CN1226117A - 数字电视信号接收器中的基带数字电视信号的抽取 - Google Patents

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Abstract

一种数字电视(DTV)信号电接收器,最终IF信号以正交幅值调制(QAM)和残留边带(VSB)信号的两符号频率的一倍数的速率数字化并同步于基带。提供自动频率和相位控制信号到本机振荡器,使QAM和VSB最终IF信号的载波调为QAM和VSB信号的两符号频率的倍数的因数。使最终中频信号同步所得基带DTV信号的采样速度高于符号速率,便于符号同步。在频道均衡前按符号速率抽取基带DTV信号,以降低频道均衡滤波器中所需乘数数目。

Description

数字电视信号接收器中的 基带数字电视信号的抽取
本发明涉及能够接收诸如数字式高清晰度电视(HDTV)信号的数字电视(DTV)信号的无线电接收器，该信号利用主载波的正交幅值调制(QAM)传输，或利用主载波的残留边带(VSB)幅值调制传输。
由高级电视系统委员会(ATSC)于1995年9月16日颁布的数字电视标准规定了对于以6兆赫带宽电视频道传输数字电视(DTV)信号的残留边带(VSB)信号，这些频道例如在美国现时采用按国家电视系统委员会(NTSC)关于空中广播使用模拟电视信号的频道。所指定的VSB DTV信号它的频谱很可能与同频道干扰的NTSC模拟TV信号的频谱相交错。通过将DTV信号中的导频载波(carrier)和主调幅边带频率定位在NTSC模拟TV信号的四分之一水平行扫描速率的奇数倍就形成这种情况，这两种频率都落在NTSC模拟TV信号的四分之一水平行扫描速率的偶数倍之间，共同频道干扰的NTSC模拟TV信号的亮度和色度分量的大部分能量都落在该偶数倍(速率)上。NTSC模拟TV信号的视频载波与该电视频道的下限频率偏差1.25兆赫。DTV信号的载波与这样的视频载波偏差59.75倍的NTSC模拟TV信号的水平行扫描速率，将DTV信号的载波安排距电视频道的下限频率约309,877.6赫。因此，DTV信号的载波距电视频道的中间频率约2690122.4赫。在数字电视标准中的严格的符号频率(684/286)倍于距NTSC模拟TV信号中的视频载波偏差4.5兆赫的声载波。在NTSC模拟TV信号中的每水平扫描行的符号的数目为684，为了得到与NTSC模拟TV信号中的视频载波偏差4.5兆赫的声载波，要将一为286的系数与在NTSC模拟TV信号中水平行扫描速率相乘。符号速率是每秒10.762238×106符号，其可以利用由DTV信号载波扩展5.381119兆赫的VSB信号包含。即，可以将VSB信号限制到一由电视频道的下限频率扩展5.690997兆赫的频带。
该关于美国数字HDTV信号地面广播的ATSC标准能够传输按照16∶9宽高比的两种高清晰度电视(HDTV)制式的其中之一。一种HDTV制式采用每扫描行1920采样和按照2∶1隔行扫描半帧，每30赫的帧含1080有效水平扫描行。另外的HDTV制式每扫描行采用1280亮度采样，每60赫的帧含720逐行扫描的电视图像扫描行。ATSC标准还适应不同于HDTV制式的DTV制式的传输，例如与NTSC模拟电视信号相比，具有通常清晰度的四个电视信号的并行传输。
利用关于在美国的地面广播的残留边带(VSB)调幅(AM)传输的DTV，包含一系列的时间上连续的数据区，每个包含313时间上连续的数据段。每个数据段有832符号。这样按照10.76兆赫的符号速率，则每个数据分段持续77.3毫秒。每个数据段按一行同步代码组开始，每组4个具有顺序数值为+S、-S、-S和+S的符号。数值+S是一低于最大正数据偏移的值，数值-S是一高于最大负数据偏移的值。每个数据区中的起始行包含区同步代码组，对用于频道均衡和多路径抑制操作的训练信号编码。训练信号是511采样的伪噪声系列(或“PN”序列)，接着是3个63采样的PN序列。这些63采样的PN序列的中间一个按照每奇数数据区中的第一行中的第一逻辑约定及按照每偶数数据区中的第一行中的第二逻辑约定进行传输，第一和第二逻辑约定是彼此相关互补的。另外两个63采样PN序列和511采样PN序列是按照在所有的数据区中相同的逻辑约定传输的。
在数据行中的数据是利用12个交错的格形码进行格形编码的，每2/3比率格形码具有一未编码位。对交错的格形码进行Reed-Solomon预前误差校正编码，这样就准备了对由于噪声源例如附近未加屏蔽的汽车点火系统引起的突发差错的校正。Reed-Solomon编码结果按照用于空中传输的8电平(3位/符号)一维群集符号编码传输，这种传输的实现没有利用与格形码处理操作分开的符号预编码。对于没有进行预编码实现传输的有线广播，Reed-Solomon编码结果按照16电平(4位/符号)一维群集符号编码传输。VSB信号使其自然载波受到抑制，该载波根据调制的百分率改变幅值。
利用具有固定幅值的导频载波取代该自然载波，该幅值对应于规定的调制百分率。这种固定幅值的导频载波是通过向施加到平衡调制器上的调制电压中加入直流分量的移相产生的，该调制器产生的调幅边带，提供到提供VSB信号作为其响应信号的滤波器。如果3位符号编码的8个电平在载波调制信号中具有规范的数值：-7、-5、-3、-1,+1,+3,+5和+7，则导频的规范的数值为1.25。+S的规范数值为+5,-S的规范数值为-5。
利用8电平符号编码的VSB信号将用在美国的高空广播中，利用16电平符号编码的VSB信号可用在高空小范围广播系统或在有线广播系统中。然而，某些有线广播很可能代之以利用受抑制的载波正交调幅(QAM)信号而不是利用VSB信号来实现。这样就向电视接收器设计人员提出设计接收器的问题，这些接收器能接收两种类型之一的传输信号和自动选择适当接收装置，以便接收目前类型的传输信号。
假设在用于VSB DTV信号的发射器中和用于QAM DTV信号的发射器中，提供用于符号编码的数据格式是相同的。VSB DTV信号按照10.76*106符号每秒的符号速率仅对载波中一种相位的幅值进行调制，以便提供未伴随虚部信号的实部信号，这一实部信号处在6兆赫的频带内，因为它的VSB属性是载波接近频带的边缘。因此，设计调制载波中两种正交相位的QAMDTV信号，以便提供包含作为其分量的实部信号和虚部信号的一种复数信号，该QAMDTV信号的符号速率为5.38·106符号每秒，该复数信号处于6兆赫的频带内，因为QAM属性是载波处于频带的中间。
在符号解码后的处理在用于VSB DTV信号的接收器中和在用于QAMDTV信号的接收器中是相似的，假设提供用于符号解码的数据格式在用于VSB DTV信号的和在用于QAM DTV信号的发射器中是相同的。通过符号解码恢复的数据作为输入信号提供到一数据去交错器，经去交错的数据提供到Reed-Solomon解码器。经误差校正的数据提供到数据去随机器，其重新产生用于包括解码器的数据包。所选择的包用于重现DTV节目中的声音部分，其它选择的包用于重现DTV节目中的图像部分。
零-中频(ZIF)接收器执行放大和按基带的频道选择，这种用于接收QAMDTV信号的接收器并不是很好适合于接收VSB DTV信号的。这是因为问题是当载波不是处在频道的中心频率上时，要保证在ZIF接收器中足够地抑制邻近频道。然而，如果接收器是超外差的，调谐器在用于VSB DTV信号的接收器中和在用于QAM DTV信号的接收器中是十分相似的。接收器的差别归于用于将最终IF信号转变为基带的同步操作和符号解码操作方面。一个能够接收VSB或QAM的DTV信号的接收器，如果不重复在同步于基带之前的相似的调谐器电路以及在符号解码电路之后所用的相似的接收器元件的话，在设计上是更经济的。难题是以最佳方式构成用于同步于基带的电路和用于符号解码的电路，以适应两种DTV传输标准；以及对于目前接收的DTV传输信号做好准备，以便自动选择适当的接收方式。
一种已知的其后面进行同步检测的调谐器中采用二次变频类型的DTV信号无线电接收器，已经在研究ATSC标准的过程中采用的HDTV系统的范围测试过程中加以利用。一频率合成器产生第一本机振荡信号，其与所接收的VSB DTV信号外差以产生第一中频(例如按920兆赫中心频率和922.69兆赫载波)。一无源LC带通滤波器从图像频率中选择这些第一中频，用以由第一中频放大器放大，利用陶瓷谐振滤波器对经放大的第一中频进行滤波，以抑制相邻频道信号。将第一中频与第二本机振荡外差以产生第二中频(例如按46.69兆赫载波)；以及一可以为表面超声波(SAW)型的滤波器由图像和由残余的相邻频率响应信号中选择第二中频，用以由第二中频放大器放大。第二中频放大器的响应信号提供到第三混频器，以便利用固定频率的第三本机振荡信号同步于基带。可以按时0°和90°相位关系提供固定频率的第三本机振荡信号，以此实现在同步过程中分别的同相和正交相位同步检测操作。同步是一种操作，以相乘方式将经调制的信号与基频与经信号调制的载波相同的波混合；对其锁定频率和相位；以及对相乘混合的结果进行低通滤波，将调制的信号恢复到基带，基带从零频率扩展到调制信号中的最高频率。
分别将按模拟方法产生的同相和正交相位同步检测结果分别数字化存在的问题与在数字化后同步检测结果彼此满意地跟踪有关；量化噪声在被看作为一向量的复数信号中引入了发音相位误差。这些问题，在按数字方法实现同相和正交相位同步检测操作的DTV信号无线电接收器中可以避免。例如，按照两倍的符号编码的Nyquist速率对第二中频放大器的响应信号进行数字化。连续的采样可看作按它们出现的顺序连续地计数，并且奇数采样和偶数采样是彼此分开的，以产生各自的同相(或实部)和正交相位(或虚部)同步检测结果的部分。正交相位(或虚部)同步检测发生在利用适当的有源冲激响应佰IR)数字滤波对一组采样进行Hilbert变换之后，而另一组采样的同相(实部)同步检测是在将它们延迟一等于Hilbert变换滤波器的等待时间之后进行的。在VSB和QAM DTV接收器中将同步检测中的频率和相位锁定的方法和符号解码中的频率和相位锁定的方法是不同的。
这些已知类型的DTV信号无线电接收器存在某些问题在于接收器中调谐器部分的设计，因为VSB DTV信号和QAM DTV信号的各自的载波频率是彼此不同的。QAM DTV信号的载波频率处于6兆赫宽的TV频道的中间，而VSB DTV信号的载波名义上在TV频道下限频率之上约310千赫。因此，用于同步于基带的固定频率的第三本机振荡应当在将VSB DTV信号同步于基带时和当将QAM DTV信号同步于基带时，必须具有不同频率。两种载波频率之间2.69兆赫的差大于通过将自动频率和相位控制施加于第三本机振荡器所易于适应的对应值。第三振荡器可以以开关方式在两个稳频晶体之间选择，这点是实际需要的。当然在这样的配置中，可包含对调谐器电路的改变，安排自动选择对于目前接收的DTV传输信号的适当接收方式。必须进行的无线电频率切换会降低调谐器的可靠性。RF切换和用于第三振荡器的附加稳频晶体明显增加了调谐器的成本。
用于接收数字电视信号的无线电接收器，在该接收器中最终中频信号某些情况下处于1-8兆赫频率范围内而不是在基带上，在C.B.Patel等人的1995.12.26公布授权的5,479,499号美国专利中介绍了这种情况，该专利名称为“包含在HDTV中带有带通相跟踪器的数字VSB检测器，DIGITAL VSBDETECTOR MITHBANDPASS PHASE TRACKER,AS FOR INCLUSIONINANHDTVRECEIVER”，这里引用以供参考。在1996年8月20日授权的序列号为5,548,617的美国专利中由C.B.Patel等人介绍了在这类接收器中使用无限冲激响应滤波器用于形成复数数字载波，该专利名称为“用在HDTV接收器中的带有利用雷达滤波器的带通相位跟踪器的数字VSB检测器，DIGITAL VSB DETECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKER USINGRADER FILTERS,AS FOR USE IN AN HDTV RECEIVER”，这里引用可供参考。在1995年12月22日申请的名称为“用在HDTV接收器中的带有利用NG滤波器的带通相位跟踪器的数字VSB检测器，DIGITAL VSBDETECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKER USING FILTERS,ASFOR USE IN AN HDTV RECEIVER”的已容许的美国专利申请08/577,469号中由C.B.Patel等人介绍了在这类接收器中使用有限冲激响应滤波器来形成复数数字载波，这里引用可供参考。在1996年4月9日公布的名称为“具有用于QAM/VSB方式选择的带虚部采样存在检测器的HDTV信号接收器，HDTV SIGNAL RECEIVER WITH IMAGINAPY-SAMPLE-PRESENCEDETECTOR FOR OAM/VSB MODE SELECTIOW”的5506636号美国专利中由C.B.Patel等人介绍了用于QAM和VSB信号两者的接收器设计，其中两种类型信号的QAM/VSB接收器通过相同的中频放大器(接收器)进行处理，这里引用可供参考。1997年2月25日公布授权给C.B.Patel等人的名称为“关于HDTV接收器的具有按照符号速率的次谐波的最终IF载波的数字VSB检测器，DIGITAL VSB DETECTOR WITH FINAL IF CARRIER ATSUBMULTIPLE OF SYMBOL RATE,AS FOR HDTV RECEIVER”的5,606,579号美国专利，这里引用可供参考。1997年8月19日公布授权给C.B.Patel等人的名称为“按照频率上低于全频带的残留频带的响应于最终IF信号的数字TV检测器，DIGITAL TV DETEC TOR RESPONDING TOFINAL IF SIGNAL WITH VESTIGIAL SIDEBAND BELOW FULLSIDEBAND IN FREQUENCY”的5,659,372号美国专利，这里引用可供参考。1994年6月28日由C.B.Patel等人申请的名称为“用于接收VSB和QAM数字HDTV信号的无线接收器，RADIO RECEIVER FOR RECEIVINGBOTH VSB AND QAM DIGITAL HDTV SIGNALS”的已容许的08/266753号美国专利申请这里引用可供参考。1998年2月3日公布授权给C.B.Patel等人的名称为“用于接收VSB和QAM数字HDTV信号的无线电接收器，RADIO RECEIVERS FOR RECEIVING BOTH VSB AND QAM DIGITALHDTV SIGNALS”的5,715,012号美国专利，这里引用可供参考。这些专利和专利申请都转让给Samsung Electroniscs Co.,Ltd，在这些专利和专利申请中公开了各项发明时，转让发明的协议已经生效。
在5,506,636号和5,715,012号美国专利中所介绍的QAM/VSB无线电接收器中，对最终中频信号数字化，按照数字方法实现同步操作得到基带采样。在接收器内的调谐器包含：一些用于在传输DTV信号采用的频带内的不同位置处的各频道中之一进行选择的元件；一系列的混频器，用于实现将所选择频道中接收的信号多次变换到最终中频(IF)信号；各对应的选频放大器，在该系列中的每个较早的混频器和在该系列中每下一个的混频器之间；以及各对应的本机振荡器，用于向对应的混频器提供振荡信号。这些本机振荡器中的每一个提供基本上相同频率的对应的振荡信号，不管选择的DTV信号是QAM信号还是VSB信号。将最终IF信号数字化。在此之后，在信号处理中产生的差别取决于所选择DTV信号是QAM信号还是VSB信号。这些差别在包含QAM同步电路和VSB同步电路的数字电路中是适应的。倘若为QAM信号，QAM同步电路通过将数字化的最终中频信号同步于基带，产生交错的QAM符号代码的实部和虚部采样流，否则对于数字化的最终IF信号当作QAM信号进行处理同步于基带，产生交错的QAM符号代码的实部和虚部采样流。倘若为VSB信号，VSB同步电路通过将数字化的最终IF信号同步于基频，产生交错的VSB符号代码的实部采样流，否则对于数字化的最终IF信号当作VSB信号进行处理同步到基带，产生交错的VSB符号代码的实部采样流。通过检测伴随VSB型的DTV信号的导频载波的存在，检测器确定最终IF信号是否是VSB信号，以产生一控制信号，其当最终IF信号明显不是VSB信号时处于第一状态，而当最终IF信号明显为VSB信号时处于第二状态。响应于处于第一状态的控制信号，无线电接收器自动切换到按QAM信号接收方式工作，以及响应于处于第二状态的控制信号，无线电接收器自动切换到按VSB信号接收方式工作。
所列举的5,506,636号美国专利、08/266753号美国专利申请以及08/614471号美国专利申请，假设VSB DTV信号的载波频率在最低频道频率之上625千赫，正如高级电视系统委员会的分会早期提出的一样。本说明书假设VSB DTV信号的载波频率在最低频道频率之上约310千赫，正如在1995年9月16日公布的数字电视标准中的附录A中规定的一样。
如果所选择的DTV信号是QAM信号，最终IF信号的载波最好是QAM和VSB信号两者的符号频率的一个倍数的次谐波，如果选择的DTV信号是VSB信号，则最终IF信号的载波为该倍数的另一规定的次谐波。当VSB DTV信号的载波在最低频道频率之上名义上为310千赫时，这些规定的次谐波应当在频率上相差基本上为2.69兆赫。按照QAM和VSB信号两者的符号频率的这一倍数对最终IF信号进行数字化，便利于产生该用于使QAM和VSB最终IF信号同步于基带的数字载频。QAM和VSB两者的符号频率的这一倍数应当足够低，使数字化实际可行，但最好在Nyquist速率之上。
在这些QAM/VSB无线电接收机之中一种类型接收机中，QAM信号的符号频率的倍数的规定次谐波比所述VSB信号的符号频率的倍数的规定的次谐波基本上高2.69兆赫。在一优选的这类接收器中，在最终IF信号方面QAM载波频率为5.38兆赫，为10.76兆赫的一次次谐波；以及在最终IF信号方面VSB信号的载波频率为2.69兆赫，为10.76兆赫的三次次谐波。
在这些QAM/VSB无线电接收器的另一种类型接收机中，QAM信号的符号频率的倍数的规定次谐波在频率上比VSB信号的符号频率的倍数的规定次谐波基本上低2.69兆赫。对其全边带低于最终IF信号的载波频率VSB信号在本发明的这些实施例中按较好清晰度进行采样。在这样一个优选实施例中，按最终IF信号的QAM的载波频率为5.38兆赫。为10.76兆赫的一次次谐波；以及按最终IF信号VSB的载波频率为8.07兆赫，为10.76兆赫的三次谐波的三次次谐波。
当按数字方法进行同步时，通过按照一为其每个符号速率的一个倍数的采样速率对QAM和VSB信号两者最终IF信号进行数字化，便利于由只读存储器(ROM)产生数字载波。因此，便利于对用于使QAM或VSB信号的载波同步于基带的载波频率进行锁相。
按照其符号速率的一些倍数对QAM和VSB DTV信号进行数字化，便利于符号同步，无论是按照由Patel等人介绍的以数字方法进行同步，还是以模拟方法进行同步。为了满意地实现符号同步，必须按照至少两倍于符号速率的采样速率来提供数字采样。按照一高于符号速率提供数字采样，将提高用于基带DTV信号的频道均衡的数字滤波器中的抽头的数目，这是由于在任何特定的周期的重影(ghost)中的采样次数将直接按采样速率是符号速率的多少倍增加。按照其符号速率的M乘N倍对QAM或VSB DTV信号进行数字化(M是至少为1的正数，N是至少为2的正整数)使得能在进行它的频道均衡之前按N∶1抽取数字DTV基带信号，只要在被抽取的数字信号中满足关于传输符号的Nyquist判据。
根据本发明的一个方面，在实现数字DTV信号频道均衡之前抽取数字DTV信号，这样就会降低用于进行频道均衡的数字滤波器的核心中的采样的数目，并明显降低DTV接收器的成本。
对数字VSB信号的抽取到采样速率低于两倍其符号速率(特别是对于采样速率等于其符号速率)的情况，要求在抽取操作之前进行符号同步，以便抽取操作中不丢失符号信息。本发明的一个方面是在抽取操作之前实现符号同步。根据本发明的另一个方面提供一种实现符号同步的方法，包含的步骤有：由基带DTV数据中抽取与所需符号速率和定时相关的信号；检测所抽取的信号和在DTV接收器中的无线电接收器部分中的模数变换器的采样速率之间的频率和相位误差；将检测的频率和相位误差作为一自动频率和相位控制信号提供一受控振荡器；由受控振荡器的振荡信号中产生该确定模数变换器的采样速率的采样时钟信号。
在一数字电视(DTV)接收器中体现本发明，该接收器中包含一无线电接收器部分，其用于选择接收频道，将所选择频道中的DTV信号变换为各中频，以便滤波和放大，以及用于将经滤波和放大形成的一模拟最终中频输出信号同步于基带，以此产生一基带信号。该DTV接收器可以是用于接收QAMDTV信号、VSB DTV信号或这两种DTV信号的接收器。在这种无线电接收器中包含一模数变换器(ADC)，其用于对其中的一种信号采样并将其数字化，使得能由无线电接收器部分提供基带信号，作为描述该基带信号的第一数字采样流。一采样时钟发生器其连接适于提供采样时钟信号对由ADC进行的采样进行时间控制，这样第一数字采样流的采样速率基本上等于规定的倍数MN乘以DTV信号的符号速率。MN是一大于一的正数M与至少为二的正整数N的乘积。一抽取器其连接适于接收第一数字采样流以及响应于它产生第二数字采样流，其中仅第一数字采样流中的每节N个采样按照这样一种采样速率即为第一数字采样流的采样速率的N分之一重现。在频道均衡器中为了实现频道均衡所需的抽头(tap)的数目通过第二数字采样流的N∶1抽取得以降低。在数字乘法器方面的节约为成本和可靠性也带来明显的好处。在DTV接收器中包含一符号同步器，用于校正在频道均衡器响应信号中的符号相位误差；以及在DTV接收器中包含一符号解码器，用于对在频道均衡器响应信号中已经符号相位误差校正的符号进行解码，以便恢复与经解码的符号相对应的各位组。
在这种类型DTV接收器的一个优选实施例中，采样时钟发生器包含：一振荡器，用于按照由自动频率和相位控制信号控制的频率提供振荡信号；一电路，用于产生一响应于振荡频率的速率的采样时钟信号；以及该符号同步器包含：一FIR滤波器，用于仅由第一数字采样流中仅选择符号速率的规定次谐波的信号；以及一自动频率和相位控制检测器，用于检测ADC采样速率和在FIR滤波器的响应信号中选择的符号速率的规定的次谐波之间的频率和相位误差。
按照本发明的另一个方面，通过从符号代码(尽管未由其形成波特频率)形成用于受控振荡器的自动频率和相位控制(AFPC)信号，用于对由采样时钟发生器提供的采样计时控制的受控振荡器与在基带DTV信号中的符号同步。通过使基带DTV信号符号代码由一窄带通有限冲激响应(FIR)数字滤波器处理，而该滤波器是由采样时钟发生器提供的采样时钟计时控制的，就可以实现这一点。一种会产生二次谐波的非线性处理例如方波化施加于窄带通FIR数字滤波器响应信号，以便产生伴随噪声谱的波特频率。一自动频率和相位控制检测器检测响应于重现的波特频率的受控振荡器振荡频率的振荡误差，并对于该误差信号提供经低通滤波的响应信号，提供到受控的振荡器，作为它的AFPC信号。
图1是可体现本发明的一种类型的数字电视(DTV)接收器中的起始部分的方块示意图，其包含一用于检测QAM型的DTV信号中的符号的电路；一用于检测VSB型的DTV信号中的符号的电路；一针对用于检测QAM型的DTV信号中的符号的电路和用于检测VSB类型的DTV信号中的符号的电路选择的符号的幅值和组合延迟均衡器。
图2是可体现本发明的一种类型的DTV接收器中在图1中未表示的其余部分的方块示意图。
图3是一详细方块示意图，表示用于使QAM DTV信号同步于基带的数字电路、用于使VSB DTV信号同步于基带的数字电路、以及与将输入信号提供到QAM和VSB同步电路的相关电路，它们均用在图1和2中所示类型的DTV信号无线电接收器。
图4是一详细方块示意图，表示用于提供采样时钟发生器的电路、查询表只读存储器(ROM)，用于提供复数载波的数字说明，该载波用于将数字QAM信号和数字VSB信号(每个均处在最终IF信号频率下)同步于基带；以及用于这些ROM的地址发生器；这些电路包含在可体现本发明的一种类型的某些DTV信号无线电接收器中。
图5是一详细方块示意图，其中的电路与图4相似，但有改进，用于提供用以将数字QAM信号同步于基带的复数载波的数字说明的ROM的地址发生器，和用于提供用以将数字VSB信号同步于基带的复数载波的数字说明的ROM共用一个地址计数器。
图6是一详细方块示意图，表示在体现本发明的DTV信号无线电接收器中用于将数字采样变换为复数形式的电路，该电路包含：一Hilbert变换滤波器，用于由实部采样产生虚部采样，并且包含对于等同于该滤波器等待时间的实部采样的延迟补偿部分。
图7是详细方块示意图，表示一对全通数字式无限冲激响应(IIR)型滤波器，是根据Jacobian椭圆函数设计的，并对于数字化的带通信号形成恒定π/2相位差的响应信号，正如在先技术中所了解的，可用于在体现本发明的DTV信号无线电接收器中将数字采样变换为复数形式。
图8和9是对图7中的滤波器电路可进行改变去掉冗长延迟部分的方块示意图。
图10是一详细方块示意图，表示一对全通数字式有限冲激响应(FIR)型滤波器，对于数字化的带通信号形成恒定π/2相位差的响应信号，可以用于在体现本发明的DTV信号无线电接收器中将数字采样变换为复数形式。
图11是对于最终中频的限制的曲线图，为当在最终IF信号方面VSBDTV信号的载波在频率上低于QAM DTV信号的载波，使得在最终IF信号方面VSB DTV信号的全边带在频率上高于其残留边带时，以及当在数字化过程中采样速率限制到每秒21.52*106采样时，QAM DTV信号和VSBDTV信号的载波可频率转换到该最终的中频。
图12是对于最终中频的限制的曲线图，为当在最终IF信号方面VSBDTV信号的载波在频率上高于QAM DTV信号的载波，使得在最终IF信号方面VSB DTV信号的全边带在频率上低于其残留边带时；以及当在数字化的过程中采样速率限制到每秒21.52*106采样时，QAM DTV信号和VSBDTV信号的载波可频率转换到该最终的中频。
图13是可以体现本发明的另一种类型的DTV接收器中一些部分的方块示意图，这些部分在图1中未表示，并且在提供数据同步恢复的方法上不同于图2。
在各方块示意图中，用虚线表示时钟或控制信号连接，希望将它们与用于受控信号的连接相区别。为了避免在方块图中过分复杂，某些在数字电路中所需的某些垫补延迟被略去了，通常对这种垫补延迟的需要由电路或系统设计人员来考虑。
图1表示一包含元件11-21的调谐器5，其选择在关于DTV信号的频带内的各不同位置处的其中一个频道，并对所选择频道进行多种频率变换，变换为在最终中频频带内的一个最终中频信号。图1中所示的广播接收天线6，其配置用于获取用于调谐器5的DTV信号。另外，调谐器5可以连接以便由窄带广播接收天线或由有线电视发送系统接收DTV信号。
更具体地说，在图1所示的调谐器5中，频道选择器10设计由人控制，以便确定第一本机振荡频率，功能作为第一本地振荡器的频率合成器11将第一本机振荡频率信号提供给第一混频器12，用以和由天线6或另外的这类信号源接收的DTV信号形成外差。第一混频器12将处在所选择的频道中的接收信号上变换为规定的第一中频(例如利用922.69兆赫的载波)，以及LC滤波器13用于抑制伴随由第一混频器12提供的上变换结果的不希望有的图像频率。由上变换形成的第一中频信号，按照滤波器13的响应信号提供的，作为输入信号加到第一中频放大器14，其提供经放大的IF(中频)信号用于驱动第一声表面波(SAW)滤波器15或由陶瓷谐振器构成的滤波器。上变换到相当高频率的第一中频有利于具有大量极点和零点的SAW滤波器15。SAW滤波器15的通频带是经设计的，以便在通过频率变换得到的、由电视频道的下限频率直到电视频带中约300千赫的上限频率的那些频通过。最好将SAW滤波器15设计得能抑制共用频道干扰该NTSC模拟TV信号中的经频率调制的声音载波。由第二本机振荡器16将第二本机振荡信号提供到第二混频器17，用以与第一SAW滤波器15产生的响应信号进行外差，从而产生第二中频(例如46.69兆赫载波)。第二SAW滤波器18用于抑制伴随由第二混频器17提供的下变换结果的不希望有的图像频率。在由NTSC电视发送向数字电视发送转换的阶段的过程中，第二SAW滤波器18通常包含一些用于相邻频道NTSC电视发送的声音和图像用载波陷波器。作为第二SAW滤波器18的响应信号提供的第二IF信号作为输入信号加到第二中频放大器19，其响应于输入信号产生一经放大的第二IF信号。在第三混频器21，来自第三本机振荡器20的振荡信号与经放大的第二IF响应信号进行外差。除去对来自第三本机振荡器20的振荡信号的频率进行选择，使第三混频器21提供第三中频响应信号以外，按照迄今所介绍的多变换调谐器5与由其它的人先前提出的相似。
该第三IF响应信号是调谐器5的最终的中频输出信号，其提供到接续的模数变换器(ADC)22，以便数字化。这一最终IF信号占有的频带宽度为6兆赫，其中的最低频率在0(频率)之上。在ADC22中作为在模数变换中的预备阶段所进行的对第三混频器21响应信号的低通模拟滤波抑制了各第三中频的图像频率，以及第二SAW滤波器18已限制了提供给ADC22要进行数字化的第三中频信号的带宽；这样ADC22的作用是一带通式模-数变换器。响应于由采样时钟发生器23提供的第一时钟信号中的脉冲，作为在模数变换的下一阶段在ADC22中进行对低通模拟滤波器响应信号的采样。
采样时钟发生器23最好包含一能够在相对窄范围内进行频率控制的晶体振荡器，用于以多种符号速率产生蔓叶线波形的振荡信号。一对称的削波器或限幅器对于这一曼叶线波形的振荡信号产生方波响应信号，从而产生第一时钟信号，ADC 22利用该信号对滤波后处于有限带宽的最终IF信号的采样定时。由在采样时钟发生器23中的晶体振荡器产生的曼叶线波形振荡信号的频率，可以利用响应于接收的DTV信号中的一些分量形成的自动频率和相位控制(AFPC)信号来测定，这些分量例如是符号或波特速率的次谐波，对此在本说明书中还要进一步详细介绍。在第一时钟信号中的各脉冲按照每秒21.52·106个采样的速率重复产生，其二倍于对于VSB信号的10.76·106个符号每秒的符号速率，以及4倍于对于QAM信号的5.38·106个符号每秒的符号速率。在这一21.52·106个采样每秒的时钟速率下，安排最终IF信号，这样它的中值频率在5.38兆赫之上，使在QAM载波中按21.52·106个采样每秒的速率采样的数目小于4，这并非希望地降低了提供用于符号解码的同步响应信号的均匀度。
ADC22提供10比特左右分辨率的实部数字响应信号给有限带宽的最终IF信号的采样，该数字响应信号由电路24变换为复数数字采样。构成电路24的各种方法是公知的。利用例如在5,479,449号美国专利中所介绍的赫伯特(Hilbert)变换滤波器可以按QAM载波频率产生图像的数字采样。如果由最终的IF信号占有的6兆赫宽的频带具有的最低频率至少为一兆赫左右，可以使在赫伯特变换滤波器中的分接头(tap)数目合理地减小，以及因此滤波器的等待时间合理地缩短。在5,548,617号美国专利中介绍的构成电路24的其它方法取决于两个无限-冲激响应(IIR)滤波器的响应信号之间的差分延迟，其基本上在所有的频率下等于90°的相位移。构成电路24的再一些方法取决于，两个在所有的频率下相位移基本上等于90°的有限冲激响应(FIR)滤波器的响应信号之间的差分延迟。
在图1所示接收器电路中，由电路24提供的最终IF信号的复数数字采样提供到用于将QAM信号同步到基带的电路25。电路25将实部采样(数据)流和虚部采样(数据)流并行提供到一符号去交错器26，以提供QAM调制信号的基带说明(description)。QAM同步电路25接收来自只读存储器27的，且转变为最终中频和彼此成90°相差关系的QAM载波中的两个定相(phasing)的复数数字说明。ROM27包含关于QAM载波的正弦和余弦查询表，由第一地址发生器28对ROM27寻址。第一地址发生器28包含一地址计数器(在图1中未明确表示)，用于对在由采样时钟发生器23产生的第一时钟信号中的周期性发生的时钟脉冲进行计数。利用由QAM去旋转器校正电路产生的符号相位校正项(term)对所得的地址计数进行扩增，因此产生关于ROM 27的寻址。在本说明书中将进一步对QAM同步电路25、第一地址发生器28以及它们的工作情况进行更详细的介绍。
在图1所示的接收器电路中，从电路24提供的最终IF信号的复数数字采样还提供到一用于将VSB信号同步到基带的电路30。VSB同步电路30提供说明同步到基带的残留边带(vestigial-sideband)的调制信号中的实部和虚部分量的采样信号(数据)流。VSB同步电路30从只读存储器31接收需转变为最终中频和彼此成90°相差关系的，VSB载波中的两个空相的复数数字说明。ROM 31包含关于VSB载波频率的正弦和余弦查询表，利用第二地址发生器32进行寻址。第二地址发生器32包含一地址计数器(在图1中未明确表示)，用于对由采样时钟发生器23产生的第一时钟信号中的周期性发生的时钟脉冲进行计数。在本发明的优选实施例中，这一地址计数器与由第一地址发生器28所采用的地址计数器是相同的。所得的地址计数按符号相位校正电路产生的符号相位校正项进行扩增，因此，产生关于ROM 3l的寻址。在本说明书中将进一步对VSB同步电路30、第二地址发生器32以及它们的工作情况进行更详细的介绍。
数字信号多路转换器(multiplexer)33的作用是一同步结果选择器，其对提供到其上的两个复数数字输入信号中之一进行选择作为其响应信号，由用于对来自VSB同步电路30的实部采样中的零频率项(term)进行检测的检测器34，对选择进行控制。当零频率项具有基本上为零的能量时，表明没有伴随VSB信号的导频载波信号，多路转换器33选择地响应第一复数数字输入信号，它是由去交错器器26提供的去交错的QAM同步到基带的结果。当零频率项具有实际的能量时，表明出现伴随VSB信号的导频载波信号。多路转换器33选择性地响应它的第二复数数字输入信号，该信号包含VSB同步电路30的基带响应信号中的实部和虚部分量。
响应于在2∶1抽取电路35中的采样时钟发生器23产生的第二时钟信号，对同步结果选择多路转换器33的响应信号重新进行采样，以便将复数基带响应信号的采样速率降低到10.76兆赫的VSB符号速率，其两倍于5.38兆赫的QAM符号速率。即，实部数字采样的数据流和虚部数字采样的数据流两者按2∶1来抽取。多路转换器33的响应信号的2∶1抽取，在其作为输入信号提供于幅值和组合延迟均衡器36之前，降低了对于均衡器的硬件要求。另外，不是在同步结果选择多路转换器33之后使用2∶1抽取电路35，可以响应于来自采样时钟发生器23的第二时钟信号对QAM同步电路25和VSB同步电路30的基带响应信号进行再采样，在同步结果选择多路转换器33之前实现2∶1抽取。
图2表示一幅值和组合延迟均衡器36(amplitude-and-group-delay)，其将具有往往引起符号间差错的幅值和相位对于频率的特性的基带响应信号变换为，一种将符号间差错的可能性降到最低的改进的幅值对于频率特性。该幅值和组合延迟均衡器36可以是在各种均衡器中使用的可以现用的各整体IC中适用的一种。这种IC包含：一用于幅值和组合延迟均衡的多分接头数字滤波器，该滤波器中的各接头处加权值是可编程的；用于选择性的累积训练信号和暂时存储累积结果的电路；以及一微计算机，其用于对用于幅值和组合延迟均衡的多分接头数字滤波器中各更新的接头处(tap)加权值进行计算。
当所接收的DTV信号属于VSB类型时，该训练信号包含在每一数据区中的起始数据段中。为了将暂时存储的累积结果与作为一种先验已知的理想的训练信号相比较，以及建立一组对用于幅值和组合延迟均衡的多分接头数字滤波器的加权系数，对微计算机编程。在此之后，最后对例如由正在飞越的飞机所引起的多通道状态变化进行补偿，利用判定(decision-directed)均衡技术，例如本发明人和Dr.Jian Yang在1997年7月15日申请的名称为“用于数字无线电接收机例如HDTV接收机的快速更新自适应频道-均衡滤波，RAPID-UPDATE ADAPTIVE CHANNEL-EQUALIZATION FILTERINGFOR DIGITAL RADIO RECEIVERS,SUCH AS HDTV RELEIVERS”的5,648,987号美国专利中所公开的技术，按照一更常见的基准可以更新加权系数。当接收的DTV信号为QAM类型时，除非做出包含训练信号的规定，如果要进行有效均衡，则必须利用判定均衡技术。建立一套满意的起始加权系数要比当可得到训练信号时花更长的时间。如果在使用和非使用的过程中DTV接收器原地保持，当返回到一DTV频道时，为了建立一组满意的起始加权系数所需的时间，如果最后确定的用于DTV频道的一组加权系数已存储在存储器中，则借此可以降低。
幅值和组合延迟均衡器36中的实部和虚部响应信号两者作为输入信号提供到-二维符号解码电路37，其实现符号解码，将来自QAM原始信号的符号解码的数字数据流恢复。设想，QAM原始信号包含与在VSB原始信号中的数据同步信息相对应的数据同步信息，这些符号解码的数字数据流的其中之一是提供用于进行数据处理的格形解码的数字数据流，以及这些经符号解码的数字数据流中的另一个是未经顺序格形解码通过数据分片产生的。由这一后者的经符号解码的数字数据流中抽取数据同步信息并由接收器利用以便控制对QAM-原始数据的处理。
幅值和组合延迟均衡器36的实部响应信号作为输入信号提供到一维符号解码电路38，该电路进行符号解码，根据VSB原始信号对经符号解码的数字数据流恢复。按照ATSC标准的VSB信号利用除了每一数据区的起始数据段外的所有数据段中的数据的格形编码，该起始数据段包含场同步代码组，不服从格形编码。如在已有技术中一样，通过对数据分片操作的结果进行格形解码产生由符号解码电路38提供的各符号解码的数字数据流之一，其要被采用以便进一步进行数据处理，以及通常采用最佳Viterbi解码技术。正如在已有技术中一样，利用未经顺序格形解码的数据分片操作产生经符号解码的数字数据流中的另一个数据流，该数据流是符号解码电路38提供的，要由接收器响应于在所接收的VSB原始信号中包含的同步信息进行采用，用以控制数据处理。该符号解码电路38最好通过一些与已被受理的申请号为08/746520的美国专利申请中所介绍的相似的数据分片技术与常用已有技术区别开来，该申请的申请日为96年11月12日，名称为“具有用于抑制NTSC共频道干扰的自适应滤波器的数字电视接收器，DIGITAL TELEVISIONRECEIVER WITH ADAPTIVE FILTER CIRCUITRY FOR SUPPRESSINGNTSC CO-CHANNELINTERFERENCE”，这里引用可供参考。
数字信号多路转换器39作用是一数据源选择器，其选择提供到其上的两个数字输入信号中的一个，或者第一信号或者第二信号作为其响应。该选择受检测器34的控制，该检测器34检测来自VSB同步电路30的实部采样中的零频率项。当零频率项具有的能量基本为0时，表明没有伴随VSB信号的导频载波信号，多路转换器39选择性地响应它的第一数字输入信号，选择对在QAM信号中接收的符号进行解码的二维符号解码电路37，作为它的数字数据输出源。当零频率项具有实际的能量，表明存在伴随VSB信号的导频载波信号时，多路转换器39选择性地响应于它的第二数字输入信号，选择对在VSB信号中接收的符号进行解码的一维符号解码电路38，作为它的数字数据输出源。
由数据源选择多路转换器39选择的数据提供到数据去交错器40，作为它的输入信号，以及由数据去交错器40提供的经去交错的数据提供到Reed-Solomon解码器41。该数据去交错器40经常在其自身的单片IC内构成，并且它的构成适于响应于来自该导频载波存在检测器34的输出指示，以便选择适合于当时正在接收的DTV信号的去交错的算法，不论属于QAM还是属于VSB型；这仅是设计中的具体问题。该Reed-Soloman解码器41经常在其自身的单片IC内构成，并且其构成适于响应来自导频载波存在检测器34的输出，以便选择对于当时正在接收的DTV信号适宜的Reed-Soloman解码算法。不论属于QAM型还是属于VSB型；这也仅是设计的具体问题。经误差校正的数据由Reed-Soloman解码器41提供到一数据去随机器42，其响应于这些数据，用以在向DTV接收器传输之前重新生成一种曾随机化的信号，该重新生成的信号包含用于包分选器43的数据包。数据去随机器42的构成适于响应于来自导频存在检测器34的输出指示，以便选择对于当时正在接收的DTV信号适合的数据去随机的算法，不管是属于QAM型还是属于VSB型；这些算法的选择也仅是设计的具体问题。
第一数据同步恢复电路44将包含在二维符号解码电路解码器37的数据输出中的数据同步信息恢复，而第二数据同步恢复电路45将包含在一维符号解码电路38的数据输出中的数据同步信息恢复。数据同步选择器46在由数据同步恢复电路44提供的数据同步信息和由数据同步恢复电路45提供的数据同步信息之间进行选择，该选择是受该用于检测来自VSB同步电路30的实部采样中的零频率项的检测器34控制的。当零频率项具有的能量基本上为零时，表明没有伴随VSB信号的导频载波信号，数据同步选择器46选择由数据同步恢复电路44提供的数据同步信息作为它的输出信号。当零频率项具有实际的能量时，表明存在伴随VSB信号的导频载波信号，数据同步选择器46选择由数据同步恢复电路45提供的数据同步信息作为它的输出信号。
当数据同步选择器46选择由数据同步恢复电路45提供的数据同步信息作为它的输出信号时，每个数据区中的起始数据段被选中，作为训练信号提供到幅值和组合延迟均衡器36。在数据同步恢复电路45内部可以检测到产生511采样的PN序列，从而将数据区索引信息提供到数据同步选择器46。另外，当在数据同步恢复电路45内部检测到产生二个或三个接连的63采样PN序列时，向数据同步选择器46提供数据区索引信息。
关于QAMDTV信号的标准并不是像关于VSBDTV信号的标准同样确定的。一32级QAM信号对于单一的HDTV信号提供了足够的容量，不必在MPEG标准之外求助压缩技术，不过通常可采用在MPEG标准之外的某些压缩技术，对单一的HDTV信号进行编码作为16级QAM信号。通常，利用数据同步恢复电路44来检测规定的24位字的产生，以便产生用于提供到数据同步选择器46的数据区索引信息。在数据同步选择器46内部的多路转换器在分别由数据同步恢复电路44和数据同步恢复电路45提供的数据区索引信息之间进行选择；经此选中的数据区索引信息提供到数据去交错器40、Reed-Soloman解码器41和数据去随机器42。在写入这一说明时，没有包含在QAM DTV信号中的训练信号。因此，响应于表明没有导频载波的VSB导频载波存在检测器34，规定了幅值和组合延迟均衡器36，以便利用不依赖于训练信号的判定均衡技术；以及通过数据同步选择器46无需多路转换器布线(wire)由数据同步恢复电路45选择的VSB训练信号。此外，没有用于QAM DTV传输的数据行同步信号，至少没有数据行同步信号被选中作为标准。数据同步恢复电路44包含计数电路，用于对在每一数据区内的采样进行计数，从而产生数据区内的同步信息。这一数据区内的同步信息和由数据同步恢复电路45产生的数据区内的同步信息(例如数据行计数)利用数据同步选择器46中的适当的多路转换器在其间进行选择，用以按照要求提供到数据去交错器40、Reed-Solomon解码器41、以及数据去随机器42。
5,506,636号美国专利的附图中图2表示一种符号解码电路37的变更方案，在该变更方案中，格形解码结果和符号解码数据同步信号按时间划分被多路转换到一单一总线上，该总线用于将其提供到数据源选择器39和第一数据同步恢复电路44。5,506,636号美国专利的附图中的图2还表示符号解码电路38的一种变更方案，在该变更方案中，格形解码结果和符号解码数据同步信号按时间划分多路转换到一单一总线上，该总线用于将其提供到数据源选择器39和第二数据同步恢复电路45。如在对于本说明书的附图中的图2中所表示的实施例中一样，第一数据同步恢复电路44和第二数据同步恢复电路45通过对符号解码结果进行匹配滤波实现数据同步。如果对于VSB广播的每一ATSC规定的每一数据区的起始数据段，利用对QAM有线广播的符号代码简单地进行再编码(recode)，则在通过寻找经符号解码的PN序列信息对QAM信号进行符号解码之后，可以实现数据同步。在图2中所示的数据同步是在对VSB信号进行符号解码之后实现的；通过寻找符号解码的PN序列信息实现这一点。如果对于VSB广播的每一ATSC规定的每一数据区中的起始数据段，利用对于QAM有线广播的符号代码简单地再编码，则在图2的DTV接收器电路的一种改进方案中，在VSB信号接收过程中和QAM信号接收过程中都利用相同的装置进行符号解码后可以执行数据同步。
利用匹配滤波器，它们对于在抽取器35的响应或在均衡器36的响应中的PN序列产生尖脉冲响应，可以另外在符号解码之前完成VSB信号接收过程中的数据同步。最好向那些对于同步代码序列产生尖脉冲响应的滤波器按抽取的采样速率，而不是按照作为同步电路29和30的未经抽取的响应的输入信号提供输入信号，以便降低在每一适配滤波器的各自的核心中的采样数目。最好对同步代码序列能产生尖脉冲响应的滤波器的连接，适于接收均衡器36的响应(信号)，以便降低多通道接收对数据同步的影响。
图13表示DTV接收器图2中的部分的改进方案。其中用于根据符号解码结果恢复数据同步的数据同步恢复电路45由第二数据同步恢复电路450所取代，该电路450采用一些用于根据均衡器36响应恢复数据同步的匹配滤波器。利用用于每个数据区中的最初数据段中的PN序列之一的一个匹配滤波器，就可以检测该起始数据段，最好是用于511采样PN序列的匹配滤波器，因为它的相关响应有比用于63采样的PN序列的匹配滤波器的自相关响应具有更高的能量，保证更好的选择性。用于PN序列的匹配滤波器可以用于双重目的，其可用于识别在计算滤波器系数的过程中对于均衡器36的各重(幻)像的位置。97年1月14日授予J.Yang的，名称为“用于数字电视接收器的行同步检测器，LINE SYNC DETECTOR FOR DIGITALTELEVISION RECEIVER”的5,594,506号美国专利，介绍了一种用于检测位于在每一数据段的起始处的4符号分段同步代码组的优选结构。
分选器43响应于在顺序的数据包中的首标代码针对不同用途对数据包进行分选。由包分选器43向数字式声解码器47提供DTV节目中的描述音频部分的数据包。数字式声解码器47向一驱动多个扬声器49、50的多声道音频放大器48提供左声道和右声道的立体声信号。由包分选器43向例如为MPEG-2型的MPEG解码器51提供DTV节目中描述视频部分的数据包。MPEG解码器51向显像管偏转电路52提供水平(H)和垂直(V)同步信号，用于对显像管53的显示屏进行光栅扫描。MPEG解码器51还向显像管驱动放大器54提供信号，该放大器54用于向显像管53提供经放大的红(R)、绿(G)和蓝(B)驱动信号。在图1和图2中所示的DTV接收器的各种变化方案中，可以采用不同的显示装置，取代或附加到显像管53，声重放系统也可以是不同的，除了可由单声道组成以外，可以是比简单的立体声重放系统更完善的系统。
返回参阅图1，为了使ROM27和31响应于通过对第一时钟信号进行计时产生的寻址信号，能够用于产生QAM和VSB信号载波的数字复数说明，当要转换到各自最终的中频时，必须做出规定，以便将这些最终中频中的一个(其是当时接收的DTV信号的载波)锁定到第一时钟信号频率的倍数中的一个因数(a submutiple of a multiple of the first clock signal frequency)。即，这些最终中频必须与第一时钟信号频率之比为分数。一自动相位和频率控制(AFPC)信号在接着模数变换器22的数字电路中形成并用于控制在调谐器中的本机振荡器11、16和20中之一的频率和相位。为了将第二IF信号和第二SAW滤波器18可以保证校准，最好，使用一固定频率的第三本机振荡器20，并对第二本机振荡器16形成的振荡频率和相位进行控制。第二SAW滤波器18通常包含对于相邻频道的信号部分的陷波器。在这种情况下，在这些陷波器之间的第二IF信号适当校准对于保持统一性是很重要的。要进行符号时钟控制，以便呈现高的频率稳定性。通过将最终中频(IF)信号的载波在频率和相位方面锁定到符号时钟频率倍数的一个因数。该用于当转变到最终中频时校正载波中频率和相位误差的AFPC以不可变的方式操纵，以便同时校正动态符号相位误差，不需要用于校正动态符号相位误差的单独的相位跟踪器。
图1中把一数字式多路转换器55称作为“AFPC选择器”。多路转换器55响应于表明在当时接收的DTV信号中包含导频载波的导频载波存在检测器，用以选择VSB同步电路30的基带响应中的虚部输出信号，作为数字低通滤波器56的输入信号。低通滤波器56的响应是数字AFPC信号，其作为输入信号提供到数模变换器(DAC)57。由DAC57输出的信号是一种AFPC模拟信号，其要进一步在模拟式低通滤波器58经过低通滤波，滤波器58的响应用于控制第二本机振荡器16产生的振荡的频率和相位。模拟式低通滤波便利地采用是为了实现长时间常数的低通滤波，因为与数字式低通滤波相比较，其降低了对于有源器件的要求。由于阻容式低通滤波器部分中的并联电容器可以接在调谐器5IC和包含数字同步电路的IC之间的接口处，无需在IC的引出插脚方面的费用就可以实现模拟式低通滤波。然而，进行某些数字式低通滤波是有利的，由于可以对数字式低通滤波的响应进行辅助采样(subsample)到DAC57；由于降低了对于数模变换的速度要求，从而降低了DAC57的费用。这种处理步骤与在本说明书结束处参照附图中的图12所介绍的AGC电路中采用的相似，以及为AGC电路形成的第三时钟信号可以由DAC57采用并且可以用于将数字式低通滤波器56中包含的用于平均滤波器输入信号的采样的累加器复位。
多路转换器55响应于该表明在当时接收的DTV信号中没包含导频载波的导频载波存在检测器34，用以由该用于处理QAM DTV信号的电路选择出用作数字式低通滤波器56的输入信号。图1表示为这种选择而设置的数字乘法器29的乘积输出信号。数字乘法器29将QAM同步电路25的实部和虚部输出信号一起相乘，以便产生一未经滤波的数字AFPC信号。该未经滤波的数字AFPC信号的形成与在公知的Costas环路中的形成十分相似。在Costas环路中，AFPC信号用于控制该用于使所接收的信号同步于基带的数字式本机振荡的频率和相位。图1的配置与这种处理步骤不一致的，采用AFPC信号代之以控制由第二本机振荡器16产生的模拟式振荡的频率和相位。这样就调节了提供到ADC22上的最终IF信号的频率和相位，该ADC22用于数字化和用于随后的以数字方法同步于基带。正如在采用Costas环路的情况一样，乘法器29最好是专门设计的，为了与虚部信号相乘，其将实部信号变换为三元信号；这样就简化了数字式乘法器和提高了AFPC环路的牵引特性。
第二中频放大器19，第三本机振荡器20(除了它的板外装的晶体和其它频率选择元件以外)以及第三混频器21都有利地构成在单片IC的区域内；由于第三混频器21的输出信号按照与输入到第二中频放大器19的信号不同的频率，第二中频放大器19可以具有高的增益，而不会伴随不希望有的再生的高度危险。第一中频放大器14，第二本机振荡器16(除了它的板外表的晶体和其它频率选择元件以外)以及第二混频器17可以都构成在同一IC的区域内，或者它们可以另外构成，例如在其它集成电路内。模数变换器(ADC)按照常规应是具有10位分辨率的闪速型，最好，构成在不同的单片IC而不是IF放大器的区域内。在变换器的输入端的模拟式低通滤波器利用它的相关的开关转换的暂态特性将采样电路与其中装有高增益第二中频(IF)放大器19的IC(以及在某些情况下其中还装有第一IF放大器14)隔离。这样就降低了在调谐器5中产生不希望有的再生的可能性。由于在建立量化电平时采用电阻梯级(分布)和由于包含在闪速型ADC中的大量的模拟式比较器，都需要有合理的死区，这样这种ADC经常无论如何不与其它元件共用一单片IC。
元件23-35、55和56最好都构成在一单片IC的区域内，以便降低在单片IC区域外侧进行连接的引线的数目。同步电路25和30两者都接收来自由实数向复数采样变换器24的输入信号，并且它们各自的地址发生器28和32的部分通常可以由一公用的电路提供。最好，这一单一单片IC和该在这一IC之后的电路包含所有用于对于当时接收的DTV传输自动选择适当接收方式的电路。这种作法使得不再需要使第三本机振荡器取决于DTV信号属于QAM型还是属于VSB型而工作在两个明显不同的频率下。第三本机振荡器工作在两个明显不同的频率下通常与为了设定这些频率而采用两个不同的晶体相关。第三本机振荡器工作在基本相同的频率下，不管DTV信号属于QAM型还是属于VSB型，节省了额外晶体和包含有使用两个晶体的电子开关电路的费用。此外，由于降低了在单片IC外侧的电路的数量，提高了调谐器5的可靠性。
如果ADC没有完全或者基本上全部构成在IC内部，则最好将它包含在该包含有用于使VSB DTV信号同步的电路和用于使QAM DTV信号与基带同步的电路的IC内。这是由于用于对利用ADC对最终IF信号的采样进行时钟控制的信号是在该IC内部产生的。此外，在变换器输入端的模拟式低通滤波器利用其相关的转换暂态特性将采样电路与其中进行高增益IF放大的IC隔离。
图3更详细地表示用于使QAM DTV信号同步于基带的数字电路25。QAM同步电路25包含：QAM同相同步检测器250，用于产生其输出信号的实部部分；以及QAM正交相位同步检测器255，用于产生其输出信号的虚部部分。QAM同步电路25包含：数字式加法器256、数字式减法器257以及对应的第一、第二、第三和第四数字式乘法器251-254。QAM同相同步检测器250包含乘法器251、乘法器252以及加法器256，用于将乘法器251和252的乘积输出信号相加，以便产生QAM同步电路25的输出信号中实部部分。第一数字式乘法器251将由该实数向复数采样的变换器24提供的最终IF信号的实部数字采样，和由在ROM27中的查询表271中读出的QAM载波的余弦所描述的数字采样相乘；以及第二数字式乘法器252将由实数向复数采样变换器24提供的IF信号中的虚部数字采样，和由在ROM27中的查询表272中读出的QAM载波的正弦所描述的数字采样相乘。QAM正交相位同步检测器255包含：乘法器253、乘法器254以及用于将乘法器254的乘积输出信号减去乘法器253的乘积输出信号的减法器257，以便产生QAM同步电路25的输出信号的虚部部分。第三数字式乘法器253将由实数向复数采样变换器24提供的最终中频信号的实部数字采样，和由在ROM27中的查询表272读出的QAM载波的正弦描述的数字采样相乘；以及第四数字式乘法器254将由实数向复数的采样变换器24提供的最终IF信号中的虚部数字采样，和由在ROM 27中的查询表271中读出的QAM载波(信号)的余弦描述的数字采样相乘。
图3还更详细地表示用于使VSB DTV信号同步到基带的数字电路30。VSB同步电路30包含：用于产生其输出信号的实部部分的VSB同相同步检测器300和用于产生其输出信号的虚部部分的VSB正交相位同步检测器305。VSB同步电路30包含：一数字式加法器306、数字式减法器307，和对应的第一、第二、第三和第四数字式乘法器301-304。VSB同相同步检测器300包含：乘法器301、乘法器302和一用于将乘法器301和302的乘积输出信号相加的加法器306，以便产生VSB同步电路30的输出信号中的实部部分。第一数字式乘法器301将由实数变换到复数的采样变换器24提供的最终IF信号中的实部数字采样，和由在ROM31中的查询表311读出的VSB载波的余弦描述的数字采样相乘；以及第二数字式乘法器302将由实数变换到复数的采样变换器24提供的最终IF信号中的虚部数字采样，和由在ROM31中的查询表312中读出的VSB载波(信号)的正弦描述的数字采样相乘。VSB正交相位同步检测器305包含：乘法器303、乘法器304以及用于由乘法器304的乘积输出信号减去乘法器33的乘积输出信号的减法器307，以便产生VSB同步电路30的输出信号的虚部部分。第三数字式乘法器303将由实数变换到复数的采样变换器24提供的最终IF信号的实部数字采样，和由在ROM31中的查询表312读出的VSB载波的正弦描述的数字采样相乘；以及第四数字式乘法器304将由实数变换到复数的采样变换器提供的最终IF采样，和由在ROM31中的查询表311读出的载波(信号)的余弦描述的数字采样相乘。
图4更详细地表示采样时钟发生器23的代表性的结构。这种结构包含一压控振荡器230，其产生名义上为21.52兆赫的蔓叶线形的振荡。振荡器230是一受控振荡器，利用一自动频率和相位控制(AFPC)信号电压控制振荡器振荡的频率和相位。这一AFPC信号电压是由一自动频率和相位控制(AFPC)用检测器231产生的，该检测器231将对于振荡器230的振荡经分频的响应(信号)与由数模变换器(DAC)282提供的10.76兆赫的基准载波相比较。最好，振荡器230为采用晶体类型的，用以稳定振荡的自然频率和相位。一对称削波器或限幅器233对于这些蔓叶线波形振荡产生基本上方波的响应信号，其用作第一时钟信号，用于对在ADC22中最终的IF信号的采样进行定时控制。一分频器触发器234按照规定响应于第一时钟信号的跃变，用以产生基频为10.76兆赫的另一种方波，频率为振荡器230振荡频率的二分之一。这一对于振荡器230的振荡的分频响应提供到AFPC检波器231，用于与由DAC 232提供的10.76兆赫的基准载波相比较。该分频器触发器234还将基频为10.76兆赫的方波输出信号提供到AND(与)电路235，以与第一时钟信号进行AND运算，以便产生第二时钟信号，由图1中所示的2∶1抽取器35所采用。
由数模变换器232提供的21.52兆赫的基准载波是通过对接收的DTV信号中的同步于基带的部分进行抽取以及将符号频率中的次谐波与在倍频电路中的适当系数相乘产生的，该部分的频率属于符号频率(或波特频率)中的次谐波。正如由Kenneth J.Bures在1992年10月出版的“RF设计”出版物上的论文“在数字传输系统中的适当定时恢复和跳动部分1，Understanding Timing Recovery and Jitter in Digital Transmission Systems-Partl”明确指出的，作为在先技术的资料，可以按模拟方法根据某种类型的其中缺乏波特频率的符号代码恢复符号定时信息，这是通过对符号代码进行窄带滤波，这种滤波集中在波特频率的次谐波，接着是方形化或其它非线性处理从而产生各种谐波，根据这些谐波利用频率选择性的滤波可以抽取滤特频率从而实现的。用于较低符号代码速率的窄带滤波器包含LC滤波器和锁相环(PLL)，而SAW滤波器对于较高的符号代码速率是优选的。关于在图4和5中所示的采样时钟发生器23中的符号恢复方法步骤的特点在于，这种用于恢复符号定时信息的公知的方法改进用于以数字方法，即利用一有限冲激响应数字带通滤波器，其中的各部分利用采样时钟发生器本身进行时钟控制，用以在数字化的符号代码流中选择符号频率的规定的因数(submultiple)。虽非保证但可预期，这种改进方法实际上会实施的，因为数字采样过程中的各种作用是难于评估的，特别是当采样速率本身是受制于这种改进方法的结果的控制的。
然而，只要用于产生AFPC误差信号的频率落入在带通FIR数字滤波器的通频带之内，这种改进方法就能实施，这种滤波集中在VCO230振荡频率的各个因数，使得AFPC环可以将VCO230引入频率和相位锁定状态。实际上，这一改进方法的优点在于，该带通FIR数字滤波器作用像跟踪滤波器，受采样时钟发生器的时钟控制。在对VCO230进行频率和相位锁定后，就不再有由符号速率的次谐波和谐波不严格处在带通滤波器的中心频率上引起的相位移作用。下面详细介绍该改进方法，首先假设接收的DTV信号是10.76兆赫符号频率的VSB信号，然后假设接收的DTV信号是5.38兆赫符号频率的QAM信号。
一数字式多路转换器236响应于该检测伴随接收的DTV信号的导频的导频存在检测器34(要指出，接收的DTV信号是VSB信号)以选择由VSB同相同步检测器300提供的这一信号中的实部采样，以便应用到带通FIR数字滤波器237，其提供一种中心频率在(centered)5.38兆赫的选择性的响应，从VSB信号中选择符号频率中的一次次谐波。利用一方波化电路238使滤波器237的响应成方形波，该方波化电路产生滤波器237的响应中的谐波，包含作为5.38兆赫的二次谐波的10.76兆赫的分量。一能提供中心在10.76兆赫的选择性响应的带通FIR数字滤波器239，选择该二次谐波，用以提供到DAC 232，作为它的数字输入信号，而其基准载波模拟输出信号为10.76兆赫。
数字式多路转换器236响应于未检测到伴随接收的DTV信号的导频存在检测器34，该检测器表明接收的DTV信号是QAM信号，故选择方波化电路23A的输出信号，以提供到提供中心在5.38兆赫的选择性的响应(信号)的带通滤波器237。一提供一种中心在2.69兆赫的选择性的响应的带通FIR数字滤波器238，用于选择基带QAM信号的符号频率中的2.69兆赫的一次次谐波(subharmonic)，向方波化电路23A提供输入信号，使其产生滤波器23B的响应，该响应包含很强的5.38兆赫分量的谐波。这一基带QAM信号或者由如图4中所示的QAM同相同步检测器250，或者由QAM正交相位同步检测器255提供。
在图4中表示一平方电路238，作为一数字式乘法器，其接收作为乘数和被乘数的滤波器237的响应；并示出一平方电路23A，其作为一数字式乘法器，接收作为乘数和被乘数的滤波器23B的响应。平方电路238和23A均可以由作为数字乘法器的逻辑门构成，不过为了加速操作，最好由存储平方值查询表的ROM提供。一个绝对值电路可以用作一替代平方电路的电路。其形成前一滤波器的响应的各种谐波，但是产生较弱的二次谐波，所以不是优选的。
图4还更详细地表示第一地址发生器28的代表性的结构，它提供地址到ROM 27中的余弦查询表部分271和正弦查询表部分272,ROM27提供经转换到最终中频并彼此成正交关系的复数数字描述的两相(形式)的QAM载波。利用在第一地址发生器28中的第一地址计数器281对第一时钟信号的跃变进行计数，以产生基本的第一地址信号。这一基本第一地址信号作为第一被加数提供到数字式加法器282。一作为第二(被)加数提供到加法器282上的第一地址校正信号，加在加法器282中的基本第一地址信号上，用于产生作为和输出信号的经校正的第一地址信号，以便对在ROM27中的余弦查询表部分271和正弦查询表部分272两者寻址。符号时钟旋转检测器283响应于：由QAM同相同步检测器250使之同步于基带的QAM信号中的实部采样序列，以及由QAM正交相位同步检测器255使之同步于基带的QAM信号中的虚部采样序列。符号时钟旋转检测器283检测在接收器处按照第一时钟信号进行的采样时钟和在发送器处进行的采样时钟之间相位偏移，正如在对接收的QAM信号的外差作用形成一为符号频率的次谐波(Submultiple)的最终中频的情况下明显看到的那样。在1992年5月19日授予A.D.Kucar的名称为“《用于载波同步和数据检测的方法和装置》(Method and apparatusfor carrier synchronization and data detection)”的5,115,454号美国专利中介绍了几种类型的符号时钟旋转检测器283和将介绍它们的某些部分的背景技术文献进行分类，这里引用可供参考。数字低通滤波器284在很多采样(例如几百万)的范围内对在接收器处进行的，由符号时钟旋转检测器283检测的符号时钟的相位偏移进行平均，以便产生第一地址校正信号，并提供到加法器282，以校正基本的第一地址。利用一些运算程序可以进行在这样多采样范围内的平均，这些运算程序累计较少数量的采样并以降低的采样速率将它们提前转储(dump)，用以进行进一步累计，按照逐渐降低的辅助采样(subsampling)速率重复几次累计和辅助采样。
图4还更详细地示出第二地址发生器32的代表性结构，该地址发生器32提供地址到ROM31的余弦查询表部分311和正弦查询表部分312,ROM31提供经转换到最终中频并彼此成正交关系的复数个数字描述的两相VSB载波，利用在第二地址发生器32中的第二地址计数器321对第一时钟信号的跃变进行计数，以产生基本的第二地址信号。这一基本的第二地址信号作为第一被加数提供到数字式加法器322。一作为第二被加数提供到加法器322上的第二地址校正信号，加在加法器322中的基本第二地址信号上，用于产生作为和输出信号的经校正的第二地址信号，以便对在ROM31中的余弦查询表部分311和正弦查询表部分312寻址。
图4表示有一时钟控制的(clocked)数字延迟线323，用于将来自同相同步检测器300的采样在作为输入信号提供到量化器324之前延迟规定数目的采样周期，该量化器324利用作为输入信号由量化器324当时接收的采样提供非常接近的量化电平。量化电平可以由伴随VSB信号的导频(信号)的能量导出，或者由对VSB信号的包络线检测结果导出。由量化器324选择的作为其输出信号的最接近的量化电平具有对应的量化器324输入信号，该输入信号由数字式加法器/减法器324从上述输出信号减去，加法器/减法器325通过在其输出端包含一时钟控制的锁存器而作为一受时钟控制的部件工作。来自加法器/减法器325的差输出信号说明了由那些应恢复的偏差实际上已恢复的符号电平的偏差，不过偏差的极性是基于超前的还是滞后的符号相位偏移仍是要解决的。
由同相同步检测器300作为输入信号提供到经时钟控制的数字延迟线323的采样，未加延迟地作为输入信号提供到均方差(mean-square-error,MSB)梯度检测滤波器326。滤波器326是一有限冲激响应(finite-impulse-response,FIR)数字滤波器，其具有(-1/2),1,0,(-1),(+1/2)的核心(kemel)，它的工作是由第一采样时钟进行时钟控制的。由受时钟控制的数字延迟线323产生的规定数目的采样周期是这样的，即滤波器326的响应与来自加法器/减法器325的差信号是暂时校准的。数字式乘法器327将来自加法器/减法器325的差信号与滤波器326的响应信号相乘以形成这一输出。两个补偿(complement)滤波器326的响应信号中的符号位和下一个较高有效的位足够实现乘法，这样就能简化数字式乘法器327的结构。来自数字式乘法器327的乘积信号的采样是在接收器处进行的符号时钟控制的相位偏移的示数，其由数字低通滤波器320在很多采样(例如几百万)的范围内进行平均，用以产生该提供到加法器322的第二地址校正信号，从而校正基本第二地址。
在图4中表示的第二地址发生器32中所用的符号同步技术与由S.U.H.Qureshi所介绍的结合脉冲幅值调制(PAM)信号运用的总的技术类型相同，该所介绍的技术论文发表在1976年12月的IEEE Transactions onCommunication (《IEEE通讯学报》)的1326-1330页上，名称为“《用于经均衡的偏波响应系统的定时恢复》(Timing Recovery for Equalized Partial-Response System)”。这些结合对于VSB信号的符号同步采用的符号同步技术是由本发明人在他们的早期领域应用中作了特别描述的，在本说明书中的初始部分已作为参考。在图4和5中所示的一般类型的第二地址发生器32的优选设计结构中，该受时钟控制的数字延迟线323并没有作为一单独的部件出现，而是，对于来自加法器/减法器325的差信号，按照所需数量的延迟采样周期的量化器324的输入信号是与滤波器326的响应信号暂时校准的，这一输入信号取自包含在滤波器326中的抽头式(tapped)数字延迟线，用以在进行求和以产生滤波器326响应之前，提供利用(-1/2),1,0,(-1),(+1/2)核心加权的经不同延迟的采样。
QAM DTV信号的载波和VSB DTV信号的载波都被转换到各自的最终中频，它们彼此分开2.69兆赫，这是由于QAMDTV信号的载波在6兆赫宽的TV频道的中心，而VSB DTV信号的载波仅处在6兆赫宽的TV频道的最低频率之上的310千赫。在图1中所示的调谐器5中的本机振荡器11、16和20的频率是可以选择的，以便使由VSB DTV信号的载波转换到的中频高于由QAM DTV信号的载波转换到的中频，VSB DTV信号的残留边带和全边带分别高于和低于其载波。另外，可以选择本机振荡器11、16和20的频率，使得由VSB DTV信号的载波转换到的中频低于由QAM DTV信号转换到的中频，VSB DTV信号的残留边带和全边带分别低于和高于其载波。
最好，最终IF信号的最低频率在1.6兆赫以上，以保持最终IF信号中的最高频率与最低频率之比基本上在8∶1之下，从而易于满足对于由实数变换到复数的采样变换器24的滤波要求。为了单独满足关于QAM信号的这一优先要求，用于在最终中频信号中的QAM载波的最低载波频率为3.69兆赫。为了单独满足对于VSB信号的优先要求，在最终中频信号中的VSB载波的最低载波频率可以为1.31兆赫，若假定它的全边带在频率上在其残留边带或6.38兆赫之上，或者假定它的全边带在频率上在其残留边带之下的话。假设VSB信号的全频带在频率的残留边带之上，由于VSB载波的载波必须至少为1.31兆赫，QAM载波的载波必须至少为4.00兆赫。假定VSB信号的全边带在频率上低于其残留边带，由于VSB载波的载波必须至少为6.38兆赫，QAM载波的载波必须至少为3.69兆赫。
如果在ADC22中的采样速率是由来自采样时钟发生器23的第一时钟信号确定为每秒21.52×106样点，最好，由QAM DTV信号的载波变换到的中频不高于5.38兆赫，使得可以按每周期至少四次对其采样。假定VSB信号的全边带在频率上高于其残留边带，这种优先选择将最终中频信号中的最低频率限制为不高于2.38兆赫，VSB信号的载波不高于2.69兆赫。图11中表示为了实现这种假定的条件怎样使VSB载波限制到1.31-2.69兆赫的带宽，以及使QAM载波限制到4.00-5.38兆赫的带宽。
假定VSB信号的全边带在频率上低于其残留边带，则将QAM载波限制到3.69-5.38兆赫的带宽。相应地，将VSB信号的载波限制到6.38-8.07兆赫的带宽，以便在两个载波之间维持2.69兆赫的偏移。图12表示了将QAM载波限制到3.69-5.38兆赫的带宽以及将VSB载波限制到6.38-8.07兆赫的带宽的实例。
由QAM载波转换到的最终中频必须是21.52兆赫采样速率的一定倍数的因数(a submultiple ofa multiple)，以便这一载波可连续以ROM27中的一正弦-余弦查询表为基础描述。由VSB载波转换到的最终中频必须是每秒21.52×106样点的采样速率的一定倍数的因数，以便这一载波可连续以ROM27中的正弦-余弦查询表为基础描述。由该载波转换到的并且是21.52兆赫采样速率的倍数的最终中频(m/n)最好有一较小的n值，以便使存储在ROM中的正弦-余弦查询表中的数值的数量合理地小(应指出，这里所说的变量m和n)与在发明概要中所说的变量M和N不相关)。
可以对由QAM DTV信号的载波和VSB DTV信号要转换到的各自的中频进行寻求，根据在5,506,636号美国专利中所提出的如下的处理步骤可以使频率满足上面所述的标准。对于所关注的频率范围，构成一10.76兆赫的VSB符号速率下的各顺次谐波的次谐波的表，采样时钟速率与此有关。然后，相对有利之处，分析在频率上与具有所需的2.69兆赫的差相同谐波的次谐波对(相对于它们作为载波的相对优点)。
在5.38兆赫和2.39兆赫的3次和7次的21.52兆赫的次谐波具有基本上预期的2.69兆赫偏移，并且适于用作QAM载波和VSB载波，其全边带在频率上高于其残留频带。在这些次谐波之间的2.69兆赫偏移是每秒10,762237.762样点的采样速率的四分之一，或2,690559.4赫，而不是为了将VSB载波由共用频道干扰NTSC视频载波偏移正常NTSC水平扫描频率的59.75倍所要求的在QAM和VSB载波之间的2,690,122.4赫的偏移。运一小的437赫频率偏差易于为在图1中的调谐器5中的受控本机振荡器16的自动频率和相位控制所适应。当QAM和VSB载波被转换到接近于在最终中频信号中的第三和第七次的21.52兆赫的次谐波时，对ROM27和31的寻址极大地简化了，这是由于可以利用在所存储的正弦和余弦函数的各自的对称性的优点，从而减少了提供到ROM上的地址的位数。
21.52兆赫采样频率的二次谐波是43.05兆赫，并且可以求其次谐波。查询一对彼此频率偏移量值基本等于2.69兆赫的偏移。43.05兆赫的七次和十五次次谐波是已经分析过的21.52兆赫的三次和七次次谐波。在4.305兆赫和1.594兆赫的43.05兆赫的九次和二十六次次谐波表现出关于预期的2.69兆赫偏移的20千赫或0.74％的误差，并可分别用于QAM载波和VSB载波。这一误差处在30千赫的范围内或者这种失调在对于NTSC TV接收器的过去的商用设计中是可允许的。然而，存储43.05兆赫的二十六次谐波的正弦-余弦查询表的ROM 31必须存储过量数目的样值，并且存储43.05兆赫的九次谐波的正弦-余弦查询表的ROM 27必须也存储适当数量的样值。
21.52兆赫采样频率的三次次谐波是64.57兆赫，并可以求它的次谐波，查询与43.05兆赫的次谐波或与64.57兆赫的另一次谐波相差数量基本上等于2.69兆赫的次谐波偏移。64.57兆赫的十二次次谐波即4.967兆赫，以及43.05兆赫的十八次次谐波即2.265兆赫，对于预期的2.69兆赫的偏移形成12千赫或0.45％的误差；并且可以分别用作QAM载波和VSB载波，其全边带在频率上高于其残留边带。这一误差处在30千赫内，或者这种失调对于NTSC TV接收器在过去的商用设计中是允许的。然而，存储64.57兆赫的十二次次谐波的正弦-余弦查询表的ROM27必须存储过量数目的采样，而存储43.05兆赫的十八次次谐波的正弦-余弦查询表的ROM31必须也存储过量数目的采样。
64.57兆赫的七次次谐波是8.07兆赫，与21.52兆赫的三次次谐波几乎严格偏移预期的2.69兆赫。这一21.52兆赫的三次次谐波即5.38兆赫，以及64.57兆赫的七次次谐波即8.07兆赫，适用作QAM载波和VSB载波，其全边带在频率上低于其残留频带。
很明显对于在图1中所示的调谐器5中的本机振荡器11、16和20的频率最好可进行选择，以便QAM DTV信号的载波转换到的中频为5.38兆赫，即为所假定的对于QAMDTV信号的符号速率和对于VSB DTV信号的二分之一标准符号速率。相应地，如果要在频率上转换VSB载波，以便在最终IF信号中使它的全边带高于其残留边带，则在最终IF信号中的VSB载波的优选频率为2.69兆赫。另外，如果要在频率上转换VSB载波，以使其全边带在频率上低于其残留边带，在最终IF信号中的VSB载波的优选频率为8.07兆赫。
在前面已指出，所有的43.05兆赫的次谐波和所有的64.57兆赫的次谐波都是129.15兆赫的次谐波，是43.05兆赫的三次次谐波以及64.57兆赫的二次次谐波。2.69兆赫、5.68兆赫和8.07兆赫频率分别是129.15兆赫的四十七次，二十三次和五十次次谐波。还应指出，虽然根据作为10.76兆赫的二次谐波的21.52采样速率的谐波已对各载波间的谐波关系地行了分析，但迄今的分析也可以看作是对包含10.74兆赫采样速率的偶次谐波进行的。对于各载波间可能的谐波关系的更完整的分析还可包含对10.76兆赫VSB符号速率的奇次谐波(至少为三次谐波)的分析。2.69兆赫、5.68兆赫和8.07兆赫分别是32.29兆赫的十一次、五次和三次次谐波，32.29兆赫三倍于VSB信号的10.76兆赫的符号速率。
一个设计用于数字系统的模数变换电路的本技术领域的人员会认识到，为了数字化的对模拟信号的采样可以利用各种宽度的采样窗口(samplingwindow)。迄今为而，已经假设想按照在21.52兆赫的半个周期范围内延伸的每一采样窗口期间，每秒取21.52*106个采样。假如需要，来自限幅器233的脉冲可以扩展到这一持续时间的两倍。可以设计另外一种替代方案，模数变换器采用两组交错的(two staggered sets)采样窗口，每个采样窗口在21.52兆赫的半周期的范围内扩展，以便按照每秒43.05*106个样值的综合速率根据交错的相位原理进行数字化。按照每秒43.05*106采样的最终IF信号的数字化提高了自动相位和频率控制精度。
图5表示了图4所示电路的一种改进方案，当将21.52兆赫的三次和七次次谐波用作QAM和VSB DTV载波分别转换到的最终IF时，可以采用此方案。在上述第二地址发生器32的改进方案320中，当采样速率为每秒21.52*106个采样点时，将第二地址计数器321设置为对模数8计数，借此产生ROM27寻址的两个周期和对于一取代ROM31的ROM310的寻址的一个周期；以及使来自第二地址记数器321的输出计数中的较低有效位对于替换来自第一地址计数器281的第一基本地址是可采用的。在上述第一地址发生器28的改进方案280中，无需第一地址计数器281，第二地址计数器321的较低有效位作为基本第一地址提供到加法器282，取代了来自第一地址计数器281的计数。由包含仅存储VSB载波余弦值的二分之一周期的部分313的仅存储VSB载波正弦值的二分之一周期的部分314的ROM310，取代VSB复数载波ROM31。由加法器322和输出信号中较低有效位对ROM310中的这些部分313和314进行寻址。选择位补码器(selective bitscomplementor)315对加法器322和输出信号的最高有效位与从ROM310中的部分313中读出的VSB载波余弦值中的每一位进行异或运算，用以产生对于数字加法器317的第一被加数输入，提供的加法器322和输出信号中的最高有效位形成有沿增加重要性的方向的零外延(extension)，用于产生对于加法器317的第二(被)加数输入。由加法器317输出的和，提供有在8个第一时钟周期范围内的VSB载波的8个余弦值，以便限定VSB载波的完整周期。选择位补码器316对加法器322和输出信号中的最高有效位和从ROM310中的部分314读出的VSB载波正弦值的每一位进行异或运算，用于产生对于数字加法器318的第一被加数输入，向加法器318提供作为第二(被)加数输入的具有沿增加重要性方向的零外延的加法器322和输出信号中的最高有效位。由加法器318输出的和，提供在8个第一时钟周期范围内的VSB载波的8个正弦值。
当将32.29兆赫的五次和三次次谐波用作OAM和VSB DTV载波分别转换到的最终中频时，还可以采用图5或图4所示电路。当然，对于更高频率的8.07兆赫VSB载波，对ROM310中的部分313和314的内容进行了改变。
数字电路设计领域的技术人员会理解，利用在余弦和正弦函数中的对称性或这两种函数的相对相位有90°偏移的这一优点，在图4中的只读存储器电路中可以做到节省一些硬件。数字电路设计领域的技术人员了解了上面的介绍会理解，可以对图4和图5中的电路进行改变，图4和图5的电路具有一用于VCO230的AFPC检测器，其中由VCO230形成的且由对称限幅器233变为方波的振荡信号在频率方面与由数字带通滤波器237选择的10.76兆赫信号的倍频响应信号相比较。
数字电路设计领域的技术人员通过了解上面的介绍，将能够实现其中在数字化的过程中ADC22按照每秒43.05*106个样值的采样速率进行采样的电路。利用提供43.05兆赫振荡的VCO来替代VCO230，以及例如将由VCO230产生并由对称限幅器233变换成方波且由触发器(flip-flop)234分频的振荡信号，与对数字带通滤波器237所选择的10.76兆赫信号形成倍频响应信号在频率方面进行比较。可以利用一4∶1抽取器替代2∶1抽取器35，来自触发器234的方波输出信号可以用再一个触发器用另一个数2相除，以便提供用于产生关于4∶1抽取器的速率降低的采样时钟信号的载体(support)。
图6表示电路24可以采用的一种结构，其包含：
(a)线性相位有限冲击响应(FIR)数字滤波器60，其产生作为实部(Re)数字采样的响应的Hilbert变换的虚部(Im)数字采样；以及
(b)对实部数字采样的受时钟控制的数字延迟进行补偿，以补偿Hilbert变换滤波器60的等待时间，利用包含在Hilbert变换滤波器60中的由时钟控制的锁存元件61-66可以保证该受时钟控制的数字延迟。
这种用于实施对带通信号的同相和正交相位采样操作的电路，描述在D.W.Rice和K.H.Wu的论文“《具有高动态范围的正交采样》(QuadratureSampling With High Dynamic Range)”中，其发表在“《IEEE航天和电子系统学报》(IEEE Transactions on Aerospace and Electroinc System)”第AES-18卷第4期(1982年11月)的736-739页上。由于由最终IF信号占有的6兆赫宽的频带中的最低频率至少为一兆赫左右，可以采用很少的非零加权的抽头(non-zero-weightedtaps)，比如在用于Hilbert变换的FIR滤波器60中的七个非零加权的抽头。
该七个抽头的(seven-tap)Hilbert变换滤波器60包含级联的单采样延迟元件61、62、63、64、65和66，根据它们所采的样值被加权并求和，以便产生Hilbert变换响应信号。Hilbert变换本质上属于线性相位变换，这样FIR滤波器60中的抽头加权值围绕中间延迟呈现对称性。相应地，数字加法器67将需共同加权的提供到延迟元件61的输入信号和来自延迟元件66的输出信号求和，数字加法器68将需共同加权的来自延迟元件61的输出信号和来自延迟元件65的输出信号求和；数字加法器69将需共同加权的来自延迟元件62的输出信号和来自延迟元件64的输出信号求加。来自延迟元件64的输出信号作为输入地址输入到只读存储器70，其将该信号与适当的加权值W0相乘。来自数字加法器69的和输出信号作为输入地址提供到只读存储器71，其将这一信号和适当的加权值W1值相乘。来自数字加法器68的和输出信号作为输入地址提供到只读存储器72，其将这一信号和适当的加权值W2值相乘。来自数字加法器67的和输出信号作为输入地址提供到只读存储器73，其将这一信号和适当的加权值W3值相乘。通过使用ROM70、71、72和73作为固定被乘数的乘数，保持与相乘相关的延迟，可忽略其缩短。利用一由按照需要作为加法器或减法器工作的带符号的数字加法器74、75和76构成的树形电路，将ROM70、71、72和73的输出信号进行综合，以便适当指定存储在ROM70、71、72和73中的加权值W0、W1、W2和W3的数值前的符号。假定加法器67、68、69、74、75和76都是由时钟控制的加法器，每个都形成一单采样的等待时间，导致七个抽头FIR滤波器60形成6个采样等待时间。利用级联的6个单采样延迟元件61、62、63、64、65和66提供对这一等待时间补偿的滤波器60输入信号的延迟。由延迟元件64的输出而不是由延迟元件63的输出取得对于只读存储器70的输入地址，使得延迟元件64的单采样延迟对在加法器67、68和69中的单采样延迟进行补偿。
C.M.Rader在他论文“《用于同相和正交相位分量采样的采样方法》(ASimple Method for Sampling In-Phase and Quadrature Components)”中介绍了在对数字化的带通信号进行复数同步检测的改进，该论文发表在《IEEE航天和电子系统学报》(IEEE Transaction on Aerospace and Electronic Systerm)的第AES-20卷第6期(1984年11月)的821-824页上。Rader利用一对根据Jacobian椭圆函数设计的且对于数字化的带通信号的响应形成恒定π/2相位差的全通数字滤波器，替代Hilbert变换FIR滤波器和Rice与Wu的补偿延迟的FIR滤波器。一对优选的属于有限冲激响应(IIR)型的这种全通数字滤波器具有如下的系统函数：
H1(z)=z-1(z-2-z2)(1-a2z-2)a2=0.5846832
H2(z)=-(z-2-b2)/(1-b2z-2)b2=0.1380250Rader介绍了滤波器结构，仅需要两个被乘数，一个与a2相乘，一个与b2相乘。
图7表示电路24可以采取的另一种结构，其包含一对由C.M.Rader介绍的类型的全通数字滤波器80和90，滤波器80和90的类型是根据Jacobian椭圆函数设计的。滤波器80和90对于数字化的带通信号的响应形成恒定的π/2相位差。当将各VSB信号同步时，由于最好是过采样的实部样点(oversampled real samples)规定符号同步，本发明人优先不采用也由Rader介绍的全通滤波器，其利用辅助采样以便进一步简化延迟网络电路。
在图7中表示下述的滤波器80的结构，其形成系统函数H1(z)=z-1(z-2-a2)/(1-a2z-2)，其中按十进制算法a2=0.5846832。来自ADC22的样值在时钟控制的延迟元件88中延迟一个ADC采样时钟周期，再提供到节点89。在节点89处的信号进一步在级联的时钟控制的延迟元件81和82延迟两个ADC采样时钟周期，再作为第一被加数信号提供到数字加法器83。加法器83的和输出信号形成滤波器80的实部响应。加法器83的和输出信号在级联的时钟控制的延迟元件84和85中延迟两个ADC采样时钟周期，再作为被减数输入信号提供到数字减法器86。由数字减法器86形成的差输出信号作为乘数输入信号提供到数字乘法器87，用于利用二进制算法乘以值为a2的被乘数信号。所形成的乘积输出信号提供到数字加法器83，作为它的第二被加数信号。
图7中还表示下述的滤波器90的结构，其能提供系统函数-H2(z)=(z-2-b2)/(1-b2z-2)，其中在十进制算法中b2=0.1380250。来自ADC22的样值在级联的时钟控制的延迟元件91和92中延迟两个ADC采样时钟周期，再作为第一被加数信号提供到数字加法器93。加法器93的和输出信号提供作为滤波器90的虚部响应。加法器93的和输出信号在级联的时钟控制的延迟元件94和95延迟两个ADC采样时钟周期，再作为被减数信号提供到数字减法器96。减法器96接收来自ADC22的作为减数输入信号的样值。由该数字减法器96形成的差输出信号作为(被)乘数输入信号提供到数字乘法器97，用以利用二进制算法与被乘数信号b2相乘。形成的乘积输出信号作为第二被加数信号提供到数字加法器93。
图8表示如下所述的通过改进图7中的复数信号滤波器形成的复数信号滤波器。将时钟控制的延迟元件88的位置移动，以便延迟加法器83的和输出信号，而不是延迟ADC22的数字输出信号，以ADC22的数字输出信号不经延迟提供到节点89，以便在位置移动的时钟控制的延迟元件88的输出端口能提供实部响应。在位置移动的时钟控制的延迟元件81的输出端口提供的实部响应与在时钟控制的延迟元件84的输出端口提供的响应相同。这样，由时钟控制的延迟元件84的输出端口提供实部响应，替代了由位置移动的时钟控制的延迟元件81的输出端口提供，位置移动的时钟控制的延时元件81不再需要，被省去。
图9表示如下所述的通过对图8中的复数信号滤波器改进形成的复数信号滤波器。对于加法器83的第一被加数信号取自级联的时钟控制的延迟元件91和92，而不是取自级联的时钟控制的延迟元件81和82。级联的时钟控制的延迟元件81和82不再需要，被省去。图9中的复数信号滤波器优于图7和8中的复数信号滤波器之处在于，取消冗余的时钟控制的延迟元件。
图10是一复数信号滤波器的详细方块示意图，该滤波器对于数字化的带通信号形成在实部响应Re和虚部响应Im之间的恒定的π/2相位差，该滤波器与由T.F.S.Ng在1991年11月27日公布的，序号为2,244,410A的，名称为《正交解调器》(Quadrature Demodulator)的美国专利申请中介绍的复数信号滤波器相似。该Ng滤波器是有限冲激响应(FIR)数字滤波器，而不是如Rader介绍的IIR滤波器。图10中的复数信号滤波器与由Ng介绍的滤波器的区别之处在于，2∶1抽取是按跟随在滤波之后而不是在其之前进行的。
这样就使得实部和虚部滤波能由一公用的抽头式延迟线承担。图10表示这一由级联的单个时钟延迟元件100-114组成的公用抽头式的延迟线，例如与ADC22相似的锁存器按照4倍符号传输速率受时钟控制。在某些设计中，该单个时钟延迟元件100可被省去或合并到ADC22中。假定在图6中所示的数字加法器和减法器都按照复数滤波器中的4倍符号传输速率进行时钟控制，则它们每个都有单个时钟周期的等待时间。假定数字乘法器在以整数幂2(integral power oftwo)相乘的情况下是按接线移位的，或者是由只读存储器(ROM)提供的，这样就时钟控制而论在每次相乘时等待时间为零。假定在每个Ng滤波结果中为至少8位分辨率。
为了产生实部响应H1(z)，对由Ng介绍的每个实例，假设该实部响应滤波器提供抽头加权值为W0=4,W1=0,W2=-12,W3=-72,W4=72,W5=12,W6=0和=W7=-4。该实部响应滤波器除了单个时钟元件100-114之外还包含：数字减法器121，用于从延迟元件100的响应中减去延迟元件114的响应；数字乘法器122，用于利用为4的系数对减法器121的不同响应进行加权运算；数字减法器125，用于从延迟元件109的响应中减去延迟元件103的响应；数字乘法器126，用于利用为12的系数对减法器125的差分响应进行加权运算；数字减法器127，用于从延迟元件107的响应中减去延迟元件105的响应信号；数字乘法器128，用于利用为72的系数对减法器127的差分响应进行加权运算；数字加法器129，用于对来自数字乘法器126和128的乘积求和；数字加法器130，用于对来自数字乘法器122的乘积和来自加法器129的和输出信号求和；以及2∶1抽取器131，用于在对于来自加法器130的和输出信号进行抽取的响应中产生实部滤波器响应(Re)。
减法器121从延迟元件100的响应中减去延迟元件114的响应，而不是从ADC22的输出信号中减去延迟元件113的响应，以形成单个时钟周期的延迟，补偿加法器129的等待时间。由于W1=0和W6=0，故没有用于从延迟元件101的响应中减去延迟元件111的响应的数字减法器123，或者用于对减法器123的差分响应进行加权运算的数字乘法器124。因此，没有用于将来自乘法器124的乘积与来自乘法器122的乘积求和的数字加法器。这样就需要对加法器129的等待时间进行补偿。
为了产生虚部响应H1(z)，假设向虚部响应滤波器提供抽头加加权值为：W8=8,W9=14,W10=22,W11=96,W12=22,W13=14,W14=8，这些加权值是由Ng介绍的实例校正的。虚部响应滤波器除了单个时钟延迟元件100-112以外，还包含：数字加法器141，用于对延迟元件112的响应和延迟元件100的响应求和；数字乘法器142，用于利用一为8的系数对加法器141的和响应进行加权运算；数字加法器143，用于对延迟元件110的响应与延迟元件102的响应求和；数字乘法器144，用于利用一为14的系数对加法器143的和响应进行加权运算；数字加法器145，用于对延迟元件108的响应与延迟元件104的响应求和；数字乘法器146，用于利用一为22的系数对加法器145的和响应进行加权运算；数字乘法器147，用于利用一为96的系数对延迟元件107的响应进行加权运算；数字加法器148，用于对来自数字乘法器142和144的乘积求和；数字加法器149，用于对来自数字乘法器146和147的乘积求和；数字加法器150，用于对来自加法器148和149的和输出信号求和；以及2∶1抽取器151，用于在对来自加法器150的和输出信号的抽取响应中产生虚部滤波器响应Im。
数字乘法器147利用一为96的系数对延迟元件107的响应，而不是对于延迟元件106的响应进行加权运算，以便形成单个时钟周期延迟，补偿各加法器141、143和145中每一个的单个时钟周期的等待时间。
下面提供一些本发明的次优选的实施例，其中二维符号解码电路37的格形解码(trellis-decoded)输出信号和一维符号解码电路38的格形解码输出信号提供到各自的数据去交错器，将数据源选择延迟，直到完成去交错。提出其它一些次优选的实施例，其中两维符号解码电路37中的格形解码输出信号利用对应的数据去交错器进行去交错，然后，利用各自的Reed-Solomon解码器解码，以便产生第一经误差校正的数据流；及在这些实施例中，一维符号解码电路38的格形解码输出信号利用对应的数据去交错器进行去交错，然后利用各自的Reed-Solomon解码器解码，以便产生第二经误差校正的数据流；以及在这些实施例中，在第一和第二经误差校正的数据流之间进行数据源选择。在本发明的另外一些这样次优选的实施例的改进方案中，在进行数据源选择之前，将第一和第二经误差校正的数据流提供到各单个的数据去随机器。在另外一些变更方案中，对于QAM和VSB信号采用各个Reed-Solomon解码器，不过对于QAM和VSB信号两者采用一个数据去交错器，或者对于第一和第二经误差校正的数据流采用一个数据去随机器。
在本发明的一些实施例中，用4∶1抽取器替代图1中所示的2∶1抽取器35，其中，在数字化的过程中，ADC22按照每秒43.05*106样点的采样速率而不是按照每秒21.52*106样点的采样速率进行采样。当然，这种变化需要对采样时钟发生器23进行适当改进。当同步电路25或30必须同步于基带即DTV信号具有高于5.38兆赫的载波时，采用的采样速率高于每秒21.52*106样点。当同步电路30必须同步于基带，即VSB信号的残留边带在频率方面高于其全频带时，可得到这样一种解决方案。最好，将以大于2的一个因数N对基带信号进行抽取的抽取器设计成，抽取不是仅仅不要漏去采样，而是对于基带信号进行前置滤波，然后略去前置滤波的样值。
前面介绍的本发明的各优选实施例采用数字型的QAM同步电路和VSB同步电路。正如在本发明的各优选实施例中所实施的，对最终中频信号而不是对基带信号数字化，降低了必须进行的模数变换操作步骤的数目，并且避免了由于跟踪在QAM同步电路中所用的两个模数变换器的变换特性所引起的问题。
然而，在本发明的另外一些实施例中，QAM信号与基带的同步是利用同相和正交相位模拟同步检测器实施的，接着是模数变换电路，用以对来自同相模拟同步检测器的响应进行数字化，以产生交错的QAM符号代码的实部采样流，并用于对来自正交相位模拟同步检测器的响应进行数字化，以产生交错的QAM符号代码的虚部采样流。
在本发明的另外一些实施例中，在制定ATSC标准的过程中的测试领域中采用的自适应型DTV接收器，将VSB信号同步于基带是利用模拟式同步检测器实现的，其后是模数变换器(ADC)，用以对来自模拟同步检测器的响应进行数字化，以产生交错的VSB符号代码的采样流；其后是基带相位跟踪器。在本发明的另一些这样的实施例中，抽取滤波器直接将基带相位跟踪器的响应信号取作它的输入信号。
本发明的各优选实施例利用数字同步操作程序来实现“卷绕式(wrap-round)”符号相位调节。符号相位的调节在基带的带通变换中实现，于是，如果适当地对存储数字载波的ROM进行寻址，则在调节范围的一个闭合周期而不是在一开放的线性调节范围上实行符号相位调节。如果对于符号相位仅有一开放线性调节范围，则在基带处都为线性调节范围。当达到调节范围的极限时，符号相位将及时位移跳变。这种及时跳变将引起在符号代码流中的符号重复，或者将引起在符号代码流中的符号丢失，这取决于该及时位移跳变是向后还是向前。这就造成非希望的干扰，即在产生及时位移跳变的数据行内进行符号计数，引起暂时失去数据同步。
电视工程师目前正在利用用于HDTV的数据传输系统来传输另外一些类型的电视信号-例如，以与当天的NTSC信号相似的分辨率同时传输四种电视信号。本发明适于用于这样的另外一些传输方案的接收机，所附的权利要求范围应宽到足以包含在其范围内的这些接收器。
在所附的权利要求中，词“所述(said)”使用时是参照前面提到的先前词；词“该(the)”使用时是出于语法要求，而不是指前面所提到的先前词。

Claims (36)

1．一种数字电视(DTV)信号接收器，包含：
一无线电接收器部分，用于选择一接收频带(channel)，将所选择频带中的DTV信号变换到中频，并对其滤波和放大，以及用于将根据所述滤波和放大所得的模拟最终中频输出信号同步于基带，以此产生基带信号；
一模数变换器(ADC)，其包含在所述无线电接收器部分中，用于对其中的所述信号之一进行采样并数字化，使得从所述无线电接收器部分提供作为描述所述基带信号的第一数字采样流的所述基带信号；
一采样时钟发生器，用于提供采样时钟信号，以便对由所述ADC进行的采样进行时间控制，使得所述第一数字采样流的采样速率基本上等于规定倍数MN乘以(times)所述DTV信号的符号速率，MN是大于1的正数M和至少为2的正整数N的乘积；
一N:1抽取器，其被连接用于接收所述第一数字采样流和对其响应产生第二数字采样流，其中所述第一数字采样流中仅每一个第N个采样按照所述第一数字采样流中的N分之一的采样速率重现；
一频道均衡器，用于对所述第二数字采样流实行频道均衡，以产生频道均衡器响应；以及
一符号解码电路，用于对在所述频道均衡器响应中的经符号相位差错校正的符号进行解码，以便恢复成组的与经解码的符号对应的位。
2．如权利要求1所述的DTV信号接收器，其中所述的采样时钟发生器包含：
一振荡器，用于提供由一自动频率和相位控制信号控制频率的振荡信号；
用于按照一响应于所述振荡频率的速率产生所述采样时钟信号的一电路；
一FIR(有限冲激响应)滤波器，用于提供一对于所述第一数字采样流的带通响应，该带通响应中心频率为所述DTV信号的符号速率的一个次谐波；
一倍频器，用于对在所述DTV信号的符号速率的所述次谐波处的所述带通响应中的一分量进行频率倍频，以便产生所述DTV信号的符号速率的谐波；以及
一自动频率和相位控制检测器，用于检测在所述ADC采样速率和所述DTV信号的符号速率的所述谐波之间的频率和相位误差，并作为所述自动频率和相位控制信号提供到所述振荡器。
3．如权利要求2所述的DTV信号接收器，其中的N等于2。
4．如权利要求2所述的DTV信号接收器，其中的M等于1,N等于2。
5．如权利要求1所述的DTV信号接收器，其中的N等于2。
6．如权利要求1所述的DTV信号接收器，其中的M等于1,N等于2。
7．如权利要求1所述的DTV信号接收器，还包含：
数据同步恢复电路，用于检测从所述第二数字采样流中抽取的数据同步信息；
一去交错器，用于各所述位组；
一Reed-Solomon解码器，接收所述去交错器的响应作为其输入信号；以及
一去随机器，响应于所述Reed-Solomon解码器的结果，用于在将随机化的信号传输到所述DTV接收器之前恢复该随机化的信号。
8．如权利要求7所述的DTV信号接收器，其中所述数据同步恢复电路是一种响应于各位组而检测数据同步的类型，所述符号解码器根据在所述频道均衡器中的符号进行解码。
9．如权利要求7所述的DTV信号接收器，其中所述数据同步恢复电路是一种采用匹配滤波器的类型，用于响应于所述第二数字采样流检测数据同步。
10．如权利要求9所述的DTV信号接收器，其中连接所述数据同步恢复电路，以便在所述频道均衡器对所述第二数字采样流实现频道均衡之后接收该第二数字采样流。
11．如权利要求1所述的DTV信号接收器，其中连接所述ADC，以便对所述模拟最终中频输出信号进行采样，并且其中利用用于QAM数字电视信号的数字同步装置使所述模拟最终中频输出信号同步于基带。
12．如权利要求11所述的DTV信号接收器，还包含：
数据同步恢复电路，用于响应于各位组而检测数据同步，所述符号解码器根据在所述频道均衡器响应信号中的符号进行解码；
一去交错器，用于所述位组；
一Reed-Solomon解码器，接收所述去交错器的响应信号作为其输入信号；以及
一去随机器，响应于所述Reed-Solomon解码器的结果，用于在将随机化的信号传输到所述DTV接收器之前恢复该随机化的信号。
13．如权利要求11所述的DTV信号接收器，还包含：
采用匹配滤波器的数据同步恢复电路，用于响应于所述第二数字采样流而检测数据同步；
一去交错器，用于所述位组；
一Reed-Solomon解码器，接收所述去交错器的响应信号作为其输入信号；以及
一去随机器，响应于所述Reed-Solomon解码器的结果，用于在将曾随机化的信号传输到所述DTV接收器之前恢复该随机化的信号。
14．如权利要求13所述的DTV信号接收器，其中连接所述数据同步恢复电路，以便在所述频道均衡器已实现对所述第二数字采样流的频道均衡之后接收该第二数字采样流。
15．如权利要求11所述的DTV信号接收器，其中所述采样时钟发生器包含：
一振荡器，用于按照由一自动频率和相位控制信号控制的频道提供振荡信号；
用于按照一响应于所述振荡频率的速率产生所述采样时钟信号的一电路；
一FIR滤波器，用于提供一对于所述第一数字采样流的带通响应，该带通响应的中心频率为所述DTV信号的符号速率的一个次谐波；
一倍频器，用于对在所述DTV信号的符号速率的所述次谐波处的所述带通响应中的一个分量的频率进行倍频，以便产生所述DTV信号的符号速率的一个谐波；以及
一自动频率和相位控制检测器，用于检测在所述ADC的采样速率和所述DTV信号的符号速率的所述谐波之间的频率和相位误差，并将其提供到所述振荡器作为振荡器的所述自动频率和相位控制信号。
16．如权利要求15所述的DTV信号接收器，还包含：
数据同步恢复电路，用于响应于各位组而检测数据同步，所述符号解码器根据在所述频道均衡器响应信号中的符号进行解码；
一去交错器，用于所述位组；
一Reed-Solomon解码器，接收所述去交错器的响应作为其输入信号；以及
一去随机器，响应于所述Reed-Solomon解码器的结果，用于在将随机化的信号传输到所述DTV接收器之前恢复该随机化的信号。
17．如权利要求15所述的DTV信号接收器，还包含：
采用匹配滤波器的数据同步恢复电路，用于响应于所述数字采样流而检测数据同步；
一去交错器，用于所述位组；
一Reed-Solomon解码器，接收所述去交错器的响应，作为其输入信号；以及
一去随机器，响应于所述Reed-Solomon解码器的结果，用于在将随机化的信号传输到所述DTV接收器之前恢复该随机化的信号。
18．如权利要求17所述的DTV信号接收器，其中连接所述数据同步恢复电路，以便在所述频道均衡器已经实现对所述第二数字采样流的频道均衡之后接收该第二数字采样流。
19．如权利要求1所述的DTV信号接收器，其中连接所述ADC，用于对所述模拟最终中频输出信号进行采样，并且其中利用用于VSB数字电视信号的数字同步装置使所述模拟最终中频输出信号同步于基带。
20．如权利要求19所述的DTV信号接收器，还包含：
数据同步恢复电路，用于响应于各位组而检测数据同步，所述符号解码器根据在所述频道均衡器响应中的符号进行解码；
一去交错器，用于所述位组；
一Reed-Solomon解码器，接收所述去交错器的响应作为其输入信号，以及
一去随机器，响应于所述Reed-Solomon解码器的结果，用于在将随机化的信号传输到所述DTV接收器之前恢复该随机化的信号。
21．如权利要求19所述的DTV信号接收器，还包含：
采用匹配滤波器的数据同步恢复电路，用于响应于所述第二数字采样流而检测数据同步；
一去交错器，用于所述位组；
一Reed-Solomon解码器，接收所述去交错器的响应作为其输入信号；
一去随机器，响应于所述Reed-Solomon检测器的结果，用于在将随机化的信号传输到所述DTV接收器之前恢复该随机化的信号。
22．如权利要求21所述的DTV信号接收器，其中连接所述数据同步恢复电路，以便在所述频道均衡器已经对所述第二数字采样流实现频道均衡之后接收该第二数字采样流。
23．如权利要求19所述的DTV信号接收器，其中所述采样时钟发生器包含：
一振荡器，用于提供由自动频率和相位控制信号控制其频率的振荡信号；
用于按照一响应于所述振荡频率的速率产生所述采样时钟信号的一电路；
一FIR滤波器，用于提供一对于所述第一数字采样流的带通响应，该带通响应的中心频率为所述DTV信号的符号速率的一个次谐波；
一倍频器，用于对在所述DTV信号的符号速率的所述次谐波处的所述带通响应中一个分量的频率进行倍频，以便产生所述DTV信号的符号速率的一个谐波；以及
一自动频率和相位控制检测器，用于检测在所述ADC的采样速率和所述DTV信号的符号速率的所述谐波之前的频率和相位误差，并将其提供到所述振荡器，作为它的所述自动频率和相位控制信号。
24．如权利要求23所述的DTV信号接收器，还包含：
数据同步恢复电路，用于响应于各位组而检测数据同步，所述符号解码器根据在所述频道均衡器响应中的符号进行解码；
一去织器，用于所述位组；
一Reed-Solomon解码器，接收所述去交错器的响应作为其输入信号；以及
一去随机器，响应于所述Reed-Solomon解码器的结果，用于在将随机化的信号传输到所述DTV接收器之前恢复该随机化的信号。
25．如权利要求23所述的DTV信号接收器，还包含：
采用匹配滤波器的数据同步恢复电路，用于响应于所述第二数字采样流而检测数据同步；
一去交错器，用于所述位组；
一Reed-Solomon解码器，接收所述去交错器的响应作为其输入信号；以及
一去随机器，响应于所述Reed-Solomon解码器的结果，用于在将随机化的信号传输到所述DTV接收器之前恢复该随机化的信号。
26．如权利要求25所述的DTV信号接收器，其中连接所述的数据同步恢复电路，以便在所述频道均衡器已经实现对所述第二数字采样流的频道均衡之后接收该第二数字采样流。
27．一种DTV信号接收器，用于恢复来自DTV信号的符号代码的基带数字采样，包含：
一模数变换器，用于根据第一采样时钟信号对DTV信号进行采样；和
一采样时钟发生器，用于产生所述第一采样时钟，所述采样时钟发生器包含：
一受控振荡器，用于提供振荡信号；
用于提供由所述振荡信号进行时间控制的(timed)所述第一采样时钟信号的一电路；
一窄带通有限冲激响应(FIR)第一数字滤波器，其中心频率为具有基本强度的所述符号代码的符号速率的次谐波的频率，连接所述第一数字滤波器用于提供对于符号代码的所述基带数字采样的第一数字滤波器响应，所述第一数字滤波器响应包含所述符号代码的符号速率的所述次谐波；
一倍频器，用于响应于所述第一数字滤波器响应而提供一倍频响应，该倍频响应包含所述符号代码的符号速率的所述次谐波的倍数(multiple)；以及
一自动频率和相位控制电路，响应于在所述倍频器响应中的所述符号代码的符号速率的所述次谐波的所述倍数，和响应于所述受控振荡器振荡派生的信号，用于形成用于所述受控振荡器的自动频率和相位控制(AFPC)信号。
28．如权利要求27所述的DTV信号接收器，其中所述受控振荡器是一种以两倍于符号频率的频率提供蔓叶线波形振荡信号的类型，并且其中由所述振荡信号进行时间控制的用于提供所述第一采样时钟信号的所述电路包含：
一限幅器电路，用于对所述蔓叶线波形振荡器进行对称限幅，以便产生所述两倍于符号频率的频率的基本的方波，用作所述第一采样时钟信号。
29．如权利要求28所述的DTV信号接收器，其中所述采样时钟发生器还包含：
作为分频器连接的一触发器，用于响应于所述两倍于符号频率的所述频率的所述基本方波，产生所述符号频率的方波，由所述受控振荡器振荡派生的所述信号对应于所述符号频率的所述方波，所述自动频率和相位控制电路响应于所述振荡器。
30．如权利要求29所述的DTV信号接收器，还包含：
一2∶1抽取器，响应于来自DTV信号的符号代码的所述基带数字采样，用于提供样值数的一半的输出信号；
一频道均衡滤波器，其响应于来自所述2∶1抽取器的输出信号；以及
一AND(与)门，其包含在所述采样时钟发生器中，用于对来自所述限幅器电路的所述两倍符号频率的频率的所述基本方波，和对来自所述触发器的所述符号频率的所述方波产生AND响应，所述AND响应作为第二采样时钟频率提供到所述2∶1抽取器，用以对来自所述2∶1抽取器的输出信号中的采样进行时间控制。
31．如权利要求30所述的DTV信号接收器，其中的倍频器包含：
第一方波化电路，用于对所述第一数字滤波器响应进行方波整形，以形成一包含所述第一数字滤波器响应的一些分量的二次谐波的第一数字滤波器方波响应；以及
一窄带通有限冲击响应(FIR)第二数字滤波器，其中心频率对应于所述符号代码的符号速率，连接所述第二数字滤波器，以便对所述方波化的第一数字滤波器响应进行滤波，用于提供第二数字滤波器响应。
32．如权利要求31所述的DTV信号接收器，其中所述第二数字滤波器应提供到所述自动频率和相位控制电路，作为在所述倍频响应中的所述符号代码的符号速率的所述次谐波的所述倍数。
33．如权利要求31所述的DTV信号接收器，其中所述倍频器还包含：
第二方波化电路，用于对所述第二数字滤波器响应信号进行方波整形，以形成一包含所述第二数字滤波器响应的一些分量的二次谐波的方波化的第二数字滤波器响应；以及
一窄带通有限冲激响应(FIR)第三数字滤波器，其中心频率对应于所述符号代码的代码速率的两倍，连接所述第三数字滤波器，以便对所述方波化的第二数字滤波器响应进行滤波，用于提供第三数字滤波器响应，提供到所述自动频率和相位控制电路，作为在所述倍频器响应中的所述符号代码的代码速率的所述次谐波的所述倍数。
34．如权利要求27所述的DTV信号接收器，其中所述倍频器包含：
第一方波化电路，用于对所述第一数字滤波器响应进行方波整形，以便形成一包含所述第一数字滤波器响应的一些分量的二次谐波的方波化的第一数字滤波器响应；以及
一窄带通有限冲激响应(FIR)第二数字滤波器，其中心频率对应于所述符号代码的符号速率，连接所述第二数字滤波器，以便对所述方波化的第一数字滤波器响应进行滤波，用于提供第二数字滤波器响应。
35．如权利要求34所述的DTV信号接收器，其中所述第二数字滤波器响应提供到所述自动频率和相位控制电路，作为在所述倍频器响应中的所述符号代码的符号速率的所述次谐波的所述倍数。
36．如权利要求34所述的DTV信号接收器，其中所述倍频器还包含：
第二方波化电路，用于对所述第二数字滤波器响应进行方波整形，以便形成一包含所述第二数字滤波器响应的一些分量的二次谐波的方波化的第二数字滤波器响应；以及
一窄带通有限冲激响应(FIR)第三数字滤波器，其中心频率对应于所述符号代码的符号速率的两倍，连接所述第三数字滤波器，以便对所述方波化的第二数字滤波器响应进行滤波，用于提供第三数字滤波器响应，其提供到所述自动频率和相位控制电路，作为在所述倍频器响应中的所述符号代码的符号速率的所述次谐波的所述倍数。
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C10 Entry into substantive examination
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WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication