CN1835495B - 达到最佳信噪比的接收机装置和接收信号处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种接收机装置，其包括带通滤波器、频率转换单元以及控制单元，所述带通滤波器具有可变频带并被耦合到用于接收包括多个信道的被接收信号的节点，该带通滤波器在其输出节点输出通过将被接收信号的频带限制为有用信道的频带而得到的带限信号，所述频率转换单元被耦合到带通滤波器的输出节点，并在其输出节点输出通过转换带限信号的频率而得到的中间频率信号，所述控制单元被配置用来响应于被接收信号的信号速率和信道频率间隔中的至少一个对频率转换单元进行控制，从而调整中间频率信号的中间频率。

Description

达到最佳信噪比的接收机装置和接收信号处理方法

技术领域

本发明总的涉及接收机装置和接收信号处理方法，尤其涉及针对包括多个信道的被接收信号的接收机装置和处理被接收信号的方法。 

背景技术

近年来，为了提供具有更高质量的数字信息，被发送和接收的数字信息量在不断地增加。作为一种高效率地发送大量信息的方法，通过使用幅度调制和相位调制来发送信息的QAM(正交幅度调制)方法广为人知。 

对于数字卫星广播等，目前普遍使用QPSK(正交相移键控)，其每次调制通过将四个不同的相位分配给各个不同的值来发送和接收4个值(2位)的数据。在有较少干扰的CATV系统中，为了获得更高效的数据传送，使用对幅度和相位都进行调制的QAM调制/解调。QAM调制/解调通过对载波的幅度变化和相位变化都分配信息位来表示信息，因此获得了在有限带宽情况下的高效率的数据传送。 

在这样的QAM调制/解调中，目前主要使用64QAM，其通过使用具有不同幅度和相位的64种波型来发送和接收64个值的信息。可以预见，未来将采用具有更多数目的数据值的256QAM或1024QAM。 

为了实现使用如此大量的数据值的QAM调制/解调，传输路径和接收机等被要求具有很高的SNR(信噪比)。因此，如何防止SNR的降低成为了实现高质量的信息传输系统的主要问题。 

图1是示出了相关技术的CATV接收机装置的配置示例的框图。 

图1的CATV接收机装置包括调谐器单元10和解调单元20。调谐器单元10包括带通滤波器11、第一放大器12、第一混频器13、第二放大器14、第三放大器15、第二混频器16、第四放大器17和VCO(压控振荡器)18和19。此外，还设有外部的SAW滤波器(声表面波滤波器)30和 31。解调单元20包括A/D转换器21和解调器22。 

带通滤波器11仅允许被接收信号的频率成分中有效CATV信道的范围通过。设在下一级中的第一放大器12将带通滤波器11的输出信号放大到所需要的电平。第一混频器13将第一放大器12的输出信号与VCO18所生成的本地频率相乘，从而进行频率转换。在这种情况下，被选择的信道(有用波)被放置的位置与SAW滤波器30的中心频率相对应。被第二放大器14放大的信号通过SAW滤波器30进行处理，因此除了有用波以外的频率(干扰波)被抑制。 

第三放大器15对信号进行放大以补偿SAW滤波器30所引起的信号损耗。第二混频器16将第三放大器15的输出信号与VCO19所生成的本地频率相乘，从而进行频率转换并且生成具有中间频率(IF)的信号。这个IF信号频率一般在欧洲是36MHz，在美国是44MHz。因而SAW滤波器31一般被设计成具有与上述频率中的一个相对应的中心频率。 

被转换成IF信号的有用波被第四放大器17放大以提供给解调单元20。在解调单元20中，A/D转换器21对被提供的信号进行A/D转换以生成数字信号。解调器22对该数字信号进行定时恢复、波形均衡、识别处理等，从而输出处理后的信号。 

在解调单元20中的被接收信号的SNR随IF信号频率、信号速率(符号率)以及A/D转换器21的采样频率而变化。因此为了获得最佳SNR，需要调整IF信号频率、信号速率(符号率)和采样频率。 

信号速率(符号率)根据发送方系统的规格而确定，并且在接收机这一侧是不可调的。采样频率对于A/D转换器21是特定的，并且基本上是固定值。为了改变采样频率，需要提供特殊的电路配置和振荡器来实现这种功能，从成本的角度来看这是不希望有的。 

对IF信号频率进行设置以匹配SAW滤波器31的中心频率，并且IF信号频率是不可变的。SAW滤波器利用作为振动能量进行传播的声波，所述声波集中在压电晶体的表面上，从而允许具有特定频率的信号通过。这个特定频率不能做成可变的。 

因此，图1中所示出的相关技术的CATV接收机装置的配置存在不能 达到最佳SNR的问题。 

专利文件1公开了一种配置，其中在接收机装置中不需要用于选择频率的SAW滤波器。 

[专利文件1]日本专利申请公开No.2000-092021 

因此，需要能够使被接收信号的SNR最佳的接收机装置。 

发明内容

本发明总的目的在于提供一种接收机装置，其基本上消除了由相关技术的限制和缺点所引起的一个或更多个问题。 

本发明的特征和优点将在下面的描述中给出，并且在某种程度上将根据这些描述和附图而变得更加清楚，或者可以根据本说明书中提供的教导通过对本发明的实现而被了解。本发明的目的和其他特征和优点将通过在说明书中以如此完整、清楚、精确和确切的方式特别指出的接收机装置来实现和获得，以使得本领域的普通技术人员能够实现本发明。 

为了获得根据本发明目的的这些和其它优点，本发明提供了一种接收机装置，其包括带通滤波器、频率转换单元以及控制单元，所述带通滤波器具有可变频带并被耦合到用于接收包括多个信道的被接收信号的节点，该带通滤波器在其输出节点输出通过将被接收信号的频带限制为有用信道的频带而得到的带限信号，所述频率转换单元被耦合到带通滤波器的输出节点，并在其输出节点输出通过转换带限信号的频率而得到的中间频率信号，所述控制单元被配置用来响应于被接收信号的信号速率和信道频率间隔中的至少一个控制频率转换单元，从而调整中间频率信号的中间频率。 

根据本发明的另一方面，提供了一种处理被接收信号的方法，其包括以下步骤：产生通过将包括多个信道的被接收信号的频带限制为有用信道的频带而得到的带限信号；产生通过转换上述带限信号的频率而得到的中间频率信号；产生通过对所述中间频率信号进行A/D转换而得到的数字信号；对上述数字信号进行数字滤波以将该数字信号的频带限制为有用信道的频带；以及响应于被接收信号的信号速率和信道频率间隔中的至少一个调整中间频率信号的中间频率。

根据本发明的至少一个实施例，响应于被接收信号的信号速率和信道频率间隔中的至少一个对中间频率信号的中间频率进行调整，从而得到有用的中间频率，这可以使得在A/D转换后的SNR最佳。这样，中间频率信号被A/D转换为数字信号，然后该数字信号被进行数字滤波以使得其频带被限制为有用信道的频带。这样在不使用SAW滤波器的情况下就获得了对有用信道的足够的频率选择性。 

利用被接收信号的SNR的最佳化，在通过使用多值传输实现高质量的信息传输系统时，系统和解调单元的设计就变得比较简单了。此外，由于不需要SAW滤波器，因此现在可以在单个芯片上实施调谐器单元和解调单元，其有助于减少成本。 

附图说明

结合附图阅读下面的详细描述，将可以明白本发明的其它目的和更多的特征，在附图中： 

图1是示出了相关技术的CATV接收机装置的配置的示例的框图； 

图2是示出了根据本发明的CATV接收机装置的配置的示例的框图； 

图3示出了被输入到解调单元的A/D转换器中的信号的频谱示例； 

图4示出了作为由于A/D转换器中的采样而发生的混叠噪声的成分； 

图5示出了在不同情况下作为由于采样而发生的混叠噪声的成分； 

图6示出了在信号速率为6.9Mbaud的情况下采样频率作为参数的SNR特性与IF频率的相对关系； 

图7示出了当信号速率为2Mbaud时作为由于采样而发生的混叠噪声的成分； 

图8示出了在不同情况下作为由于采样而发生的混叠噪声的成分； 

图9示出了在信号速率为2Mbaud的情况下采样频率作为参数的SNR特性与IF频率的相对关系； 

图10示出了解调单元和控制器的配置的示例； 

图11示出了一个表格的示例，其中与信道间隔和信号速率相对应地对控制代码进行定义；

图12示出了说明各个信道与本地频率之间的对应关系的表格；以及 

图13示出了被写入到图10中的寄存器的控制码的值与VCO的电压以及本地频率之间的关系。 

具体实施方式

下面将参考附图描述本发明的实施例。 

图2示出了根据本发明的CATV接收机装置的配置的示例。虽然例如图2中的配置适合用作CATV接收机装置，但是本发明不限于CATV系统并且可以应用于通常的接收机装置。 

图2的CATV接收机装置包括调谐器单元40、解调单元50和控制器60。调谐器单元40包括带通滤波器41、第一放大器42、带通滤波器43、第二放大器44、混频器45、第三放大器46以及VCO47。解调单元50包括A/D转换器51和数字滤波器及解调器52。 

带通滤波器41仅允许被接收信号的频率成分中有效CATV信道的范围通过。即带通滤波器41允许在CATV中使用的频带(50Hz到850MHz)中的频率成分通过，并且抑制其它频率成分。设在下一级中的第一放大器42是低噪声放大器，并且将带通滤波器41的输出信号放大到所需要的电平。 

带通滤波器43具有可变频带，并且选择性地允许与有用信道相对应的频率通过。即带通滤波器43具有仅允许有用信道附近的频率成分通过，同时抑制与其它信道相对应的频率成分。带通滤波器43可以在IC芯片中实施，或者可以被提供为与芯片相分离的外部组件。当带通滤波器43被实施为LC滤波器时，可以通过提供可变电容C来进行设置以改变中心频率。 

由于被接收信号具有很宽的频带，所以可以提供多个带通滤波器作为带通滤波器43以就各个频带进行滤波。带通滤波器43的频带内侧和外侧的衰减大小被设置以使得设在下一级(例如解调单元50中的A/D转换器51)的电路不饱和。 

第二放大器44将带通滤波器43的输出放大到所需要的电平。通过考 虑在带通滤波器43处的损耗和调谐器单元40中对增益的总体安排来对第二放大器44的增益进行设置。 

混频器45将第二放大器44的输出信号与VCO47所生成的本地频率相乘，从而进行频率转换以生成中间频率(IF)信号。VCO47被控制器60控制。VCO47所生成的本地频率被设为控制器60所指定的频率。关于本地频率的设置后面将有详细描述。 

在混频器45中，生成与输入信号频率和本地频率的和及差相对应的频率成分。频带中不必要的一个通过滤波被抑制掉。第三放大器46对混频器45的输出进行放大以补偿由混频器45引起的损耗并且达到与解调单元50相匹配的信号电平。 

在解调单元50中，A/D转换器51将从调谐器单元40提供的模拟IF信号转换成数字信号。由于带通滤波器43的频率特性具有比SAW滤波器的频率特性更平坦的斜度(更弱的频率选择性)，因此A/D转换器51的输出除了有用波以外还包括干扰波。数字滤波器及解调器52首先应用窄频带的数字滤波器来抑制干扰波从而提取出所需要的波，然后对被提取的有用波应用例如定时恢复(载波恢复)、波形均衡以及识别处理之类的解调处理，从而输出解调后的信号。 

在解调单元50的A/D转换器51中，为了避免接收包括有用波和干扰波的信号时的饱和，AGC控制需要按合适的方式进行以将输入方的信号电平设为合适的电平。如上所述，数字滤波器及解调器52通过数字滤波去除干扰波成分，所以来自A/D转换器51的输出的位数需要不仅能够表示具有期望SNR的有用波，而且能够表示包括干扰波的整个信号。例如，如果有用波需要用8位表示，并且如果由于干扰波的混入使得信号电平变成了有用波电平的两倍，则来自A/D转换器51的输出就需要是9位的。 

控制器60向数字滤波器及解调器52提供数字滤波器及解调器52执行解调所必需的符号率信息。此外，为了根据符号率和信道间隔等控制VCO47的本地频率，控制器60向VCO47提供响应于符号率和信道间隔等的控制信号。在这种条件下，控制器60对VCO47进行控制以获得有用的中间频率，从而使得A/D转换后的SNR为最佳。为了获得有用的中间频率 而用来控制本地频率的参数包括符号率(信号速率)、信道间隔和采样频率。但是，一般采样频率是针对于每个设备的固定值，所以在下面的描述中采样频率将不被作为一个参数除非有必要那么做。 

下面将给出为了使SNR最佳而对中间频率进行控制的描述。 

图3示出了输入到解调单元50的A/D转换器51中的信号的频谱示例。就图3中所示出的频谱而言，包含在被接收信号中的有用波(有用信道)和干扰波(其它信道)在输入到调谐器单元40时具有相同的信号电平，并且信道的间隔为8MHz，IF信号的频率为12MHz。此外，调谐器单元40的带通滤波器43具有10MHz的可变通带。 

在图3中，被接收信号的频谱包括彼此间隔8MHz的多个频带，这些频带对应于多个信道。每个频带都彼此相分离。IF信号频率被设为12MHz，所以频谱在12MHz处有一个峰值。如图3中所示，有用波成分(12±3.5MHz)的频谱的任一侧都仍然存在有干扰波成分。 

图4示出了作为由于采样而在A/D转换器51中发生的混叠噪声的成分。图4示出了采样频率为48MHz时生成的混叠噪声，信道间隔为8MHz并且IF信号频率为12MHz，如图3中所示。 

有用波的频带(12±3.5MHz)被示为区域S。当通过使用48MHz的采样频率进行采样时，生成混叠噪声以使得每个与图4中所示出的频谱相同的频谱都以48MHz的间隔彼此叠加。作为混叠噪声与图4的频谱中所示出的有用波的频带区域S相重叠的区域(干扰区域)为如图4中所示的区域N1、N2和N3，它们是以-fs+IF(-36MHz)、-IF(-12MHz)和fs-IF(36MHz)为中心的±4MHz的区域。因此，有用波的信号成分与混叠噪声成分之间SNR被表示为： 

SNR＝S/(N1+N2+N3)    (1) 

图5示出了在不同条件下作为由于采样而发生的混叠噪声的成分。图5示出了在信道间隔为8MHz的情况下的混叠噪声，并且采样频率和图4中一样是48MHz，IF信号频率被区别地设为6MHz。 

有用波的频带(6±4MHz)被示为区域S。当使用48MHz的采样频率fs进行采样时，生成的混叠噪声使得每个与图5中所示出的频谱相同的频 谱都以48MHz的间隔彼此叠加。作为混叠噪声与图5的频谱中所示出的有用波的频带区域S相重叠的区域为如图5中所示的区域N1、N2和N3，它们是以-fs+IF(-42MHz)、-IF(-6MHz)和fs-IF(42MHz)为中心的±4MHz的区域。因此，有用波信号成分与混叠噪声成分之间的SNR由图4的情况下的表达式(1)表示。 

下面将在图4和图5之间对比混叠噪声量。就区域N1而言噪声量相同。就区域N2而言，在IF＝6MHz的情况下噪声量较大。就区域N3而言，在IF＝12MHz的情况下噪声量较大。但是，在本示例中，在IF＝6MHz情况下的区域N2非常大，导致对于IF＝12MHz的情况总的SNR更好(SNR更大)。 

图6示出了在信号速率为6.9Mbaud的情况下采样频率作为参数的SNR特性与IF频率的相对关系。 

如图6所示，当信号速率接近于信道间隔时，SNR与IF频率的相对关系具有下述特性曲线，该特性曲线在中间有一个峰值，这个峰值位于采样频率fs的1/4处。即当采样频率为48MHz时，这个峰值位于12MHz处。当采样频率为40MHz时，这个峰值位于10MHz处。当采样频率为32MHz时，这个峰值位于8MHz处。当采样频率为24MHz时，这个峰值位于6MHz处。 

就经过了窄带带通滤波器以后的频谱而言，接近有用波的中心频率的频率成分不能被忽略，但是远离有用波的中心频率的频率成分可以被忽略。因此，希望作为混叠噪声的区域的位置距离有用波的中心频率尽可能远。具体的说，在有用波的中心频率被设为参考位置的情况下，为了使得混叠噪声的量最小，有用波的中心频率与在负频率一侧的第一混叠噪声区域N2的中心频率的频率距离应等于与在正频率一侧的第一混叠噪声区域N3的中心频率的频率距离。 

就是说，在IF信号频率被表示为IF、A/D转换器的采样频率被表示为fs、在负频率一侧的第一混叠噪声区域的中心频率被表示为A并且在正频率一侧的第一混叠噪声区域的中心频率被表示为B的情况下，需要满足下面的等式。

IF-A＝B-IF 

由于A＝-IF并且B＝fs-IF，因此可以得到下式。 

IF＝fs/4    (2) 

图7示出了当信号速率为2Mbaud时作为由于采样而发生的混叠噪声的成分。图7示出了和图4中一样的情况，信道间隔为8MHz，并且采样频率为48MHz，IF信号频率为12MHz。在图4中，信号速率为6.9Mbaud。作为对比，图7中的信号速率为2Mbaud，因此每个信道的频带被集中得较窄。 

在图7中，作为混叠噪声与有用波的频带区域S(其中心频率在12MHz处)相重叠的区域为以-fs+IF(-36MHz)、-IF(-12MHz)和fs-IF(36MHz)为中心的区域N1、N2和N3。因此，有用波信号成分与混叠噪声成分之间的SNR由图4的情形下的表达式(1)表示。 

图8示出了在不同条件下作为由于采样而发生的混叠噪声的成分。图8示出了和图7中一样的情况，信道间隔为8MHz，并且采样频率为48MHz，信号速率为2Mbaud。在图7中，IF信号频率为12MHz。作为对比，图8中的IF信号频率被设为11MHz。 

在图8中，作为混叠噪声与有用波的频带区域S(其中心频率在11MHz处)相重叠的区域为以-fs+IF(-37MHz)、-IF(-11MHz)和fs-IF(37MHz)为中心的区域N1、N2和N3。因此，有用波信号成分与混叠噪声成分之间的SNR由图4的情形下的表达式(1)表示。 

由于图7和图8中的信道间隔都是8MHz，所以在通过从信道间隔中减去信号速率而限定的6MHz的区域中没有信号成分。在图7所示出的情况下，混叠噪声区域N1到N3正好与信号成分所存在的位置相重叠。作为对比，在图8所示出的情况下，作为混叠噪声的主要区域N2和N3对应于没有信号成分存在的位置。在IF被设置使得信号成分不存在于作为混叠噪声的区域N1到N3内(如图8中的情形)的情况下，可以使SNR最大。 

图9示出了在信号速率为2Mbaud的情况下采样频率作为参数的SNR特性与IF频率的相对关系。 

如图9中所示，当信号速率比信道间隔小得足够多时，SNR与IF频 率的相对关系的特性曲线具有重复的峰值和最低值，其峰值几乎与采样频率fs无关。在图9的示例中，不管采样频率fs为48MHz、40MHz、32MHz还是24MHz，峰值都位于6MHz、10MHz和14MHz处。 

在信号速率被表示为SR、信道间隔被表示为fspace并且A/D转换器的采样频率被表示为fs的情况下，得到的使SNR最大所需要的IF信号频率如下。 

在SR≤fspace/2的情况下， 

IF1＝(fspace+fspace+fspace/2)/2±(fspace/2)×N 

＝5×fspace/4±(fspace/2)×N    (3) 

在SR＞fspace/2的情况下， 

IF2＝IF1+(SR-fspace/2)/2        (4) 

这里，N为整数。 

如前所述，A/D转换器51的采样频率一般是固定的。因而控制器60可以对VCO 47所生成的本地频率的基频进行设置以使得IF信号频率被设置为fs/4，其作为如上面的等式(2)所示出的默认值。然后，通过使用等式(3)或等式(4)得到响应于信道间隔和信号速率的IF信号频率，所述IF信号频率取决于信道间隔和信号速率的相对大小。然后进行控制以使得基频反映所得到的IF信号频率与默认的IF信号频率之间的差异。也就是将这个差异转换成电压，然后该电压被提供为VCO 47的参考电压的变化。 

在这种情况下，控制器60可以基于以软件为基础的处理进行上面等式的计算，并且执行控制操作。或者，可以进行如下设置，控制器60将预定参数和控制信号之间的对应关系保存为存储在存储器中的表格，并且参考这个表格来执行控制操作。 

图10示出了解调单元50和控制器60的配置的示例。在图10所示出的配置中，解调单元50和控制器60被实施为单个芯片，并且对控制操作进行管理的CPU 71和用于存储表格的RAM 72与所述芯片相分离地被提供。但是，从功能的角度来看，包括CPU 71和用于存储表格的RAM 72的用于执行控制操作的整个配置可以被恰当地视为控制器60。 

实施解调单元50和控制器60的芯片包括I/O61、寄存器62、寄存器63、I/O64、D/A65、A/D转换器51以及数字滤波器及解调器52。包括I/O61、寄存器62、寄存器63、I/O64和D/A65的部分对应于控制器60，并且A/D转换器51和数字滤波器及解调器52对应于解调单元50。 

RAM72存储表格，在所述表格中与诸如信道间隔和信号速率的参数相对应地对控制代码进行定义。响应于用户命令，CPU71参考RAM72，从而获得与接收机装置所接收的信号的信道间隔和信号速率等相对应的控制代码。CPU71将所获得的控制代码经由I/O61写入寄存器62。存储在寄存器62中的控制代码的值经由I/O64和D/A65转换成模拟电压来提供给VCO47。通过使用VCO47所生成的本地频率，混频器45执行混频操作。这样，就可以生成响应于信道间隔和信号速率等的IF信号频率，从而得到最佳的SNR。 

此外，CPU71将指示当前符号率的数据经由I/O61写入寄存器63。数字滤波器及解调器52根据基于寄存器63的内容的当前符号率来执行预定的解调。 

图11示出了一个表格的示例，其中与信道间隔和信号速率相对应地对控制代码进行定义。这个表格被存储在图10中所示出的RAM72中。 

图11中所示出的表格存储着信道间隔、信号速率SR、最佳中间频率IF、最佳中间频率IF与例如被设为IF的默认值的10MHz之间的差异以及相应的控制代码，上述这些参数都彼此相关联。例如，如果信道间隔为8MHz且信号速率SR为2.0Mbaud，则最佳IF为10MHz，其与默认值之间的差异为零，并且控制代码为“00000000”。如果信道间隔为8MHz且信号速率SR为6.9Mbaud，则最佳IF为11.45MHz，其与默认值之间的差异为1.45，并且控制代码为“00001000”。可以基于使用上述等式的计算、在各种情况下进行的实验或者仿真等提前得到最佳IF的值。 

图12示出了说明各个信道与本地频率之间的对应关系的表格。这个表格被存储在图10中所示出的RAM72中。 

图12中的表格示出了信道18到20来作为示例。就各个信道而言获得10MHz的IF信号频率所需要的本地频率与所述这些信道相对应地被存 储。例如，在信道18的情况下，可以通过使用496MHz的本地频率来得到10MHz的IF信号频率。相应的代码“0000010000”在被写入到图10中所示出的寄存器62时用于使得VCO47生成496MHz的本地频率。 

基于图11的表格中的代码C1和图12的表格中的代码C2进行计算以生成用于得到最佳IF的代码C3。例如，如果信道间隔为8MHz且信号速率SR为6.9Mbaud，则最佳IF为11.45MHz，其与默认值之间的差异为1.45，并且控制代码为“00001000”。就信道19而言获得10MHz的默认IF信号频率所必需的代码为“0000010010”。将对应于与默认IF频率的差异(1.45MHz)的控制码“00001000”与得到默认IF频率(10MHz)所需要的代码“0000010010”进行组合(例如相加或相减)，从而生成得到有用IF频率(11.45MHz)所必需的控制代码C3。 

图13示出了被写入到图10中的寄存器62的控制码的值与VCO的电压以及本地频率之间的关系。例如，如果如上所述从控制代码C1和C2得到的控制代码C3为“0000000010”，则这个控制代码被写入到图10中的寄存器62，这就导致从D/A65提供给VCO47的VCO电压为0.15V。此外，在这种情况下VCO47所生成的本地频率变成56.03MHz。 

按照这种方式，用于获得最佳IF的控制代码C3基于图11的表格中的代码C1和图12的表格中的代码C2而生成，并且被写入到图10中的寄存器62，从而生成响应于诸如信道间隔和信号速率的参数的IF信号频率，结果得到了最佳的SNR。这些参数不限于信道间隔和信号速率，而是也可以包括采样速率。 

此外，本发明不限于这些实施例，而是可以在不脱离本发明的范围的情况下进行各种变化和修改。 

本申请以在2005年3月15日提交日本专利局的在先日本专利申请No.2005-073982为基础并对其要求了优先权，上述在先专利申请的全部内容都包含在本文中作为参考。

Claims (11)

1.一种接收机装置，其包括：

带通滤波器，其具有可变频带并被耦合到用于接收包括多个信道的被接收信号的节点，所述带通滤波器在其输出节点输出通过将被接收信号的频带限制为有用信道的频带而得到的带限信号；

频率转换单元，其被耦合到所述带通滤波器的输出节点，所述频率转换单元在其输出节点输出通过转换所述带限信号的频率而得到的中间频率信号；

存储器，用于存储信号速率和信道频率间隔以及与其相关联的控制代码；以及

控制单元，其被配置用来响应于所述控制代码中响应于所述被接收信号的信号速率和信道频率间隔而从所述存储器中读取的一个控制代码对所述频率转换单元进行控制，从而调整所述中间频率信号的中间频率。

2.根据权利要求1所述的接收机装置，还包括：

A/D转换器，其被耦合到所述频率转换单元的输出节点，所述A/D转换器在其输出节点输出通过对所述中间频率信号进行A/D转换而得到的数字信号；以及

数字滤波器，其被耦合到所述A/D转换器的输出节点以将所述数字信号的频带限制为所述有用信道的频带。

3.根据权利要求1所述的接收机装置，其中所述带通滤波器被实施为LC滤波器。

4.根据权利要求2所述的接收机装置，其中在所述用于接收所述被接收信号的节点与所述A/D转换器的输入点之间没有声表面波滤波器。

5.根据权利要求1所述的接收机装置，其中所述频率转换单元包括：

压控振荡器，其被配置为按照响应于输入电压的频率进行振荡；以及

混频器电路，其被配置为将所述带限信号与所述压控振荡器的振荡输出相乘，

其中，所述控制单元通过控制所述输入电压对所述频率转换单元进行控制。

6.根据权利要求2所述的接收机装置，其中所述控制单元被配置用来通过除了响应于所述被接收信号的信号速率和信道频率间隔以外，还响应于所述A/D转换器的采样频率来控制所述频率转换单元，从而调整所述中间频率信号的中间频率。

7.根据权利要求2所述的接收机装置，其中所述控制单元被配置用来响应于所述被接收信号的信号速率和信道频率间隔对所述频率转换单元进行控制，从而调整所述中间频率信号的中间频率，以在由所述A/D转换器执行的采样处理中使干扰所述有用信道频带的混叠噪声最小。

8.根据权利要求2所述的接收机装置，其中所述控制单元被配置用来调整所述中间频率信号的中间频率以使得所述中间频率基本变为所述A/D转换器的采样频率的1/4。

9.根据权利要求2所述的接收机装置，其中在SR≤fspace/2的情况下，所述中间频率信号的中间频率如下确定：

IF1＝5×fspace/4±(fspace/2)×N，

并且其中，在SR＞fspace/2的情况下，所述中间频率信号的中间频率如下确定：

IF2＝IF1+(SR-fspace/2)/2，

其中IF1和IF2是所述中间频率信号的中间频率，N是整数，SR是信号速率，fspace是信道频率间隔。

10.一种处理被接收信号的方法，其包括以下步骤：

产生通过将包括多个信道的被接收信号的频带限制为有用信道的频带而得到的带限信号；

产生通过转换所述带限信号的频率而得到的中间频率信号；

产生通过对所述中间频率信号进行A/D转换而得到的数字信号；

对所述数字信号进行数字滤波以将所述数字信号的频带限制为所述有用信道的频带；以及

响应于多个控制代码中响应于所述被接收信号的信号速率和信道频率间隔而从一存储器中读取的一个控制代码来调整所述中间频率信号的中间频率，其中所述存储器存储信号速率和信道频率间隔以及与其相关联的控制代码。

11.根据权利要求10所述的方法，其中在SR≤fspace/2的情况下，所述中间频率信号的中间频率如下确定：

IF1＝5×fspace/4±(fspace/2)×N，

并且其中，在SR＞fspace/2的情况下，所述中间频率信号的中间频率如下确定：

IF2＝IF1十(SR-fspace/2)/2，

其中IF1和IF2是所述中间频率信号的中间频率，N是整数，SR是信号速率，fspace是信道频率间隔。

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