JP2001144723A - 直交周波数分割多重通信装置 - Google Patents
直交周波数分割多重通信装置Info
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- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
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- H04L27/265—Fourier transform demodulators, e.g. fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators
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- H04L27/26524—Fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators in combination with other circuits for demodulation
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ変調及びＯＦＤＭ復調を簡単な構成
で実現する。 【解決手段】 乗算／畳み込み／乗算（ＭＣＭ）アルゴ
リズム又は畳み込み／乗算／畳み込み（ＣＭＣ）アルゴ
リズムにおける少なくともアナログ乗算処理及びアナロ
グ畳み込み処理を実行し、これにより復調のためのフー
リエ変換及び／又は変調のための逆フーリエ変換をアナ
ログ処理段で実行する。
で実現する。 【解決手段】 乗算／畳み込み／乗算（ＭＣＭ）アルゴ
リズム又は畳み込み／乗算／畳み込み（ＣＭＣ）アルゴ
リズムにおける少なくともアナログ乗算処理及びアナロ
グ畳み込み処理を実行し、これにより復調のためのフー
リエ変換及び／又は変調のための逆フーリエ変換をアナ
ログ処理段で実行する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（orthogonal frequency division multiplex：以
下、ＯＦＤＭという。）通信装置、詳しくは逆フーリエ
変換（inverse Fourier transformation：以下、ＩＦＴ
という。）によりエンコードされ、時分割多重方式で送
信され、フーリエ変換（Fourier transformation：以
下、ＦＴという。）によりデコードされるＯＦＤＭ信号
を用いるＯＦＤＭ通信装置に関する。
重（orthogonal frequency division multiplex：以
下、ＯＦＤＭという。）通信装置、詳しくは逆フーリエ
変換（inverse Fourier transformation：以下、ＩＦＴ
という。）によりエンコードされ、時分割多重方式で送
信され、フーリエ変換（Fourier transformation：以
下、ＦＴという。）によりデコードされるＯＦＤＭ信号
を用いるＯＦＤＭ通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のＯＦＤＭ受信機の構成を図１０に
示す。アンテナ１００は、ＯＦＤＭ信号を受信し、受信
したＯＦＤＭ信号を増幅／前置処理回路１０１に供給す
る。増幅／前置処理回路１０１は、このＯＦＤＭ信号を
増幅及び前置処理し、これにより得られた高周波（radi
o frequency：以下、ＲＦという。）信号又は中間周波
数（intermediate frequency：以下、ＩＦという。）信
号を乗算器１０２に供給する。乗算器１０２は、増幅／
前置処理回路１０１からの信号を局部発振器１０３から
の復調信号を用いてダウンコンバートして、ＩＦ信号を
生成し、このＩＦ信号をＩＱ復調器１０４に供給する。
ＩＱ復調器１０４は、局部発振器１０５から復調信号を
用いて、このＩＦ信号を復調し、復調されたＯＦＤＭ信
号の複素スペクトラム、すなわち同相信号Ｉ及び直交信
号Ｑを生成する。ＩＱ復調器１０４は、これら同相信号
Ｉ及び直交信号Ｑをアナログデジタル変換（analog-to-
digital：以下、Ａ／Ｄ変換という。）器１０６に供給
する。Ａ／Ｄ変換器１０６は、これらアナログ形式の同
相信号Ｉ及び直交信号Ｑをデジタル形式の信号に変換
し、高速フーリエ変換（fast Fourier transformatio
n：以下、ＦＦＴという。）装置１０７に供給する。Ｆ
ＦＴ装置１０７は、これらデジタル形式の同相信号Ｉ及
び直交信号Ｑに高速フーリエ変換処理を施し、デマッパ
（demapper）１０８に供給する。デマッパ１０８は、Ｆ
ＦＴ装置１０７から供給された信号に基づくベースバン
ド信号を生成し、このベースバンド信号をさらなる処理
段に出力する。この受信機では、フーリエ変換処理がデ
ジタル段で実行されており、したがって比較的大きな処
理電力が必要となる。
示す。アンテナ１００は、ＯＦＤＭ信号を受信し、受信
したＯＦＤＭ信号を増幅／前置処理回路１０１に供給す
る。増幅／前置処理回路１０１は、このＯＦＤＭ信号を
増幅及び前置処理し、これにより得られた高周波（radi
o frequency：以下、ＲＦという。）信号又は中間周波
数（intermediate frequency：以下、ＩＦという。）信
号を乗算器１０２に供給する。乗算器１０２は、増幅／
前置処理回路１０１からの信号を局部発振器１０３から
の復調信号を用いてダウンコンバートして、ＩＦ信号を
生成し、このＩＦ信号をＩＱ復調器１０４に供給する。
ＩＱ復調器１０４は、局部発振器１０５から復調信号を
用いて、このＩＦ信号を復調し、復調されたＯＦＤＭ信
号の複素スペクトラム、すなわち同相信号Ｉ及び直交信
号Ｑを生成する。ＩＱ復調器１０４は、これら同相信号
Ｉ及び直交信号Ｑをアナログデジタル変換（analog-to-
digital：以下、Ａ／Ｄ変換という。）器１０６に供給
する。Ａ／Ｄ変換器１０６は、これらアナログ形式の同
相信号Ｉ及び直交信号Ｑをデジタル形式の信号に変換
し、高速フーリエ変換（fast Fourier transformatio
n：以下、ＦＦＴという。）装置１０７に供給する。Ｆ
ＦＴ装置１０７は、これらデジタル形式の同相信号Ｉ及
び直交信号Ｑに高速フーリエ変換処理を施し、デマッパ
（demapper）１０８に供給する。デマッパ１０８は、Ｆ
ＦＴ装置１０７から供給された信号に基づくベースバン
ド信号を生成し、このベースバンド信号をさらなる処理
段に出力する。この受信機では、フーリエ変換処理がデ
ジタル段で実行されており、したがって比較的大きな処
理電力が必要となる。
【０００３】ＯＦＤＭ変調方式は、例えばデジタルオー
ディオ放送、デジタルビデオ放送テレビジョン等の様々
な公共放送及び私設の広域ＬＡＮ等に広く採用されてい
る。使用可能な帯域幅の拡大が求められ、搬送波の数も
増加すると、１つのデジタル処理プロセッサによる処理
が困難になる。このような状況に対応するためには、将
来のＯＦＤＭ通信装置には、異なる並行処理技術（para
lleling techniques）を用いる必要がある。このような
ブロック処理、すなわちシリアル変換に対して並行する
ブロック処理を行うと、電力消費量が大きくなるという
問題と、プリント回路基板におけるレイアウトの困難性
が増すという問題とが生じることが予想される。
ディオ放送、デジタルビデオ放送テレビジョン等の様々
な公共放送及び私設の広域ＬＡＮ等に広く採用されてい
る。使用可能な帯域幅の拡大が求められ、搬送波の数も
増加すると、１つのデジタル処理プロセッサによる処理
が困難になる。このような状況に対応するためには、将
来のＯＦＤＭ通信装置には、異なる並行処理技術（para
lleling techniques）を用いる必要がある。このような
ブロック処理、すなわちシリアル変換に対して並行する
ブロック処理を行うと、電力消費量が大きくなるという
問題と、プリント回路基板におけるレイアウトの困難性
が増すという問題とが生じることが予想される。
【０００４】また、フーリエ変換処理を実行するための
アナログ処理技術も知られている。例えば、米国特許第
５２２６０３８号には、周波数分割多重フォーマットの
信号を時分割多重フォーマットの信号に変換してアンテ
ナから送信される送信信号を生成し、帯域制限された連
続的信号の実質的に全ての位相及び振幅の情報を保持し
ながら、時分割多重フォーマットの信号を再び周波数分
割多重フォーマットの信号に変換する方法及び装置が開
示されている。この文献に開示される技術では、周知の
乗算（multiplication：以下、Ｍという。）、畳み込み
（convolution：以下、Ｃという。）、乗算（Ｍ）から
なるＭＣＭアルゴリズム及びこの変換に必要なＣＭＣア
ルゴリズムを用いている。さらに、この文献では、アナ
ログ信号シーケンスのフーリエ変換は、チャープ信号
（chirp signal）を用いたＭＣＭアルゴリズムでも同様
の信号を用いたＣＭＣアルゴリズムでも実現できること
が説明されている。さらに、ここでは、表面弾性波（su
rface acoustic wave：以下、ＳＡＷという。）フィル
タを使用したフーリエ変換プロセッサに関する技術も参
照される。
アナログ処理技術も知られている。例えば、米国特許第
５２２６０３８号には、周波数分割多重フォーマットの
信号を時分割多重フォーマットの信号に変換してアンテ
ナから送信される送信信号を生成し、帯域制限された連
続的信号の実質的に全ての位相及び振幅の情報を保持し
ながら、時分割多重フォーマットの信号を再び周波数分
割多重フォーマットの信号に変換する方法及び装置が開
示されている。この文献に開示される技術では、周知の
乗算（multiplication：以下、Ｍという。）、畳み込み
（convolution：以下、Ｃという。）、乗算（Ｍ）から
なるＭＣＭアルゴリズム及びこの変換に必要なＣＭＣア
ルゴリズムを用いている。さらに、この文献では、アナ
ログ信号シーケンスのフーリエ変換は、チャープ信号
（chirp signal）を用いたＭＣＭアルゴリズムでも同様
の信号を用いたＣＭＣアルゴリズムでも実現できること
が説明されている。さらに、ここでは、表面弾性波（su
rface acoustic wave：以下、ＳＡＷという。）フィル
タを使用したフーリエ変換プロセッサに関する技術も参
照される。
【０００５】フォノン社（Phonon Corporation）には、
一組の分散性遅延線（dispersive delay line）からス
ペクトラムアナライザ及びフーリエ変換器を構成し、ど
の周波数信号が存在するかを判定するためのスキャニン
グを実行する方法を示す文献が提供されている。この文
献によれば、この方法は、比較的小型で軽量であり、少
ない消費電力で現在のデジタル技術を大きく上回る実時
間の処理速度を実現できるので、この方法を最新通信技
術に応用できる。
一組の分散性遅延線（dispersive delay line）からス
ペクトラムアナライザ及びフーリエ変換器を構成し、ど
の周波数信号が存在するかを判定するためのスキャニン
グを実行する方法を示す文献が提供されている。この文
献によれば、この方法は、比較的小型で軽量であり、少
ない消費電力で現在のデジタル技術を大きく上回る実時
間の処理速度を実現できるので、この方法を最新通信技
術に応用できる。
【０００６】以下、ＭＣＭ処理を数学的に説明する。帯
域幅Ｂｅに帯域制限され、最大期間Ｔｅの信号ｓ（ｔ）
に対するフーリエ変換Ｓ（ｆ）について考察すると、フ
ーリエ変換積分は、チャープ変換アルゴリズム（chirp
transform algorithm）： で表すことができる。
域幅Ｂｅに帯域制限され、最大期間Ｔｅの信号ｓ（ｔ）
に対するフーリエ変換Ｓ（ｆ）について考察すると、フ
ーリエ変換積分は、チャープ変換アルゴリズム（chirp
transform algorithm）： で表すことができる。
【０００７】ここで、・は乗算を表し、＊は畳み込みを
表し、ａ＝Ｂｅ／Ｔｅはスケール係数（scale factor）
を表し、Ｒｅ（ｔ）はチャープレート（chirp rate）−
ａ＝−Ｂｅ／Ｔｅを有するチャープ信号を表し、Ｒｃ
（ｔ）は長さＴｃ＝２Ｔｅ及びチャープレートａ＝Ｂｃ
／Ｔｃを有するアナログ畳み込みを提供するエンティテ
ィのインパルス応答を表す。
表し、ａ＝Ｂｅ／Ｔｅはスケール係数（scale factor）
を表し、Ｒｅ（ｔ）はチャープレート（chirp rate）−
ａ＝−Ｂｅ／Ｔｅを有するチャープ信号を表し、Ｒｃ
（ｔ）は長さＴｃ＝２Ｔｅ及びチャープレートａ＝Ｂｃ
／Ｔｃを有するアナログ畳み込みを提供するエンティテ
ィのインパルス応答を表す。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】現在、図１０に示すよ
うなＯＦＤＭ受信機等の通信装置で上述のようなアナロ
グフーリエ変換を変調及び／又は復調に用いるものは知
られていない。
うなＯＦＤＭ受信機等の通信装置で上述のようなアナロ
グフーリエ変換を変調及び／又は復調に用いるものは知
られていない。
【０００９】そこで、本発明は周波数の高い帯域に対応
し、比較的簡単な構成で実現できる改良された直交周波
数分割多重通信装置を提供することを目的とする。
し、比較的簡単な構成で実現できる改良された直交周波
数分割多重通信装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成するた
めに、本発明に係る直交周波数分割多重通信装置は、ア
ナログ高周波及び／又は中間周波数処理段及びベースバ
ンド信号を生成又は処理するデジタル処理段を有する直
交周波数分割多重通信装置であって、乗算／畳み込み／
乗算アルゴリズム又は畳み込み／乗算／畳み込みアルゴ
リズムにおける少なくともアナログ乗算処理及びアナロ
グ畳み込み処理を実行し、これにより復調のためのフー
リエ変換及び／又は変調のための逆フーリエ変換をアナ
ログ処理段で実行する変換回路を備える。
めに、本発明に係る直交周波数分割多重通信装置は、ア
ナログ高周波及び／又は中間周波数処理段及びベースバ
ンド信号を生成又は処理するデジタル処理段を有する直
交周波数分割多重通信装置であって、乗算／畳み込み／
乗算アルゴリズム又は畳み込み／乗算／畳み込みアルゴ
リズムにおける少なくともアナログ乗算処理及びアナロ
グ畳み込み処理を実行し、これにより復調のためのフー
リエ変換及び／又は変調のための逆フーリエ変換をアナ
ログ処理段で実行する変換回路を備える。
【００１１】すなわち、本発明に係る直交周波数分割多
重通信装置は、従来のように、受信機又は送信機におけ
る高速フーリエ変換回路又は高速逆フーリエ変換回路に
ＭＣＭアルゴリズム又はＣＭＣアルゴリズムの全体を組
み込むのではなく、フーリエ変換処理及び逆フーリエ変
換処理を分散された複数の素子により実現する。このよ
うな構成は、従来の通信装置において必要であったいく
つかの処理をＭＣＭアルゴリズム又はＣＭＣアルゴリズ
ムの一部の処理とともに実現できるという利点を有す
る。特に、ＭＣＭアルゴリズムにおける２つの乗算処理
は、中間周波数から高周波へのアップコンバート処理又
は高周波から中間周波数へのダウンコンバート処理、及
び変調又は復調、すなわちＩＱ変調又はＩＱ復調処理と
組み合わせて実行することができる。したがって、本発
明に基づく変換回路は、最下位の中間周波数処理段に設
けることが好ましい。
重通信装置は、従来のように、受信機又は送信機におけ
る高速フーリエ変換回路又は高速逆フーリエ変換回路に
ＭＣＭアルゴリズム又はＣＭＣアルゴリズムの全体を組
み込むのではなく、フーリエ変換処理及び逆フーリエ変
換処理を分散された複数の素子により実現する。このよ
うな構成は、従来の通信装置において必要であったいく
つかの処理をＭＣＭアルゴリズム又はＣＭＣアルゴリズ
ムの一部の処理とともに実現できるという利点を有す
る。特に、ＭＣＭアルゴリズムにおける２つの乗算処理
は、中間周波数から高周波へのアップコンバート処理又
は高周波から中間周波数へのダウンコンバート処理、及
び変調又は復調、すなわちＩＱ変調又はＩＱ復調処理と
組み合わせて実行することができる。したがって、本発
明に基づく変換回路は、最下位の中間周波数処理段に設
けることが好ましい。
【００１２】さらに、ＭＣＭアルゴリズムを用いる場
合、アナログ素子により実行しなくてはならない処理
は、高い帯域幅を必要とする処理、すなわち、アップコ
ンバート又はダウンコンバート乗算処理及び畳み込み処
理のみであり、ＩＱ変調及びＩＱ復調処理は、望ましい
場合は、デジタル処理段で実行することができる。
合、アナログ素子により実行しなくてはならない処理
は、高い帯域幅を必要とする処理、すなわち、アップコ
ンバート又はダウンコンバート乗算処理及び畳み込み処
理のみであり、ＩＱ変調及びＩＱ復調処理は、望ましい
場合は、デジタル処理段で実行することができる。
【００１３】さらに、直交周波数分割多重システムは、
時間多重半二重（time multiplex semi duplex）通信方
式であるため、ＭＣＭアルゴリズムを組み込んだ送受信
機の場合、チャープ信号の極性を変更するのみで、受信
処理及び送信処理に共通のアナログ畳み込み回路及びア
ナログ乗算器を用いることができる。
時間多重半二重（time multiplex semi duplex）通信方
式であるため、ＭＣＭアルゴリズムを組み込んだ送受信
機の場合、チャープ信号の極性を変更するのみで、受信
処理及び送信処理に共通のアナログ畳み込み回路及びア
ナログ乗算器を用いることができる。
【００１４】さらに、本発明によれば、高速フーリエ変
換を実行するための相関回路をＯＦＤＭ時間同期の実行
にも利用することができる。
換を実行するための相関回路をＯＦＤＭ時間同期の実行
にも利用することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る直交周波数分
割多重（ＯＦＤＭ）通信装置について、図面を参照して
詳細に説明する。
割多重（ＯＦＤＭ）通信装置について、図面を参照して
詳細に説明する。
【００１６】以下の実施の形態ではＭＣＭアルゴリズム
を組み込んだ通信装置について説明する。ＭＣＭアルゴ
リズムを用いた形態は、柔軟性が高い。しかしながら、
本発明は、以下の実施の形態に限定されることなく、Ｃ
ＭＣアルゴリズムを用いても実現できることは、当該技
術分野の専門家にとって明らかである。
を組み込んだ通信装置について説明する。ＭＣＭアルゴ
リズムを用いた形態は、柔軟性が高い。しかしながら、
本発明は、以下の実施の形態に限定されることなく、Ｃ
ＭＣアルゴリズムを用いても実現できることは、当該技
術分野の専門家にとって明らかである。
【００１７】図１は、ＯＦＤＭ方式の通信装置１の構成
を示す図である。通信装置１は、データバス４を介して
データプロセッサ５に接続されている。通信装置１は、
アンテナ３と、本発明に基づく変換回路２を備える。変
換回路２は、少なくともアナログフーリエ変換（ＦＴ）
／逆フーリエ変換（ＩＦＴ）機能を有している。
を示す図である。通信装置１は、データバス４を介して
データプロセッサ５に接続されている。通信装置１は、
アンテナ３と、本発明に基づく変換回路２を備える。変
換回路２は、少なくともアナログフーリエ変換（ＦＴ）
／逆フーリエ変換（ＩＦＴ）機能を有している。
【００１８】通信装置１は、アンテナ３を介してＯＦＤ
Ｍ信号を受信し、変換回路２により、受信したＯＦＤＭ
信号を少なくとも部分的にフーリエ変換して、変換した
信号をデータバス４を介してデータプロセッサ５に供給
する受信機として機能し、データプロセッサ５からデー
タバス４を介してデータ信号が供給され、供給されたデ
ータ信号を変換回路２により少なくとも逆フーリエ変換
してＯＦＤＭ信号を生成し、このＯＦＤＭ信号をアンテ
ナ３から送信する送信機として機能する。
Ｍ信号を受信し、変換回路２により、受信したＯＦＤＭ
信号を少なくとも部分的にフーリエ変換して、変換した
信号をデータバス４を介してデータプロセッサ５に供給
する受信機として機能し、データプロセッサ５からデー
タバス４を介してデータ信号が供給され、供給されたデ
ータ信号を変換回路２により少なくとも逆フーリエ変換
してＯＦＤＭ信号を生成し、このＯＦＤＭ信号をアンテ
ナ３から送信する送信機として機能する。
【００１９】ここで、アナログＦＴ／ＩＦＴ機能とは、
通信装置１が送信機として機能する場合、ＭＣＭアルゴ
リズムにおける少なくとも畳み込み及びそれに続く乗算
がアナログ的に演算されることである。すなわち変換回
路２には、例えば特別に設計されたＳＡＷ又は電荷結合
素子（charge coupled device：以下、ＣＣＤとい
う。）等の異なる遅延特性を有するアナログ遅延回路を
有する入力段と、アナログ乗算器の後段に設けられ、対
応するチャープ信号が供給されてアナログ遅延回路から
出力された信号にチャープ信号を乗算する出力段とを備
える。変換処理回路２内又は変換処理回路２の前段に設
けられたＩＱ処理段において、上述の乗算処理の前に必
要な乗算処理を行ってもよい。また、通信装置１が受信
機として機能する場合、少なくとも畳み込み及びこれに
先行する乗算処理がアナログ的に行われ、すなわち、変
換処理回路２は、入力信号にチャープ信号を乗算するア
ナログ乗算器と、その後段に設けられたＣＣＤフィルタ
又はＳＡＷ等の対応する異なる遅延特性を有するアナロ
グ遅延素子を備える入力段を備える。後続する乗算処理
は、変換処理回路２内又は変換処理回路の後段に設けら
れたＩＱ処理段により行う。
通信装置１が送信機として機能する場合、ＭＣＭアルゴ
リズムにおける少なくとも畳み込み及びそれに続く乗算
がアナログ的に演算されることである。すなわち変換回
路２には、例えば特別に設計されたＳＡＷ又は電荷結合
素子（charge coupled device：以下、ＣＣＤとい
う。）等の異なる遅延特性を有するアナログ遅延回路を
有する入力段と、アナログ乗算器の後段に設けられ、対
応するチャープ信号が供給されてアナログ遅延回路から
出力された信号にチャープ信号を乗算する出力段とを備
える。変換処理回路２内又は変換処理回路２の前段に設
けられたＩＱ処理段において、上述の乗算処理の前に必
要な乗算処理を行ってもよい。また、通信装置１が受信
機として機能する場合、少なくとも畳み込み及びこれに
先行する乗算処理がアナログ的に行われ、すなわち、変
換処理回路２は、入力信号にチャープ信号を乗算するア
ナログ乗算器と、その後段に設けられたＣＣＤフィルタ
又はＳＡＷ等の対応する異なる遅延特性を有するアナロ
グ遅延素子を備える入力段を備える。後続する乗算処理
は、変換処理回路２内又は変換処理回路の後段に設けら
れたＩＱ処理段により行う。
【００２０】ＭＣＭアルゴリズムを実行するために必要
な他の乗算処理、すなわち通信装置１が送信機として機
能する場合は変換処理回路２における変換処理に先行
し、通信装置１が受信機として機能する場合は変換処理
回路２における変換処理に後続する乗算処理は、アナロ
グ的に行ってもデジタル的に行ってもよい。
な他の乗算処理、すなわち通信装置１が送信機として機
能する場合は変換処理回路２における変換処理に先行
し、通信装置１が受信機として機能する場合は変換処理
回路２における変換処理に後続する乗算処理は、アナロ
グ的に行ってもデジタル的に行ってもよい。
【００２１】図２は、ＭＣＭアルゴリズムを使用したア
ナログフーリエ変換の信号フローを説明する図である。
すなわち、図２は、本発明に基づくＯＦＤＭ受信機内で
実行される乗算処理及びそれに続く畳み込み処理におけ
る信号フローを示す図である。
ナログフーリエ変換の信号フローを説明する図である。
すなわち、図２は、本発明に基づくＯＦＤＭ受信機内で
実行される乗算処理及びそれに続く畳み込み処理におけ
る信号フローを示す図である。
【００２２】縦軸は周波数、横軸は時間であり、グラフ
ａ，ｂは、最低周波数ｆ１及び最高周波数ｆ２を有し、
Ｂｅを帯域幅すなわちｆ２−ｆ１とし、ＴｅをＯＦＤＭ
シンボルのシンボル長として、チャープレート（chirp
rate）−ａ＝−Ｂｅ／Ｔｅを有するチャープ信号Ｒｅ
（ｔ）とともに圧縮器に供給される伸長された信号（ex
panded signal）を示す。この具体例では、ｆ１とチャ
ープ信号の乗算及びｆ２とチャープ信号の乗算の２つの
場合を示している。これにより生成されるチャープ信号
は、中央周波数ｆ＿ｅを有する。すなわち、このグラフ
ａ，ｂは、上位の入力周波数ｆ２と下位の入力周波数ｆ
１とによる中央周波数ｆ＿ｅの偏移（shift）を示して
いる。
ａ，ｂは、最低周波数ｆ１及び最高周波数ｆ２を有し、
Ｂｅを帯域幅すなわちｆ２−ｆ１とし、ＴｅをＯＦＤＭ
シンボルのシンボル長として、チャープレート（chirp
rate）−ａ＝−Ｂｅ／Ｔｅを有するチャープ信号Ｒｅ
（ｔ）とともに圧縮器に供給される伸長された信号（ex
panded signal）を示す。この具体例では、ｆ１とチャ
ープ信号の乗算及びｆ２とチャープ信号の乗算の２つの
場合を示している。これにより生成されるチャープ信号
は、中央周波数ｆ＿ｅを有する。すなわち、このグラフ
ａ，ｂは、上位の入力周波数ｆ２と下位の入力周波数ｆ
１とによる中央周波数ｆ＿ｅの偏移（shift）を示して
いる。
【００２３】好ましくは、この処理中に高周波から最低
の中間周波数へのダウンコンバートを行う。この場合、
復調器は不要である。これに代えて、本発明に基づくＯ
ＦＤＭ受信機は、図３に示すように、第１のチャープ信
号生成器１０９から第１のチャープ信号が供給される乗
算器１１０を備える。この乗算器１１０は、ＭＣＭアル
ゴリズムにおける第１の乗算を行い、好ましくは、同時
にＲＦ信号からＩＦ信号へのダウンコンバートを行う。
ダウンコンバートを同時に行うためには、チャープ信号
の中央周波数は、ＲＦ又はＩＦのそれぞれの入力周波数
の範囲に対応する必要がある。
の中間周波数へのダウンコンバートを行う。この場合、
復調器は不要である。これに代えて、本発明に基づくＯ
ＦＤＭ受信機は、図３に示すように、第１のチャープ信
号生成器１０９から第１のチャープ信号が供給される乗
算器１１０を備える。この乗算器１１０は、ＭＣＭアル
ゴリズムにおける第１の乗算を行い、好ましくは、同時
にＲＦ信号からＩＦ信号へのダウンコンバートを行う。
ダウンコンバートを同時に行うためには、チャープ信号
の中央周波数は、ＲＦ又はＩＦのそれぞれの入力周波数
の範囲に対応する必要がある。
【００２４】チャープ信号は、ＳＡＷチャープフィルタ
等の異なる伝播遅延特性を有する素子のインパルス応答
であってもよく、図３に示すようなチャープ信号生成器
１０９により生成された信号であってもよい。チャープ
信号生成器１０９は、アナログ形式でチャープ信号を生
成するものであっても、デジタル形式でチャープ信号を
生成するものであってもよい。
等の異なる伝播遅延特性を有する素子のインパルス応答
であってもよく、図３に示すようなチャープ信号生成器
１０９により生成された信号であってもよい。チャープ
信号生成器１０９は、アナログ形式でチャープ信号を生
成するものであっても、デジタル形式でチャープ信号を
生成するものであってもよい。
【００２５】縦軸を周波数、横軸を時間とする図２のグ
ラフｃは、圧縮処理、すなわち異なる遅延特性を有する
アナログ遅延素子のインパルス応答Ｒｃ（ｔ）が乗算さ
れたＲＦ信号の畳み込みを示す。このような遅延素子
は、異なる周波数に対し異なる伝播遅延特性を有し、例
えばＳＡＷチャープフィルタや特別なＣＣＤ等を用いる
ことができる。インパルス応答の長さはＴｃ＝２Ｔｅと
し、チャープレートはａ＝Ｂｃ／Ｔｃとする。
ラフｃは、圧縮処理、すなわち異なる遅延特性を有する
アナログ遅延素子のインパルス応答Ｒｃ（ｔ）が乗算さ
れたＲＦ信号の畳み込みを示す。このような遅延素子
は、異なる周波数に対し異なる伝播遅延特性を有し、例
えばＳＡＷチャープフィルタや特別なＣＣＤ等を用いる
ことができる。インパルス応答の長さはＴｃ＝２Ｔｅと
し、チャープレートはａ＝Ｂｃ／Ｔｃとする。
【００２６】この処理は、好ましくは、中央周波数を１
００ＭＨｚ〜１ＧＨｚの間とし、帯域幅を２０ＭＨｚ〜
１ＭＨｚとする中間周波数段において実行される。
００ＭＨｚ〜１ＧＨｚの間とし、帯域幅を２０ＭＨｚ〜
１ＭＨｚとする中間周波数段において実行される。
【００２７】図２のグラフａ，ｂに対し、グラフｃは、
時間領域における各信号の出現時刻を示す傾斜した直線
である。この具体例においては、周波数ｆ１＋ｆ＿ｅが
時刻Ｔ１を決定し、周波数ｆ２＋ｆ＿ｅが時刻Ｔ２を決
定する。図２の右下に示すように、この時刻Ｔ１及びＴ
２の両方において、相関ピークｄ，ｅが出力される。時
刻Ｔ１，Ｔ２における相関ピーク間の破線で示すピーク
ｄ’，ｅ’は、周波数ｆ１とｆ２の間の入力周波数によ
り生じる。この具体例における周波数分解能＝１／Ｔｅ
は、相関回路（correlator）により決定される。
時間領域における各信号の出現時刻を示す傾斜した直線
である。この具体例においては、周波数ｆ１＋ｆ＿ｅが
時刻Ｔ１を決定し、周波数ｆ２＋ｆ＿ｅが時刻Ｔ２を決
定する。図２の右下に示すように、この時刻Ｔ１及びＴ
２の両方において、相関ピークｄ，ｅが出力される。時
刻Ｔ１，Ｔ２における相関ピーク間の破線で示すピーク
ｄ’，ｅ’は、周波数ｆ１とｆ２の間の入力周波数によ
り生じる。この具体例における周波数分解能＝１／Ｔｅ
は、相関回路（correlator）により決定される。
【００２８】図３に示す本発明の具体例においては、こ
のＭＣＭアルゴリズムの畳み込み処理は、乗算器１１０
の出力信号が供給されるＳＡＷ畳み込み回路（convolve
r）により実行される。この具体例においては、乗算器
１１０及びＳＡＷ畳み込み回路１１１からなる変換回路
２ａが図１に示す変換回路２に相当する。これ以外の信
号処理はデジタル的に行ってもよい。すなわち、ＳＡＷ
フィルタ１１１の出力信号はアナログ−デジタル変換器
１０６に供給されてデジタル信号に変換された後、デジ
タルプロセッサ及びＩＱ復調器１１２に供給され、さら
にデジタルプロセッサ及びＩＱ復調器１１２は、デジタ
ル同相及び直交信号をデマッパ１０８に供給し、デマッ
パ１０８は、ベースバンド信号を出力する。
のＭＣＭアルゴリズムの畳み込み処理は、乗算器１１０
の出力信号が供給されるＳＡＷ畳み込み回路（convolve
r）により実行される。この具体例においては、乗算器
１１０及びＳＡＷ畳み込み回路１１１からなる変換回路
２ａが図１に示す変換回路２に相当する。これ以外の信
号処理はデジタル的に行ってもよい。すなわち、ＳＡＷ
フィルタ１１１の出力信号はアナログ−デジタル変換器
１０６に供給されてデジタル信号に変換された後、デジ
タルプロセッサ及びＩＱ復調器１１２に供給され、さら
にデジタルプロセッサ及びＩＱ復調器１１２は、デジタ
ル同相及び直交信号をデマッパ１０８に供給し、デマッ
パ１０８は、ベースバンド信号を出力する。
【００２９】もちろん、これらのさらなる信号処理は、
少なくとも一部をアナログ的に行ってもよい。例えば、
後述するように、ＭＣＭアルゴリズムにおける最後の乗
算処理とＩＱ生成処理とを結合することもできる。アナ
ログ的な方法は、デジタル的な方法に比べて、６０ＭＨ
ｚ以上と推定されるより広い帯域幅を取り扱うことがで
きるという利点を有する。６０ＭＨｚ以下程度の帯域幅
では、デジタル的方法の方が柔軟性が高い。
少なくとも一部をアナログ的に行ってもよい。例えば、
後述するように、ＭＣＭアルゴリズムにおける最後の乗
算処理とＩＱ生成処理とを結合することもできる。アナ
ログ的な方法は、デジタル的な方法に比べて、６０ＭＨ
ｚ以上と推定されるより広い帯域幅を取り扱うことがで
きるという利点を有する。６０ＭＨｚ以下程度の帯域幅
では、デジタル的方法の方が柔軟性が高い。
【００３０】図３に示す本発明の具体例では、デジタル
プロセッサ及びＩＱ復調器１１２は、デジタルアナログ
（digital-to-analog：以下、Ｄ／Ａという。）変換器
１１３を介して第１のチャープ信号生成器１０９に制御
信号を供給する。この制御信号は、第１のチャープ信号
をいつ開始し、第１のチャープ信号がどのようなチャー
プ信号であるべきかを指示する。
プロセッサ及びＩＱ復調器１１２は、デジタルアナログ
（digital-to-analog：以下、Ｄ／Ａという。）変換器
１１３を介して第１のチャープ信号生成器１０９に制御
信号を供給する。この制御信号は、第１のチャープ信号
をいつ開始し、第１のチャープ信号がどのようなチャー
プ信号であるべきかを指示する。
【００３１】図３に示す具体例では、ＳＡＷ畳み込み回
路１１１の出力信号は、Ａ／Ｄ変換器１０６を介してデ
ジタルプロセッサ及びＩＱ復調器１１２に供給される。
Ａ／Ｄ変換器１０６は、アンダーサンプリング（unders
amping）により、中間周波数からベースバンド周波数へ
の変換も行う。デジタルプロセッサ及びＩＱ復調器１１
２は、処理後の信号に対し、チャープレート−ａ＝−Ｂ
ｅ／Ｔｅの第２のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）を乗算する。
第２のチャープ信号は、デジタルプロセッサ及びＩＱ復
調器１１２の内部で生成される。さらに、共通のＩＱ変
調器と同様のＲｅ（ｔ）用の９０度位相スプリッタを用
いて、振幅情報と位相情報の分離を行う。
路１１１の出力信号は、Ａ／Ｄ変換器１０６を介してデ
ジタルプロセッサ及びＩＱ復調器１１２に供給される。
Ａ／Ｄ変換器１０６は、アンダーサンプリング（unders
amping）により、中間周波数からベースバンド周波数へ
の変換も行う。デジタルプロセッサ及びＩＱ復調器１１
２は、処理後の信号に対し、チャープレート−ａ＝−Ｂ
ｅ／Ｔｅの第２のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）を乗算する。
第２のチャープ信号は、デジタルプロセッサ及びＩＱ復
調器１１２の内部で生成される。さらに、共通のＩＱ変
調器と同様のＲｅ（ｔ）用の９０度位相スプリッタを用
いて、振幅情報と位相情報の分離を行う。
【００３２】もちろん、個々の具体例に応じて、ＭＣＭ
アルゴリズムにおける最後の乗算及びＩＱ復調処理をア
ナログ段で実行してもよく、これにより得られた同相信
号及び直交信号をＡ／Ｄ変換してデマッパ１０８に供給
するような構成としてもよい。
アルゴリズムにおける最後の乗算及びＩＱ復調処理をア
ナログ段で実行してもよく、これにより得られた同相信
号及び直交信号をＡ／Ｄ変換してデマッパ１０８に供給
するような構成としてもよい。
【００３３】上述のとおり、本発明においては、ＩＱ復
調処理及びＭＣＭアルゴリズムの最後の乗算処理を効果
的に組み合わせて実行する。これは、遅延素子の出力信
号に第２のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）の同相成分を乗算し
てＯＦＤＭ信号の複素スペクトラムの同相成分を求める
とともに、遅延素子の出力信号に第２のチャープ信号Ｒ
ｅ（ｔ）の直交成分を乗算しＯＦＤＭ信号の複素スペク
トラムの直交成分を求めることにより実現される。この
ような乗算処理は、アナログ信号又はデジタル信号とし
て生成されたチャープ信号を用いて、アナログ的方法又
はデジタル的方法のいずれかにより実行される。もちろ
ん、ＩＱ復調は、一般的に知られているアルゴリズム又
は方法のいずれにより行ってもよい。
調処理及びＭＣＭアルゴリズムの最後の乗算処理を効果
的に組み合わせて実行する。これは、遅延素子の出力信
号に第２のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）の同相成分を乗算し
てＯＦＤＭ信号の複素スペクトラムの同相成分を求める
とともに、遅延素子の出力信号に第２のチャープ信号Ｒ
ｅ（ｔ）の直交成分を乗算しＯＦＤＭ信号の複素スペク
トラムの直交成分を求めることにより実現される。この
ような乗算処理は、アナログ信号又はデジタル信号とし
て生成されたチャープ信号を用いて、アナログ的方法又
はデジタル的方法のいずれかにより実行される。もちろ
ん、ＩＱ復調は、一般的に知られているアルゴリズム又
は方法のいずれにより行ってもよい。
【００３４】上述したフーリエ変換アルゴリズムを用い
て、連続するＯＦＤＭシンボルに対する高速フーリエ変
換を実現できる。
て、連続するＯＦＤＭシンボルに対する高速フーリエ変
換を実現できる。
【００３５】本発明に基づく、連続するＯＦＤＭシンボ
ルに対する処理を図４を用いて説明する。連続する２つ
のシンボルは、ガード期間（guard interval）により分
離されている。第１のシンボルのフーリエ変換は、図４
に示すＦＴ窓（window）内において、後続するシンボル
から影響を受けることなく実行される。
ルに対する処理を図４を用いて説明する。連続する２つ
のシンボルは、ガード期間（guard interval）により分
離されている。第１のシンボルのフーリエ変換は、図４
に示すＦＴ窓（window）内において、後続するシンボル
から影響を受けることなく実行される。
【００３６】図４のＡは、伸長器（expander）の出力信
号が圧縮器（compressor）に供給されることを示す。こ
の部分は、図２のグラフと類似している。伸長器からの
出力信号は、最低のチャープ信号と最高のチャープ信号
とにより示されている。もちろん、ここに示す２つのチ
ャープ信号間に多数の異なるチャープ信号が存在してい
てもよい。
号が圧縮器（compressor）に供給されることを示す。こ
の部分は、図２のグラフと類似している。伸長器からの
出力信号は、最低のチャープ信号と最高のチャープ信号
とにより示されている。もちろん、ここに示す２つのチ
ャープ信号間に多数の異なるチャープ信号が存在してい
てもよい。
【００３７】図４のＢは、伸長器から出力された、圧縮
器に供給された最低のチャープ信号、すなわち最も周波
数の低いチャープ信号が時刻Ｔ１における出力信号の第
１のピークを発生することを示す。最高のチャープ信号
及び最低のチャープ信号と最高のチャープ信号との間の
チャープ信号は、時刻Ｔ１における出力信号に関与しな
い。
器に供給された最低のチャープ信号、すなわち最も周波
数の低いチャープ信号が時刻Ｔ１における出力信号の第
１のピークを発生することを示す。最高のチャープ信号
及び最低のチャープ信号と最高のチャープ信号との間の
チャープ信号は、時刻Ｔ１における出力信号に関与しな
い。
【００３８】図４のＣは、圧縮器に供給された最高のチ
ャープ信号が時刻Ｔ２における出力信号を発生すること
を示す。時刻Ｔ１と時刻Ｔ２の間の期間がＦＴ窓に対応
する。最低のチャープ信号と最高のチャープ信号との間
に存在する全てのチャープ信号が時刻Ｔ１と時刻Ｔ２と
の間に出力信号を発生する。最低のチャープ信号及び中
間のチャープ信号は、時刻Ｔ２における出力信号には関
与しない。また、後続する最低のチャープ信号は、時刻
Ｔ１における出力信号に関与しない。
ャープ信号が時刻Ｔ２における出力信号を発生すること
を示す。時刻Ｔ１と時刻Ｔ２の間の期間がＦＴ窓に対応
する。最低のチャープ信号と最高のチャープ信号との間
に存在する全てのチャープ信号が時刻Ｔ１と時刻Ｔ２と
の間に出力信号を発生する。最低のチャープ信号及び中
間のチャープ信号は、時刻Ｔ２における出力信号には関
与しない。また、後続する最低のチャープ信号は、時刻
Ｔ１における出力信号に関与しない。
【００３９】以下、図３に示す具体例に加えて、本発明
を適用した通信装置の４つの変形例について説明する。
以下のこれら４つの変形例に関する説明において、同
一、類似、又は対応する要素については、同様の参照符
号を付す。
を適用した通信装置の４つの変形例について説明する。
以下のこれら４つの変形例に関する説明において、同
一、類似、又は対応する要素については、同様の参照符
号を付す。
【００４０】図５のＡは、本発明の第１の変形例を示す
図である。ＯＦＤＭ受信機内のフロントエンドモジュー
ル（図示せず）からの中間周波数（ＩＦ）信号は、乗算
器６に供給され、乗算器６は、第１のチャープ信号生成
器１０ｂにより生成された第１のチャープ信号Ｒｅ
（ｔ）をこのＩＦ信号に乗算する。また、フロントエン
ドモジュールからの信号が高周波信号である場合、乗算
器６は、上述の具体例と同様、高周波から中間周波への
ダウンコンバート処理を同時に行う。
図である。ＯＦＤＭ受信機内のフロントエンドモジュー
ル（図示せず）からの中間周波数（ＩＦ）信号は、乗算
器６に供給され、乗算器６は、第１のチャープ信号生成
器１０ｂにより生成された第１のチャープ信号Ｒｅ
（ｔ）をこのＩＦ信号に乗算する。また、フロントエン
ドモジュールからの信号が高周波信号である場合、乗算
器６は、上述の具体例と同様、高周波から中間周波への
ダウンコンバート処理を同時に行う。
【００４１】第１のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）は、アナロ
グ信号であってもデジタル信号であってもよく、また、
例えばＳＡＷチャープフィルタ又はＣＣＤ等のチャープ
フィルタのインパルス応答を用いて生成してもよい。第
１のチャープ信号生成器１０ｂには、時間同期信号及び
周波数同期信号が入力され、この時間及び周波数同期信
号に基づいて、第１のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）が生成さ
れる。これにより、第１のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）の開
始時刻及び中央周波数が制御される。
グ信号であってもデジタル信号であってもよく、また、
例えばＳＡＷチャープフィルタ又はＣＣＤ等のチャープ
フィルタのインパルス応答を用いて生成してもよい。第
１のチャープ信号生成器１０ｂには、時間同期信号及び
周波数同期信号が入力され、この時間及び周波数同期信
号に基づいて、第１のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）が生成さ
れる。これにより、第１のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）の開
始時刻及び中央周波数が制御される。
【００４２】乗算器６からの出力信号は、畳み込み回路
７に供給される。畳み込み回路７は、ＳＡＷフィルタ又
はＣＣＤによるアナログ畳み込み処理を行う。この畳み
込み回路７及び乗算器６は、受信機の変換回路２ａを構
成する。変換回路２ａは、ＯＦＤＭ受信機のアナログ段
に組み込まれており、ＭＣＭアルゴリズムにおける第１
の乗算処理及び畳み込み処理を実行する。
７に供給される。畳み込み回路７は、ＳＡＷフィルタ又
はＣＣＤによるアナログ畳み込み処理を行う。この畳み
込み回路７及び乗算器６は、受信機の変換回路２ａを構
成する。変換回路２ａは、ＯＦＤＭ受信機のアナログ段
に組み込まれており、ＭＣＭアルゴリズムにおける第１
の乗算処理及び畳み込み処理を実行する。
【００４３】この変換回路２ａからの出力信号は、第２
の乗算器８及び第３の乗算器９に供給される。第２の乗
算器８は、変換回路２ａから供給された信号に第２のチ
ャープ信号Ｒｅ（ｔ）を乗算する。第３の乗算器９は、
変換回路２ａから供給された信号に９０°位相偏移され
た第２のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）を乗算する。すなわ
ち、第２及び第３の乗算器８，９は、ＭＣＭアルゴリズ
ムにおける最後の乗算処理を行い、これによりフーリエ
変換処理が完了する。第２のチャープ信号に対する９０
°位相スプリッタを用いることにより、復調ＯＦＤＭ信
号の複素スペクトラムの振幅情報及び位相情報が分離さ
れるので、ＩＱ復調処理が同時に実行される。さらに、
この乗算処理により上側波帯及び下側波帯がベースバン
ド信号に変換されるため、中間周波数からベースバンド
へのダウンコンバート処理も同時に行うことができる。
の乗算器８及び第３の乗算器９に供給される。第２の乗
算器８は、変換回路２ａから供給された信号に第２のチ
ャープ信号Ｒｅ（ｔ）を乗算する。第３の乗算器９は、
変換回路２ａから供給された信号に９０°位相偏移され
た第２のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）を乗算する。すなわ
ち、第２及び第３の乗算器８，９は、ＭＣＭアルゴリズ
ムにおける最後の乗算処理を行い、これによりフーリエ
変換処理が完了する。第２のチャープ信号に対する９０
°位相スプリッタを用いることにより、復調ＯＦＤＭ信
号の複素スペクトラムの振幅情報及び位相情報が分離さ
れるので、ＩＱ復調処理が同時に実行される。さらに、
この乗算処理により上側波帯及び下側波帯がベースバン
ド信号に変換されるため、中間周波数からベースバンド
へのダウンコンバート処理も同時に行うことができる。
【００４４】第１のチャープ信号生成器１０ｂにより信
号拡張のために生成され、乗算器６に供給される第１の
チャープ信号の中央周波数と、第２のチャープ信号生成
器１０ａにより生成され、ＩＱ復調処理にも使用される
第２のチャープ信号の中央周波数とは、異なるものであ
る。なお、この２つのチャープ信号における中央周波数
以外のパラメータは、全て同一のものであり、したがっ
て、２つのチャープ信号を同様にＲｅ（ｔ）として示
す。時間同期信号及び周波数同期信号が供給される第１
のチャープ信号生成器１０ｂと違い、第２のチャープ信
号生成器１０ａには、時間同期信号のみが供給される。
これは、この処理段において制御する必要があるのは、
チャープ信号の開始時刻のみであるためである。第２の
チャープ信号の中央周波数は、固定してもよい。すなわ
ち、周波数同期は、第１のチャープ信号の中央周波数を
制御する場合にのみ必要である。
号拡張のために生成され、乗算器６に供給される第１の
チャープ信号の中央周波数と、第２のチャープ信号生成
器１０ａにより生成され、ＩＱ復調処理にも使用される
第２のチャープ信号の中央周波数とは、異なるものであ
る。なお、この２つのチャープ信号における中央周波数
以外のパラメータは、全て同一のものであり、したがっ
て、２つのチャープ信号を同様にＲｅ（ｔ）として示
す。時間同期信号及び周波数同期信号が供給される第１
のチャープ信号生成器１０ｂと違い、第２のチャープ信
号生成器１０ａには、時間同期信号のみが供給される。
これは、この処理段において制御する必要があるのは、
チャープ信号の開始時刻のみであるためである。第２の
チャープ信号の中央周波数は、固定してもよい。すなわ
ち、周波数同期は、第１のチャープ信号の中央周波数を
制御する場合にのみ必要である。
【００４５】第２の乗算器８の出力信号は、実信号（re
al signal）として、低域通過フィルタ（low-pass filt
er：以下、ＬＰＦという。）１３を介してＡ／Ｄ変換器
１５に供給され、第３の乗算器９の出力信号は、虚信号
（imaginary signal）として、ＬＰＦ１４を介してＡ／
Ｄ変換器１６に供給される。中間周波数からベースバン
ドへのダウンコンバート処理を第２のチャープ信号によ
る乗算処理と同時には行わない場合、このダウンコンバ
ートをＡ／Ｄ変換処理において実行することができる。
al signal）として、低域通過フィルタ（low-pass filt
er：以下、ＬＰＦという。）１３を介してＡ／Ｄ変換器
１５に供給され、第３の乗算器９の出力信号は、虚信号
（imaginary signal）として、ＬＰＦ１４を介してＡ／
Ｄ変換器１６に供給される。中間周波数からベースバン
ドへのダウンコンバート処理を第２のチャープ信号によ
る乗算処理と同時には行わない場合、このダウンコンバ
ートをＡ／Ｄ変換処理において実行することができる。
【００４６】図５のＢは、第１の変形例として図５のＡ
に示したＯＦＤＭ受信機に対応するＯＦＤＭ送信機、す
なわち、ＭＣＭアルゴリズムを完全にアナログ段のみで
実現するＯＦＤＭ送信機の構成を示す図である。このＯ
ＦＤＭ送信機は、ＭＣＭアルゴリズムの最初の乗算処理
にＩＱ変調及びベースバンドから中間周波数へのアップ
コンバート処理を組み込み、また、ＭＣＭアルゴリズム
の最後の乗算処理に中間周波数から高周波へのアップコ
ンバートを組み込んでいる。
に示したＯＦＤＭ受信機に対応するＯＦＤＭ送信機、す
なわち、ＭＣＭアルゴリズムを完全にアナログ段のみで
実現するＯＦＤＭ送信機の構成を示す図である。このＯ
ＦＤＭ送信機は、ＭＣＭアルゴリズムの最初の乗算処理
にＩＱ変調及びベースバンドから中間周波数へのアップ
コンバート処理を組み込み、また、ＭＣＭアルゴリズム
の最後の乗算処理に中間周波数から高周波へのアップコ
ンバートを組み込んでいる。
【００４７】このＯＦＤＭ送信機のデジタル段（図示せ
ず）からは、実入力信号（real input signal）及び虚
入力信号（imaginary input signal）が入力される。実
入力信号は、Ｄ／Ａ変換器２８及びＬＰＦ２６を介し
て、第５の乗算器２３に供給される。第５の乗算器２３
は、この信号と制御信号に基づいて第２のチャープ信号
を生成する第２のチャープ信号生成器１０ａにより生成
された第２のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）とを乗算する。こ
の制御信号は、受信機内の時間同期信号と直接比較可能
であり、これによりチャープ信号とＯＦＤＭ信号の同期
（乗算）処理が達成される。虚入力信号は、Ｄ／Ａ変換
器２９及びＬＰＦ２７を介して、第６の乗算器２４に供
給される。第６の乗算器２４は、この信号に９０°位相
偏移された第２のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）を乗算する。
第５及び第６の乗算器２３，２４の出力信号は、加算器
２５に供給され、加算器２５は、この２つの信号を加算
し、これにより得られた信号を変換回路２ｂに供給す
る。変換回路２ｂは、ＭＣＭアルゴリズムにおける畳み
込み処理及び第２の乗算処理をアナログ的に実行する。
ず）からは、実入力信号（real input signal）及び虚
入力信号（imaginary input signal）が入力される。実
入力信号は、Ｄ／Ａ変換器２８及びＬＰＦ２６を介し
て、第５の乗算器２３に供給される。第５の乗算器２３
は、この信号と制御信号に基づいて第２のチャープ信号
を生成する第２のチャープ信号生成器１０ａにより生成
された第２のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）とを乗算する。こ
の制御信号は、受信機内の時間同期信号と直接比較可能
であり、これによりチャープ信号とＯＦＤＭ信号の同期
（乗算）処理が達成される。虚入力信号は、Ｄ／Ａ変換
器２９及びＬＰＦ２７を介して、第６の乗算器２４に供
給される。第６の乗算器２４は、この信号に９０°位相
偏移された第２のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）を乗算する。
第５及び第６の乗算器２３，２４の出力信号は、加算器
２５に供給され、加算器２５は、この２つの信号を加算
し、これにより得られた信号を変換回路２ｂに供給す
る。変換回路２ｂは、ＭＣＭアルゴリズムにおける畳み
込み処理及び第２の乗算処理をアナログ的に実行する。
【００４８】変換回路２ｂは、図１の変換回路２に相当
し、入力段にアナログ遅延素子７を備え、出力段にアナ
ログ乗算器２２を備える。アナログ遅延素子７からの出
力信号は、アナログ乗算器２２に入力され、アナログ乗
算器２２は、このアナログ遅延素子７から供給された信
号に、第２のチャープ信号生成器１０ａに供給されてい
る制御信号と同じ制御信号が供給されている第１のチャ
ープ信号生成器１０ｂにより生成された第１のチャープ
信号Ｒｅ（ｔ）を乗算する。
し、入力段にアナログ遅延素子７を備え、出力段にアナ
ログ乗算器２２を備える。アナログ遅延素子７からの出
力信号は、アナログ乗算器２２に入力され、アナログ乗
算器２２は、このアナログ遅延素子７から供給された信
号に、第２のチャープ信号生成器１０ａに供給されてい
る制御信号と同じ制御信号が供給されている第１のチャ
ープ信号生成器１０ｂにより生成された第１のチャープ
信号Ｒｅ（ｔ）を乗算する。
【００４９】上述のように、第２及び第１のチャープ信
号生成器１０ａ、１０ｂによりそれぞれ生成される第２
及び第１のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）は、その中央周波数
を除いて、同一のものである。第２及び第１のチャープ
信号Ｒｅ（ｔ）について、中央周波数は、異なる場合が
ある。また、これら第２及び第１のチャープ信号Ｒｅ
（ｔ）は、対応する受信機におけるチャープ信号と同一
のものであり、同一の時間的関係を有している。
号生成器１０ａ、１０ｂによりそれぞれ生成される第２
及び第１のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）は、その中央周波数
を除いて、同一のものである。第２及び第１のチャープ
信号Ｒｅ（ｔ）について、中央周波数は、異なる場合が
ある。また、これら第２及び第１のチャープ信号Ｒｅ
（ｔ）は、対応する受信機におけるチャープ信号と同一
のものであり、同一の時間的関係を有している。
【００５０】アナログ乗算器２２は、ＭＣＭアルゴリズ
ムにおける最後の乗算を行うのみではなく、同時に、中
間周波数信号から高周波信号へのアップコンバート処理
を行うこともできる。この高周波信号は、図示しないフ
ロントエンドモジュールを介して送信され、受信機側の
変換回路２ａにおいて同様にダウンコンバートされる。
ムにおける最後の乗算を行うのみではなく、同時に、中
間周波数信号から高周波信号へのアップコンバート処理
を行うこともできる。この高周波信号は、図示しないフ
ロントエンドモジュールを介して送信され、受信機側の
変換回路２ａにおいて同様にダウンコンバートされる。
【００５１】送信機内で逆フーリエ変換（ＩＦＴ）を行
うために、受信機内と同じＭＣＭアルゴリズムを使用す
るが、チャープ信号は異なる傾斜を有するものを使用す
る。受信機と送信機では、信号のフローが逆である、す
なわち受信機において入力端子として機能する端子が送
信機においては出力端子として機能し、受信機において
出力端子として機能する端子が送信機においては入力端
子として機能するため、チャープ信号は異なる極性のも
のを用いるが、受動相関回路としては同一の素子を用い
てもよい。
うために、受信機内と同じＭＣＭアルゴリズムを使用す
るが、チャープ信号は異なる傾斜を有するものを使用す
る。受信機と送信機では、信号のフローが逆である、す
なわち受信機において入力端子として機能する端子が送
信機においては出力端子として機能し、受信機において
出力端子として機能する端子が送信機においては入力端
子として機能するため、チャープ信号は異なる極性のも
のを用いるが、受動相関回路としては同一の素子を用い
てもよい。
【００５２】ＯＦＤＭ受信機の好ましい第２の変形例を
図６のＡに示す。第１の変形例に示すＯＦＤＭ受信機
は、ＭＣＭアルゴリズムの全体をアナログ段で実行して
いたが、この第２の変形例に示すＯＦＤＭ受信機では、
ＭＣＭアルゴリズムの一部、すなわち第１の乗算処理及
び畳み込み処理のみをアナログ段で実行する。
図６のＡに示す。第１の変形例に示すＯＦＤＭ受信機
は、ＭＣＭアルゴリズムの全体をアナログ段で実行して
いたが、この第２の変形例に示すＯＦＤＭ受信機では、
ＭＣＭアルゴリズムの一部、すなわち第１の乗算処理及
び畳み込み処理のみをアナログ段で実行する。
【００５３】したがって、このＯＦＤＭ受信機の変換回
路２ａは、第１の変形例における変換回路２ａと同一の
構成及び機能を有している。アナログ畳み込み回路７の
出力信号は、Ａ／Ｄ変換器１７を介して、デジタル処理
回路１９に供給される。デジタル処理回路１９には、時
間同期信号も供給されており、デジタル処理回路１９
は、これら変換回路２ａからの信号及び時間同期信号に
基づいて、実出力信号及び虚出力信号を生成する。すな
わち、デジタル処理回路１９は、ＭＣＭアルゴリズムの
第２の乗算処理、すなわちアナログ畳み込み回路７の出
力信号と、デジタル処理回路１９内で生成された第２の
チャープ信号との乗算処理及びＩＱ生成処理を行う。さ
らに、デジタル処理回路１９は、中間周波数からベース
バンドへのダウンコンバートも行う。
路２ａは、第１の変形例における変換回路２ａと同一の
構成及び機能を有している。アナログ畳み込み回路７の
出力信号は、Ａ／Ｄ変換器１７を介して、デジタル処理
回路１９に供給される。デジタル処理回路１９には、時
間同期信号も供給されており、デジタル処理回路１９
は、これら変換回路２ａからの信号及び時間同期信号に
基づいて、実出力信号及び虚出力信号を生成する。すな
わち、デジタル処理回路１９は、ＭＣＭアルゴリズムの
第２の乗算処理、すなわちアナログ畳み込み回路７の出
力信号と、デジタル処理回路１９内で生成された第２の
チャープ信号との乗算処理及びＩＱ生成処理を行う。さ
らに、デジタル処理回路１９は、中間周波数からベース
バンドへのダウンコンバートも行う。
【００５４】この第２の変形例においては、第１のアナ
ログ乗算器６に供給される第１のチャープ信号Ｒｅ
（ｔ）は、第１のデジタルチャープ信号生成器１０ｃに
より生成される。第１のデジタルチャープ信号生成器１
０ｃには時間同期信号及び周波数同期信号が供給されて
いる。第１のデジタルチャープ信号生成器１０ｃは、Ｄ
／Ａ変換器１８を介して、第１のチャープ信号を第１の
乗算器６に供給する。
ログ乗算器６に供給される第１のチャープ信号Ｒｅ
（ｔ）は、第１のデジタルチャープ信号生成器１０ｃに
より生成される。第１のデジタルチャープ信号生成器１
０ｃには時間同期信号及び周波数同期信号が供給されて
いる。第１のデジタルチャープ信号生成器１０ｃは、Ｄ
／Ａ変換器１８を介して、第１のチャープ信号を第１の
乗算器６に供給する。
【００５５】このＯＦＤＭ受信機に対応するＯＦＤＭ送
信機を図６のＢに示す。
信機を図６のＢに示す。
【００５６】デジタル処理回路３４には、実入力信号及
び虚入力信号が供給される。デジタル処理回路３４は、
供給される制御信号に基づき、デジタル処理回路３４内
部で生成された第２のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）を用い
て、ＭＣＭアルゴリズムにおける第１の乗算処理を実行
する。さらに、デジタル処理回路３４は、第１の中間周
波数信号へのアップコンバート処理を行う。デジタル処
理回路３４から出力される中間周波数信号は、Ｄ／Ａ変
換器３０を介して変換回路２ｂに供給される。この変換
回路２ｂは、第１の変形例に示す変換回路２ｂと同一の
ものである。
び虚入力信号が供給される。デジタル処理回路３４は、
供給される制御信号に基づき、デジタル処理回路３４内
部で生成された第２のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）を用い
て、ＭＣＭアルゴリズムにおける第１の乗算処理を実行
する。さらに、デジタル処理回路３４は、第１の中間周
波数信号へのアップコンバート処理を行う。デジタル処
理回路３４から出力される中間周波数信号は、Ｄ／Ａ変
換器３０を介して変換回路２ｂに供給される。この変換
回路２ｂは、第１の変形例に示す変換回路２ｂと同一の
ものである。
【００５７】図６のＡに示すＯＦＤＭ受信機と同様、図
６のＢに示すＯＦＤＭ送信機は、第１のデジタルチャー
プ信号生成器１０ｃを備え、第１のデジタルチャープ信
号生成器１０ｃは、デジタル的に生成した第１のチャー
プ信号Ｒｅ（ｔ）をＤ／Ａ変換器３１を介して、変換回
路２ｂ内の第４の乗算器２２に供給する。第１のデジタ
ルチャープ信号生成器１０ｃは、制御信号に基づいて、
第１のチャープ信号を生成する。
６のＢに示すＯＦＤＭ送信機は、第１のデジタルチャー
プ信号生成器１０ｃを備え、第１のデジタルチャープ信
号生成器１０ｃは、デジタル的に生成した第１のチャー
プ信号Ｒｅ（ｔ）をＤ／Ａ変換器３１を介して、変換回
路２ｂ内の第４の乗算器２２に供給する。第１のデジタ
ルチャープ信号生成器１０ｃは、制御信号に基づいて、
第１のチャープ信号を生成する。
【００５８】ＯＦＤＭ受信機の第３の変形例を図７のＡ
に示す。この第３の変形例におけるＯＦＤＭ受信機は、
基本的には、第２の変形例に示すＯＦＤＭ受信機と同様
に機能するが、第２の変形例において、ＭＣＭアルゴリ
ズムの第２の乗算処理及びＩＱ変換処理を行うデジタル
処理回路１９は、この第３の変形例においては、ＩＱ生
成器２１に置き換えられている。ＩＱ生成器２１は、Ａ
／Ｄ変換器１７の後段に接続され、デジタル的に同相信
号及び直交信号を生成し、生成した同相信号及び直交信
号をＣＯＲＤＩＣ（coordinate rotation digital comp
uter）演算回路２０に供給する。ＣＯＲＤＩＣ演算回路
２０は、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムに基づいて、ＭＣＭ
アルゴリズムの第２の乗算処理を実行し、これにより復
調ＯＦＤＭ信号の複素スペクトラムの実信号及び虚信号
を算出して出力する。この処理のために、ＣＯＲＤＩＣ
演算回路２０には、第２の変形例におけるデジタル処理
回路１９に供給される時間同期信号と同様の時間同期信
号が供給される。
に示す。この第３の変形例におけるＯＦＤＭ受信機は、
基本的には、第２の変形例に示すＯＦＤＭ受信機と同様
に機能するが、第２の変形例において、ＭＣＭアルゴリ
ズムの第２の乗算処理及びＩＱ変換処理を行うデジタル
処理回路１９は、この第３の変形例においては、ＩＱ生
成器２１に置き換えられている。ＩＱ生成器２１は、Ａ
／Ｄ変換器１７の後段に接続され、デジタル的に同相信
号及び直交信号を生成し、生成した同相信号及び直交信
号をＣＯＲＤＩＣ（coordinate rotation digital comp
uter）演算回路２０に供給する。ＣＯＲＤＩＣ演算回路
２０は、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムに基づいて、ＭＣＭ
アルゴリズムの第２の乗算処理を実行し、これにより復
調ＯＦＤＭ信号の複素スペクトラムの実信号及び虚信号
を算出して出力する。この処理のために、ＣＯＲＤＩＣ
演算回路２０には、第２の変形例におけるデジタル処理
回路１９に供給される時間同期信号と同様の時間同期信
号が供給される。
【００５９】ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムにより、中間周
波数段における複素乗算処理は、同一の効果を有するベ
ースバンドにおける位相回転に容易に置き換えることが
できる。中間周波数段においてフィルタリングしなくて
はならないベースバンド内のエイリアシング信号は、Ｃ
ＯＲＤＩＣアルゴリズムにより容易に除去することがで
きるため、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムは、第１の変形例
における各乗算器及びＬＰＦに置き換えて用いることが
できる。
波数段における複素乗算処理は、同一の効果を有するベ
ースバンドにおける位相回転に容易に置き換えることが
できる。中間周波数段においてフィルタリングしなくて
はならないベースバンド内のエイリアシング信号は、Ｃ
ＯＲＤＩＣアルゴリズムにより容易に除去することがで
きるため、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムは、第１の変形例
における各乗算器及びＬＰＦに置き換えて用いることが
できる。
【００６０】このＯＦＤＭ受信機に対応するＯＦＤＭ送
信機を図７のＢに示す。このＯＦＤＭ送信機の動作は、
図７のＡに示すＯＦＤＭ受信機の動作を単純に逆にした
ものである。すなわち、第２の変形例における図６のＢ
に示すＯＦＤＭ送信機が備えるデジタル処理回路３４
は、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズム演算回路２０に置き換え
られており、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズム演算回路２０
は、第２のチャープ信号を用いて、ＭＣＭアルゴリズム
における第１の乗算処理を実行する。
信機を図７のＢに示す。このＯＦＤＭ送信機の動作は、
図７のＡに示すＯＦＤＭ受信機の動作を単純に逆にした
ものである。すなわち、第２の変形例における図６のＢ
に示すＯＦＤＭ送信機が備えるデジタル処理回路３４
は、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズム演算回路２０に置き換え
られており、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズム演算回路２０
は、第２のチャープ信号を用いて、ＭＣＭアルゴリズム
における第１の乗算処理を実行する。
【００６１】ＯＦＤＭ受信機の第４の変形例を図８のＡ
に示す。この第４の変形例においては、第１の変形例と
して図５のＡに示すＯＦＤＭ受信機における乗算器８，
９によるＭＣＭアルゴリズムの第２の乗算処理及びＬＰ
Ｆ１３，１４によるフィルタリング処理がデジタル段に
移行している。すなわち、このＯＦＤＭ受信機の変換回
路２ａの出力信号は、Ａ／Ｄ変換器１７によりデジタル
信号に変換された後に、乗算器８，９に供給されてい
る。すなわち、この第４の変形例においては、第２及び
第３の乗算器８，９は、デジタル乗算器として実現され
ており、これら乗算器８，９の出力信号はそれぞれデジ
タルＬＰＦ１３，１４に供給される。さらに、第２のチ
ャープ信号は、第３のデジタルチャープ信号生成器１０
ｃによりデジタル信号として生成され、９０°位相スプ
リッタ１１に供給される。９０°位相スプリッタ１１
は、第２のデジタルチャープ信号Ｒｅ（ｔ）を第２の乗
算器８に供給するとともに、９０°位相偏移させた第２
のデジタルチャープ信号Ｒｅ（ｔ）を第３の乗算器９に
供給する。さらに第２のデジタルチャープ信号は、デジ
タル遅延素子３６にも供給され、デジタル遅延素子３６
は、この第２のデジタルチャープ信号を第１のデジタル
チャープ信号に変換し、Ｄ／Ａ変換器１８に供給する。
Ｄ／Ａ変換器１８は、第１のデジタルチャープ信号を第
１のアナログチャープ信号に変換して、変換回路２ａの
アナログ乗算器６に供給する。この変換回路２ａは、図
５のＡを用いて説明した本発明の第１の変形例における
変換回路２ａと同一の構成及び機能を有している。ま
た、第３のデジタルチャープ信号生成器１０ｃは、時間
同期信号及び周波数同期信号に基づいて、第２のデジタ
ル信号を生成する。
に示す。この第４の変形例においては、第１の変形例と
して図５のＡに示すＯＦＤＭ受信機における乗算器８，
９によるＭＣＭアルゴリズムの第２の乗算処理及びＬＰ
Ｆ１３，１４によるフィルタリング処理がデジタル段に
移行している。すなわち、このＯＦＤＭ受信機の変換回
路２ａの出力信号は、Ａ／Ｄ変換器１７によりデジタル
信号に変換された後に、乗算器８，９に供給されてい
る。すなわち、この第４の変形例においては、第２及び
第３の乗算器８，９は、デジタル乗算器として実現され
ており、これら乗算器８，９の出力信号はそれぞれデジ
タルＬＰＦ１３，１４に供給される。さらに、第２のチ
ャープ信号は、第３のデジタルチャープ信号生成器１０
ｃによりデジタル信号として生成され、９０°位相スプ
リッタ１１に供給される。９０°位相スプリッタ１１
は、第２のデジタルチャープ信号Ｒｅ（ｔ）を第２の乗
算器８に供給するとともに、９０°位相偏移させた第２
のデジタルチャープ信号Ｒｅ（ｔ）を第３の乗算器９に
供給する。さらに第２のデジタルチャープ信号は、デジ
タル遅延素子３６にも供給され、デジタル遅延素子３６
は、この第２のデジタルチャープ信号を第１のデジタル
チャープ信号に変換し、Ｄ／Ａ変換器１８に供給する。
Ｄ／Ａ変換器１８は、第１のデジタルチャープ信号を第
１のアナログチャープ信号に変換して、変換回路２ａの
アナログ乗算器６に供給する。この変換回路２ａは、図
５のＡを用いて説明した本発明の第１の変形例における
変換回路２ａと同一の構成及び機能を有している。ま
た、第３のデジタルチャープ信号生成器１０ｃは、時間
同期信号及び周波数同期信号に基づいて、第２のデジタ
ル信号を生成する。
【００６２】このＯＦＤＭ受信機に対応するＯＦＤＭ送
信機の構成を図８のＢに示す。図７ｂに示すＯＦＤＭ送
信機は、基本的に、図８のＡに示すＯＦＤＭ受信機と逆
の処理を行う。
信機の構成を図８のＢに示す。図７ｂに示すＯＦＤＭ送
信機は、基本的に、図８のＡに示すＯＦＤＭ受信機と逆
の処理を行う。
【００６３】すなわち、第４及び第５の乗算器２３，２
４には、それぞれＬＰＦ３２，３３を介して、実入力信
号及び虚入力信号が供給される。第４及び第５の乗算器
２３，２４及びＬＰＦ３２，３３は、デジタル素子であ
る。第１の変形例と同様、第４及び第５の乗算器２３、
２４は、ＭＣＭアルゴリズムにおける乗算処理、すなわ
ち、第２のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）による乗算処理を実
行する。この第４の変形例においては、第２のチャープ
信号Ｒｅ（ｔ）は、第３のデジタルチャープ信号生成器
１０ｃにより生成され、同相信号用に第４の乗算器２３
に供給されるとともに、直交信号用にデジタル９０°位
相スプリッタにより９０°位相偏移されて第５の乗算器
２４に供給される。これら第４及び第５の乗算器２３，
２４の出力信号は、デジタル加算器２５に供給され、デ
ジタル加算器２５は、これら信号を加算し、これにより
得られた信号をＤ／Ａ変換器３０を介して、変換回路２
ｂに供給する。この変換回路２ｂは、図５のＢを用いて
説明した第１の変形例における変換回路２ｂと同様の構
成及び機能を有している。また、この第１の変形例と異
なり、この第４の変形例においては、アナログ乗算器２
２により実行される、ＭＣＭアルゴリズムの第２の乗算
処理に必要なチャープ信号は、制御信号に基づいて第３
のデジタルチャープ信号生成器１０ｃにより生成される
第２のチャープ信号と同一の信号であり、デジタル遅延
素子３６及びＤ／Ａ変換器３１を介して乗算器２２に供
給される。
４には、それぞれＬＰＦ３２，３３を介して、実入力信
号及び虚入力信号が供給される。第４及び第５の乗算器
２３，２４及びＬＰＦ３２，３３は、デジタル素子であ
る。第１の変形例と同様、第４及び第５の乗算器２３、
２４は、ＭＣＭアルゴリズムにおける乗算処理、すなわ
ち、第２のチャープ信号Ｒｅ（ｔ）による乗算処理を実
行する。この第４の変形例においては、第２のチャープ
信号Ｒｅ（ｔ）は、第３のデジタルチャープ信号生成器
１０ｃにより生成され、同相信号用に第４の乗算器２３
に供給されるとともに、直交信号用にデジタル９０°位
相スプリッタにより９０°位相偏移されて第５の乗算器
２４に供給される。これら第４及び第５の乗算器２３，
２４の出力信号は、デジタル加算器２５に供給され、デ
ジタル加算器２５は、これら信号を加算し、これにより
得られた信号をＤ／Ａ変換器３０を介して、変換回路２
ｂに供給する。この変換回路２ｂは、図５のＢを用いて
説明した第１の変形例における変換回路２ｂと同様の構
成及び機能を有している。また、この第１の変形例と異
なり、この第４の変形例においては、アナログ乗算器２
２により実行される、ＭＣＭアルゴリズムの第２の乗算
処理に必要なチャープ信号は、制御信号に基づいて第３
のデジタルチャープ信号生成器１０ｃにより生成される
第２のチャープ信号と同一の信号であり、デジタル遅延
素子３６及びＤ／Ａ変換器３１を介して乗算器２２に供
給される。
【００６４】本発明の実施の形態に関する上述の説明か
らも明らかなように、フーリエ変換処理及び逆フーリエ
変換処理に必要な主な計算を実行するＯＦＤＭ通信装置
のアナログ処理段内にアナログ変換回路を設ける本発明
の趣旨を逸脱することなく、本発明の実施の形態は様々
に変形可能である。
らも明らかなように、フーリエ変換処理及び逆フーリエ
変換処理に必要な主な計算を実行するＯＦＤＭ通信装置
のアナログ処理段内にアナログ変換回路を設ける本発明
の趣旨を逸脱することなく、本発明の実施の形態は様々
に変形可能である。
【００６５】また、以下のシミュレーション結果からも
明らかなように、本発明は、特に欧州電気通信標準化協
会（European Telecommunications Standards Instisut
e：ＥＴＳＩ）の広帯域無線アクセスネットワーク（bro
adband radio access networks：ＢＲＡＮ）システムに
用いて好適である。
明らかなように、本発明は、特に欧州電気通信標準化協
会（European Telecommunications Standards Instisut
e：ＥＴＳＩ）の広帯域無線アクセスネットワーク（bro
adband radio access networks：ＢＲＡＮ）システムに
用いて好適である。
【００６６】スペクトラム分解能Δｆは、伸長器のチャ
ープ信号の期間（Ｔｅ）に対し、Δｆ＝１／Ｔｅとして
決定される。Ｔｅの長さを３．２μ秒とすると、ＦＴは
のスペクトラム分解能は、３１２ｋＨｚとなる。さら
に、解析的に求められる帯域幅（analytic bandwidth）
Ｂ＝ａ（Ｂｃ−Ｂｅ）（｜ａ｜＝Ｂｃ／Ｔｃ＝Ｂｅ／Ｔ
ｅ）である。伸長器の帯域幅を２０ＭＨｚとすると、解
析的に求められる帯域幅は２０ＭＨｚである。
ープ信号の期間（Ｔｅ）に対し、Δｆ＝１／Ｔｅとして
決定される。Ｔｅの長さを３．２μ秒とすると、ＦＴは
のスペクトラム分解能は、３１２ｋＨｚとなる。さら
に、解析的に求められる帯域幅（analytic bandwidth）
Ｂ＝ａ（Ｂｃ−Ｂｅ）（｜ａ｜＝Ｂｃ／Ｔｃ＝Ｂｅ／Ｔ
ｅ）である。伸長器の帯域幅を２０ＭＨｚとすると、解
析的に求められる帯域幅は２０ＭＨｚである。
【００６７】本発明に基づく受信機にＭＣＭ ＦＴアル
ゴリズムを適用した。図９は、本発明の基づく受信機に
より復調されたＯＦＤＭ信号のスペクトル分布を示す図
である。
ゴリズムを適用した。図９は、本発明の基づく受信機に
より復調されたＯＦＤＭ信号のスペクトル分布を示す図
である。
【００６８】このシミュレーションにおいて分析された
帯域幅は２０ＭＨｚ帯であり、Ｔｅ＝３．２μ秒、Ｔｃ
＝６．４μ秒、Ｂｅ＝２０ＭＨｚ、Ｂｃ＝４０ＭＨｚ、
Δｆ＝３１２ｋＨｚ、６４ポイントアナログフーリエ変
換、４８搬送波を用いたシュミレーションを行った。こ
れら条件は、現在標準的に用いられている高データレー
ト無線ＬＡＮであるＢＲＡＮプロジェクトのハイパーラ
ン２（ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２）の条件に近似するもので
ある。
帯域幅は２０ＭＨｚ帯であり、Ｔｅ＝３．２μ秒、Ｔｃ
＝６．４μ秒、Ｂｅ＝２０ＭＨｚ、Ｂｃ＝４０ＭＨｚ、
Δｆ＝３１２ｋＨｚ、６４ポイントアナログフーリエ変
換、４８搬送波を用いたシュミレーションを行った。こ
れら条件は、現在標準的に用いられている高データレー
ト無線ＬＡＮであるＢＲＡＮプロジェクトのハイパーラ
ン２（ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２）の条件に近似するもので
ある。
【００６９】
【発明の効果】以上のように、本発明に係る直交周波数
分割多重通信装置は、乗算／畳み込み／乗算（ＭＣＭ）
アルゴリズム又は畳み込み／乗算／畳み込み（ＣＭＣ）
アルゴリズムにおける少なくともアナログ乗算処理及び
アナログ畳み込み処理を実行し、これにより復調のため
のフーリエ変換及び／又は変調のための逆フーリエ変換
をアナログ処理段で実行する変換回路を備える。これに
より、単純な構成で効率的な直交周波数分割多重変調及
び復調を行うことができる。
分割多重通信装置は、乗算／畳み込み／乗算（ＭＣＭ）
アルゴリズム又は畳み込み／乗算／畳み込み（ＣＭＣ）
アルゴリズムにおける少なくともアナログ乗算処理及び
アナログ畳み込み処理を実行し、これにより復調のため
のフーリエ変換及び／又は変調のための逆フーリエ変換
をアナログ処理段で実行する変換回路を備える。これに
より、単純な構成で効率的な直交周波数分割多重変調及
び復調を行うことができる。
【図１】本発明を適用したＯＦＤＭ通信装置の概略的な
構成を示す図である。
構成を示す図である。
【図２】図１に示すＯＦＤＭ通信装置によるアナログフ
ーリエ変換処理を説明する図である。
ーリエ変換処理を説明する図である。
【図３】本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置の構成を示
す図である。
す図である。
【図４】図１に示すＯＦＤＭ通信装置による、連続する
ＯＦＤＭシンボルに対するフーリエ変換を説明する図で
ある。
ＯＦＤＭシンボルに対するフーリエ変換を説明する図で
ある。
【図５】本発明を適用したＯＦＤＭ受信機及びＯＦＤＭ
送信機の第１の変形例を示す図である。
送信機の第１の変形例を示す図である。
【図６】本発明を適用したＯＦＤＭ受信機及びＯＦＤＭ
送信機の第２の変形例を示す図である。
送信機の第２の変形例を示す図である。
【図７】本発明を適用したＯＦＤＭ受信機及びＯＦＤＭ
送信機の第３の変形例を示す図である。
送信機の第３の変形例を示す図である。
【図８】本発明を適用したＯＦＤＭ受信機及びＯＦＤＭ
送信機の第４の変形例を示す図である。
送信機の第４の変形例を示す図である。
【図９】本発明に基づいて復調されたＯＦＤＭ信号のス
ペクトラムを示す図である。
ペクトラムを示す図である。
【図１０】従来のＯＦＤＭ受信機と本発明を適用したＯ
ＦＤＭ受信機とを比較して示す図である。
ＦＤＭ受信機とを比較して示す図である。
１ 通信装置、２ 変換回路、３ アンテナ、４ デー
タバス、５ データプロセッサ
タバス、５ データプロセッサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 エンデルレイン、イアノス ドイツ連邦共和国 ディー−70736 フェ ルバッハ シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106、シュタットガルト テク ノロジー センター ソニー インターナ ショナル（ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング 内 (72)発明者 ビルトゥハーゲン、イエンス ドイツ連邦共和国 ディー−70736 フェ ルバッハ シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106、シュタットガルト テク ノロジー センター ソニー インターナ ショナル（ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング 内 (72)発明者 ブランコビッチ、ベズリン ドイツ連邦共和国 ディー−70736 フェ ルバッハ シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106、シュタットガルト テク ノロジー センター ソニー インターナ ショナル（ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング 内 (72)発明者 クライエム、ベスマ ドイツ連邦共和国 ディー−70736 フェ ルバッハ シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106、シュタットガルト テク ノロジー センター ソニー インターナ ショナル（ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング 内
Claims (21)
- 【請求項１】 アナログ高周波及び／又は中間周波数処
理段及びベースバンド信号を生成又は処理するデジタル
処理段を有する直交周波数分割多重通信装置において、 乗算／畳み込み／乗算アルゴリズム又は畳み込み／乗算
／畳み込みアルゴリズムにおける少なくともアナログ乗
算処理及びアナログ畳み込み処理を実行し、これにより
復調のためのフーリエ変換及び／又は変調のための逆フ
ーリエ変換をアナログ処理段で実行する変換回路を備え
る直交周波数分割多重通信装置。 - 【請求項２】 上記乗算／畳み込み／乗算アルゴリズム
における乗算処理にＩＱ処理が組み込まれていることを
特徴とする請求項１記載の直交周波数分割多重通信装
置。 - 【請求項３】 上記変換回路は、入力信号に対してチャ
ープ信号を乗算することにより該入力信号の周波数変換
を行うアナログ乗算手段と、上記畳み込み処理を実行す
るための異なる遅延特性を有するアナログ遅延手段とを
備えることを特徴とする請求項１記載の直交周波数分割
多重通信装置。 - 【請求項４】 上記変換回路は、上記畳み込み処理を実
行するための表面弾性波素子又は電荷結合素子を備える
ことを特徴とする請求項１記載の直交周波数分割多重通
信装置。 - 【請求項５】 高データレートシステムの一部であるこ
とを特徴とする請求項１項記載の直交周波数分割多重通
信装置。 - 【請求項６】 上記変換回路は、最下位の中間周波数処
理段に配設されていることを特徴とする請求項１項記載
の直交周波数分割多重通信装置。 - 【請求項７】 上記変換回路は、高周波から中間周波数
へのダウンコンバート処理及び中間周波数から高周波へ
のアップコンバート処理を行うことを特徴とする請求項
１記載の直交周波数分割多重通信装置。 - 【請求項８】 当該直交周波数分割多重通信装置は、直
交周波数分割多重受信機であり、上記変換回路は、供給
される直交周波数分割多重高周波信号にチャープ信号を
乗算する第１のアナログ乗算器と、上記第１のアナログ
乗算器の中間周波数出力信号に対する畳み込み処理を行
う、異なる遅延特性を有するアナログ遅延手段とを備え
ることを特徴とする請求項１記載の直交周波数分割多重
通信装置。 - 【請求項９】 上記畳み込み処理が施された中間周波数
信号に位相偏移されていない上記チャープ信号を乗算
し、実ベースバンド信号を出力する第２の乗算器と、上
記畳み込み処理が施された中間周波数信号に９０°位相
偏移された上記チャープ信号を乗算し、虚ベースバンド
信号を出力する第３の乗算器とを備える請求項８記載の
直交周波数分割多重通信装置。 - 【請求項１０】 上記畳み込み処理が施された中間周波
数信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換
器と、 上記アナログデジタル変換器から供給されたデジタル信
号に変換された中間周波数信号に基づいて、実ベースバ
ンド信号と虚ベースバンド信号とを生成及び出力するデ
ジタル処理回路を備えることを特徴とする請求項８記載
の直交周波数分割多重処理回路。 - 【請求項１１】 上記畳み込み処理が施された中間周波
数信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換
器と、 上記アナログデジタル変換器から供給されたデジタル信
号に変換された中間周波数信号に対し、ＣＯＲＤＩＣ演
算処理を施すＣＯＲＤＩＣ演算回路と、 実ベースバンド信号及び虚ベースバンド信号を出力する
ＩＱ復調器とを備える請求項８記載の直交周波数分割多
重通信装置。 - 【請求項１２】 上記変換回路は、少なくとも１つの制
御信号が供給され、該制御信号に基づいて上記第１のア
ナログ乗算器用のチャープ信号を生成し、当該直交周波
数分割多重通信装置の時間同期及び周波数同期を実行す
ることを特徴とする請求項８記載の直交周波数分割多重
通信装置。 - 【請求項１３】 当該直交周波数分割多重通信装置は、
直交周波数分割多重送信機であり、上記変換回路は、送
信すべきベースバンド信号に基づく中間周波数信号に対
する畳み込み処理を行う、異なる遅延特性を有するアナ
ログ遅延手段と、上記アナログ遅延手段から出力される
上記畳み込み処理が施された中間周波数信号にチャープ
信号を乗算して直交周波数分割多重信号を出力する第４
のアナログ乗算器とを備えることを特徴とする請求項１
記載の直交周波数分割多重通信装置。 - 【請求項１４】 上記ベースバンド信号の実成分に位相
偏移されていない上記チャープ信号を乗算する第５の乗
算器と、 上記ベースバンド信号の虚成分に９０°位相偏移された
上記チャープ信号を乗算する第６の乗算器と、 上記第５の乗算器の出力信号及び上記第６の乗算器の出
力信号を加算して、これにより得られた中間周波数信号
を上記変換回路に供給する加算器とを備えることを特徴
とする請求項１３記載の直交周波数分割多重通信装置。 - 【請求項１５】 上記ベースバンド信号の実成分及び虚
成分が供給され、これに基づくデジタル中間周波数信号
を出力するデジタル処理回路と、 上記デジタル処理回路から供給されたデジタル中間周波
数信号をアナログ信号に変換して上記変換回路に供給す
るデジタルアナログ変換器とを備える請求項１３記載の
直交周波数分割多重通信装置。 - 【請求項１６】 上記ベースバンド信号の実成分及び虚
成分が供給され、上記中間周波数信号をＩＱ変調器及び
アナログデジタル変換器を介して上記変換回路に供給す
るＣＯＲＤＩＣ演算回路を備える請求項１３記載の直交
周波数分割多重通信装置。 - 【請求項１７】 上記アナログ遅延手段は、アナログチ
ャープフィルタを備えることを特徴とする請求項８記載
の直交周波数分割多重通信装置。 - 【請求項１８】 当該直交周波数分割多重通信装置は、
直交周波数分割多重変調された信号を送受信する送受信
機であり、上記アナログ変換回路は、高周波から中間周
波数へのダウンコンバート処理及び中間周波数から高周
波へのアップコンバート処理を行う受信機能と、少なく
とも１つの制御信号が供給され、該制御信号に基づいて
上記第１のアナログ乗算器用のチャープ信号を生成し、
当該直交周波数分割多重通信装置の時間同期及び周波数
同期を実行する送信機能とを有することを特徴とする請
求項１記載の直交周波数分割多重通信装置。 - 【請求項１９】 上記チャープ信号は、アナログチャー
プ信号生成器に含まれるチャープフィルタのインパルス
応答としてアナログ的に生成されることを特徴とする請
求項８記載の直交周波数分割多重通信装置。 - 【請求項２０】 上記チャープ信号は、デジタルチャー
プ生成器によりデジタル的に生成されることを特徴とす
る請求項８記載の直交周波数分割多重通信装置。 - 【請求項２１】 ＢＲＡＮシステムにおいて使用される
ことを特徴とする請求項１記載の直交周波数分割多重通
信装置。
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