JP3388346B2 - ディジタル変調信号測定装置 - Google Patents
ディジタル変調信号測定装置Info
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- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
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- H04L1/206—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector for modulated signals
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル変調信
号を測定するためのディジタル変調信号測定装置におい
て、ディジタル変調信号に含まれる雑音成分のスペクト
ラムを評価できるようにするための技術である。
号を測定するためのディジタル変調信号測定装置におい
て、ディジタル変調信号に含まれる雑音成分のスペクト
ラムを評価できるようにするための技術である。
【０００２】
【従来の技術】近年、移動体通信、放送、有線網通信等
で、ディジタル変調信号が盛んに使用されている。この
ディジタル変調信号は、変調信号によってキャリア信号
を直交変調することによって生成されて伝送される。
で、ディジタル変調信号が盛んに使用されている。この
ディジタル変調信号は、変調信号によってキャリア信号
を直交変調することによって生成されて伝送される。
【０００３】このようなディジタル変調信号を扱う機器
や伝送路の品質等を評価する場合、一般的に誤り測定器
による符号誤り率の測定、スペクトラムアナライザによ
る伝送帯域幅や隣接チャネル漏洩等の測定を行なってい
る。
や伝送路の品質等を評価する場合、一般的に誤り測定器
による符号誤り率の測定、スペクトラムアナライザによ
る伝送帯域幅や隣接チャネル漏洩等の測定を行なってい
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、例えば双方
向化されたＣＡＴＶネットワークのような伝送路では、
家電機器が発生する雑音や、放送用信号の漏洩等によっ
て伝送路の品質が悪化し、特に自己相関性のない白色性
雑音に比べてＣＷのように周期性のある連続した雑音
は、同一のレベル比においても、より符号誤りの悪化の
要因となり、この種のネットワークを布設する場合に
は、これらの雑音の性質を正確に把握し、その要因を取
り除いて安定したサービスを供給する必要がある。
向化されたＣＡＴＶネットワークのような伝送路では、
家電機器が発生する雑音や、放送用信号の漏洩等によっ
て伝送路の品質が悪化し、特に自己相関性のない白色性
雑音に比べてＣＷのように周期性のある連続した雑音
は、同一のレベル比においても、より符号誤りの悪化の
要因となり、この種のネットワークを布設する場合に
は、これらの雑音の性質を正確に把握し、その要因を取
り除いて安定したサービスを供給する必要がある。
【０００５】しかし、ディジタル変調信号は、本質的に
振幅と位相が変調される方式であるので、スペクトラム
アナライザで観測した場合、図１４に示しているよう
に、その占有周波数帯域内が全て信号スペクトラムＳｐ
で埋め尽くされてしまい、誤り測定で異常が確認されて
いても、ディジタル変調信号に含まれる雑音の性質を正
確に把握できず、その要因の特定が困難であった。
振幅と位相が変調される方式であるので、スペクトラム
アナライザで観測した場合、図１４に示しているよう
に、その占有周波数帯域内が全て信号スペクトラムＳｐ
で埋め尽くされてしまい、誤り測定で異常が確認されて
いても、ディジタル変調信号に含まれる雑音の性質を正
確に把握できず、その要因の特定が困難であった。
【０００６】これを解決するために、無信号状態あるい
は単一波を用いて雑音のスペクトラムのみをスペクトラ
ムアナライザで観測することも考えられるが、これで
は、ディジタル変調信号が伝送されることに起因して伝
送路の中継機器や受信機等で発生するＩＭ（相互変調）
等の雑音成分を把握することができない。
は単一波を用いて雑音のスペクトラムのみをスペクトラ
ムアナライザで観測することも考えられるが、これで
は、ディジタル変調信号が伝送されることに起因して伝
送路の中継機器や受信機等で発生するＩＭ（相互変調）
等の雑音成分を把握することができない。
【０００７】本発明は、この問題を解決し、ディジタル
変調信号に含まれる雑音成分の性質を容易に把握できる
ディジタル変調信号測定装置を提供することを目的とし
ている。
変調信号に含まれる雑音成分の性質を容易に把握できる
ディジタル変調信号測定装置を提供することを目的とし
ている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明の請求項１のディジタル変調信号測定装置
は、測定対象のディジタル変調信号に含まれるベースバ
ンド成分を抽出し、ディジタル化した信号列で出力する
ベースバンド成分抽出手段（２１）と、前記ベースバン
ド成分抽出手段によって抽出されたベースバンド成分の
信号列に残留するキャリア周波数誤差を検出し、該検出
したキャリア周波数誤差によって前記ベースバンド成分
の信号列を補正する周波数誤差補正手段（３０）と、前
記周波数誤差補正手段によって補正されたベースバンド
成分の信号列から理想ベースバンド成分の信号列を生成
する理想信号列生成手段（４０）と、前記周波数誤差補
正手段によって補正されたベースバンド成分の信号列と
前記理想信号列生成手段によって生成された理想ベース
バンド成分の信号列との差演算によって、測定対象のデ
ィジタル変調信号に含まれる雑音成分の信号列を検出す
る雑音信号検出手段（４５）と、前記周波数誤差補正手
段によって補正されたベースバンド成分の信号列および
前記雑音信号検出手段によって検出された雑音成分の信
号列に対する離散的フーリエ変換処理を行ないベースバ
ンド成分および雑音成分のスペクトラムを算出するスペ
クトラム算出手段（５０）と、前記スペクトラム算出手
段によって算出されたベースバンド成分のスペクトラム
と雑音成分のスペクトラムとを表示する表示手段（５
５、６０）とを備えている。
に、本発明の請求項１のディジタル変調信号測定装置
は、測定対象のディジタル変調信号に含まれるベースバ
ンド成分を抽出し、ディジタル化した信号列で出力する
ベースバンド成分抽出手段（２１）と、前記ベースバン
ド成分抽出手段によって抽出されたベースバンド成分の
信号列に残留するキャリア周波数誤差を検出し、該検出
したキャリア周波数誤差によって前記ベースバンド成分
の信号列を補正する周波数誤差補正手段（３０）と、前
記周波数誤差補正手段によって補正されたベースバンド
成分の信号列から理想ベースバンド成分の信号列を生成
する理想信号列生成手段（４０）と、前記周波数誤差補
正手段によって補正されたベースバンド成分の信号列と
前記理想信号列生成手段によって生成された理想ベース
バンド成分の信号列との差演算によって、測定対象のデ
ィジタル変調信号に含まれる雑音成分の信号列を検出す
る雑音信号検出手段（４５）と、前記周波数誤差補正手
段によって補正されたベースバンド成分の信号列および
前記雑音信号検出手段によって検出された雑音成分の信
号列に対する離散的フーリエ変換処理を行ないベースバ
ンド成分および雑音成分のスペクトラムを算出するスペ
クトラム算出手段（５０）と、前記スペクトラム算出手
段によって算出されたベースバンド成分のスペクトラム
と雑音成分のスペクトラムとを表示する表示手段（５
５、６０）とを備えている。
【０００９】また、本発明の請求項２のディジタル変調
信号測定装置は、測定対象のディジタル変調信号に含ま
れるベースバンド成分を抽出し、ディジタル化した信号
列で出力するベースバンド成分抽出手段（２１）と、前
記ベースバンド成分抽出手段によって抽出されたベース
バンド成分の信号列に残留するキャリア周波数誤差を検
出し、該検出したキャリア周波数誤差によって前記ベー
スバンド成分の信号列を補正する周波数誤差補正手段
（３０）と、前記周波数誤差補正手段によって補正され
たベースバンド成分の信号列から理想ベースバンド成分
の信号列を生成する理想信号列生成手段（４０）と、前
記周波数誤差補正手段によって補正されたベースバンド
成分の信号列と前記理想信号列生成手段によって生成さ
れた理想ベースバンド成分の信号列との差演算によっ
て、測定対象のディジタル変調信号に含まれる雑音成分
の信号列を検出する雑音信号検出手段（４５）と、表示
手段（５５、６０）と、前記周波数誤差補正手段によっ
て補正されたベースバンド成分の信号列に対する離散的
フーリエ変換処理を行ないベースバンド成分を算出し、
又は、前記雑音信号検出手段によって検出された雑音成
分の信号列に対する離散的フーリエ変換処理を行ない雑
音成分のスペクトラムを算出し、算出されたベースバン
ド成分のスペクトラム又は雑音成分のスペクトラムのう
ちいずれかを選択的に前記表示手段に表示させるスペク
トラム算出手段（５０）とを備えている。
信号測定装置は、測定対象のディジタル変調信号に含ま
れるベースバンド成分を抽出し、ディジタル化した信号
列で出力するベースバンド成分抽出手段（２１）と、前
記ベースバンド成分抽出手段によって抽出されたベース
バンド成分の信号列に残留するキャリア周波数誤差を検
出し、該検出したキャリア周波数誤差によって前記ベー
スバンド成分の信号列を補正する周波数誤差補正手段
（３０）と、前記周波数誤差補正手段によって補正され
たベースバンド成分の信号列から理想ベースバンド成分
の信号列を生成する理想信号列生成手段（４０）と、前
記周波数誤差補正手段によって補正されたベースバンド
成分の信号列と前記理想信号列生成手段によって生成さ
れた理想ベースバンド成分の信号列との差演算によっ
て、測定対象のディジタル変調信号に含まれる雑音成分
の信号列を検出する雑音信号検出手段（４５）と、表示
手段（５５、６０）と、前記周波数誤差補正手段によっ
て補正されたベースバンド成分の信号列に対する離散的
フーリエ変換処理を行ないベースバンド成分を算出し、
又は、前記雑音信号検出手段によって検出された雑音成
分の信号列に対する離散的フーリエ変換処理を行ない雑
音成分のスペクトラムを算出し、算出されたベースバン
ド成分のスペクトラム又は雑音成分のスペクトラムのう
ちいずれかを選択的に前記表示手段に表示させるスペク
トラム算出手段（５０）とを備えている。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、図面に基づいて本発明の実
施の形態を説明する。図１は、本発明を適用したディジ
タル変調信号測定装置２０の全体構成を示すブロック図
である。
施の形態を説明する。図１は、本発明を適用したディジ
タル変調信号測定装置２０の全体構成を示すブロック図
である。
【００１１】図１において、ベースバンド成分抽出手段
２１は、少なくとも直交検波器とＡ／Ｄ変換器とを有
し、入力端子２０ａから入力される測定対象のディジタ
ル変調信号Ｓｘに含まれるベースバンド成分を抽出し、
ディジタル化した信号列を出力する。
２１は、少なくとも直交検波器とＡ／Ｄ変換器とを有
し、入力端子２０ａから入力される測定対象のディジタ
ル変調信号Ｓｘに含まれるベースバンド成分を抽出し、
ディジタル化した信号列を出力する。
【００１２】このベースバンド成分抽出手段２１では、
測定対象のディジタル変調信号Ｓｘに対し、ディジタル
化してからベースバンド成分を抽出する方法と、ベース
バンド成分を抽出してからディジタル化する方法とがあ
り、その２つの例を図２、図３に示す。
測定対象のディジタル変調信号Ｓｘに対し、ディジタル
化してからベースバンド成分を抽出する方法と、ベース
バンド成分を抽出してからディジタル化する方法とがあ
り、その２つの例を図２、図３に示す。
【００１３】図２に示した構成では、入力されたディジ
タル変調信号Ｓｘを周波数変換回路２２によって中間周
波に変換し、その変換出力をＡ／Ｄ変換器２３によって
サンプリングしてディジタルの信号列に変換し、この信
号列からディジタル型の直交検波器２４によって互いに
９０°位相が異なる２つのベースバンド成分Ｉ、Ｑの信
号列を抽出し、抽出した信号列をバッファ２５を介して
出力する。なお、周波数変換回路２２は１段構成でも複
数段構成であってもよい。
タル変調信号Ｓｘを周波数変換回路２２によって中間周
波に変換し、その変換出力をＡ／Ｄ変換器２３によって
サンプリングしてディジタルの信号列に変換し、この信
号列からディジタル型の直交検波器２４によって互いに
９０°位相が異なる２つのベースバンド成分Ｉ、Ｑの信
号列を抽出し、抽出した信号列をバッファ２５を介して
出力する。なお、周波数変換回路２２は１段構成でも複
数段構成であってもよい。
【００１４】図３に示した構成では、入力されたディジ
タル変調信号Ｓｘからアナログ型の直交検波器２６によ
って互いに９０°位相が異なるベースバンド成分ｉ、ｑ
を抽出し、このベースバンド成分ｉ、ｑをそれぞれＡ／
Ｄ変換器２３ａ、２３ｂによってサンプリングしてディ
ジタルのベースバンド成分Ｉ、Ｑの信号列に変換し、こ
れをバッファ２５を介して出力する。この図３の直交検
波器２６の前段に図２の周波数変換回路２２を設けても
よい。
タル変調信号Ｓｘからアナログ型の直交検波器２６によ
って互いに９０°位相が異なるベースバンド成分ｉ、ｑ
を抽出し、このベースバンド成分ｉ、ｑをそれぞれＡ／
Ｄ変換器２３ａ、２３ｂによってサンプリングしてディ
ジタルのベースバンド成分Ｉ、Ｑの信号列に変換し、こ
れをバッファ２５を介して出力する。この図３の直交検
波器２６の前段に図２の周波数変換回路２２を設けても
よい。
【００１５】なお、直交検波器は入力信号を９０°位相
の異なるローカル信号で周波数変換する周知構成のもの
であり、ディジタル型の直交検波器２４では、ローカル
信号を数値発生器によって出力し、アナログ型の直交検
波器２６ではアナログのローカル信号を用いる。
の異なるローカル信号で周波数変換する周知構成のもの
であり、ディジタル型の直交検波器２４では、ローカル
信号を数値発生器によって出力し、アナログ型の直交検
波器２６ではアナログのローカル信号を用いる。
【００１６】ベースバンド成分抽出手段２１によって得
られたベースバンド成分Ｉ、Ｑの信号列は、図１に示し
ているように周波数誤差補正手段３０に出力される。
られたベースバンド成分Ｉ、Ｑの信号列は、図１に示し
ているように周波数誤差補正手段３０に出力される。
【００１７】周波数誤差補正手段３０は、ベースバンド
成分抽出手段２１から出力されたベースバンド成分Ｉ、
Ｑに残留するキャリア周波数誤差を検出し、この検出し
たキャリア周波数誤差によってベースバンド成分Ｉ、Ｑ
を補正するためのものである。
成分抽出手段２１から出力されたベースバンド成分Ｉ、
Ｑに残留するキャリア周波数誤差を検出し、この検出し
たキャリア周波数誤差によってベースバンド成分Ｉ、Ｑ
を補正するためのものである。
【００１８】周波数誤差補正手段３０の具体的な構成例
を図４に示す。図４において、シンボルタイミング検出
手段３１は、ベースバンド成分抽出手段２１で得られた
ベースバンド成分Ｉ、Ｑの信号列のシンボルタイミング
情報（位相情報）を検出する。
を図４に示す。図４において、シンボルタイミング検出
手段３１は、ベースバンド成分抽出手段２１で得られた
ベースバンド成分Ｉ、Ｑの信号列のシンボルタイミング
情報（位相情報）を検出する。
【００１９】即ち、図５に示すように、ベースバンド成
分Ｉ、Ｑの信号列を乗算器３１ａ、３１ｂでそれぞれ二
乗してその二乗出力（Ｉ２、Ｑ２）同士を加算器３１ｃ
で加算してその加算結果を２つのミキサ３１ｄ、３１ｅ
に入力するとともに、図示しない信号発生器（数値発生
器ＮＣＯ）から９０°位相が異なる２つのローカル信号
Ｓａ＝ｃｏｓ（ｎπｆｓｙｍ／Ｆｓ）、Ｓｂ＝ｓｉｎ
（ｎπｆｓｙｍ／Ｆｓ）をミキサ３１ｄ、３１ｅに入力
して周波数変換を行う。
分Ｉ、Ｑの信号列を乗算器３１ａ、３１ｂでそれぞれ二
乗してその二乗出力（Ｉ２、Ｑ２）同士を加算器３１ｃ
で加算してその加算結果を２つのミキサ３１ｄ、３１ｅ
に入力するとともに、図示しない信号発生器（数値発生
器ＮＣＯ）から９０°位相が異なる２つのローカル信号
Ｓａ＝ｃｏｓ（ｎπｆｓｙｍ／Ｆｓ）、Ｓｂ＝ｓｉｎ
（ｎπｆｓｙｍ／Ｆｓ）をミキサ３１ｄ、３１ｅに入力
して周波数変換を行う。
【００２０】そして、それぞれの周波数変換出力につい
て積分器３１ｆ、３１ｇによる区間積分を行い、その区
間積分出力Ａ、Ｂの角度情報θｎ＝ｔａｎ−１（Ｂ／
Ａ）を角度検出手段３１ｈによって検出し、検出した角
度情報θｎに対して最小二乗法処理手段３１ｉで最小二
乗法処理を行ない、シンボルタイミング（位相）情報を
検出する。
て積分器３１ｆ、３１ｇによる区間積分を行い、その区
間積分出力Ａ、Ｂの角度情報θｎ＝ｔａｎ−１（Ｂ／
Ａ）を角度検出手段３１ｈによって検出し、検出した角
度情報θｎに対して最小二乗法処理手段３１ｉで最小二
乗法処理を行ない、シンボルタイミング（位相）情報を
検出する。
【００２１】この最小二乗法処理では、図６に示すよう
に、検出された角度情報θｎからその直線情報Ｌａ（＝
２πｆｓ・ｎ＋θ０）を取り出し、その切片のθ０、即
ちシンボルタイミング情報（実際にはベースバンド成分
抽出手段２１におけるサンプリングタイミングのずれ情
報）を取り出す。
に、検出された角度情報θｎからその直線情報Ｌａ（＝
２πｆｓ・ｎ＋θ０）を取り出し、その切片のθ０、即
ちシンボルタイミング情報（実際にはベースバンド成分
抽出手段２１におけるサンプリングタイミングのずれ情
報）を取り出す。
【００２２】再サンプリング手段３２は、シンボルタイ
ミング検出手段３１によって検出したシンボルタイミン
グ情報に基づいてベースバンド成分Ｉ、Ｑの信号列に対
する再サンプリングを行ない、サンプリングタイミング
のずれを補正する。
ミング検出手段３１によって検出したシンボルタイミン
グ情報に基づいてベースバンド成分Ｉ、Ｑの信号列に対
する再サンプリングを行ない、サンプリングタイミング
のずれを補正する。
【００２３】周波数誤差検出手段３３は、再サンプリン
グ手段３２によって再サンプリングされたベースバンド
成分Ｉ′、Ｑ′の信号列の周波数ずれを検出する。この
周波数ずれは、入力信号のキャリア周波数ずれによって
発生するものである。
グ手段３２によって再サンプリングされたベースバンド
成分Ｉ′、Ｑ′の信号列の周波数ずれを検出する。この
周波数ずれは、入力信号のキャリア周波数ずれによって
発生するものである。
【００２４】図７は、周波数誤差検出手段３３の具体的
な構成を示しており、四乗演算手段３３ａによってベー
スバンド成分（Ｉ′＋ｊＱ′）の四乗を算出し、その算
出結果（Ｃ＋ｊＤ）の直交成分Ｃ、ＤをＤＦＴ処理手段
３３ｂによってＤＦＴ（離散的フーリエ変換）処理す
る。
な構成を示しており、四乗演算手段３３ａによってベー
スバンド成分（Ｉ′＋ｊＱ′）の四乗を算出し、その算
出結果（Ｃ＋ｊＤ）の直交成分Ｃ、ＤをＤＦＴ処理手段
３３ｂによってＤＦＴ（離散的フーリエ変換）処理す
る。
【００２５】このＤＦＴ処理によってキャリア周波数の
ずれｆｘ′の４倍の成分が極大値として現れるので、こ
の極大値の周波数の１／４を実際の周波数ずれとして周
波数ずれ検出手段３３ｃによって検出する。
ずれｆｘ′の４倍の成分が極大値として現れるので、こ
の極大値の周波数の１／４を実際の周波数ずれとして周
波数ずれ検出手段３３ｃによって検出する。
【００２６】さらに、この周波数ずれ情報に基づいて直
交成分Ｃ、Ｄに対する周波数変換を行う。即ち、信号発
生器（ＮＣＯ）３３ｄから９０°位相が異なる２つのロ
ーカル信号Ｓｃ＝ｃｏｓ（ｎπｆｘ′／Ｆｓ）、Ｓｄ＝
ｓｉｎ（ｎπｆｘ′／Ｆｓ）をミキサ３３ｅ、３３ｆに
出力して四乗の直交成分Ｃ、Ｄをそれぞれ周波数変換す
る。
交成分Ｃ、Ｄに対する周波数変換を行う。即ち、信号発
生器（ＮＣＯ）３３ｄから９０°位相が異なる２つのロ
ーカル信号Ｓｃ＝ｃｏｓ（ｎπｆｘ′／Ｆｓ）、Ｓｄ＝
ｓｉｎ（ｎπｆｘ′／Ｆｓ）をミキサ３３ｅ、３３ｆに
出力して四乗の直交成分Ｃ、Ｄをそれぞれ周波数変換す
る。
【００２７】そして、その周波数変換出力を積分器３３
ｇ、３３ｈによってそれぞれ区間積分し、その区間積分
出力Ｅ、Ｆの角度情報θｎ＝ｔａｎ−１（Ｆ／Ｅ）を角
度算出手段３３ｉによって算出し、算出した角度情報θ
ｎに対して最小二乗法処理手段３１ｊで最小二乗法処理
を行ない、周波数微小誤差ｆｘ″を検出する。
ｇ、３３ｈによってそれぞれ区間積分し、その区間積分
出力Ｅ、Ｆの角度情報θｎ＝ｔａｎ−１（Ｆ／Ｅ）を角
度算出手段３３ｉによって算出し、算出した角度情報θ
ｎに対して最小二乗法処理手段３１ｊで最小二乗法処理
を行ない、周波数微小誤差ｆｘ″を検出する。
【００２８】この最小二乗法処理では、図８に示すよう
に、検出された角度情報θｎからその直線情報Ｌｂ（＝
２πｆｘ″・ｎ＋θ０）を取り出し、その傾きから周波
数微小誤差ｆｘ″を求める。
に、検出された角度情報θｎからその直線情報Ｌｂ（＝
２πｆｘ″・ｎ＋θ０）を取り出し、その傾きから周波
数微小誤差ｆｘ″を求める。
【００２９】さらに、周波数ずれ検出手段３３ｃで検出
した周波数ずれｆｘ′とこの周波数微小誤差ｆｘ″とを
加算手段３３ｋによって加算し、加算結果ｆｘを周波数
誤差情報として出力する。
した周波数ずれｆｘ′とこの周波数微小誤差ｆｘ″とを
加算手段３３ｋによって加算し、加算結果ｆｘを周波数
誤差情報として出力する。
【００３０】このようにして検出された周波数誤差情報
に基づいて、ベースバンド成分Ｉ′、Ｑ′に対する周波
数変換処理がなされる。即ち、図４に示しているよう
に、周波数誤差検出手段３３によって検出された周波数
誤差情報を受けた信号発生器（ＮＣＯ）３５は、互いに
９０°位相が異なる２つのローカル信号Ｓｅ＝ｃｏｓ
（ｎπｆｘ／Ｆｓ）、Ｓｆ＝ｓｉｎ（ｎπｆｘ／Ｆｓ）
をミキサ３６、３７に出力して、再サンプリング手段３
２で再サンプリングされたベースバンド成分Ｉ′、Ｑ′
を周波数変換し、この周波数変換処理されたベースバン
ド成分Ｉ″、Ｑ″の信号列をバッファ３８を介して出力
する。
に基づいて、ベースバンド成分Ｉ′、Ｑ′に対する周波
数変換処理がなされる。即ち、図４に示しているよう
に、周波数誤差検出手段３３によって検出された周波数
誤差情報を受けた信号発生器（ＮＣＯ）３５は、互いに
９０°位相が異なる２つのローカル信号Ｓｅ＝ｃｏｓ
（ｎπｆｘ／Ｆｓ）、Ｓｆ＝ｓｉｎ（ｎπｆｘ／Ｆｓ）
をミキサ３６、３７に出力して、再サンプリング手段３
２で再サンプリングされたベースバンド成分Ｉ′、Ｑ′
を周波数変換し、この周波数変換処理されたベースバン
ド成分Ｉ″、Ｑ″の信号列をバッファ３８を介して出力
する。
【００３１】このようにして、周波数誤差補正手段３０
によって周波数誤差が補正されたベースバンド成分
Ｉ″、Ｑ″は、図１に示しているように理想信号列生成
手段４０に出力される。
によって周波数誤差が補正されたベースバンド成分
Ｉ″、Ｑ″は、図１に示しているように理想信号列生成
手段４０に出力される。
【００３２】理想信号列生成手段４０は、周波数誤差補
正手段３０によって補正されたベースバンド成分Ｉ″、
Ｑ″の信号列から雑音や周波数ずれ等による誤差を含ま
ない理想的なベースバンド成分の信号列を生成する。
正手段３０によって補正されたベースバンド成分Ｉ″、
Ｑ″の信号列から雑音や周波数ずれ等による誤差を含ま
ない理想的なベースバンド成分の信号列を生成する。
【００３３】理想信号列生成手段４０は、図９に示すよ
うに、ベースバンド成分Ｉ″、Ｑ″の信号列からシンボ
ル復調手段４１によってシンボル情報を復調する。な
お、シンボル復調手段４１には、測定対象のディジタル
変調信号の変調モード情報およびロールオフ率が入力さ
れ、復調に使用されるコンスタレーションマッピング
（位相と振幅で決まるＩＱ平面の位置）が規定される。
シンボル復調手段４１は、ベースバンド成分Ｉ″、Ｑ″
の信号列をこのコンスタレーションマッピングにマッチ
ングさせて復調を行う。
うに、ベースバンド成分Ｉ″、Ｑ″の信号列からシンボ
ル復調手段４１によってシンボル情報を復調する。な
お、シンボル復調手段４１には、測定対象のディジタル
変調信号の変調モード情報およびロールオフ率が入力さ
れ、復調に使用されるコンスタレーションマッピング
（位相と振幅で決まるＩＱ平面の位置）が規定される。
シンボル復調手段４１は、ベースバンド成分Ｉ″、Ｑ″
の信号列をこのコンスタレーションマッピングにマッチ
ングさせて復調を行う。
【００３４】理想ベースバンド成分生成手段４２は、シ
ンボル復調手段４１によって復調されたシンボル情報を
基に測定対象のディジタル変調信号のロールオフ率をパ
ラメータとして理想ベースバンド成分Ｉｒ、Ｑｒの信号
列を作成し、これをバッファ４３を介して出力する。
ンボル復調手段４１によって復調されたシンボル情報を
基に測定対象のディジタル変調信号のロールオフ率をパ
ラメータとして理想ベースバンド成分Ｉｒ、Ｑｒの信号
列を作成し、これをバッファ４３を介して出力する。
【００３５】理想信号列生成手段４０によって生成され
た理想ベースバンド成分Ｉｒ、Ｑｒの信号列は、図１に
示しているように、周波数誤差補正手段３０によって周
波数誤差が補正されたベースバンド成分Ｉ″、Ｑ″の信
号列とともに、雑音信号検出手段４５に入力される。
た理想ベースバンド成分Ｉｒ、Ｑｒの信号列は、図１に
示しているように、周波数誤差補正手段３０によって周
波数誤差が補正されたベースバンド成分Ｉ″、Ｑ″の信
号列とともに、雑音信号検出手段４５に入力される。
【００３６】雑音信号検出手段４５は、図１０に示すよ
うに、各ベースバンド成分Ｉ″と各理想ベースバンド成
分Ｉｒとの差Ｅｉを減算器４６によって順次求め、各ベ
ースバンド成分Ｑ″と各理想ベースバンド成分Ｑｒとの
差Ｅｑを減算器４７によって順次求め、各減算器４６、
４７の減算結果Ｅｉ、Ｅｑの信号列を雑音成分の信号列
とし、これをパッファ４８を介して出力する。
うに、各ベースバンド成分Ｉ″と各理想ベースバンド成
分Ｉｒとの差Ｅｉを減算器４６によって順次求め、各ベ
ースバンド成分Ｑ″と各理想ベースバンド成分Ｑｒとの
差Ｅｑを減算器４７によって順次求め、各減算器４６、
４７の減算結果Ｅｉ、Ｅｑの信号列を雑音成分の信号列
とし、これをパッファ４８を介して出力する。
【００３７】スペクトラム算出手段５０は、周波数誤差
補正手段３０によって補正されたベースバンド成分
Ｉ″、Ｑ″の信号列および雑音信号検出手段４５によっ
て検出された雑音成分Ｅｉ、Ｅｑの信号列に対するＤＦ
Ｔ処理を、図１１に示すようにＤＦＴ処理手段５１、５
２でそれぞれ行ない、ベースバンド成分Ｉ″、Ｑ″のス
ペクトラムＳｐ（Ｓ）および雑音成分のスペクトラムＳ
ｐ（Ｎ）をそれぞれ算出し、バッファ５３を介して出力
する。
補正手段３０によって補正されたベースバンド成分
Ｉ″、Ｑ″の信号列および雑音信号検出手段４５によっ
て検出された雑音成分Ｅｉ、Ｅｑの信号列に対するＤＦ
Ｔ処理を、図１１に示すようにＤＦＴ処理手段５１、５
２でそれぞれ行ない、ベースバンド成分Ｉ″、Ｑ″のス
ペクトラムＳｐ（Ｓ）および雑音成分のスペクトラムＳ
ｐ（Ｎ）をそれぞれ算出し、バッファ５３を介して出力
する。
【００３８】なお、ベースバンド成分Ｉ″、Ｑ″の信号
列に対するＤＦＴ処理および雑音成分Ｅｉ、Ｅｑの信号
列に対するＤＦＴ処理は、図１１のように２つの独立し
たＤＦＴ処理手段５１、５２で並行して行うだけでな
く、図１２に示すように、処理対象を切り換える切換手
段５４を一つのＤＦＴ処理手段５１の前段に設けて行う
ようにしてもよい。
列に対するＤＦＴ処理および雑音成分Ｅｉ、Ｅｑの信号
列に対するＤＦＴ処理は、図１１のように２つの独立し
たＤＦＴ処理手段５１、５２で並行して行うだけでな
く、図１２に示すように、処理対象を切り換える切換手
段５４を一つのＤＦＴ処理手段５１の前段に設けて行う
ようにしてもよい。
【００３９】表示制御手段５５は、画像表示が可能な表
示装置６０とともにこの実施の形態の表示手段を構成す
るものであり、図１に示しているように、スペクトラム
算出手段５０によって算出されたベースバンド成分のス
ペクトラムＳｐ（Ｓ）と雑音成分のスペクトラムＳｐ
（Ｎ）とを、例えば図１３に示すように、表示装置６０
の画面の同一座標面に識別可能に表示させる。
示装置６０とともにこの実施の形態の表示手段を構成す
るものであり、図１に示しているように、スペクトラム
算出手段５０によって算出されたベースバンド成分のス
ペクトラムＳｐ（Ｓ）と雑音成分のスペクトラムＳｐ
（Ｎ）とを、例えば図１３に示すように、表示装置６０
の画面の同一座標面に識別可能に表示させる。
【００４０】この表示によって、ディジタル変調信号に
含まれるベースバンド成分のスペクトラムＳｐ（Ｓ）
と、雑音成分のスペクトラムＳｐ（Ｎ）とを同時観測で
き、雑音成分が広帯域な白色性雑音だけなのか、あるい
はＣＷのように周期性のある連続的な雑音を含むか否か
を容易に把握することができる。また、周期性のある連
続的な雑音の周波数およびレベルから、その雑音の発生
要因を容易に推定でき、伝送品質の改善が容易に行え
る。
含まれるベースバンド成分のスペクトラムＳｐ（Ｓ）
と、雑音成分のスペクトラムＳｐ（Ｎ）とを同時観測で
き、雑音成分が広帯域な白色性雑音だけなのか、あるい
はＣＷのように周期性のある連続的な雑音を含むか否か
を容易に把握することができる。また、周期性のある連
続的な雑音の周波数およびレベルから、その雑音の発生
要因を容易に推定でき、伝送品質の改善が容易に行え
る。
【００４１】なお、ここでは、ベースバンド成分のスペ
クトラムＳｐ（Ｓ）の下部を消して（あるいは薄くし
て）、雑音成分のスペクトラムＳｐ（Ｎ）を識別できる
ようにしているが、ベースバンド成分のスペクトラムＳ
ｐ（Ｓ）を所定色で表示し、その上に異なる色で雑音成
分のスペクトラムＳｐ（Ｎ）を表示したり、あるいはベ
ースバンド成分のスペクトラムＳｐ（Ｓ）全体を薄く表
示し、雑音成分のスペクトラムＳｐ（Ｎ）を濃く表示し
てもよい。
クトラムＳｐ（Ｓ）の下部を消して（あるいは薄くし
て）、雑音成分のスペクトラムＳｐ（Ｎ）を識別できる
ようにしているが、ベースバンド成分のスペクトラムＳ
ｐ（Ｓ）を所定色で表示し、その上に異なる色で雑音成
分のスペクトラムＳｐ（Ｎ）を表示したり、あるいはベ
ースバンド成分のスペクトラムＳｐ（Ｓ）全体を薄く表
示し、雑音成分のスペクトラムＳｐ（Ｎ）を濃く表示し
てもよい。
【００４２】また、図１３に示したようにベースバンド
成分と雑音成分のスペクトラムを同一座標面に表示せず
に、ベースバンド成分と雑音成分のスペクトラムをそれ
ぞれ別の座標面に表示したり、あるいは一つの座標面に
いずれか一方のスペクトラムを選択的に表示できるよう
にしてもよい。
成分と雑音成分のスペクトラムを同一座標面に表示せず
に、ベースバンド成分と雑音成分のスペクトラムをそれ
ぞれ別の座標面に表示したり、あるいは一つの座標面に
いずれか一方のスペクトラムを選択的に表示できるよう
にしてもよい。
【００４３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のディジタ
ル変調信号測定装置は、測定対象のディジタル変調信号
に含まれるベースバンド成分の周波数誤差を補正して理
想ベースバンド成分の信号列を生成し、この理想ベース
バンド成分に基づいてディジタル変調信号に含まれる雑
音成分を検出し、検出した雑音成分のスペクトラムをベ
ースバンド成分のスペクトラムとともに表示するように
構成されている。
ル変調信号測定装置は、測定対象のディジタル変調信号
に含まれるベースバンド成分の周波数誤差を補正して理
想ベースバンド成分の信号列を生成し、この理想ベース
バンド成分に基づいてディジタル変調信号に含まれる雑
音成分を検出し、検出した雑音成分のスペクトラムをベ
ースバンド成分のスペクトラムとともに表示するように
構成されている。
【００４４】このため、実際にディジタル変調信号が伝
送されている状態でそのディジタル変調信号に含まれる
雑音成分の性質を容易に把握でき、その雑音の発生要因
の推定および伝送品質の改善が容易に行える。
送されている状態でそのディジタル変調信号に含まれる
雑音成分の性質を容易に把握でき、その雑音の発生要因
の推定および伝送品質の改善が容易に行える。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の全体構成を示すブロック
図
図
【図２】実施形態の要部構成を示すブロック図
【図３】実施形態の要部構成を示すブロック図
【図４】実施形態の要部構成を示すブロック図
【図５】実施形態の要部構成を示すブロック図
【図６】実施形態の要部の処理を説明するための図
【図７】実施形態の要部構成を示すブロック図
【図８】実施形態の要部の処理を説明するための図
【図９】実施形態の要部構成を示すブロック図
【図１０】実施形態の要部構成を示すブロック図
【図１１】実施形態の要部構成を示すブロック図
【図１２】実施形態の要部構成を示すブロック図
【図１３】実施形態の測定結果の表示例を示す図
【図１４】従来装置による測定結果の表示例を示す図
２０ ディジタル変調信号測定装置
２０ａ 入力端子
２１ ベースバンド成分抽出手段
２２ 周波数変換回路
２３、２３ａ、２３ｂ Ａ／Ｄ変換器
２４、２６ 直交変調器
３０ 周波数誤差補正手段
３１ シンボルタイミング検出手段
３２ 再サンプリング手段
３３ 周波数誤差検出手段
３５ 信号発生器
３６、３７ ミキサ
４０ 理想信号列生成手段
４１ シンボル復調手段
４２ 理想ベースバンド成分生成手段
４５ 雑音信号検出手段
４６、４７ 減算器
５０ スペクトラム算出手段
５１、５２ ＤＦＴ処理手段
５５ 表示制御手段
６０ 表示装置
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開2000−324182（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−307525（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−83589（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−160445（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 3/46
H04B 17/00
H04L 27/00
Claims (2)
- 【請求項１】測定対象のディジタル変調信号に含まれる
ベースバンド成分を抽出し、ディジタル化した信号列で
出力するベースバンド成分抽出手段（２１）と、 前記ベースバンド成分抽出手段によって抽出されたベー
スバンド成分の信号列に残留するキャリア周波数誤差を
検出し、該検出したキャリア周波数誤差によって前記ベ
ースバンド成分の信号列を補正する周波数誤差補正手段
（３０）と、 前記周波数誤差補正手段によって補正されたベースバン
ド成分の信号列から理想ベースバンド成分の信号列を生
成する理想信号列生成手段（４０）と、 前記周波数誤差補正手段によって補正されたベースバン
ド成分の信号列と前記理想信号列生成手段によって生成
された理想ベースバンド成分の信号列との差演算によっ
て、測定対象のディジタル変調信号に含まれる雑音成分
の信号列を検出する雑音信号検出手段（４５）と、 前記周波数誤差補正手段によって補正されたベースバン
ド成分の信号列および前記雑音信号検出手段によって検
出された雑音成分の信号列に対する離散的フーリエ変換
処理を行ないベースバンド成分および雑音成分のスペク
トラムを算出するスペクトラム算出手段（５０）と、 前記スペクトラム算出手段によって算出されたベースバ
ンド成分のスペクトラムと雑音成分のスペクトラムとを
表示する表示手段（５５、６０）とを備えたディジタル
変調信号測定装置。 - 【請求項２】 測定対象のディジタル変調信号に含まれる
ベースバンド成分を抽出し、ディジタル化した信号列で
出力するベースバンド成分抽出手段（２１）と、 前記ベースバンド成分抽出手段によって抽出されたベー
スバンド成分の信号列に残留するキャリア周波数誤差を
検出し、該検出したキャリア周波数誤差によって前記ベ
ースバンド成分の信号列を補正する周波数誤差補正手段
（３０）と、 前記周波数誤差補正手段によって補正されたベースバン
ド成分の信号列から理 想ベースバンド成分の信号列を生
成する理想信号列生成手段（４０）と、 前記周波数誤差補正手段によって補正されたベースバン
ド成分の信号列と前記理想信号列生成手段によって生成
された理想ベースバンド成分の信号列との差演算によっ
て、測定対象のディジタル変調信号に含まれる雑音成分
の信号列を検出する雑音信号検出手段（４５）と、 表示手段（５５、６０）と、 前記周波数誤差補正手段によって補正されたベースバン
ド成分の信号列に対する離散的フーリエ変換処理を行な
いベースバンド成分を算出し、又は、前記雑音信号検出
手段によって検出された雑音成分の信号列に対する離散
的フーリエ変換処理を行ない雑音成分のスペクトラムを
算出し、算出されたベースバンド成分のスペクトラム又
は雑音成分のスペクトラムのうちいずれかを選択的に前
記表示手段に表示させるスペクトラム算出手段（５０）
とを備えたディジタル変調信号測定装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12828699A JP3388346B2 (ja) | 1999-05-10 | 1999-05-10 | ディジタル変調信号測定装置 |
| US09/719,605 US6754260B1 (en) | 1999-05-10 | 2000-05-09 | Digital modulation signal measuring device and method capable of evaluating spectrum of noise component |
| EP00923002A EP1096748B1 (en) | 1999-05-10 | 2000-05-09 | Digital modulation signal measuring device and method capable of evaluating spectrum of noise component |
| DE60029534T DE60029534T8 (de) | 1999-05-10 | 2000-05-09 | Vorrichtung und verfahren zum messen eines digitalen modulationssignals, die dazu fähig sind, das spektrum einer rauschkomponente einzuschätzen |
| PCT/JP2000/002954 WO2000069136A1 (fr) | 1999-05-10 | 2000-05-09 | Dispositif numerique de mesure du signal de modulation et procede a cet effet capable d'evaluer le spectre de la composante de bruit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12828699A JP3388346B2 (ja) | 1999-05-10 | 1999-05-10 | ディジタル変調信号測定装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000324026A JP2000324026A (ja) | 2000-11-24 |
| JP3388346B2 true JP3388346B2 (ja) | 2003-03-17 |
Family
ID=14981072
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12828699A Expired - Fee Related JP3388346B2 (ja) | 1999-05-10 | 1999-05-10 | ディジタル変調信号測定装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
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| EP (1) | EP1096748B1 (ja) |
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| WO (1) | WO2000069136A1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US7480328B2 (en) * | 2001-05-18 | 2009-01-20 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Signal generator with display unit |
| DE10232195B4 (de) * | 2002-07-16 | 2015-03-05 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Vorrichtung zum Messen der Symbolrate eines digital modulierten Hochfrequenzsignals |
| DE10246316A1 (de) * | 2002-10-04 | 2004-04-15 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren zum Bestimmen des Phasen- und/oder des Amplituden-Rauschspektrums eines digital modulierten Signals |
| US8189651B2 (en) * | 2006-10-12 | 2012-05-29 | Pingnan Shi | Measuring Hum in a digital TV signal |
| US8605775B2 (en) | 2006-10-12 | 2013-12-10 | Jds Uniphase Corporation | Measuring Hum in a digital TV signal |
| US11209550B2 (en) * | 2010-09-10 | 2021-12-28 | Javad Gnss, Inc. | Band-spectrum interference visualizer in a global navigation satellite system receiver |
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| KR100265674B1 (ko) * | 1995-06-07 | 2000-09-15 | 데니스 피셸 | 인코드된 데이타 스트림에 대한 에러 검출 및 정정시스템 |
| JP3017955B2 (ja) * | 1996-03-27 | 2000-03-13 | アンリツ株式会社 | 無線機試験装置及び方法 |
| US6112067A (en) * | 1996-03-27 | 2000-08-29 | Anritsu Corporation | Radio communication analyzer suited for measurement of plurality of types of digital communication systems |
| US5799038A (en) * | 1996-04-30 | 1998-08-25 | Advantest Corporation | Method for measuring modulation parameters of digital quadrature-modulated signal |
| JPH1023086A (ja) * | 1996-07-01 | 1998-01-23 | Advantest Corp | 変調精度測定装置 |
| DE19906801C2 (de) * | 1998-02-19 | 2003-12-11 | Advantest Corp | Spreizungs-Signal-Analysator und Verfahren zum Analysieren eines Spreizungssignals |
-
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- 1999-05-10 JP JP12828699A patent/JP3388346B2/ja not_active Expired - Fee Related
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2000
- 2000-05-09 US US09/719,605 patent/US6754260B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-05-09 DE DE60029534T patent/DE60029534T8/de active Active
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- 2000-05-09 EP EP00923002A patent/EP1096748B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
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