JPH1023086A - 変調精度測定装置 - Google Patents
変調精度測定装置Info
- Publication number
- JPH1023086A JPH1023086A JP8171057A JP17105796A JPH1023086A JP H1023086 A JPH1023086 A JP H1023086A JP 8171057 A JP8171057 A JP 8171057A JP 17105796 A JP17105796 A JP 17105796A JP H1023086 A JPH1023086 A JP H1023086A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- clock delay
- output
- modulation
- frequency error
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 演算時間を短縮する。
【解決手段】 ２２からのサンプリングレートＲ（＝１
６Ｒs ；Ｒs はシンボルレート）のデジタル化された直
交検波出力がＦＦＴされ、そのピーク電力周波数を求
め、規格より周波数誤差Ω01を求め（２４）、そのΩ01
を前記検波出力に対し補正をし（２５，２６）その補正
出力をＲが４Ｒs に間引し（２７）、フィルタ２８を通
して評価部２９に入力し、その入力サンプルデータの振
幅の分散が最小となるクロック位相を求め、かつ信号点
の角度ばらつきから周波数誤差Ω02を求め、フィルタ２
７の出力に対しΩ02の補正を行い（３１，３２）その補
正出力に対し、クロック遅延を補正し、かつＲをＲs と
し（３４）、この出力で理想信号を作り、従来と同様に
変調精度パラメータを演算する（３７，４１）。
６Ｒs ；Ｒs はシンボルレート）のデジタル化された直
交検波出力がＦＦＴされ、そのピーク電力周波数を求
め、規格より周波数誤差Ω01を求め（２４）、そのΩ01
を前記検波出力に対し補正をし（２５，２６）その補正
出力をＲが４Ｒs に間引し（２７）、フィルタ２８を通
して評価部２９に入力し、その入力サンプルデータの振
幅の分散が最小となるクロック位相を求め、かつ信号点
の角度ばらつきから周波数誤差Ω02を求め、フィルタ２
７の出力に対しΩ02の補正を行い（３１，３２）その補
正出力に対し、クロック遅延を補正し、かつＲをＲs と
し（３４）、この出力で理想信号を作り、従来と同様に
変調精度パラメータを演算する（３７，４１）。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はデジタルデータに
よるＰＳＫ、ＤＰＳＫ、ＱＡＭ、ＧＭＳなど直交変調さ
れた変調波信号における送信器利得Ａ0 、ドループフア
クタ（シンボル当たりの振幅変化量）σ0 、周波数エラ
ーΩ0 、位相誤差θ0 、ＩＱ原点オフセットＢ0 などの
変調パラメータを測定する装置に関する。
よるＰＳＫ、ＤＰＳＫ、ＱＡＭ、ＧＭＳなど直交変調さ
れた変調波信号における送信器利得Ａ0 、ドループフア
クタ（シンボル当たりの振幅変化量）σ0 、周波数エラ
ーΩ0 、位相誤差θ0 、ＩＱ原点オフセットＢ0 などの
変調パラメータを測定する装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の装置は、特願平５−１２
３０４号明細書、特願平５−１２３０５号明細書などに
示されている。これらの装置において、入力変調波信号
は中間周波数に変換された後、中間周波信号に変換さ
れ、その中間周波信号をデジタル信号に変換してデジタ
ル処理により変調精度の測定が行われている。そしてそ
の変調波信号におけるシンボルと、そのシンボルを測定
するためのシンボルクロックとの位相差、いわゆるクロ
ック遅延を、前記デジタル信号に変換された中間周波信
号をシンボル周期にてＤＦＴ（離散的フーリエ変換）し
て求め、その求めたクロック遅延に応じて補間フィルタ
により前記中間周波信号をデジタル処理して補正してい
た。
３０４号明細書、特願平５−１２３０５号明細書などに
示されている。これらの装置において、入力変調波信号
は中間周波数に変換された後、中間周波信号に変換さ
れ、その中間周波信号をデジタル信号に変換してデジタ
ル処理により変調精度の測定が行われている。そしてそ
の変調波信号におけるシンボルと、そのシンボルを測定
するためのシンボルクロックとの位相差、いわゆるクロ
ック遅延を、前記デジタル信号に変換された中間周波信
号をシンボル周期にてＤＦＴ（離散的フーリエ変換）し
て求め、その求めたクロック遅延に応じて補間フィルタ
により前記中間周波信号をデジタル処理して補正してい
た。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来においてはクロッ
ク遅延を中間周波信号をＤＦＴして求めているため、所
要の精度のものを得るためには中間周波信号のサンプリ
ングレートを十分高いものとする必要があり、例えばサ
ンプリングレートは１ＭＨｚ程度であった。このように
高いサンプリングレートであったため、ＡＤ変換された
中間周波数信号を中間周波帯域フィルタを通過させるた
めのデジタルフィルタ処理に長い時間がかかり、この時
間は変調精度測定装置の全所要測定時間中の約３分の１
を占めるという長いものであった。
ク遅延を中間周波信号をＤＦＴして求めているため、所
要の精度のものを得るためには中間周波信号のサンプリ
ングレートを十分高いものとする必要があり、例えばサ
ンプリングレートは１ＭＨｚ程度であった。このように
高いサンプリングレートであったため、ＡＤ変換された
中間周波数信号を中間周波帯域フィルタを通過させるた
めのデジタルフィルタ処理に長い時間がかかり、この時
間は変調精度測定装置の全所要測定時間中の約３分の１
を占めるという長いものであった。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この発明によればデジタ
ル信号とされた直交検波出力は測定に必要とするほぼ最
小限のサンプリングレートにデシメーション手段で変換
される。つまり直交検波出力であるベースバンド信号の
周波数帯域幅の２倍以上、設計余裕などを考慮すると４
倍程度のサンプリングレートとする。このデシメーショ
ン手段の出力からクロック遅延評価手段により、分散法
を用いてクロック遅延量が検出され、その検出されたク
ロック遅延量だけ、直交検波出力に対して遅延補正手段
により補正されて復調データを得るための信号が得られ
る。
ル信号とされた直交検波出力は測定に必要とするほぼ最
小限のサンプリングレートにデシメーション手段で変換
される。つまり直交検波出力であるベースバンド信号の
周波数帯域幅の２倍以上、設計余裕などを考慮すると４
倍程度のサンプリングレートとする。このデシメーショ
ン手段の出力からクロック遅延評価手段により、分散法
を用いてクロック遅延量が検出され、その検出されたク
ロック遅延量だけ、直交検波出力に対して遅延補正手段
により補正されて復調データを得るための信号が得られ
る。
【０００５】直交検波出力は高速フーリエ変換され、そ
の変換結果から、おおよその周波数誤差が求められ、そ
の求めた周波数誤差だけ上記直交検波出力が補正されて
上記デシメーション手段へ供給される。クロック遅延評
価手段でその入力直交検波出力の周波数誤差も検出さ
れ、その検出された周波数誤差がデシメーション手段の
出力に対して第２周波数補正手段により補正され、その
補正された出力が上記遅延補正手段へ供給される。
の変換結果から、おおよその周波数誤差が求められ、そ
の求めた周波数誤差だけ上記直交検波出力が補正されて
上記デシメーション手段へ供給される。クロック遅延評
価手段でその入力直交検波出力の周波数誤差も検出さ
れ、その検出された周波数誤差がデシメーション手段の
出力に対して第２周波数補正手段により補正され、その
補正された出力が上記遅延補正手段へ供給される。
【０００６】クロック遅延評価手段による検出周波数が
所定値以下になるまで上記第２周波数補正手段により補
正された信号はクロック遅延評価手段へ繰り返し戻され
る。クロック遅延評価手段は検波出力のＩＱ面上での原
点オフセットも検出され、その検出原点オフセットの補
正が直交検波出力に対してなされて遅延補正手段へ供給
される。
所定値以下になるまで上記第２周波数補正手段により補
正された信号はクロック遅延評価手段へ繰り返し戻され
る。クロック遅延評価手段は検波出力のＩＱ面上での原
点オフセットも検出され、その検出原点オフセットの補
正が直交検波出力に対してなされて遅延補正手段へ供給
される。
【０００７】上記遅延補正手段は、シンボル点のデータ
のみを出力するデシメーション手段も含まれる。遅延補
正手段の出力信号と理想信号とから誤差ベクトルが演算
され、遅延補正手段の補正遅延量をわずかずらして誤差
ベクトルを求めることが繰返され、誤差ベクトルが最小
となるように前記補正遅延量をわずかずらすことが行わ
れる。
のみを出力するデシメーション手段も含まれる。遅延補
正手段の出力信号と理想信号とから誤差ベクトルが演算
され、遅延補正手段の補正遅延量をわずかずらして誤差
ベクトルを求めることが繰返され、誤差ベクトルが最小
となるように前記補正遅延量をわずかずらすことが行わ
れる。
【０００８】
【発明の実施の形態】この発明の実施例を図面を参照し
て説明する。図１に高周波デジタル変調波信号をデジタ
ル信号処理する一般的構成を示す。入力端子１１からの
デジタルデータにより例えばＤＱＰＳＫ変調された高周
波変調波信号はダウンコンバータ１２により中間周波信
号に変換され、この中間周波信号はＡＤ変換器１３にお
いて中間周波数の４倍のサンプリング周波数で標本化さ
れてデジタル値に変換される。このデジタル信号は直交
検波器１４で中間周波数と同一又はこれに近い周波数の
正弦波信号と与弦波信号が乗算され、その各乗算出力が
低域通過フィルタ１５にそれぞれ通され、同相成分信号
Ｉと直交成分信号Ｑとのベースバンド信号が取出され、
デジタル信号処理器１６に入力されると共にメモリ１７
I ，１７Q に記憶される。
て説明する。図１に高周波デジタル変調波信号をデジタ
ル信号処理する一般的構成を示す。入力端子１１からの
デジタルデータにより例えばＤＱＰＳＫ変調された高周
波変調波信号はダウンコンバータ１２により中間周波信
号に変換され、この中間周波信号はＡＤ変換器１３にお
いて中間周波数の４倍のサンプリング周波数で標本化さ
れてデジタル値に変換される。このデジタル信号は直交
検波器１４で中間周波数と同一又はこれに近い周波数の
正弦波信号と与弦波信号が乗算され、その各乗算出力が
低域通過フィルタ１５にそれぞれ通され、同相成分信号
Ｉと直交成分信号Ｑとのベースバンド信号が取出され、
デジタル信号処理器１６に入力されると共にメモリ１７
I ，１７Q に記憶される。
【０００９】デジタル信号処理器１６により復調、変調
解析などの処理を行うが、その処理の機能構成を図２に
示す。入力端子２１から図１中のＡＤ変換器１３の出力
が周波数変換デシメーションフィルタ２２に入力され、
ベースバンド信号に変換されると共に、デシメーション
フィルタにより適当なサンプリングレートに落とされ
る。この部分は図１中の直交検波器１４及び低域通過フ
ィルタ１５の部分に相当するが、直交検波器１４及び低
域通過フィルタ１５の構成として専用のハードウェアが
市販されている。この出力は図に示していないが一旦メ
モリに格納される。またこの出力のサンプリングレート
はこの例では、シンボルレートの１６倍としている。
解析などの処理を行うが、その処理の機能構成を図２に
示す。入力端子２１から図１中のＡＤ変換器１３の出力
が周波数変換デシメーションフィルタ２２に入力され、
ベースバンド信号に変換されると共に、デシメーション
フィルタにより適当なサンプリングレートに落とされ
る。この部分は図１中の直交検波器１４及び低域通過フ
ィルタ１５の部分に相当するが、直交検波器１４及び低
域通過フィルタ１５の構成として専用のハードウェアが
市販されている。この出力は図に示していないが一旦メ
モリに格納される。またこの出力のサンプリングレート
はこの例では、シンボルレートの１６倍としている。
【００１０】このベースバンド信号からバースト検出部
２３によりバースト部分が取出され、このバースト信号
はフーリエ変換部２４により複素フーリエ変換がなされ
て周波数誤差が求められる。つまり入力Ｉ、Ｑ信号を複
素高速フーリエ変換（ＦＦＴ）して周波数領域における
電力分布の中心点の周波数を求める。これは例えばパワ
ースペクトラムの全電力Ｐt を求め、低域側の全電力が
Ｐt ×０．００５以上となる周波数ｆ1 と、高域側の全
電力がＰt ×０．００５以上となる周波数ｆ2との中点
周波数を搬送周波数とする。この搬送周波数の規格に対
するずれΩ01を求める。信号発生器２５から補正信号ｅ
ｘｐ（ｊΩ01ｔ）をフィルタ部２２の出力Ｉ、Ｑ信号に
乗算器２６で乗算して周波数誤差の補正を行う。このＦ
ＦＴにより算出された周波数誤差は（Ω01／２π）＝Δ
ｆ＝ｆs ×ｋ（２Ｎ）として得られる（ｆs ：サンプリ
ング周波数例えば３３６ｋＨｚ、Ｎ：ＦＦＴサイズ、例
えば１０２４）。ｅｘｐ（ｊΩ01ｔ）の乗算は時間ｔが
量子化され、ｔ［ｉ］＝ｋ／ｆs となっているため、ｅ
ｘｐ（ｊΩ01ｔ）＝ｅｘｐ（ｊｋ２π／２Ｎ）となり、
ＦＦＴに使用する三角関数テーブルと一致する。従って
信号発生器２５においてｃｏｓ、ｓｉｎの演算は必要と
せず、ＦＦＴに用いた対応するものを用いればよい。
２３によりバースト部分が取出され、このバースト信号
はフーリエ変換部２４により複素フーリエ変換がなされ
て周波数誤差が求められる。つまり入力Ｉ、Ｑ信号を複
素高速フーリエ変換（ＦＦＴ）して周波数領域における
電力分布の中心点の周波数を求める。これは例えばパワ
ースペクトラムの全電力Ｐt を求め、低域側の全電力が
Ｐt ×０．００５以上となる周波数ｆ1 と、高域側の全
電力がＰt ×０．００５以上となる周波数ｆ2との中点
周波数を搬送周波数とする。この搬送周波数の規格に対
するずれΩ01を求める。信号発生器２５から補正信号ｅ
ｘｐ（ｊΩ01ｔ）をフィルタ部２２の出力Ｉ、Ｑ信号に
乗算器２６で乗算して周波数誤差の補正を行う。このＦ
ＦＴにより算出された周波数誤差は（Ω01／２π）＝Δ
ｆ＝ｆs ×ｋ（２Ｎ）として得られる（ｆs ：サンプリ
ング周波数例えば３３６ｋＨｚ、Ｎ：ＦＦＴサイズ、例
えば１０２４）。ｅｘｐ（ｊΩ01ｔ）の乗算は時間ｔが
量子化され、ｔ［ｉ］＝ｋ／ｆs となっているため、ｅ
ｘｐ（ｊΩ01ｔ）＝ｅｘｐ（ｊｋ２π／２Ｎ）となり、
ＦＦＴに使用する三角関数テーブルと一致する。従って
信号発生器２５においてｃｏｓ、ｓｉｎの演算は必要と
せず、ＦＦＴに用いた対応するものを用いればよい。
【００１１】周波数誤差補正されたＩ、Ｑ信号はデシメ
ーションフィルタ２７で、測定に必要な最小の帯域は制
限され、かつ演算を高速に実行するために、デシメーシ
ョン（間引き）される。π／４ＤＱＰＳＫ変調波の場合
は、ルートナイキストフィルタの帯域幅がシンボル周波
数の２倍であるから、この通過周波数成分を完全に通過
させるには、デシメーションフィルタ２７の帯域幅は少
くともシンボル周波数の４倍必要となる。つまりサンプ
リングレートはシンボルレートの４倍以上とする必要が
ある。デシメーションフィルタ２７の出力をルートナイ
キストフィルタ２８に通してシンボル点が収束するよう
にしてクロック遅延評価部２９へ供給する。
ーションフィルタ２７で、測定に必要な最小の帯域は制
限され、かつ演算を高速に実行するために、デシメーシ
ョン（間引き）される。π／４ＤＱＰＳＫ変調波の場合
は、ルートナイキストフィルタの帯域幅がシンボル周波
数の２倍であるから、この通過周波数成分を完全に通過
させるには、デシメーションフィルタ２７の帯域幅は少
くともシンボル周波数の４倍必要となる。つまりサンプ
リングレートはシンボルレートの４倍以上とする必要が
ある。デシメーションフィルタ２７の出力をルートナイ
キストフィルタ２８に通してシンボル点が収束するよう
にしてクロック遅延評価部２９へ供給する。
【００１２】クロック遅延評価部２９では、シンボルタ
イミングおきの信号の振幅の分散を求め、それが最小と
なるタイミングをクロック遅延とする。つまり入力され
たＩ、Ｑ信号の振幅（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）の系列の各値ｘ
（ｉ，ｋ）に対し、例えば図３Ａに示すように、シンボ
ル周期ごとの番号ｉと各シンボル周期内の番号ｋとを付
け、分散σ（ｋ）2 を次式で求める。
イミングおきの信号の振幅の分散を求め、それが最小と
なるタイミングをクロック遅延とする。つまり入力され
たＩ、Ｑ信号の振幅（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）の系列の各値ｘ
（ｉ，ｋ）に対し、例えば図３Ａに示すように、シンボ
ル周期ごとの番号ｉと各シンボル周期内の番号ｋとを付
け、分散σ（ｋ）2 を次式で求める。
【００１３】 σ（ｋ）2 ≡Σ（ｘ（ｉ，ｋ）−ａｖｇ ｘ）2 ａｖｇ ｘ≡（Σｘ（ｉ，ｋ））／Ｎ Σはｉ＝０からＮ−１まで、Ｎは規格で決った値であ
り、１バースト中に含まれているシンボルの数と対応し
た値（この例では４倍）よりわずか小さい値である。ｋ
がシンボルタイミングと一致すると、図３Ｂに示すよう
に、分散σ（ｋ） 2 は急激に小さくなる。このｋの値が
クロック遅延である。このクロック遅延をサンプリング
レートに対応した分解能以上で求めるためには振幅ｘ
（ｉ，ｋ）間を適当な次数（例えば３次程度）の曲線で
補間してやればよい。例えば３次中点補間公式により補
間を３回繰り返せば８倍補間となり、もとがシンボルレ
ートの４倍であるからシンボルレートの３２倍と対応し
た分解能でクロック遅延を求めることができる。
り、１バースト中に含まれているシンボルの数と対応し
た値（この例では４倍）よりわずか小さい値である。ｋ
がシンボルタイミングと一致すると、図３Ｂに示すよう
に、分散σ（ｋ） 2 は急激に小さくなる。このｋの値が
クロック遅延である。このクロック遅延をサンプリング
レートに対応した分解能以上で求めるためには振幅ｘ
（ｉ，ｋ）間を適当な次数（例えば３次程度）の曲線で
補間してやればよい。例えば３次中点補間公式により補
間を３回繰り返せば８倍補間となり、もとがシンボルレ
ートの４倍であるからシンボルレートの３２倍と対応し
た分解能でクロック遅延を求めることができる。
【００１４】クロック遅延評価部２９では周波数誤差Ω
02と、Ｉ、Ｑ原点オフセットのおおよその値を同時に求
める。π／４ＤＱＰＳＫの場合は、シンボル間の位相差
は４５度の整数倍である。つまり例えば図３ｃに示すよ
うに、Ｉ、Ｑ平面上のπ／４順次ずれた信号点Ｐ1 〜Ｐ
8 の何れかである。シンボル間の位相差が４５度の整数
倍からのずれΔθは周波数誤差にもとずくものである。
各シンボル間の位相差（ｔａｎ-1（Ｉi+1 ／Ｑi+1 ）−
ｔａｎ-1（Ｉi ／Ｑi ））をπ／４で割り、その剰余Δ
θi の推移が例えば図３Ｄに示すようになり、周波数誤
差Ω02は次式で求められる。
02と、Ｉ、Ｑ原点オフセットのおおよその値を同時に求
める。π／４ＤＱＰＳＫの場合は、シンボル間の位相差
は４５度の整数倍である。つまり例えば図３ｃに示すよ
うに、Ｉ、Ｑ平面上のπ／４順次ずれた信号点Ｐ1 〜Ｐ
8 の何れかである。シンボル間の位相差が４５度の整数
倍からのずれΔθは周波数誤差にもとずくものである。
各シンボル間の位相差（ｔａｎ-1（Ｉi+1 ／Ｑi+1 ）−
ｔａｎ-1（Ｉi ／Ｑi ））をπ／４で割り、その剰余Δ
θi の推移が例えば図３Ｄに示すようになり、周波数誤
差Ω02は次式で求められる。
【００１５】Ω02≒ΣΔθi ／（Ｎ×２πΔｔ） Σはｉ＝０からＮまで Ｎは前記分散σ（ｋ）2 を求める時のＮと同一値、Δｔ
はシンボル周期である。復調信号点の原点が図４Ａに示
すようにＩ、Ｑ原点上においてＩ0 、Ｑ0 とずれている
場合においても復調信号点グループＡとＢの中点はほぼ
Ｉ0 、Ｑ0 、信号点グループＣとＤの中点にほぼＩ0 Ｑ
0 、信号点グループＥとＦの中点はほぼＩ0 、Ｑ0 、信
号点グループＧとＨの中点はほぼＩ0 、Ｑ0 の関係にあ
る。従って各信号点Ａ〜Ｈの重心（Ａx ，Ａy ）〜（Ｈ
x ，Ｈy ）を求め、その中点群の重心を求めれば原点オ
フセット（Ｉ0 、Ｑ0 ）とすることができる。
はシンボル周期である。復調信号点の原点が図４Ａに示
すようにＩ、Ｑ原点上においてＩ0 、Ｑ0 とずれている
場合においても復調信号点グループＡとＢの中点はほぼ
Ｉ0 、Ｑ0 、信号点グループＣとＤの中点にほぼＩ0 Ｑ
0 、信号点グループＥとＦの中点はほぼＩ0 、Ｑ0 、信
号点グループＧとＨの中点はほぼＩ0 、Ｑ0 の関係にあ
る。従って各信号点Ａ〜Ｈの重心（Ａx ，Ａy ）〜（Ｈ
x ，Ｈy ）を求め、その中点群の重心を求めれば原点オ
フセット（Ｉ0 、Ｑ0 ）とすることができる。
【００１６】信号点Ａグループの重心は各点の位置を
（Ａxi，Ａyi）、ｉ＝０〜Ｎａとすると次式で求められ
る。 Ａx ＝ΣＡxi／Ｎａ ， Ａy ＝ΣＡyi／Ｎａ Σはｉ＝０からＮａまで、バースト中におけるＮａは信
号点Ａグループ中の信号数 以下同様に信号点Ｂ〜Ｈの各グループの重心を求める。
（Ａxi，Ａyi）、ｉ＝０〜Ｎａとすると次式で求められ
る。 Ａx ＝ΣＡxi／Ｎａ ， Ａy ＝ΣＡyi／Ｎａ Σはｉ＝０からＮａまで、バースト中におけるＮａは信
号点Ａグループ中の信号数 以下同様に信号点Ｂ〜Ｈの各グループの重心を求める。
【００１７】重心（Ａx ，Ａy ）と（Ｂx ，Ｂy ）の中
点をＭab（Ｍabx ，Ｍaby ）は Ｍabx ＝（Ａx ＋Ｂx ）／２ ， Ｍaby ＝（Ａy ＋Ｂ
y ）／２ で求まる。以下同様に重心ＣＤ間、ＥＦ間、ＧＨ間の中
点Ｍed、Ｍef、Ｍghを求めこれら中心の重心Ｍ（Ｍx ，
Ｍy ）を次式で求める。 Ｍx ＝（Ｍabx ＋Ｍcdx ＋Ｍefx ＋Ｍghx ）／４ Ｍy ＝（Ｍaby ＋Ｍcdy ＋Ｍefy ＋Ｍghy ）／４ 原点オフセット（Ｉ0 ，Ｑ0 ）＝（Ｍx ，Ｍy ）であ
る。
点をＭab（Ｍabx ，Ｍaby ）は Ｍabx ＝（Ａx ＋Ｂx ）／２ ， Ｍaby ＝（Ａy ＋Ｂ
y ）／２ で求まる。以下同様に重心ＣＤ間、ＥＦ間、ＧＨ間の中
点Ｍed、Ｍef、Ｍghを求めこれら中心の重心Ｍ（Ｍx ，
Ｍy ）を次式で求める。 Ｍx ＝（Ｍabx ＋Ｍcdx ＋Ｍefx ＋Ｍghx ）／４ Ｍy ＝（Ｍaby ＋Ｍcdy ＋Ｍefy ＋Ｍghy ）／４ 原点オフセット（Ｉ0 ，Ｑ0 ）＝（Ｍx ，Ｍy ）であ
る。
【００１８】クロック遅延評価部２９で得られた周波数
誤差Ω02の補正信号ｅｘｐ（ｊΩ02ｔ）を信号発生器３
１より発生し、この補正信号をデシメーションフィルタ
２７の出力Ｉ、Ｑ信号に乗算して周波数誤差を補正す
る。この補正処理に用いた周波数誤差Ω02が所定値以上
かを判定部３３で調べ、所定値以上であれば乗算器３２
の出力をルートナイキストフィルタ２８に通し、その出
力をクロック遅延評価部２９で再び評価し、同様の周波
数補正を行い、周波数誤差Ω02が所定値以下になるまで
このことを繰返す。
誤差Ω02の補正信号ｅｘｐ（ｊΩ02ｔ）を信号発生器３
１より発生し、この補正信号をデシメーションフィルタ
２７の出力Ｉ、Ｑ信号に乗算して周波数誤差を補正す
る。この補正処理に用いた周波数誤差Ω02が所定値以上
かを判定部３３で調べ、所定値以上であれば乗算器３２
の出力をルートナイキストフィルタ２８に通し、その出
力をクロック遅延評価部２９で再び評価し、同様の周波
数補正を行い、周波数誤差Ω02が所定値以下になるまで
このことを繰返す。
【００１９】周波数誤差Ω02が所定値以下になれば乗算
器３２の出力はルートナイキスト遅延及びデシメーショ
ンフィルタ３４へ通され、クロック遅延の補正と、シン
ボル点のみを残し、他の間引とこの遅延補正はクロック
遅延評価部２９で求めたクロック遅延量ｋ（Δｔ）に応
じたフィルタ３４の係数に設定して行う。このようにし
てシンボルと同期したサンプルデータ中のシンボル点の
みの信号が得られ、この信号中から復調同期検出部３５
で復調がなされ、かつ、同期シンボル（ＰＤＣ、ＮＡＤ
Ｃの場合）が検索され、これとの同期がとられて参照信
号発生器３６へ供給される。
器３２の出力はルートナイキスト遅延及びデシメーショ
ンフィルタ３４へ通され、クロック遅延の補正と、シン
ボル点のみを残し、他の間引とこの遅延補正はクロック
遅延評価部２９で求めたクロック遅延量ｋ（Δｔ）に応
じたフィルタ３４の係数に設定して行う。このようにし
てシンボルと同期したサンプルデータ中のシンボル点の
みの信号が得られ、この信号中から復調同期検出部３５
で復調がなされ、かつ、同期シンボル（ＰＤＣ、ＮＡＤ
Ｃの場合）が検索され、これとの同期がとられて参照信
号発生器３６へ供給される。
【００２０】このようにして復調されたデータを理想デ
ータと推定し、これと対応した変調信号（理想信号）が
理想信号発生器３６から発生される。この理想信号とフ
ィルタ３４からの受信Ｉ、Ｑ信号とが信号パラメータ評
価部３７に入力されて、変調精度パラメータＡ0 、
σ0 、θ0 、Ω0 が演算される。この演算は従来と同様
の手法で行えばよい。この演算はシンボル同期ごとに行
われ、従来より演算器が著しく少ない。この演算結果が
適切なものであるかを判定部３８で判定し、適切でなけ
れば補正演算部３９でθ＝Ω0 ｋ＋θ0 、σ0 ｋ＋ｊθ
（ｋは量子化時刻）を求め、信号発生器３１からＡ0 ｅ
ｘｐ（σ0 ｋ＋ｊθ）を発生させる。フィルタ２７の出
力Ｉ、Ｑ信号に対する補正を行う。つまりフィルタ２７
の出力信号に対し、周波数補正、初期位相設定、振幅正
規化などの処理を行う。
ータと推定し、これと対応した変調信号（理想信号）が
理想信号発生器３６から発生される。この理想信号とフ
ィルタ３４からの受信Ｉ、Ｑ信号とが信号パラメータ評
価部３７に入力されて、変調精度パラメータＡ0 、
σ0 、θ0 、Ω0 が演算される。この演算は従来と同様
の手法で行えばよい。この演算はシンボル同期ごとに行
われ、従来より演算器が著しく少ない。この演算結果が
適切なものであるかを判定部３８で判定し、適切でなけ
れば補正演算部３９でθ＝Ω0 ｋ＋θ0 、σ0 ｋ＋ｊθ
（ｋは量子化時刻）を求め、信号発生器３１からＡ0 ｅ
ｘｐ（σ0 ｋ＋ｊθ）を発生させる。フィルタ２７の出
力Ｉ、Ｑ信号に対する補正を行う。つまりフィルタ２７
の出力信号に対し、周波数補正、初期位相設定、振幅正
規化などの処理を行う。
【００２１】フィルタ３４よりの受信Ｉ、Ｑ信号と理想
信号とは誤差ベクトル評価部４１へも供給され、最終的
に最適化されたパラメータ群より変調精度パラメータ
（誤差ベクトルε）を従来と同様の手法で求める。判定
部４２により、この誤差ベクトルεが最小になるように
クロック遅延量をΔｔだけ変化させるように信号発生器
３１の発生信号の位相を制御し、またフィルタ３４を制
御し、乗算器３２の出力信号に対して再び同様の処理を
行う。誤差ベクトルεが最小となったと判定されると、
測定結果が表示部４３に表示される。このクロック遅延
量Δｔの調整は例えばクロック遅延評価部２９で求めた
クロック遅延量の分解能の１／２〜１／８程度とし、適
当回数Δｔを与えてみる。この際与えるΔｔを１／２、
１／４、１／８と順次小さくしてもよい。
信号とは誤差ベクトル評価部４１へも供給され、最終的
に最適化されたパラメータ群より変調精度パラメータ
（誤差ベクトルε）を従来と同様の手法で求める。判定
部４２により、この誤差ベクトルεが最小になるように
クロック遅延量をΔｔだけ変化させるように信号発生器
３１の発生信号の位相を制御し、またフィルタ３４を制
御し、乗算器３２の出力信号に対して再び同様の処理を
行う。誤差ベクトルεが最小となったと判定されると、
測定結果が表示部４３に表示される。このクロック遅延
量Δｔの調整は例えばクロック遅延評価部２９で求めた
クロック遅延量の分解能の１／２〜１／８程度とし、適
当回数Δｔを与えてみる。この際与えるΔｔを１／２、
１／４、１／８と順次小さくしてもよい。
【００２２】以上の処理手順を図５に示す。例えばサン
プリング周波数が３６６ｋＨｚの複素データが取込まれ
（Ｓ1 ）、このデータからバースト部分が取出され（Ｓ
2 ）、その部分に対し複素ＦＦＴを行い、その結果から
おおよその周波数誤差Ω01を求める（Ｓ4 ）、そのΩ01
を用いて前記バースト部分の信号に対し、周波数誤差補
正がなされ（Ｓ5 ）、その補正された信号に対し、ナイ
キストデシメーションフィルタにより帯域制限され、か
つ間引されてサンプリングレートが８４ｋＨｚとされ
（Ｓ6 ）、この信号についてクロック遅延、周波数誤差
Ω02、原点オフセットＢ0 が分散法により求められ（Ｓ
7 ）、ステップＳ6 で得られたナイキストデシメーショ
ンフィルタの出力（中間データと呼ぶ）に対し、周波数
誤差補正が行われ（Ｓ8 ）、クロック遅延Ω02が所定値
以下になったかが判定され（Ｓ9 ）、所定値以下でなけ
ればステップＳ7 に戻り、所定値以下なら、フィルタ３
４でクロック遅延量が補正すると共にシンボル周期まで
デシメートされ（Ｓ10）、その後、変調精度パラメータ
算出が行われる（Ｓ11）。その結果、誤差ベクトルεが
最小になったかの判定がなされ（Ｓ12）、最小になって
いなければ調整すべきクロック遅延Δｔが設定されてス
テップＳ10に戻り（Ｓ13）、εが最小なら演算変調精度
パラメータの表示が行われる（Ｓ14）。
プリング周波数が３６６ｋＨｚの複素データが取込まれ
（Ｓ1 ）、このデータからバースト部分が取出され（Ｓ
2 ）、その部分に対し複素ＦＦＴを行い、その結果から
おおよその周波数誤差Ω01を求める（Ｓ4 ）、そのΩ01
を用いて前記バースト部分の信号に対し、周波数誤差補
正がなされ（Ｓ5 ）、その補正された信号に対し、ナイ
キストデシメーションフィルタにより帯域制限され、か
つ間引されてサンプリングレートが８４ｋＨｚとされ
（Ｓ6 ）、この信号についてクロック遅延、周波数誤差
Ω02、原点オフセットＢ0 が分散法により求められ（Ｓ
7 ）、ステップＳ6 で得られたナイキストデシメーショ
ンフィルタの出力（中間データと呼ぶ）に対し、周波数
誤差補正が行われ（Ｓ8 ）、クロック遅延Ω02が所定値
以下になったかが判定され（Ｓ9 ）、所定値以下でなけ
ればステップＳ7 に戻り、所定値以下なら、フィルタ３
４でクロック遅延量が補正すると共にシンボル周期まで
デシメートされ（Ｓ10）、その後、変調精度パラメータ
算出が行われる（Ｓ11）。その結果、誤差ベクトルεが
最小になったかの判定がなされ（Ｓ12）、最小になって
いなければ調整すべきクロック遅延Δｔが設定されてス
テップＳ10に戻り（Ｓ13）、εが最小なら演算変調精度
パラメータの表示が行われる（Ｓ14）。
【００２３】この発明はπ／４ＤＱＰＳＫ変調波のみな
らず、ＰＳＫ、ＱＡＭ、ＧＭＳなどの他の直交変調波の
変調精度パラメータの測定にも適用できる。
らず、ＰＳＫ、ＱＡＭ、ＧＭＳなどの他の直交変調波の
変調精度パラメータの測定にも適用できる。
【００２４】
【発明の効果】以上述べたようにデシメーションフィル
タ２７により、変調形式乃至信号の種類に応じた必要最
小限のサンプリングレートに落され、前記側ではシンボ
ルレートの４倍のサンプリングレートの信号とされ、こ
の信号に対してクロック遅延が振幅分散法により求めら
れるため、サンプリングレートが低く、かつ複素信号で
はなくＩ2 ＋Ｑ2 の実数演算で済むため、演算回数が少
なくて済み、前記補間法によりクロック遅延量を可成り
高い精度で求めることができ、このような補間を行って
も従来の複素中間周波信号に対しディジタルフィルタ処
理を行う場合の演算量よりは著しく少ないものとなる。
タ２７により、変調形式乃至信号の種類に応じた必要最
小限のサンプリングレートに落され、前記側ではシンボ
ルレートの４倍のサンプリングレートの信号とされ、こ
の信号に対してクロック遅延が振幅分散法により求めら
れるため、サンプリングレートが低く、かつ複素信号で
はなくＩ2 ＋Ｑ2 の実数演算で済むため、演算回数が少
なくて済み、前記補間法によりクロック遅延量を可成り
高い精度で求めることができ、このような補間を行って
も従来の複素中間周波信号に対しディジタルフィルタ処
理を行う場合の演算量よりは著しく少ないものとなる。
【００２５】周波数誤差が大きいと、フィルタ２８で信
号が大きく歪むが、ＦＦＴ演算部２４で概略の周波数誤
差Ω01を求め、その誤差を補正することにより、クロッ
ク遅延評価部２９で正しく評価することができる。その
際、Ω01の補正はＦＦＴに用いたｃｏｓΩ01ｔ、ｓｉｎ
Ω01ｔの値を利用でき、演算量が少なくて済むし、ＦＦ
Ｔ演算は市販品のチップを用いて瞬時的に行うことがで
きる。
号が大きく歪むが、ＦＦＴ演算部２４で概略の周波数誤
差Ω01を求め、その誤差を補正することにより、クロッ
ク遅延評価部２９で正しく評価することができる。その
際、Ω01の補正はＦＦＴに用いたｃｏｓΩ01ｔ、ｓｉｎ
Ω01ｔの値を利用でき、演算量が少なくて済むし、ＦＦ
Ｔ演算は市販品のチップを用いて瞬時的に行うことがで
きる。
【００２６】また変調精度パラメータや誤差ベクトルの
演算部３７、４１はシンボルレート周期で演算を行えば
よく、この演算も従来の演算量の例えば１／５になり、
全体としての演算時間が短くなる。更にクロック遅延を
Δｔ調整することを繰返して、誤差ベクトルが小さくな
るようにしているため、従来よりも高い精度でパラメー
タを求めることができる。
演算部３７、４１はシンボルレート周期で演算を行えば
よく、この演算も従来の演算量の例えば１／５になり、
全体としての演算時間が短くなる。更にクロック遅延を
Δｔ調整することを繰返して、誤差ベクトルが小さくな
るようにしているため、従来よりも高い精度でパラメー
タを求めることができる。
【００２７】なお、原点オフセットの演算も従来の手法
より可成り簡単な手法で行っている。
より可成り簡単な手法で行っている。
【図１】変調精度測定装置の全体の一般的構成を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図２】この発明の実施例を機能構成として示すブロッ
ク図。
ク図。
【図３】Ａはクロック遅延評価部に入力されるデータ系
列の振幅系列を示す図、Ｂはｋの値に対する共分散値の
変化状態の例を示す図、Ｃは復調データの符号点のばら
つき状態の例を示す図、Ｄは１つの信号点グループにお
ける基準に対する偏差角度の系列例を示す図である。
列の振幅系列を示す図、Ｂはｋの値に対する共分散値の
変化状態の例を示す図、Ｃは復調データの符号点のばら
つき状態の例を示す図、Ｄは１つの信号点グループにお
ける基準に対する偏差角度の系列例を示す図である。
【図４】Ａは復調データの符号点分布の例を示す図、Ｂ
はその各符号点グループの重心を示す図である。
はその各符号点グループの重心を示す図である。
【図５】図２に示したこの発明の実施例の処理手順を示
す流れ図。
す流れ図。
Claims (7)
- 【請求項１】 デジタルデータで直交変調された変調波
信号をＡＤ変換し、 そのＡＤ変換された信号を直交検波し、 この直交検波出力から変調データを復調し、 その復調データから理想変調信号を発生し、 この理想変調信号と受信変調信号とから変調信号の変調
精度パラメータを求める変調精度測定装置において、 上記直交検波出力を、測定に必要とするほぼ最小限のサ
ンプリングレートに変換するデシメーション手段と、 そのデシメーション手段の出力から分散法によりクロッ
ク遅延量を検出するクロック遅延評価手段と、 上記検出したクロック遅延量を上記直交検波出力に対し
て補正して上記復調データを得るための信号を得る遅延
補正手段とを具備することを特徴とする変調精度測定装
置。 - 【請求項２】 上記直交検波出力を高速フーリエ変換し
て概略の周波数誤差を求める手段と、上記求めた周波数
誤差を上記直交検波出力に対して補正して上記デジメー
ション手段へ供給する手段とを具備することを特徴とす
る請求項１記載の変調精度測定装置。 - 【請求項３】 上記クロック遅延評価手段で上記直交検
波出力の周波数誤差を検出する手段と、この検出された
周波数誤差だけ上記デシメーション手段の出力に対して
補正して上記遅延補正手段へ供給する上記第２周波数誤
差補正手段とを具備することを特徴とする請求項２記載
の変調精度装置。 - 【請求項４】 上記クロック遅延評価手段における検出
周波数誤差が所定値以下になるまで上記第２周波数誤差
補正手段による補正を繰返す手段とを含むことを特徴と
する請求項３記載の変調精度測定装置。 - 【請求項５】 上記クロック遅延評価手段は上記検波出
力のＩＱ面上での原点のずれを検出する手段と、その検
出した原点のずれを上記デシメーション手段の出力に対
して補正し、上記遅延補正手段へ供給することを具備す
ることを特徴とする請求項２又は３記載の変調精度測定
装置。 - 【請求項６】 上記遅延補正手段はシンボル点のみのデ
ータを出力するデシメーションする手段を含むことを特
徴とする請求項１乃至５の何れかに記載の変調精度測定
装置。 - 【請求項７】 上記遅延補正手段の出力信号と上記理想
信号とから誤差ベクトルを求める手段と、上記遅延補正
手段に対するクロック遅延量を測定値ずらして、上記誤
差ベクトルを求めることを繰返してその誤差ベクトルの
最小になる上記クロック遅延量を求め、その時の変調精
度パラメータを出力する手段とを有することを特徴とす
る請求項１乃至６記載の変調精度測定装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8171057A JPH1023086A (ja) | 1996-07-01 | 1996-07-01 | 変調精度測定装置 |
| US08/882,347 US6263028B1 (en) | 1996-07-01 | 1997-06-25 | Apparatus and method for measuring modulation accuracy |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8171057A JPH1023086A (ja) | 1996-07-01 | 1996-07-01 | 変調精度測定装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1023086A true JPH1023086A (ja) | 1998-01-23 |
Family
ID=15916279
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8171057A Withdrawn JPH1023086A (ja) | 1996-07-01 | 1996-07-01 | 変調精度測定装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6263028B1 (ja) |
| JP (1) | JPH1023086A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001144723A (ja) * | 1999-09-30 | 2001-05-25 | Sony Internatl Europ Gmbh | 直交周波数分割多重通信装置 |
| US6343010B1 (en) | 1998-11-04 | 2002-01-29 | Nec Corporation | Apparatus and system for cooling a portable device |
| JP2003515975A (ja) * | 1999-11-23 | 2003-05-07 | トムソン ライセンシング ソシエテ アノニム | ヒエラキカルｑａｍ伝送のための自動利得制御 |
| US6934342B1 (en) | 1999-09-09 | 2005-08-23 | Nec Corporation | Automatic modulation type discrimination apparatus and automatic modulation type discrimination method capable of discriminating plural kinds of modulation types |
| JP2012134981A (ja) * | 2010-12-23 | 2012-07-12 | Swatch Group Research & Development Ltd | 高感度復調器を備えるｆｓｋ無線周波数信号用受信機およびその作動方法 |
| JP2014534691A (ja) * | 2011-10-12 | 2014-12-18 | オプティス セルラー テクノロジー， エルエルシーＯｐｔｉｓ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＬＬＣ | デジタルダウンコンバージョン及び復調 |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6826169B1 (en) * | 1996-12-20 | 2004-11-30 | Fujitsu Limited | Code multiplexing transmitting apparatus |
| US7308485B2 (en) * | 1997-04-15 | 2007-12-11 | Gracenote, Inc. | Method and system for accessing web pages based on playback of recordings |
| US5987525A (en) * | 1997-04-15 | 1999-11-16 | Cddb, Inc. | Network delivery of interactive entertainment synchronized to playback of audio recordings |
| US6002728A (en) * | 1997-04-17 | 1999-12-14 | Itt Manufacturing Enterprises Inc. | Synchronization and tracking in a digital communication system |
| JP3388346B2 (ja) * | 1999-05-10 | 2003-03-17 | アンリツ株式会社 | ディジタル変調信号測定装置 |
| US6731906B2 (en) * | 2001-04-23 | 2004-05-04 | University Corporation For Atmospheric Research | Method and system for determining the phase and amplitude of a radio occultation signal |
| US6525522B1 (en) * | 2001-06-07 | 2003-02-25 | Tektronix, Inc. | System for determining the phase and magnitude of an incident signal relative to a cyclical reference signal |
| DE10232195B4 (de) * | 2002-07-16 | 2015-03-05 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Vorrichtung zum Messen der Symbolrate eines digital modulierten Hochfrequenzsignals |
| US20060182209A1 (en) * | 2005-02-17 | 2006-08-17 | Lockheed Martin Corporation | Multi-sampling monobit receiver |
| US7822137B2 (en) * | 2006-10-25 | 2010-10-26 | L3 Communications Integrated Systems, L.P. | System and method for symbol rate estimation using vector velocity |
| GB201206751D0 (en) * | 2012-04-17 | 2012-05-30 | Cambridge Entpr Ltd | Signal transmission signals |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5187719A (en) * | 1989-01-13 | 1993-02-16 | Hewlett-Packard Company | Method and apparatus for measuring modulation accuracy |
| US5590158A (en) * | 1993-01-28 | 1996-12-31 | Advantest Corporation | Method and apparatus for estimating PSK modulated signals |
| US5640416A (en) * | 1995-06-07 | 1997-06-17 | Comsat Corporation | Digital downconverter/despreader for direct sequence spread spectrum communications system |
-
1996
- 1996-07-01 JP JP8171057A patent/JPH1023086A/ja not_active Withdrawn
-
1997
- 1997-06-25 US US08/882,347 patent/US6263028B1/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6343010B1 (en) | 1998-11-04 | 2002-01-29 | Nec Corporation | Apparatus and system for cooling a portable device |
| US6934342B1 (en) | 1999-09-09 | 2005-08-23 | Nec Corporation | Automatic modulation type discrimination apparatus and automatic modulation type discrimination method capable of discriminating plural kinds of modulation types |
| JP2001144723A (ja) * | 1999-09-30 | 2001-05-25 | Sony Internatl Europ Gmbh | 直交周波数分割多重通信装置 |
| JP2003515975A (ja) * | 1999-11-23 | 2003-05-07 | トムソン ライセンシング ソシエテ アノニム | ヒエラキカルｑａｍ伝送のための自動利得制御 |
| JP4677160B2 (ja) * | 1999-11-23 | 2011-04-27 | トムソン ライセンシング | ヒエラキカルｑａｍ伝送のための自動利得制御 |
| JP2012134981A (ja) * | 2010-12-23 | 2012-07-12 | Swatch Group Research & Development Ltd | 高感度復調器を備えるｆｓｋ無線周波数信号用受信機およびその作動方法 |
| JP2014534691A (ja) * | 2011-10-12 | 2014-12-18 | オプティス セルラー テクノロジー， エルエルシーＯｐｔｉｓ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＬＬＣ | デジタルダウンコンバージョン及び復調 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6263028B1 (en) | 2001-07-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5001724A (en) | Method and apparatus for measuring phase accuracy and amplitude profile of a continuous-phase-modulated signal | |
| JPH1023086A (ja) | 変調精度測定装置 | |
| US5724388A (en) | Digital signal modulation analysis device | |
| US5187719A (en) | Method and apparatus for measuring modulation accuracy | |
| JP4360739B2 (ja) | 直交復調装置、方法、記録媒体 | |
| US8224269B2 (en) | Vector modulator calibration system | |
| CN100571246C (zh) | 正交调制系统 | |
| CN101005480B (zh) | 解调电路和解调方法 | |
| US9651646B2 (en) | Phase noise correction system for discrete time signal processing | |
| CN109067680B (zh) | 一种基带信号的载波频偏估计方法及其装置 | |
| JP3549963B2 (ja) | ディジタル無線受信機 | |
| JP2008232807A (ja) | 信号分析装置 | |
| EP3507954B1 (en) | Time sequenced spectral stitching | |
| JP3950242B2 (ja) | オフセットｑｐｓｋ変調解析方式 | |
| JP3819592B2 (ja) | ６４ｑａｍ、２５６ｑａｍ変調解析方法 | |
| KR20030003230A (ko) | 동기 수신기에서의 직교 및 이득 에러의 정정 | |
| JP4463063B2 (ja) | 復調回路及び復調方法 | |
| JP6381494B2 (ja) | 受信機および誤差補正方法 | |
| US20040179628A1 (en) | Method and apparatus for digital data transmission and reception using synthetically generated frequency | |
| JP2000151731A (ja) | 広帯域ｉｑスプリッタ装置及びその校正方法 | |
| JP6902259B2 (ja) | 測定装置及び測定方法 | |
| JP2929366B2 (ja) | デジタルａｍ復調器とその方法 | |
| JPH04261248A (ja) | 一括復調装置 | |
| EP2797225B1 (en) | Method of and apparatus for demodulating an amplitude modulated signal | |
| JP3729369B2 (ja) | 直接変換ｆｓｋ受信機 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20030902 |