN63自相关信号的采样数量以及具有对应于该采样数量的采样率的信号的时间间隔来确定估计的频率偏移值是否在PN63的范围之内。

在本发明的示例性实施例中，如果自相关的PN63信号被采样两次，则采样数量可以是126，时间间隔可对应于21.52MHz，而PN63的范围可以是±85kHz。

在本发明的示例性实施例中，自相关器可以是PN63自相关器。

在本发明的示例性实施例中，操作单元可以是坐标旋转数字计算机(CORDIC)操作单元。

在本发明的示例性实施例中，自相关器可以具有所接收的无导频VSB信号的输入，其具有整数倍的符号率。

在本发明的示例性实施例中，控制单元可包括：第一计算单元、延迟单元、加法器、第二计算单元、第三计算单元、以及比较器。

在本发明的示例性实施例中，用于解调载波的方法还可以还包括对估计的载波频率偏移进行锁定。

在本发明的示例性实施例中，对相位偏移的估计还可包括将接收的无导频VSB信号的I信号和Q信号相乘，并通过对该相乘结果进行低通滤波来估计相位偏移。

在本发明的示例性实施例中，在对接收的VSB信号的频率和相位偏移进行补偿时，可将数控振荡器(NC0)的输出乘以所接收的VSB信号从而对所述VSB信号的频率和相位偏移进行补偿。

在本发明的示例性实施例中，频率跟踪锁定控制单元可包括：一场缓冲器单元、载波频率补偿单元以及PN511检测单元。

在本发明的示例性实施例中，用于解调载波的装置还可包括模式选择单元。

在本发明的示例性实施例中，基带解调单元可包括：多相位滤波器、下变频单元、匹配滤波器以及上变频单元。

在本发明的示例性实施例中，控制器可包括：自相关器、操作单元、控制单元以及计算单元。

在本发明的示例性实施例中，所述控制单元可包括：第一绝对值计算单元、延迟单元、加法器、第二绝对值计算单元、平均值计算单元以及比较器。

在本发明的示例性实施例中，所述解调装置可适用于基于频率偏移和相位误差产生复数载波信号以及根据估计的频率偏移对载波频率偏移进行补偿。

在本发明的示例性实施例中，所述解调装置还可包括：模数转换单元、基带解调单元、直流(DC)抑制器、自动频率控制器(AFC)、频率和相位锁定环路(FPLL)、多环路滤波器以及数控振荡器(NCO)。

附图说明

通过参照附图对本发明的示例性实施例详细描述，本发明的示例性实施例将变得更加明显，其中：

图1是包含数据及同步信号的残留边带(VSB)数据帧格式的示例图。

图2是图1的场同步部分的构成示例图。

图3是示出在DTV标准中定义的广播信号的频率特性的示例图。

图4和5分别是示出频率和相位偏移的估计曲线的示例图。

图6是图解根据本发明的载波频率偏移估计方法的示例性实施例的流程图。

图7是图解根据本发明的控制器的示例性实施例的框图。

图8是图解图7的控制器的操作的示例结果的图。

图9是图解通过根据本发明的、控制器的示例性实施例的频率估计的示例结果的图。

图10是图解频率和相位锁定环路(FPLL)的操作示例的方框图，这可以数学建模。

图11是图解根据本发明的、FPLL算法的示例性实施例的相位偏移的估计曲线的图。

图12是图解根据本发明的、算法的示例性实施例的流程图。

图13是图解一个接收机的示例性实施例的图。

具体实施方式

将通过参照附图说明本发明的示例性实施例来详细描述本发明的示例性实施例。在附图中，相同元件无论何时在随后的附图中重新出现，它将由相同的附图标记来表示。

本发明的示例性实施例可提供载波解调装置、自动频率控制器(AFC)、无导频的频率和相位锁定环路(FPLL)以及可估计载波频率偏移的载波频率偏移估计装置。

图6是说明根据本发明的一个示例性实施例的、用于估计无导频的载波频率偏移的方法的流程图。参照图6，所述用于估计无导频载波频率偏移的方法的一个示例性实施例包括：自相关610；利用延迟相乘法来估计频率偏移620；确定PN63的范围630；以及对载波偏移进行补偿。

自相关(例如，PN63自相关)610可以利用三个PN63信号，所述PN63信号可以是包含在场同步信号中的训练符号。可接收I(同相相位)和Q(正交相位)信号，并且所接收的I和Q信号可以是通过延迟所接收的I和Q信号获取的复数信号(complexsignal)。引入的DC分量可被去除。

在步骤620可利用如延迟相乘法来估计频率偏移，所述方法可检测偏移估计误差。所述偏移估计误差可以是多径信号和/或噪声的影响结果。符号数可减少所述偏移估计误差的影响。在步骤620，可利用公式1来估计频率偏移：

$\hat{f}=\frac{1}{2{\mathrm{\πDT}}_s}\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\arg \left[\frac{\mathrm{Im}\left[S_{\mathrm{PN}63}\left(k\right){S^{*}}_{\mathrm{PN}63}(k-D)\right]}{\mathrm{Re}\left[S_{\mathrm{PN}63}\left(k\right){S^{*}}_{\mathrm{PN}63}(k-D)\right]}\right]\·\·\·\·\·\·\left(1\right)$

D，可以是126，其可表示可被二次过采样(double oversampled)的PN63信号采样的数量，T_S可以表示具有两倍采样率，例如21.52MHz的信号的时间间隔。可以在两个PN63信号间隔期间，由控制器在二次过采样的采样数量之内确定(例如，可变地确定)用于累积频率偏移估计的采样数量M。可消除由随机标准数据(randomnormal data)分量和/或PN511信号导致的相关干扰。

在步骤630，可以通过下面的公式2确定PN63的范围，即对频率偏移估计的结果是否处在所估计的范围内。

$\left|\hat{f}\right|<\frac{1}{2D{T}_s}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(2\right)$

在步骤640可对载波偏移进行补偿。可以获取在M个采样时间间隔内的相位信息的平均值，并且输出可被估计作为频率偏移。

可以由数控振荡器(NCO)对所估计的频率偏移进行补偿。

图7是图解根据本发明自动频率控制器(AFC)的示例性实施例的框图。图7的AFC可以执行如图6所图解的载波频率偏移估计方法。参照图7，该AFC可包括：自相关器(例如PN63自相关器)710、坐标旋转数字计算机(CORDIC)操作单元720、控制单元730、以及相位平均值计算单元740。

自相关器710可以以两倍符号率从DC抑制器接收PN63信号的I和Q信号，并执行邻近PN63信号(例如第一和第二，或第二和第三PN63信号)的复数乘法。

CORDIC操作单元720可以从自相关器710接收上述复数信号，并可以通过利用CORDIC算法将可具有实数分量的复数信号输出为相位信号和幅度信号。

控制单元730可以从CORDIC操作单元720接收相位信号(PHASE)，可以获取该相位信号的平均值，并且可以将该值传送给平均值计算单元740。控制单元730可包括：绝对值计算单元731，其可以获取从CORDIC操作单元720提供的相位信号的绝对值；延迟单元732，其可以将绝时值计算单元731的输出延迟如16个符号；加法器733，其可以接收来自绝对值计算单元731的输出和延迟单元732的输出，并可以产生相应于上述输出间的差的信号；绝对值计算单元734，其可以获取加法器733的输出的绝对值；平均值计算单元735和736，它们可以接收绝时值计算单元734的输出，并且可以获取相位信号(PHASE)的平均值；以及比较器737，其可以将参考信号(REF)和相位信号(PHASE)的平均值进行比较。

控制单元730的示例结果如图8所示。经过自相关器710的信号(以虚线标记)可以说明如在非PN63信号间隔中输出的随机信号，和如在PN63信号间隔(即例如从0.455ms至0.465ms的间隔)中输出的不变或基本不变的信号。

将两次通过平均值计算单元735和736的信号与比较器737的参考信号(REF)进行比较，并且比较器737的输出信号(以实线标记)可以表示逻辑电平“1”上的脉冲信号。该比较器737的输出信号的逻辑电平“1”上的脉冲信号可以是一个PN63信号间隔，并且具有与载波频率偏移相关的信息。

比较器737的输出可被提供至相位平均值计算单元740，且响应于比较器737的输出的逻辑电平“1”，相位平均值计算单元740可以获取由CORDIC操作单元720所提供的相位信号PHASE的平均值。

图9是图解通过根据本发明的AFC的一个示例性例子的频率估计结果的实例S曲线图。参照图9，例如在所有的或基本上是所有的巴西频道环境(Brazil channelenvironment)中载波频率偏移为80kHz，沿Y轴显示的估计频率偏移与例如沿X轴任意设置的载波频率偏移相同或基本相同。

在由根据本发明的AFC的一个示例性实施例使用的频率估计方法的示例性实施例中，可估计由多径信号和/或噪声引起的载波频率偏移，并且可以利用附加的载波同步算法来补偿其余的频率偏移和/或相位偏移。

图10是图解根据本发明的、无导频FPLL的一个示例性实施例的方框图。包括如从导频抑制器输出的两倍符号率的基带的VSB信号可以被模型化(例如，用数学方法)，并且可以由I数据和Q数据来表达。可用下面的公式3表示I数据：

$x_{\mathrm{DCR},I}\left(\mathrm{nT}\right)=\underset{k=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_k\&CenterDot;\mathrm{\&delta;}(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})\cos [\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+\mathrm{\&Phi;}]$

$-H[\underset{k=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_k\&CenterDot;\mathrm{\&delta;}(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})]\sin [\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+\mathrm{\&Phi;}]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(3\right)$

$+A_P\cos [\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+\mathrm{\&Phi;}]$

$+\mathrm{\&omega;}\left(nT\right)\cos [\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+({\mathrm{\&omega;}}_1-{\mathrm{\&omega;}}_2)\mathrm{nT}+\mathrm{\&Phi;}]$

可用下面的公式4表示Q数据：

$x_{\mathrm{DCR},Q}\left(\mathrm{nT}\right)=\underset{k=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_k\&CenterDot;\mathrm{\&delta;}(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})\sin [\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+\mathrm{\&Phi;}]$

$-H[\underset{k=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_k\&CenterDot;\mathrm{\&delta;}(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})]\cos [\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+\mathrm{\&Phi;}]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(4\right)$

$+A_P\sin [\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+\mathrm{\&Phi;}]$

$+\mathrm{\&omega;}\left(\mathrm{nT}\right)\sin [\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+({\mathrm{\&omega;}}_1-{\mathrm{\&omega;}}_2)\mathrm{nT}+\mathrm{\&Phi;}]$

举例来说，H[·]代表希耳伯特(Hilbert)变换，Δω和Φ分别代表载波频率偏移和载波相位偏移。ε和γ分别代表符号时钟频率偏移和符号时钟相位偏移。下面用公式5和6定义S_n和

$S_n=\underset{k=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_k\&CenterDot;\mathrm{\&delta;}(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(5\right)$

${\hat{S}}_n=H[\underset{k=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_k\&CenterDot;\mathrm{\&delta;}(\mathrm{nT}-\mathrm{kT})]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(6\right)$

利用乘法器1002将公式3的I数据与公式4的Q数据相乘，下面用公式7表示载波频率偏移e(nT)：

$e\left(\mathrm{nT}\right)=S_n{\hat{S}}_n\cos [2\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+2\mathrm{\&Phi;}]+\frac{{S_n}^2-{{\hat{S}}_n}^2}{2}\sin [2\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+2\mathrm{\&Phi;}]$

$+{A_{p}S}_n\sin [4\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+4\mathrm{\&Phi;}]+A_p{\hat{S}}_n\cos [4\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+4\mathrm{\&Phi;}]$

$+\frac{{A_p}^2}{2}\sin [4\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+4\mathrm{\&Phi;}]+{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\left(\mathrm{nT}\right)$

$=C\cos [2\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+2\mathrm{\&Phi;}+\mathrm{\&theta;}]+A_p{S}_n\sin [4\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+4\mathrm{\&Phi;}]$

$+A_p{\hat{S}}_n\cos [4\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+4\mathrm{\&Phi;}]+\frac{{A_p}^2}{2}\sin [4\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+4\mathrm{\&Phi;n}]+{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\left(\mathrm{nT}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(7\right)$

这里，

$C=\frac{{S_n}^2+{{\hat{S}}_n}^2}{2},$

$\mathrm{\&theta;}={\tan }^{-1}(-\frac{{S_n}^2-{{\hat{S}}_n}^2}{2S_n{\hat{S}}_n})$

例如，通过应用 $E\left[{S_n}^2\right]\&ap;E\left[{{\hat{S}}_n}^2\right],$

公式7可以被表达成下列的公式8：

$e\left(\mathrm{nT}\right)=\frac{C}{E\left[{S_n}^2\right]}\cos [2\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+2\mathrm{\&Phi;}+\mathrm{\&theta;}]+\frac{A_p{S}_n}{E\left[{S_n}^2\right]}\sin [4\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+4\mathrm{\&Phi;}]$

$+\frac{A_p{\hat{S}}_n}{E\left[{S_n}^2\right]}\cos [4\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+4\mathrm{\&Phi;}]+\frac{{A_p}^2}{2E\left[{S_n}^2\right]}\sin [4\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+4\mathrm{\&Phi;}]+{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;\&prime;}\left(\mathrm{nT}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(8\right)$

例如，在包含导频信号的表达式中，当Δω≈0且Φ≈0，其余的信号为零或基本为零，并且含有余弦信号的关系式不为零。该含有余弦信号的关系式可以具有不变的值。可能不存在载波频率偏移，在例如去除导频信号之后的信号信息可被保留，可以通过下面的公式9给出与最终同步相关的表达式：

$e\left(\mathrm{nT}\right)=\frac{C}{E\left[{S_n}^2\right]}\cos [2\mathrm{\&Delta;\&omega;}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+2\mathrm{\&Phi;}+\mathrm{\&theta;}]+{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;\&prime;}\left(\mathrm{nT}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(9\right)$

载波偏移e(nT)可以由数控振荡器(NCO)进行补偿，下面通过公式10给出NCO的输出ê(nT)：

$\hat{e}\left(\mathrm{nT}\right)=\sin [2\mathrm{\&Delta;}\widehat{\mathrm{\&omega;}}(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+2\widehat{\mathrm{\&Phi;}}]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(10\right)$

在NCO中补偿载波偏移之后的信号可通过将公式9的e(nT)和公式10的ê(nT)相乘而获得，并可以被表达成下面的公式11：

$x_{\mathrm{CR}}\left(\mathrm{nT}\right)=\frac{1}{2}\sin [2(\mathrm{\&Delta;}\widehat{\mathrm{\&omega;}}-\mathrm{\&Delta;\&omega;})(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+2(\widehat{\mathrm{\&Phi;}}-\mathrm{\&Phi;})]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(11\right)$

$+\frac{1}{2}\sin [2(\mathrm{\&Delta;}\widehat{\mathrm{\&omega;}}+\mathrm{\&Delta;\&omega;})(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+2(\widehat{\mathrm{\&Phi;}}+\mathrm{\&Phi;})]$

可用低通滤波器(LPF)1004除去公式11的第二正弦波信号。可用下面的公式12获得最终的偏移估计结果

${\widehat{\mathrm{\&Phi;}}}_{\mathrm{offset}}=\frac{1}{2}\sin [2(\mathrm{\&Delta;}\widehat{\mathrm{\&omega;}}-\mathrm{\&Delta;\&omega;})(n-\mathrm{\&epsiv;n}-\mathrm{\&gamma;})T+2(\widehat{\mathrm{\&Phi;}}-\mathrm{\&Phi;})]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(12\right)$

$\&ap;(\mathrm{\&Delta;}\widehat{\mathrm{\&omega;}}-\mathrm{\&Delta;\&omega;})(1-\mathrm{\&epsiv;})+(\widehat{\mathrm{\&Phi;}}-\mathrm{\&Phi;})$

如在公式12中所说明的，载波频率偏移和/或相位偏移可被补偿。

图11是图解根据本发明的算法的示例性实施例的相位偏移估计曲线的例子的图表，并且所述曲线可以是余弦曲线。

图12是说明依据本发明的算法的流程图。参照图12，如上面参照图6所说明的那样，在步骤700中可以估计载波频率偏移，在步骤800中可通过无导频的FPLL来估计载波相位偏移，在步骤900中所估计的载波频率偏移和/或相位偏移可被补偿。

可在场同步信号时间间隔中估计较大的载波频率偏移。PN63信号的模式可为‘+-+’，或者可能出现超出偏移估计范围的载波频率偏移，例如大于或等于85kHz，并且在载波频率偏移估计中可能出现误差。

为了减少(如防止)这类误差的发生，估计载波频率偏移时可包括自相关步骤610、载波频率偏移检测步骤620、确认检测到的载波频率偏移是否在PN63范围内的步骤630、以及用于锁定所估计的载波频率偏移的步骤635。

在通过所述无导频的FPLL对载波相位偏移进行估计期间(800)，将上述所接收的无导频VSB信号的I和Q信号相乘，并且相乘结果可以被滤波(例如，低通滤波)以便可以估计载波的相位偏移。

在对载波频率和相位偏移进行补偿的步骤(900)中，估计结果可以被提供给NCO，所述NCO可产生相应于估计的载波频率偏移和相位偏移的复数载波(例如，余弦或正弦波)，并且复数载波(例如，余弦或正弦波)的频率可以被改变以生成接近于输入信号的载波频率分量的复数载波信号，这样载波频率偏移和相位偏移可以被补偿。

图13是图解DTV接收机(例如，高级电视系统委员会(ATSC)DTV接收机)的结构的图，该接收机可以执行图12的同步算法的示例性实施例。参照图13，接收机1300可以包括模数转换器(ADC)1302、多相滤波器1311、下变频单元1313、滤波器(例如，匹配滤波器)1315和1317、上变频单元1319、DC抑制器(或导频抑制器)1320、下采样器1330、频率(例如频率跟踪锁定控制单元)1340、AFC单元1350、无导频FPLL1360、多环路滤波器1370、模式选择单元1380以及NCO 1390。

ADC 1302可以将接收的VSB信号(例如VSB中频(IF)信号)转换成数字信号。所接收的VSB信号可以是例如可由44MHz的中心频率保持6MHz带宽的信号。

多相滤波器1311可以补偿例如当所述VSB信号在ADC 1302中被转换成数字信号时所产生的所述VSB信号的采样定时偏移。多相滤波器1311可以将24.69MHz的VSB信号(其可由ADC 1302直接采样或间接采样)转换成具有21.52MHz的符号率的信号，并可例如通过符号定时同步环路补偿精确的采样定位。

下变频单元将所接收的VSB信号的5.38MHz信号转换成基带信号。VSB信号可被转换成基带信号，并且可通过匹配滤波器1315和1317被提供到上变频单元1319，以及，中频信号的实数信号可被提取并且被恢复成10.76MHz带宽的原始VSB信号。匹配滤波器1315和1317可通过合成I信号和Q信号来产生VSB信号，并可以执行滤波以便所述合成信号的信噪比(S/N)可被提高。

多相滤波器1311、下变频单元1313、匹配滤波器1315和1317，以及上变频单元1319可构成基带解调单元。相应于载波频率偏移和相位偏移的复数载波信号可被提供到基带解调单元，并且可减少所述的载波频率偏移和相位偏移。

DC抑制器(或导频抑制器)1320可以去除所述DC分量的导频信号。下采样器1330以例如21.52MHz的符号率对所述信号下采样(例如两次)，以便恢复例如具有10.76kHz的符号率的8电平符号。

频率跟踪锁定控制单元1340可以通过1场缓冲器1342存储所述无导频VSB信号的1场同步信号。所存储的1场同步信号可被提供到载波频率补偿单元1344，且可例如相对于在AFC 1350中估计的载波频率偏移对载波进行补偿。可通过PN511检测单元1346使所存储的1场同步信号中的PN511信号互相关，以便可以产生频率跟踪锁定信号(AFC_LOCK)。

所述PN511的互相关输出会受载波频率偏移的影响，且载波频率偏移值可与PN511相关性检测值成反比。PN511信号不能被检测，载波频率偏移的估计误差可能会较大，且将在下一场的同步信号间隔中估计载波频率偏移。例如，如果其余的载波频率偏移在±7～8kHZ之间，则可检测PN511的相关性输出。

如上参照图9所述，AFC 1350将已通过DC抑制器1320去除导频的VSB信号中的PN63信号进行自相关，并估计载波频率偏移。将通过AFC 1350估计的载波频率偏移提供到频率跟踪锁定控制单元1340，并产生频率跟踪锁定信号(AFC_LOCK)至模式选择单元1380。

如上所述，无导频FPLL单元1360可估计载波相位偏移。所估计的载波相位偏移可被提供到多环路滤波器1370(其可以是LPF)，并被输出作为相位误差信号，在该误差信号中瞬时估计值的较大的变化可被滤除。该多环路滤波器1370可具有可对载波相位偏移进行累计的内部累计器，并可检测较低的频率分量，输出所述误差信号。

响应于所述频率跟踪锁定信号(AFC_LOCK)，模式选择单元1380可将由AFC1350估计的载波频率偏移以及所述相位误差信号传递到振荡器1390。

NCO 1390可产生相应于所述载波频率偏移以及所述相位误差信号的复数载波(例如，余弦或正弦波)，并可由记录余弦值和正弦值的查询表生成该复数载波(例如余弦或正弦)。从NCO 1390输出的复数载波信号(例如，正弦或余弦波)可被提供到下变频单元1313，并可乘以输入的VSB信号(中频信号)，以补偿载波频率偏移和/或相位偏移。可将所述从中去除载波频率偏移和/或相位偏移的输入信号提供到匹配滤波器1315和1317。

表1中示出了对采用根据本发明的载波频率同步算法的示例性实施例的DTV接收机进行性能分析的实验结果。举例来说，在采用20dB的信噪比、+70kHz的载波频率偏移、70ppm的符号定时频率偏移作为模拟环境，以及采用具有3kHz至0.7kHz的环路滤波带宽的多环路滤波器。

                           表1

	平均值		变化
					偏移70kHz	偏移-70kHz	偏移70kHz	偏移-70kHz
	巴西A频道	69.9996	-70.0005	0.0106					0.0106
巴西B频道					70.0002	-69.9993	0.0258	0.0254
	巴西C频道	70.0008	-69.9995	0.0116					0.0116
巴西D频道					70.0013	-70.0007	0.0541	0.0544
	巴西E频道	70.0002	-70	0.0478					0.0483
导频失真频道					70.0002	-70.0027	0.0046	0.0047

                                 表2

	平均值		变化
					偏移70kHz	偏移-70kHz	偏移70kHz	偏移-70kHz
	巴西A频道	69.94	-69.99	1.3×10-6					1.31×10-6
巴西B频道					69.94	-70.17	3.55×10-6	4.10×10-6
	巴西C频道	69.94	-70	5.31×10-6					5.31×10-6
巴西D频道					69.94	失败	5.94×10-6	失败
	巴西E频道	69.99	失败	5.95×10-6					失败
导频失真频道					70	失败	5.48×10-6	失败

由于用于提取导频信号的低通滤波器，在恶劣信道环境中可能出现负载波频率偏移，且标准数据信号的功率可以比导频信号的功率大，以致不能提取所述导频信号。导频信号可位于例如8-VSB频谱的左边，可能出现负频率偏移，和例如出现正的频率偏移时相比，包括在低通滤波器中的数据分量具有更大的功率，且载波偏移可能得不到补偿。

因此，依据本发明的接收机的示例性实施例能够在导频信号发生失真的信道环境中补偿载波偏移，并可执行载波同步。

尽管本发明的示例性实施例已被结合自动频率控制器(AFC)描述，但可以理解的是任何适宜的频率控制器均是可用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合伪随机数63(PN63)信号和/或伪随机数511(PN511)信号描述，但可以理解的是任何适宜的信号均是可用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合无导频的频率和相位锁定环路(FPLL)描述，但可以理解的是任何适宜的频率和相位锁定环路均是可用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合无导频的载波频率偏移的估计描述，但可以理解的是本发明的示例性实施例可估计任何适宜信号的频率偏移。

尽管本发明的示例性实施例已被结合延迟相乘法描述，但可以理解的是任何适宜的频率偏移估计方法均是可用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合PN63的范围描述，但可以理解的是任何适宜的范围均是可应用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合数字控制振荡器(NCO)描述，但可以理解的是可应用于任何适宜的振荡器，例如，数字控制振荡器(DCO)。

尽管本发明的示例性实施例已被结合CORDIC算法及CORDIC操作单元描述，但可以理解的是任何适宜的算法和/或用于输出相位信号的操作单元(例如计算机)均是可用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合PN63自相关器描述，但可以理解的是任何适宜的自相关装置或其部件均是可用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合巴西信道环境描述，但可以理解的是本发明的示例性实施例可应用在任何适宜的信道环境中。

尽管本发明的示例性实施例已被结合逻辑电平‘1’和‘0’描述，但可以理解的是任何适宜的逻辑信号均是可用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合PN63信号间隔描述，但可以理解的是任何适宜的信号间隔均是可应用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合希尔伯特变换描述，但可以理解的是任何适宜的变换均是可应用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合残留边带(VSB)信号和/或无导频VSB信号描述，但可以理解的是本发明的示例性实施例可应用于任何适宜的数字信号。

尽管本发明的示例性实施例已被结合数字电视描述，但可以理解的是本发明的示例性实施例可应用于任何适宜的系统，例如，音频、视频，和/或通信系统。

尽管本发明的示例性实施例已被结合从导频抑制器输出的两倍符号率描述，但可以理解的是可采用与本发明的示例性实施例有关的任意符号率。

尽管本发明的示例性实施例已被结合余弦或正弦复数载波描述，但可以理解的是任何适宜的波形均是可应用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合低通滤波器(LPF)描述，但可以理解的是任何适宜的滤波器均是可用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合例如PN63信号的‘+-+’模式描述，但可以理解的是任何适宜的模式均是可应用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合大于或等于85kHz的偏移估计范围描述，但可以理解的是任何适宜的偏移估计范围均是可用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合DTV接收机(例如先进电视系统委员会的DTV接收机)描述，但可以理解的是本发明的示例性实施例可被实现在任何适合的接收机中或结合任何适合的接收机使用。

尽管本发明的示例性实施例已被结合多相位信号滤波器描述，但可以理解的是任何适宜的信号滤波器均是可用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合匹配滤波器描述，但可以理解的是任何适宜的滤波器均是可用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合频率为5.38MHz、10.76MHz或24.69MHz，且符号率为21.52MHz的VSB信号描述，但可以理解的是任何适宜的频率和符号率均是可用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合中频信号描述，但可以理解的是任何适宜的信号均是可用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合改善合成信号的信噪比描述，但本发明的示例性实施例还可改善合成信号的其它特性。

尽管本发明的示例性实施例已被结合多环路滤波器描述，但可以理解的是任何适宜的滤波器均是可用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合估计瞬时估计值描述，但可以理解的是本发明的示例性实施例可估计与估计相位误差信号有关的其它值。

尽管本发明的示例性实施例已被结合内部累计器描述，但可以理解的是任何适宜的内部或外部累计器均是可用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合将20dB的信噪比、±70kHz的载波频率偏移、70ppm的符号定时频率偏移用作模拟环境、以及具有3kHz和0.7kHz的环路滤波带宽的多环路滤波器描述，但可以理解的是任何适当的信噪比、载波频率偏移、符号定时频率偏移均可用作模拟环境，以及任何适当的环路滤波器带宽均是可用的。

尽管本发明的示例性实施例已被结合8-VSB的信号描述，但可以理解的是任何适宜的信号均是可用的。

虽然已特别示出了本发明的示例性实施例，且已参照其示例性实施例进行了描述，但本领域普通技术人员应当理解在不脱离所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可以在细节及形式上作出多种变化。

Claims (35)

1、一种估计无导频载波频率偏移的方法，包括：

接收已去除导频的残留边带(VSB)信号，以及

通过使邻近的伪随机噪声63(PN63)信号互相关联来执行自相关操作；

通过采样、延迟、并且将自相关的PN63信号相乘来对所接收的VSB信号的频率偏移进行估计；以及

确认所估计的频率偏移值是否在PN63范围内。

2、根据权利要求1所述的方法，还包括，

根据所述估计的频率偏移对所接收的VSB信号的频率偏移进行补偿。

3、根据权利要求1所述的方法，其中，在估计频率偏移的步骤中，根据在对PN63自相关信号进行采样时得到的采样的数量、信号的时间间隔以及用于对多个频率偏移的估计值进行累计的采样的数量来估计所述频率偏移。

4、根据权利要求1所述的方法，其中，在估计频率偏移的步骤中，通过公式

$\hat{f}=\frac{a}{2\mathrm{\&pi;}{\mathrm{DT}}_S}\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\arg \left[\frac{\mathrm{Im}\left[S_{\mathrm{PN}63}\left(k\right){S^{*}}_{\mathrm{PN}63}(k-D)\right]}{\mathrm{Re}\left[S_{\mathrm{PN}63}\left(k\right){S^{*}}_{\mathrm{PN}63}(k-D)\right]}\right]$

来估计所述频率偏移，

这里，D表示当对PN63自相关信号进行采样时得到的采样的数量，T_S表示具有D倍的采样率的信号的时间间隔，M表示用于对多个频率偏移的估计值进行累计的采样的数量。

5、根据权利要求1所述的方法，其中，在估计频率偏移的步骤中，如果自相关PN63信号被采样两次，则采样的数量为126，且采样时间对应于21.52MHz。

6、根据权利要求3所述的方法，其中，在估计频率偏移的步骤中，在对最大两个PN63自相关信号间隔的二次过采样的采样的数量之内可变地确定用于对多个估计值进行累计的采样的数量。

7、根据权利要求1所述的方法，其中，根据自相关信号的采样的数量、以及具有对应于所述采样的数量的采样率的信号的时间间隔，来确认估计的频率偏移值是否在所述范围之内。

8、根据权利要求1所述的方法，其中，通过公式

$\left|\hat{f}\right|<\frac{1}{2D{T}_S}$

来确认估计的频率偏移值是否在PN63范围之内，

这里，D表示PN63自相关信号的采样的数量，T_S表示具有对应于该采样的数量的采样率的信号的时间间隔。

9、根据权利要求3所述的方法，其中，在确认估计的频率偏移值是否在PN63范围之内的步骤中，如果自相关PN63信号被采样两次，则采样的数量为126，时间间隔对应于21.52MHz，而PN63范围为±85kHz。

10、一种用于估计载波频率偏移的无导频自动频率控制器，包括：

自相关器，其接收已从中去除导频的所接收VSB信号的I信号和Q信号，并对邻近的PN63信号进行复数相乘；

操作单元，其接收从自相关器输出的复数信号，并基于该复数信号输出相位信号和幅度信号；

控制单元，其接收从操作单元输出的相位信号，并基于所述相位信号确定自相关PN63信号的间隔；及

计算单元，其响应于与PN63信号的间隔相关的所述自相关信号的信号间隔，获取所述操作单元的相位信号的平均值。

11、根据权利要求10所述的无导频自动频率控制器，其中所述自相关器是PN63自相关器。

12、根据权利要求10所述的无导频自动频率控制器，其中所述操作单元是坐标旋转数字计算机(CORDIC)操作单元。

13、根据权利要求10所述的无导频自动频率控制器，其中所述自相关器具有整数倍的符号率的所接收无导频VSB信号的输入。

14、根据权利要求10所述的无导频自动频率控制器，其中所述控制单元包括：

第一计算单元，其接收从操作单元输出的相位信号，并获取该相位信号的绝对值，延迟单元，其将第一绝对值计算单元的输出延迟若干符号，

加法器，其将第一计算单元的输出与延迟单元的输出相加，并产生相应于这些输出之差的信号，

第二计算单元，其接收加法器的输出，并获取该加法器的输出的绝对值，

第三计算单元，其接收第二计算单元的输出，并获取该第二计算单元的输出的平均值；以及

比较器，其将参考信号与所述由第三计算单元获取的平均值进行比较，并输出表示所述PN63信号的间隔的信号。

15、一种用于解调载波的方法，包括：

从接收的VSB信号中去除导频分量；

通过利用PN63信号从所述无导频的VSB信号中估计频率偏移；

从所述无导频的VSB信号中估计相位偏移；以及

基于所估计的频率和相位偏移对所接收VSB信号的相位偏移进行补偿。

16、根据权利要求15所述的方法，其中估计频率偏移的步骤包括，

接收已从中去除导频的VSB信号，并通过使邻近的PN63信号互相关联来执行自相关操作；

通过对所述自相关PN63信号采样若干次并执行延迟相乘操作来估计所接收VSB信号的频率偏移；以及

确认估计的频率偏移值是否在PN63范围之内。

17、根据权利要求15所述的方法，其中，通过公式

$\hat{f}=\frac{a}{2\mathrm{\&pi;}{\mathrm{DT}}_S}\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}\arg \left[\frac{\mathrm{Im}\left[S_{\mathrm{PN}63}\left(k\right){S^{*}}_{\mathrm{PN}63}(k-D)\right]}{\mathrm{Re}\left[S_{\mathrm{PN}63}\left(k\right){S^{*}}_{\mathrm{PN}63}(k-D)\right]}\right]$

来估计所述频率偏移，

这里，D表示当对自相关PN63信号进行采样时得到的采样的数量，T_S表示具有D倍的采样率的PN63信号的时间间隔，M表示用于对多个频率偏移的估计值进行累计的采样的数量。

18、根据权利要求15所述的方法，其中，在估计频率偏移的步骤中，如果所述自相关信号被采样两次，则采样的数量为126，且采样时间对应于21.52MHz。

19、根据权利要求15所述的方法，其中，在估计频率偏移的步骤中，在最大两个自相关信号间隔的二次过采样的采样的数量之内可变地确定用于对多个估计值进行累计的采样的数量。

20、根据权利要求15所述的方法，其中，通过公式

$\left|\hat{f}\right|<\frac{1}{2D{T}_S}$

来确认估计的频率偏移值是否在PN63范围之内，

这里，D表示自相关PN63信号的采样的数量，T_S表示具有对应于该采样数量的采样率的自相关PN63信号的时间间隔。

21、根据权利要求15所述的方法，其中，在确认估计的频率偏移值是否在所述PN63范围之内的步骤中，如果自相关PN63信号被采样两次，则采样的数量为126，时间间隔对应于21.52MHz，且所述范围为±85kHz。

22、根据权利要求15所述的方法，还包括，锁定所估计的载波频率偏移。

23、根据权利要求15所述的方法，其中，估计相位偏移的步骤包括，

将所接收的无导频VSB信号的I信号和Q信号相乘，以及

通过对相乘结果进行低通滤波来估计所述相位偏移。

24、根据权利要求15所述的方法，其中，在对所接收VSB信号的相位和频率偏移进行补偿的步骤中，所接收的VSB信号乘以数控振荡器(NCO)的输出以补偿所述VSB信号的频率和相位偏移。

25、一种用于解调载波的装置，包括：

模数转换单元，其将接收的VSB信号转换成数字信号；

基带解调单元，其将所述模数转换单元的数字信号转换成I和Q基带数字信号，并通过乘以由数控振荡器(NCO)提供的复数载波信号来去除载波的频率偏移和相位偏移；

直流(DC)抑制器，其去除基带解调单元的输出信号中的直流分量的导频信号的直流分量；

自动频率控制器(AFC)，其通过利用PN63信号，从所述无导频VSB信号的频率中估计载波频率的偏移；

频率和相位锁定环路(FPLL)，其从所述无导频VSB信号的相位中估计载波相位的偏移；

多环路滤波器，其对FPLL的输出的载波相位偏移进行累计，检测低频分量，并输出相位误差信号；以及

所述数控振荡器(NCO)，其响应于所估计的频率偏移和相位误差信号，产生复数载波信号。

26、根据权利要求25所述的装置，还包括，

频率跟踪锁定控制单元，其锁定由自动频率控制器所估计的载波频率偏移。

27、根据权利要求25所述的装置，其中，所述频率跟踪锁定控制单元包括：

场缓冲单元，其存储所述无导频VSB信号的一场同步信号，

载波频率补偿单元，其根据所估计的载波频率偏移对所存储的一场同步信号的载波频率进行补偿，以及

检测单元，其使所存储的一场同步信号中的PN511信号互相关，并输出频率跟踪锁定信号。

28、根据权利要求25所述的装置，还包括：

模式选择单元，其响应于所述频率跟踪锁定信号，将所述载波频率偏移以及载波相位偏移传递到数控振荡器。

29、根据权利要求25所述的装置，其中所述自动频率控制器包括：

自相关器，其接收已从中去除导频的所接收VSB信号的I信号和Q信号，并执行邻近信号的复数相乘；

操作单元，其接收从自相关器输出的复数信号，并根据该复数信号输出相位信号和幅度信号；

控制单元，其接收从操作单元输出的相位信号，并根据该相位信号确定信号的间隔，以及

计算单元，其响应于所述信号的信号间隔，获取所述操作单元的相位信号的平均值。

30、根据权利要求25所述的装置，其中，所述自相关器是PN63自相关器。

31、根据权利要求25所述的装置，其中，所述操作单元是坐标旋转数字计算机(CORDIC)操作单元。

32、根据权利要求25所述的装置，其中，所述计算单元是相位平均值计算单元。

33、根据权利要求25所述的装置，其中，所述自相关器接收所接收的无导频VSB信号，其具有整数倍的符号率。

34、根据权利要求29所述的装置，其中，所述控制单元包括：

第一绝对值计算单元，其接收从操作单元输出的相位信号，并获取该相位信号的绝对值，

延迟单元，其将第一绝对值计算单元的输出延迟若干符号，

加法器，其将第一绝对值计算单元的输出与延迟单元的输出相加，并产生相应于这些输出之差的信号，

第二绝对值计算单元，其接收加法器的输出，并获取该加法器的输出的绝对值，

平均值计算单元，其接收第二绝对值计算单元的输出，并获取该第二绝对值计算单元的输出的平均值；以及

比较器，其将参考信号与在所述平均值计算单元中获取的平均值进行比较，并输出表示所述信号间隔的信号。

35、根据权利要求25所述的装置，其中，所述基带解调单元包括：

多相位滤波器，其对当所接收的VSB信号在模数转换单元中被转换成数字信号时所产生的VSB信号的采样定时偏移进行补偿，

下变频单元，其将所接收的VSB信号转换成基带信号，

匹配滤波器，其通过将所述基带VSB信号的I信号和Q信号合成以产生VSB信号，并滤波该合成的VSB信号以使信号的信噪比达到最大，以及

上变频单元，其接收所述匹配滤波器的输出，提取实数信号，并恢复所接收的VSB信号。

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