JPH0974406A - 送信装置 - Google Patents
送信装置Info
- Publication number
- JPH0974406A JPH0974406A JP7229222A JP22922295A JPH0974406A JP H0974406 A JPH0974406 A JP H0974406A JP 7229222 A JP7229222 A JP 7229222A JP 22922295 A JP22922295 A JP 22922295A JP H0974406 A JPH0974406 A JP H0974406A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- reference frequency
- analog
- digital
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 小型化、低価格化することができるだけでな
く、高精度にディジタル信号処理を実行することができ
る送信装置を提供する。 【解決手段】 ディジタル信号処理部３１で生成された
送信信号はＤ／Ａコンバータ３２１、３２２でアナログ
信号に変換される。基準周波発振器３３１で発振された
基準周波に基づいて第１のＰＬＬ３４１において第１搬
送波が生成され、直交変調器２５１でアナログ信号によ
り直接送信周波数帯の信号に変換される。変調波は増幅
器３９１で増幅され、方向性結合器３９２を介して出力
される。その一部は混合器３８１におきて基準周波発振
器３３１で発振された基準周波に基づいて第２のＰＬＬ
３４３において生成される第２搬送波と混合され、直接
低周波帯の信号に変換される。従って中間周波段を省略
することができ小型、低価格化が可能となるだけでなく
信号処理精度を向上することも可能となる。
く、高精度にディジタル信号処理を実行することができ
る送信装置を提供する。 【解決手段】 ディジタル信号処理部３１で生成された
送信信号はＤ／Ａコンバータ３２１、３２２でアナログ
信号に変換される。基準周波発振器３３１で発振された
基準周波に基づいて第１のＰＬＬ３４１において第１搬
送波が生成され、直交変調器２５１でアナログ信号によ
り直接送信周波数帯の信号に変換される。変調波は増幅
器３９１で増幅され、方向性結合器３９２を介して出力
される。その一部は混合器３８１におきて基準周波発振
器３３１で発振された基準周波に基づいて第２のＰＬＬ
３４３において生成される第２搬送波と混合され、直接
低周波帯の信号に変換される。従って中間周波段を省略
することができ小型、低価格化が可能となるだけでなく
信号処理精度を向上することも可能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は無線交信に使用する
送信装置に係わり、特に時分割多重アクセス通信（ＴＤ
ＭＡ）システムで使用されるバースト波の送信装置に関
する。
送信装置に係わり、特に時分割多重アクセス通信（ＴＤ
ＭＡ）システムで使用されるバースト波の送信装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】携帯電話等の移動体通信手段が一般に浸
透するにしたがって電波資源の不足が著しくなってお
り、ディジタル変調波による周波数の有効利用が図られ
ている。即ち現在、携帯電話システムではπ／４シフト
差動ＱＰＳＫ変調が用いられているが、この変調方式は
情報を位相にのみ変調するため伝送効率が悪い。
透するにしたがって電波資源の不足が著しくなってお
り、ディジタル変調波による周波数の有効利用が図られ
ている。即ち現在、携帯電話システムではπ／４シフト
差動ＱＰＳＫ変調が用いられているが、この変調方式は
情報を位相にのみ変調するため伝送効率が悪い。
【０００３】この課題を解決するために、位相のみなら
ず振幅も同時に変調する１６ＱＡＭや１６ＱＡＭの変形
であるＭ１６ＱＡＭが移動体通信に適用されるようにな
っている。例えばＭ１６ＱＡＭがディジタルＭＣＡシス
テムに採用され、高い伝送効率を実現している。
ず振幅も同時に変調する１６ＱＡＭや１６ＱＡＭの変形
であるＭ１６ＱＡＭが移動体通信に適用されるようにな
っている。例えばＭ１６ＱＡＭがディジタルＭＣＡシス
テムに採用され、高い伝送効率を実現している。
【０００４】しかしながら、Ｍ１６ＱＡＭのように周波
数だけでなく振幅も変調する方式では増幅器の非線形性
の影響による歪を生じやすく、隣接チャンネルへの干渉
や伝送エラー率の増加となって現れる。従って非線形性
を補償することが必要となるが、環境変化に起因する増
幅器の非線形性を補償するために増幅器の出力をフィー
ドバックする送信装置が既に提案されている。
数だけでなく振幅も変調する方式では増幅器の非線形性
の影響による歪を生じやすく、隣接チャンネルへの干渉
や伝送エラー率の増加となって現れる。従って非線形性
を補償することが必要となるが、環境変化に起因する増
幅器の非線形性を補償するために増幅器の出力をフィー
ドバックする送信装置が既に提案されている。
【０００５】図２は従来の送信装置の機能線図であっ
て、例えばＤＳＰで構成されるディジタル信号処理部２
１で生成されたディジタル信号はＤ／Ａコンバータ２２
１および２２２でアナログ信号に変換され、ローパスフ
ィルタ２２３および２２４を介して直交変換器２５１に
供給される。なおＤ／Ａコンバータ２２１および２２２
は、クロック発振器２２５から出力されるクロックによ
って駆動される。
て、例えばＤＳＰで構成されるディジタル信号処理部２
１で生成されたディジタル信号はＤ／Ａコンバータ２２
１および２２２でアナログ信号に変換され、ローパスフ
ィルタ２２３および２２４を介して直交変換器２５１に
供給される。なおＤ／Ａコンバータ２２１および２２２
は、クロック発振器２２５から出力されるクロックによ
って駆動される。
【０００６】また直交変調器２５１においてアナログ信
号は、基準発振器２３１から出力される基準周波数に基
づいて動作する第１のＰＬＬ２４１および移相器２４２
で生成される２相中間周波によって直交変調される。第
１の混合器２５２において直交変調器２５１の出力は、
基準発振器２２７から出力される基準周波数に基づいて
動作する第２のＰＬＬ２４３で生成される局部発振周波
数と混合され、バンドパスフィルタ２６１を介して増幅
器２６２で増幅される。
号は、基準発振器２３１から出力される基準周波数に基
づいて動作する第１のＰＬＬ２４１および移相器２４２
で生成される２相中間周波によって直交変調される。第
１の混合器２５２において直交変調器２５１の出力は、
基準発振器２２７から出力される基準周波数に基づいて
動作する第２のＰＬＬ２４３で生成される局部発振周波
数と混合され、バンドパスフィルタ２６１を介して増幅
器２６２で増幅される。
【０００７】増幅された信号は方向性結合器２６３から
取り出され、第２の混合器２８１において基準発振器２
３１から出力される基準周波数に基づいて動作する第２
のＰＬＬ２４３で生成される局部発振周波数と混合さ
れ、ローパスフィルタ２８２を介して直交復調器２８１
に供給される。直交復調器２８３においてローパスフィ
ルタ２８２の出力は、基準発振器２３１から出力される
基準周波数に基づいて動作する第１のＰＬＬ２４１およ
び移相器２４２で生成される２相中間周波によって直交
変調される。直交復調された信号は、ローパスフィルタ
２９１および２９２を介してＡ／Ｄコンバータ２９３お
よび２９４によってディジタル信号に変換され、ディジ
タル信号処理部２１にフィードバックされる。
取り出され、第２の混合器２８１において基準発振器２
３１から出力される基準周波数に基づいて動作する第２
のＰＬＬ２４３で生成される局部発振周波数と混合さ
れ、ローパスフィルタ２８２を介して直交復調器２８１
に供給される。直交復調器２８３においてローパスフィ
ルタ２８２の出力は、基準発振器２３１から出力される
基準周波数に基づいて動作する第１のＰＬＬ２４１およ
び移相器２４２で生成される２相中間周波によって直交
変調される。直交復調された信号は、ローパスフィルタ
２９１および２９２を介してＡ／Ｄコンバータ２９３お
よび２９４によってディジタル信号に変換され、ディジ
タル信号処理部２１にフィードバックされる。
【０００８】なおＡ／Ｄコンバータ２９３および２９４
はクロック発振器２２５の出力をクロックシフタ２９５
によって信号がＤ／Ａコンバータ２２１および２２２か
らＡ／Ｄコンバータ２９３および２９４に至るまでの時
間シフトしたクロックによって駆動される。例えばディ
ジタルＭＣＡシステムで用いられるような１５００ＭＨ
ｚ帯では直接直交復調する場合には精度の劣化を避ける
ことが困難であるため、このように中間周波数帯を用い
た構成とする。
はクロック発振器２２５の出力をクロックシフタ２９５
によって信号がＤ／Ａコンバータ２２１および２２２か
らＡ／Ｄコンバータ２９３および２９４に至るまでの時
間シフトしたクロックによって駆動される。例えばディ
ジタルＭＣＡシステムで用いられるような１５００ＭＨ
ｚ帯では直接直交復調する場合には精度の劣化を避ける
ことが困難であるため、このように中間周波数帯を用い
た構成とする。
【０００９】このため例えば第１のＰＬＬから出力され
る中間周波として２００ＭＨｚを、第２のＰＬＬ２３２
から出力される局部発振周波数に１３００ＭＨｚを選択
する。従って第１の混合器の出力は１３００±２００Ｍ
Ｈｚとなり、バンドパスフィルタ２３４で１５００ＭＨ
ｚ帯域の信号だけが増幅器２３５に供給される。
る中間周波として２００ＭＨｚを、第２のＰＬＬ２３２
から出力される局部発振周波数に１３００ＭＨｚを選択
する。従って第１の混合器の出力は１３００±２００Ｍ
Ｈｚとなり、バンドパスフィルタ２３４で１５００ＭＨ
ｚ帯域の信号だけが増幅器２３５に供給される。
【００１０】また第２の混合器２４１の出力は１５００
±１３００ＭＨｚとなり、ローパスフィルタ２４２から
は２００ＭＨｚ帯域の信号だけが出力され、直交復調器
２５１からはもとの基底帯域の信号が出力される。
±１３００ＭＨｚとなり、ローパスフィルタ２４２から
は２００ＭＨｚ帯域の信号だけが出力され、直交復調器
２５１からはもとの基底帯域の信号が出力される。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】このように従来の送信
装置にあっては、情報をいったん中間周波で変調した後
さらに局部発振周波数で変調する構成となっているため
構成が複雑となるだけでなく、送信装置が大型化、高価
格化することは避けることができない。さらに直交復調
器は一般的に精度が低く、歪特性を十分に補償するため
には直交復調器の特性をも補正することが必要となる。
装置にあっては、情報をいったん中間周波で変調した後
さらに局部発振周波数で変調する構成となっているため
構成が複雑となるだけでなく、送信装置が大型化、高価
格化することは避けることができない。さらに直交復調
器は一般的に精度が低く、歪特性を十分に補償するため
には直交復調器の特性をも補正することが必要となる。
【００１２】本願発明は上記課題に鑑みてなされたもの
であり、高精度に非線形特性を補償することが可能であ
るだけでなく小型化、低価格化も可能な送信装置を提供
することにある。
であり、高精度に非線形特性を補償することが可能であ
るだけでなく小型化、低価格化も可能な送信装置を提供
することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】請求項１にかかる送信装
置は、図１の構成図に示されるように、送信信号を生成
するとともにフィードバック信号に基づいて送信信号に
歪補償を施す信号処理手段１１と、信号処理手段１１か
ら出力される送信ディジタル信号を送信アナログ信号に
変換するディジタル／アナログ変換手段１２と、基準周
波を発振する基準周波発振手段１３と、基準周波発振手
段１３で発振された基準周波に基づいて第１搬送波を生
成する第１搬送波生成手段１４と、ディジタル／アナロ
グ変換手段１２から出力される送信アナログ信号によっ
て第１搬送波生成手段１４で生成された第１搬送波を変
調する変調手段１５と、変調手段１５の出力を増幅する
増幅手段１６と、基準周波発振手段１３で発振された基
準周波に基づいて第２搬送波を生成する第２搬送波生成
手段１７と、増幅手段１６の出力を第２搬送波生成手段
１７で生成された第２搬送波によって周波数変換する周
波数変換手段１８と、周波数変換手段１８の出力をアナ
ログ／ディジタル変換してフィードバック信号を生成す
るアナログ／ディジタル変換手段１９と、を具備する。
置は、図１の構成図に示されるように、送信信号を生成
するとともにフィードバック信号に基づいて送信信号に
歪補償を施す信号処理手段１１と、信号処理手段１１か
ら出力される送信ディジタル信号を送信アナログ信号に
変換するディジタル／アナログ変換手段１２と、基準周
波を発振する基準周波発振手段１３と、基準周波発振手
段１３で発振された基準周波に基づいて第１搬送波を生
成する第１搬送波生成手段１４と、ディジタル／アナロ
グ変換手段１２から出力される送信アナログ信号によっ
て第１搬送波生成手段１４で生成された第１搬送波を変
調する変調手段１５と、変調手段１５の出力を増幅する
増幅手段１６と、基準周波発振手段１３で発振された基
準周波に基づいて第２搬送波を生成する第２搬送波生成
手段１７と、増幅手段１６の出力を第２搬送波生成手段
１７で生成された第２搬送波によって周波数変換する周
波数変換手段１８と、周波数変換手段１８の出力をアナ
ログ／ディジタル変換してフィードバック信号を生成す
るアナログ／ディジタル変換手段１９と、を具備する。
【００１４】請求項２にかかる送信装置は、基準周波発
振手段１３で発振された基準周波に基づいてディジタル
／アナログ変換手段１２およびアナログ／ディジタル変
換手段１９の変換タイミングを規制する変換タイミング
規制手段をさらに具備する。
振手段１３で発振された基準周波に基づいてディジタル
／アナログ変換手段１２およびアナログ／ディジタル変
換手段１９の変換タイミングを規制する変換タイミング
規制手段をさらに具備する。
【００１５】
【発明の実施の形態】図３は本発明にかかる送信装置の
第１の実施例の構成図であって、例えばＤＳＰであるデ
ィジタル信号処理部３１では基底帯域の送信信号が生成
される。この送信信号はＤ／Ａコンバータ３２１および
３２２によってアナログ信号に変換された後ローパスフ
ィルタ３２３および３２４で高調波を除去する。
第１の実施例の構成図であって、例えばＤＳＰであるデ
ィジタル信号処理部３１では基底帯域の送信信号が生成
される。この送信信号はＤ／Ａコンバータ３２１および
３２２によってアナログ信号に変換された後ローパスフ
ィルタ３２３および３２４で高調波を除去する。
【００１６】Ｄ／Ａコンバータ３２１および３２２は共
通のクロック発振器３２５で生成されるクロックによっ
て駆動される。基準周波発振器３３１で発振された基準
周波は第１のＰＬＬ（フェーズロックループ）３４１で
１４９６ＭＨｚの搬送波に変換され、さらに移相器３４
２において相互に直交する搬送波に変換され、直交変調
器３５１においてローパスフィルタ３２３および３２４
で高調波が除去された送信信号によって直交変調され
る。
通のクロック発振器３２５で生成されるクロックによっ
て駆動される。基準周波発振器３３１で発振された基準
周波は第１のＰＬＬ（フェーズロックループ）３４１で
１４９６ＭＨｚの搬送波に変換され、さらに移相器３４
２において相互に直交する搬送波に変換され、直交変調
器３５１においてローパスフィルタ３２３および３２４
で高調波が除去された送信信号によって直交変調され
る。
【００１７】即ち送信信号は直交変調器において直接１
４９６ＭＨｚの信号に変換される。この信号は増幅器３
６１で増幅されアンテナ（図示せず。）に出力されると
ともに、方向性結合器３６２を介してディジタル信号処
理部３１にフィードバックされる。即ち方向性結合器３
６２の出力は混合器３８１に入力され、基準周波発振器
３３１から発振される基準周波に基づいて動作する第２
のＰＬＬ３４３において生成される搬送波（例えば１４
９５．９５ＭＨｚ）と混合されて、直接５０ＫＨｚ帯の
信号に変換される。
４９６ＭＨｚの信号に変換される。この信号は増幅器３
６１で増幅されアンテナ（図示せず。）に出力されると
ともに、方向性結合器３６２を介してディジタル信号処
理部３１にフィードバックされる。即ち方向性結合器３
６２の出力は混合器３８１に入力され、基準周波発振器
３３１から発振される基準周波に基づいて動作する第２
のＰＬＬ３４３において生成される搬送波（例えば１４
９５．９５ＭＨｚ）と混合されて、直接５０ＫＨｚ帯の
信号に変換される。
【００１８】この５０ＫＨｚ帯の信号はローパスフィル
タ３８２を介してＡ／Ｄコンバータ３９１に供給され、
ディジタル信号に変換されてディジタル信号処理部３１
にフィードバックされる。なおＡ／Ｄコンバータ３９１
はクロック発振器３２５で発振されたクロックをクロッ
クシフタ３９２で所定量位相シフトしたクロックによっ
て駆動される。
タ３８２を介してＡ／Ｄコンバータ３９１に供給され、
ディジタル信号に変換されてディジタル信号処理部３１
にフィードバックされる。なおＡ／Ｄコンバータ３９１
はクロック発振器３２５で発振されたクロックをクロッ
クシフタ３９２で所定量位相シフトしたクロックによっ
て駆動される。
【００１９】このシフト量は信号がＤ／Ａコンバータ３
２１、３２２を出てＡ／Ｄコンバータ３９１に到達する
までの時間に相当する量として決定され、ディジタル信
号処理部３１において処理される信号の同時性を確保す
る。以上説明したように第１の実施例によれば、基底帯
域の信号を直接１５００ＭＨｚ帯の信号に変換するこ
と、および１５００ＭＨｚ帯の信号からディジタル信号
処理が容易な５０ＫＨｚ帯の信号を取り出すことによ
り、従来の送信装置に比較してアナログで変換処理する
ステップを削減することが可能となる。
２１、３２２を出てＡ／Ｄコンバータ３９１に到達する
までの時間に相当する量として決定され、ディジタル信
号処理部３１において処理される信号の同時性を確保す
る。以上説明したように第１の実施例によれば、基底帯
域の信号を直接１５００ＭＨｚ帯の信号に変換するこ
と、および１５００ＭＨｚ帯の信号からディジタル信号
処理が容易な５０ＫＨｚ帯の信号を取り出すことによ
り、従来の送信装置に比較してアナログで変換処理する
ステップを削減することが可能となる。
【００２０】従って送信装置の小型化、低価格化が可能
となるだけでなく、直交復調器を従来とは異なりディジ
タル信号処理できるので、信号処理精度を向上すること
も可能となる。しかしながら基準周波数発振器とクロッ
ク発振器とは独立で動作しているため送信信号とフィー
ドバック信号との間の同時性を厳密に確保することが困
難である。
となるだけでなく、直交復調器を従来とは異なりディジ
タル信号処理できるので、信号処理精度を向上すること
も可能となる。しかしながら基準周波数発振器とクロッ
ク発振器とは独立で動作しているため送信信号とフィー
ドバック信号との間の同時性を厳密に確保することが困
難である。
【００２１】図４は第２の実施例の構成図であって、ク
ロック発振器３２５に代えて分周器３２６が設置され
る。分周器３２６は基準周波発振器３３１の発振する基
準周波を分周して、Ｄ／Ａコンバータ３２１、３２２お
よびＡ／Ｄコンバータ３９１を駆動するクロックを生成
する。
ロック発振器３２５に代えて分周器３２６が設置され
る。分周器３２６は基準周波発振器３３１の発振する基
準周波を分周して、Ｄ／Ａコンバータ３２１、３２２お
よびＡ／Ｄコンバータ３９１を駆動するクロックを生成
する。
【００２２】即ち第２の実施例によれば、変調、周波数
変換、Ｄ／Ａ変換およびＡ／Ｄ変換の同時性を厳密に維
持し、信号処理の精度を一層向上することが可能とな
る。なお双方向通信装置にあっては送信装置と受信装置
とが組み合わせて使用されるが、受信装置に本発明を適
用することも可能である。図５は第３の実施例の構成図
であって、方向性結合器３９２を介して出力される送信
信号はアンテナ共用器５１を介してアンテナ５２から放
射される。
変換、Ｄ／Ａ変換およびＡ／Ｄ変換の同時性を厳密に維
持し、信号処理の精度を一層向上することが可能とな
る。なお双方向通信装置にあっては送信装置と受信装置
とが組み合わせて使用されるが、受信装置に本発明を適
用することも可能である。図５は第３の実施例の構成図
であって、方向性結合器３９２を介して出力される送信
信号はアンテナ共用器５１を介してアンテナ５２から放
射される。
【００２３】アンテナ５２で受信された受信信号はアン
テナ共用器５１を介して受信用混合器５３に導かれる。
受信用混合器５３において受信信号（例えば１５４４Ｍ
Ｈｚ）は、第２のＰＬＬ３４３で生成される搬送波（例
えば１４９５．９５ＭＨｚ）と混合され、１５４４±１
４９５．９５ＭＨｚの信号に変換される。
テナ共用器５１を介して受信用混合器５３に導かれる。
受信用混合器５３において受信信号（例えば１５４４Ｍ
Ｈｚ）は、第２のＰＬＬ３４３で生成される搬送波（例
えば１４９５．９５ＭＨｚ）と混合され、１５４４±１
４９５．９５ＭＨｚの信号に変換される。
【００２４】ここで４８．０５ＭＨｚの信号を選択し、
受信部５４に導くことにより受信部５４の高周波処理部
を省略することが可能となる。
受信部５４に導くことにより受信部５４の高周波処理部
を省略することが可能となる。
【００２５】
【発明の効果】請求項１にかかる送信装置によれば、送
信装置の小型化、低価格化が可能となるだけでなく、復
調信号処理精度を向上することも可能となる。請求項２
にかかる送信装置によれば、変調、周波数変換、Ｄ／Ａ
変換およびＡ／Ｄ変換の同時性を厳密に維持し、信号処
理の精度を一層向上することが可能となる。
信装置の小型化、低価格化が可能となるだけでなく、復
調信号処理精度を向上することも可能となる。請求項２
にかかる送信装置によれば、変調、周波数変換、Ｄ／Ａ
変換およびＡ／Ｄ変換の同時性を厳密に維持し、信号処
理の精度を一層向上することが可能となる。
【図１】本発明にかかる送信装置の構成図である。
【図２】従来の送信装置の構成図である。
【図３】第１の実施例の構成図である。
【図４】第２の実施例の構成図である。
【図５】第３の実施例の構成図である。
１１…ディジタル信号処理手段 １２…ディジタル／アナログ変換手段 １３…基準周波発振手段 １４…第１搬送波生成手段 １５…変調手段 １６…増幅手段 １７…第２搬送波生成手段 １８…周波数変換手段 １９…アナログ／ディジタル変換手段
Claims (2)
- 【請求項１】 送信信号を生成するとともに、フィード
バック信号に基づいて送信信号に歪補償を施す信号処理
手段と、 前記信号処理手段から出力される送信ディジタル信号を
送信アナログ信号に変換するディジタル／アナログ変換
手段と、 基準周波を発振する基準周波発振手段と、 前記基準周波発振手段で発振された基準周波に基づいて
第１搬送波を生成する第１搬送波生成手段と、 前記ディジタル／アナログ変換手段から出力される送信
アナログ信号によって前記第１搬送波生成手段で生成さ
れた第１搬送波を変調する変調手段と、 前記変調手段の出力を増幅する増幅手段と、 前記基準周波発振手段で発振された基準周波に基づいて
第２搬送波を生成する第２搬送波生成手段と、 前記増幅手段の出力を前記第２搬送波生成手段で生成さ
れた第２搬送波によって周波数変換する周波数変換手段
と、 前記周波数変換手段の出力をアナログ／ディジタル変換
してフィードバック信号を生成するアナログ／ディジタ
ル変換手段と、を具備する送信装置。 - 【請求項２】 前記基準周波発振手段で発振された基準
周波に基づいて前記ディジタル／アナログ変換手段およ
びアナログ／ディジタル変換手段の変換タイミングを規
制する変換タイミング規制手段をさらに具備する請求項
１に記載の送信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22922295A JP3615839B2 (ja) | 1995-09-06 | 1995-09-06 | 送信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22922295A JP3615839B2 (ja) | 1995-09-06 | 1995-09-06 | 送信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0974406A true JPH0974406A (ja) | 1997-03-18 |
| JP3615839B2 JP3615839B2 (ja) | 2005-02-02 |
Family
ID=16888748
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22922295A Expired - Fee Related JP3615839B2 (ja) | 1995-09-06 | 1995-09-06 | 送信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3615839B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008135878A (ja) * | 2006-11-27 | 2008-06-12 | Japan Radio Co Ltd | 直交変調器 |
| JP2008135879A (ja) * | 2006-11-27 | 2008-06-12 | Japan Radio Co Ltd | 直交変調器 |
-
1995
- 1995-09-06 JP JP22922295A patent/JP3615839B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP2008135878A (ja) * | 2006-11-27 | 2008-06-12 | Japan Radio Co Ltd | 直交変調器 |
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| JP3615839B2 (ja) | 2005-02-02 |
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