JPH1032516A - 受信機 - Google Patents
受信機Info
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- JPH1032516A JPH1032516A JP18625796A JP18625796A JPH1032516A JP H1032516 A JPH1032516 A JP H1032516A JP 18625796 A JP18625796 A JP 18625796A JP 18625796 A JP18625796 A JP 18625796A JP H1032516 A JPH1032516 A JP H1032516A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ダイレクトコンバージョン方式の受信機の受
信性能を向上させる。 【解決手段】 正弦波発振器２１が出力する復調用のロ
ーカル信号を、疑似雑音信号発生器２４，２５が出力す
る疑似雑音信号で変調してから、混合回路１４Ｉ，１４
Ｑで受信信号に混合して復調すると共に、この復調信号
を逆拡散回路１６Ｉ，１６Ｑで疑似雑音信号により逆拡
散してベースバンド信号とする。
信性能を向上させる。 【解決手段】 正弦波発振器２１が出力する復調用のロ
ーカル信号を、疑似雑音信号発生器２４，２５が出力す
る疑似雑音信号で変調してから、混合回路１４Ｉ，１４
Ｑで受信信号に混合して復調すると共に、この復調信号
を逆拡散回路１６Ｉ，１６Ｑで疑似雑音信号により逆拡
散してベースバンド信号とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、携帯電話機などの
通信装置の受信回路に適用して好適な受信機に関する。
通信装置の受信回路に適用して好適な受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】所定の周波数で伝送される無線信号など
を受信する受信機として、ダイレクトコンバージョン方
式の受信機と称されるものが開発されている。図３は、
従来のダイレクトコンバージョン方式の受信機の一例を
示す図で、入力端子５１に得られる受信信号を、ローノ
イズアンプ５２とバンドパスフィルタ５３を介して一方
の混合回路５５Ｉに供給すると共に、バンドパスフィル
タ５３の出力をπ／２移相器５４（ここでのπ／２とは
受信する希望波の変調周波数に対するπ／２）を介して
他方の混合回路５５Ｑに供給する。ここで、両混合回路
５５Ｉ，５５Ｑには、発振器５６の発振出力（正弦波信
号）がローカル信号として供給され、受信信号とローカ
ル信号との混合で、所定の周波数の受信信号をベースバ
ンド信号に復調する。ここで、混合回路５５Ｉで復調さ
れる信号と混合回路５５Ｑで得られる信号は、位相が９
０°（π／２）ずれた信号であり、Ｉ成分とＱ成分とが
直交変調された信号を復調する。
を受信する受信機として、ダイレクトコンバージョン方
式の受信機と称されるものが開発されている。図３は、
従来のダイレクトコンバージョン方式の受信機の一例を
示す図で、入力端子５１に得られる受信信号を、ローノ
イズアンプ５２とバンドパスフィルタ５３を介して一方
の混合回路５５Ｉに供給すると共に、バンドパスフィル
タ５３の出力をπ／２移相器５４（ここでのπ／２とは
受信する希望波の変調周波数に対するπ／２）を介して
他方の混合回路５５Ｑに供給する。ここで、両混合回路
５５Ｉ，５５Ｑには、発振器５６の発振出力（正弦波信
号）がローカル信号として供給され、受信信号とローカ
ル信号との混合で、所定の周波数の受信信号をベースバ
ンド信号に復調する。ここで、混合回路５５Ｉで復調さ
れる信号と混合回路５５Ｑで得られる信号は、位相が９
０°（π／２）ずれた信号であり、Ｉ成分とＱ成分とが
直交変調された信号を復調する。
【０００３】そして、混合回路５５Ｉで得られたＩ成分
と、混合回路５５Ｑで得られたＱ成分を、それぞれロー
パスフィルタ５７Ｉ及び５７Ｑと、可変ゲインアンプ５
８Ｉ及び５８Ｑを介して、アナログ／デジタル変換器５
９Ｉ及び５９Ｑに供給し、それぞれの成分の受信データ
を得る。そして、各アナログ／デジタル変換器５９Ｉ，
５９Ｑで得られた受信データを、出力端子６０Ｉ，６０
Ｑから受信データのベースバンド処理回路（図示せず）
に供給して、ベースバンド系の受信処理を行う。
と、混合回路５５Ｑで得られたＱ成分を、それぞれロー
パスフィルタ５７Ｉ及び５７Ｑと、可変ゲインアンプ５
８Ｉ及び５８Ｑを介して、アナログ／デジタル変換器５
９Ｉ及び５９Ｑに供給し、それぞれの成分の受信データ
を得る。そして、各アナログ／デジタル変換器５９Ｉ，
５９Ｑで得られた受信データを、出力端子６０Ｉ，６０
Ｑから受信データのベースバンド処理回路（図示せず）
に供給して、ベースバンド系の受信処理を行う。
【０００４】このように構成される受信回路は、ダイレ
クトコンバージョン方式の受信回路と称され、受信した
信号から直接ベースバンド信号を得る復調処理が行われ
て、中間周波信号に変換する処理を必要としない簡単な
回路構成で、受信処理が行われる。
クトコンバージョン方式の受信回路と称され、受信した
信号から直接ベースバンド信号を得る復調処理が行われ
て、中間周波信号に変換する処理を必要としない簡単な
回路構成で、受信処理が行われる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところが、このような
中間周波信号に変換されずに直接ベースバンド信号を得
るダイレクトコンバージョン方式の受信処理の場合に
は、混合回路に供給するローカル信号が、受信周波数に
対応した周波数であるため、受信機内の他の回路に漏洩
して、妨害を与える不都合があった。また、中間周波信
号に変換して処理を行う場合には、この中間周波信号の
段階でフィルタで希望波を抽出する処理を行ってからベ
ースバンド信号に変換する処理を行うため、ベースバン
ド信号に不要成分が混入する可能性が少ないが、図３に
示したようなダイレクトコンバージョン方式の場合に
は、可変ゲインアンプ５８Ｉ及び５８Ｑで増幅する信号
に２次歪み成分が混入すると言う問題があった。
中間周波信号に変換されずに直接ベースバンド信号を得
るダイレクトコンバージョン方式の受信処理の場合に
は、混合回路に供給するローカル信号が、受信周波数に
対応した周波数であるため、受信機内の他の回路に漏洩
して、妨害を与える不都合があった。また、中間周波信
号に変換して処理を行う場合には、この中間周波信号の
段階でフィルタで希望波を抽出する処理を行ってからベ
ースバンド信号に変換する処理を行うため、ベースバン
ド信号に不要成分が混入する可能性が少ないが、図３に
示したようなダイレクトコンバージョン方式の場合に
は、可変ゲインアンプ５８Ｉ及び５８Ｑで増幅する信号
に２次歪み成分が混入すると言う問題があった。
【０００６】このようにローカル信号の漏洩やアンプで
の２次歪みがあると、受信データのビット誤り率が悪く
なってしまう。
の２次歪みがあると、受信データのビット誤り率が悪く
なってしまう。
【０００７】本発明の目的は、ダイレクトコンバージョ
ン方式の受信機の受信性能を向上させることにある。
ン方式の受信機の受信性能を向上させることにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、復調用のロー
カル信号を疑似雑音信号で変調してから受信信号に混合
し、この混合信号を疑似雑音信号で逆拡散してベースバ
ンド信号とするようにしたものである。
カル信号を疑似雑音信号で変調してから受信信号に混合
し、この混合信号を疑似雑音信号で逆拡散してベースバ
ンド信号とするようにしたものである。
【０００９】かかる構成によると、復調処理に使用され
るローカル信号が帯域拡散された信号となって正弦波信
号でなくなり、受信信号に対して直接的に妨害を与える
ことがなくなると共に、混合信号が帯域拡散されるの
で、２次歪み成分を取り除くことができる。
るローカル信号が帯域拡散された信号となって正弦波信
号でなくなり、受信信号に対して直接的に妨害を与える
ことがなくなると共に、混合信号が帯域拡散されるの
で、２次歪み成分を取り除くことができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例を図１を
参照して説明する。
参照して説明する。
【００１１】本例においては、伝送信号がＱＰＳＫ（Qu
adrature Phase shift Keying ）変調方式により変調さ
れた信号の送受信を行う無線電話機（携帯電話機）の受
信系回路に適用した例を示し、ダイレクトコンバージョ
ン方式の受信回路としたものであり、その構成を図１に
示す。
adrature Phase shift Keying ）変調方式により変調さ
れた信号の送受信を行う無線電話機（携帯電話機）の受
信系回路に適用した例を示し、ダイレクトコンバージョ
ン方式の受信回路としたものであり、その構成を図１に
示す。
【００１２】本例においては、入力端子１１に得られる
受信信号を、ローノイズアンプ１２とバンドパスフィル
タ１３を介して一方及び他方の混合回路１４Ｉ及び１４
Ｑに供給する。この２つの混合回路１４Ｉ及び１４Ｑ
は、受信信号に含まれるＩ成分の混合回路１４ＩとＱ成
分の混合回路１４Ｑとしてある。
受信信号を、ローノイズアンプ１２とバンドパスフィル
タ１３を介して一方及び他方の混合回路１４Ｉ及び１４
Ｑに供給する。この２つの混合回路１４Ｉ及び１４Ｑ
は、受信信号に含まれるＩ成分の混合回路１４ＩとＱ成
分の混合回路１４Ｑとしてある。
【００１３】ここで、各混合回路１４Ｉ，１４Ｑに供給
するローカル信号について説明すると、正弦波発振器２
１は、受信周波数に対応した周波数の正弦波信号を発振
する発振器で、この発振器２１の正弦波出力を、一方の
拡散回路２３Ｉに直接供給すると共に、発振器２１の正
弦波出力を、π／２移相器２２により信号位相をπ／２
（ＱＰＳＫ変調信号の周波数に対して９０°）移相させ
た信号を、他方の拡散回路２３Ｑに供給する。そして、
一方の拡散回路２３Ｉには、ＰＮ符号発生回路２４が出
力する疑似雑音信号ＰＮｃが供給され、正弦波に疑似雑
音信号ＰＮｃが乗算された信号を、ローカル信号として
混合回路１４Ｉに供給する。また、他方の拡散回路２３
Ｑには、ＰＮ符号発生回路２５が出力する疑似雑音信号
ＰＮｓが供給され、正弦波に疑似雑音信号ＰＮｓが乗算
された信号を、ローカル信号として混合回路１４Ｑに供
給する。
するローカル信号について説明すると、正弦波発振器２
１は、受信周波数に対応した周波数の正弦波信号を発振
する発振器で、この発振器２１の正弦波出力を、一方の
拡散回路２３Ｉに直接供給すると共に、発振器２１の正
弦波出力を、π／２移相器２２により信号位相をπ／２
（ＱＰＳＫ変調信号の周波数に対して９０°）移相させ
た信号を、他方の拡散回路２３Ｑに供給する。そして、
一方の拡散回路２３Ｉには、ＰＮ符号発生回路２４が出
力する疑似雑音信号ＰＮｃが供給され、正弦波に疑似雑
音信号ＰＮｃが乗算された信号を、ローカル信号として
混合回路１４Ｉに供給する。また、他方の拡散回路２３
Ｑには、ＰＮ符号発生回路２５が出力する疑似雑音信号
ＰＮｓが供給され、正弦波に疑似雑音信号ＰＮｓが乗算
された信号を、ローカル信号として混合回路１４Ｑに供
給する。
【００１４】各ＰＮ符号発生回路２４，２５が出力する
疑似雑音信号ＰＮｃ及びＰＮｓは、疑似的に生成される
雑音信号であり、Ｍ系列符号発生回路などを使用して周
期性のあるランダム符号を生成させる。或いは、完全に
周期性のないランダム符号を疑似雑音信号としても良
い。但し、いずれの場合でも、本例の回路で使用される
疑似雑音信号ＰＮｃ及びＰＮｓは、拡散回路２３Ｉ及び
２３Ｑで拡散された信号が、受信する希望波であるＱＰ
ＳＫ信号の信号帯域よりも十分に大きい帯域に拡散され
るような信号としてある。また、本例の各ＰＮ符号発生
回路２４，２５が出力する疑似雑音信号ＰＮｃとＰＮｓ
は、ここでは別の信号（即ち信号の生成順序などが異な
る信号）としてある。
疑似雑音信号ＰＮｃ及びＰＮｓは、疑似的に生成される
雑音信号であり、Ｍ系列符号発生回路などを使用して周
期性のあるランダム符号を生成させる。或いは、完全に
周期性のないランダム符号を疑似雑音信号としても良
い。但し、いずれの場合でも、本例の回路で使用される
疑似雑音信号ＰＮｃ及びＰＮｓは、拡散回路２３Ｉ及び
２３Ｑで拡散された信号が、受信する希望波であるＱＰ
ＳＫ信号の信号帯域よりも十分に大きい帯域に拡散され
るような信号としてある。また、本例の各ＰＮ符号発生
回路２４，２５が出力する疑似雑音信号ＰＮｃとＰＮｓ
は、ここでは別の信号（即ち信号の生成順序などが異な
る信号）としてある。
【００１５】従って、疑似雑音信号ＰＮｃの乗算によ
り、発振器２１が出力する正弦波出力が拡散されたロー
カル信号となって、混合回路１４Ｉに供給され、混合回
路１４Ｉが出力するＩ成分の復調信号としては、帯域が
十分に拡散された信号となる。同様に、疑似雑音信号Ｐ
Ｎｓの乗算により、π／２移相器２２が出力する正弦波
出力が拡散されたローカル信号となって、混合回路１４
Ｑに供給され、混合回路１４Ｑが出力するＱ成分の復調
信号としては、帯域が十分に拡散された信号となる。
り、発振器２１が出力する正弦波出力が拡散されたロー
カル信号となって、混合回路１４Ｉに供給され、混合回
路１４Ｉが出力するＩ成分の復調信号としては、帯域が
十分に拡散された信号となる。同様に、疑似雑音信号Ｐ
Ｎｓの乗算により、π／２移相器２２が出力する正弦波
出力が拡散されたローカル信号となって、混合回路１４
Ｑに供給され、混合回路１４Ｑが出力するＱ成分の復調
信号としては、帯域が十分に拡散された信号となる。
【００１６】そして、混合回路１４Ｉ及び１４Ｑの混合
出力を、それぞれローパスフィルタ１５Ｉ及び１５Ｑを
介して、逆拡散回路１６Ｉ及び１６Ｑに供給する。逆拡
散回路１６Ｉには、ＰＮ符号発生回路２４が出力する疑
似雑音信号ＰＮｃが供給され、この疑似雑音信号ＰＮｃ
の乗算により、復調信号の逆拡散処理（即ち拡散回路２
３Ｉでの拡散の逆の処理）を行い、帯域拡散されたＩ成
分の復調信号をベースバンド信号とする。また、逆拡散
回路１６Ｑには、ＰＮ符号発生回路２５が出力する疑似
雑音信号ＰＮｓが供給され、この疑似雑音信号ＰＮｓの
乗算により、復調信号の逆拡散処理（即ち拡散回路２３
Ｑでの拡散の逆の処理）を行い、帯域拡散されたＱ成分
の復調信号をベースバンド信号とする。
出力を、それぞれローパスフィルタ１５Ｉ及び１５Ｑを
介して、逆拡散回路１６Ｉ及び１６Ｑに供給する。逆拡
散回路１６Ｉには、ＰＮ符号発生回路２４が出力する疑
似雑音信号ＰＮｃが供給され、この疑似雑音信号ＰＮｃ
の乗算により、復調信号の逆拡散処理（即ち拡散回路２
３Ｉでの拡散の逆の処理）を行い、帯域拡散されたＩ成
分の復調信号をベースバンド信号とする。また、逆拡散
回路１６Ｑには、ＰＮ符号発生回路２５が出力する疑似
雑音信号ＰＮｓが供給され、この疑似雑音信号ＰＮｓの
乗算により、復調信号の逆拡散処理（即ち拡散回路２３
Ｑでの拡散の逆の処理）を行い、帯域拡散されたＱ成分
の復調信号をベースバンド信号とする。
【００１７】なお、ＰＮ符号発生回路２４から、拡散回
路２３Ｉと逆拡散回路１６Ｉに供給される疑似雑音信号
ＰＮｃは、同一の信号であるが、拡散回路２３Ｉから逆
拡散回路１６Ｉまでの信号処理に要する時間だけ、逆拡
散回路１６Ｉに供給するタイミングを遅らせる必要があ
る。ＰＮ符号発生回路２５から、拡散回路２３Ｑと逆拡
散回路１６Ｑに供給される疑似雑音信号ＰＮｓのタイミ
ングについても同様である。但し、拡散回路２３Ｉ，２
３Ｑから逆拡散回路１６Ｉ，１６Ｑまでの信号処理に要
する時間が、信号処理の上で無視できるほど小さい場合
には、タイミングを遅らせる必要はない。
路２３Ｉと逆拡散回路１６Ｉに供給される疑似雑音信号
ＰＮｃは、同一の信号であるが、拡散回路２３Ｉから逆
拡散回路１６Ｉまでの信号処理に要する時間だけ、逆拡
散回路１６Ｉに供給するタイミングを遅らせる必要があ
る。ＰＮ符号発生回路２５から、拡散回路２３Ｑと逆拡
散回路１６Ｑに供給される疑似雑音信号ＰＮｓのタイミ
ングについても同様である。但し、拡散回路２３Ｉ，２
３Ｑから逆拡散回路１６Ｉ，１６Ｑまでの信号処理に要
する時間が、信号処理の上で無視できるほど小さい場合
には、タイミングを遅らせる必要はない。
【００１８】そして、逆拡散回路１６Ｉ及び１６Ｑが出
力するベースバンド信号を、ローパスフィルタ１７Ｉ及
び１７Ｑと、可変ゲインアンプ１８Ｉ及び１８Ｑを介し
て、アナログ／デジタル変換器１９Ｉ及び１９Ｑに供給
し、それぞれの成分の受信データを得る。そして、各ア
ナログ／デジタル変換器１９Ｉ，１９Ｑで得られた受信
データを、出力端子２０Ｉ，２０Ｑから受信データのベ
ースバンド処理回路（図示せず）に供給して、ベースバ
ンド系の受信処理を行う。
力するベースバンド信号を、ローパスフィルタ１７Ｉ及
び１７Ｑと、可変ゲインアンプ１８Ｉ及び１８Ｑを介し
て、アナログ／デジタル変換器１９Ｉ及び１９Ｑに供給
し、それぞれの成分の受信データを得る。そして、各ア
ナログ／デジタル変換器１９Ｉ，１９Ｑで得られた受信
データを、出力端子２０Ｉ，２０Ｑから受信データのベ
ースバンド処理回路（図示せず）に供給して、ベースバ
ンド系の受信処理を行う。
【００１９】このように構成される本例の受信回路によ
ると、受信信号から希望波を直接ベースバンド信号に変
換する（即ち中間周波信号を介さずに直接ベースバンド
信号を得る）いわゆるダイレクトコンバージョン方式の
受信回路としてあるが、ローカル信号による妨害や２次
歪みなどが少ない性能の良い受信処理が可能になる。即
ち、復調処理に使用されるローカル信号が帯域拡散され
た信号となって正弦波信号でなくなり、この帯域で使用
されているＱＰＳＫ信号に対してローカル信号が妨害を
与えることがなくなり、ローカル信号が受信信号に対し
て直接的に妨害を与えなくなる。また、混合回路が出力
する混合出力信号が帯域拡散された信号となるので、効
果的に２次歪み成分が除去される。従って、出力端子２
０Ｉ，２０Ｑから出力される受信データのビット誤り率
を、従来のダイレクトコンバージョン方式の受信回路に
比べて低減させることができる。
ると、受信信号から希望波を直接ベースバンド信号に変
換する（即ち中間周波信号を介さずに直接ベースバンド
信号を得る）いわゆるダイレクトコンバージョン方式の
受信回路としてあるが、ローカル信号による妨害や２次
歪みなどが少ない性能の良い受信処理が可能になる。即
ち、復調処理に使用されるローカル信号が帯域拡散され
た信号となって正弦波信号でなくなり、この帯域で使用
されているＱＰＳＫ信号に対してローカル信号が妨害を
与えることがなくなり、ローカル信号が受信信号に対し
て直接的に妨害を与えなくなる。また、混合回路が出力
する混合出力信号が帯域拡散された信号となるので、効
果的に２次歪み成分が除去される。従って、出力端子２
０Ｉ，２０Ｑから出力される受信データのビット誤り率
を、従来のダイレクトコンバージョン方式の受信回路に
比べて低減させることができる。
【００２０】ここで、本例の受信回路での受信処理で、
２次歪み成分が除去されることを、数式を用いて以下に
説明する。まず、入力端子１１に得られる受信信号ＲＦ
inより抽出される希望波Ｒ（ｔ）は、次式で示される。
２次歪み成分が除去されることを、数式を用いて以下に
説明する。まず、入力端子１１に得られる受信信号ＲＦ
inより抽出される希望波Ｒ（ｔ）は、次式で示される。
【００２１】
【数１】Ｒ(t) ＝Ｒc (t) cos （ωcｔ＋θ(t) ）＋Ｒ
ｓ(t) sin （ωc ｔ＋θ(t) ）
ｓ(t) sin （ωc ｔ＋θ(t) ）
【００２２】また、受信信号ＲＦinに含まれる妨害波Ｒ
ud（ｔ）は、次式で示される。なお、ここでは妨害波は
説明を簡単にするために無変調波としてある。
ud（ｔ）は、次式で示される。なお、ここでは妨害波は
説明を簡単にするために無変調波としてある。
【００２３】
【数２】
【００２４】そして、混合回路１４Ｉ，１４Ｑが出力す
る混合出力信号Ｍ（ｔ）は、次式で示される。
る混合出力信号Ｍ（ｔ）は、次式で示される。
【００２５】
【数３】 Ｍ（ｔ）＝｛Ｒ（ｔ）＋Ｒud（ｔ）＋Ｌ（ｔ）｝2
【００２６】ここで、混合回路１４Ｉで乗算されるロー
カル信号Ｌc （ｔ）と、混合回路１４Ｑで乗算されるロ
ーカル信号Ｌs （ｔ）を、〔数４〕式及び〔数５〕式に
示すように定義する。なお、ＰＮc （ｔ）及びＰＮ
s （ｔ）は、各ＰＮ符号発生回路２４及び２５が出力す
る疑似雑音信号ＰＮc 及びＰＮs を示す。
カル信号Ｌc （ｔ）と、混合回路１４Ｑで乗算されるロ
ーカル信号Ｌs （ｔ）を、〔数４〕式及び〔数５〕式に
示すように定義する。なお、ＰＮc （ｔ）及びＰＮ
s （ｔ）は、各ＰＮ符号発生回路２４及び２５が出力す
る疑似雑音信号ＰＮc 及びＰＮs を示す。
【００２７】
【数４】Ｌc （ｔ）＝ＰＮc （ｔ）ｃｏｓ（ωc ｔ）
【００２８】
【数５】Ｌs （ｔ）＝ＰＮs （ｔ）ｓｉｎ（ωc ｔ）
【００２９】混合出力信号Ｍ（ｔ）にローカル信号Ｌc
（ｔ）を乗算した混合出力信号を、Ｍc （ｔ）として示
すと、この混合出力信号Ｍｃ（ｔ）は、以下のように示
される。
（ｔ）を乗算した混合出力信号を、Ｍc （ｔ）として示
すと、この混合出力信号Ｍｃ（ｔ）は、以下のように示
される。
【００３０】
【数６】
【００３１】この〔数６〕式は、以下のように変形でき
る。
る。
【００３２】
【数７】
【００３３】この〔数７〕式から２ω成分を取り除く
と、次式のようになる。
と、次式のようになる。
【００３４】
【数８】
【００３５】ここで、ＰＮc 2 （ｔ）＝１であり、逆拡
散回路１６Ｉで混合出力信号Ｍc （ｔ）に疑似雑音信号
ＰＮc （ｔ）が乗算されると、〔数８〕式の第１項と第
２項と第４項は拡散されると共に、第３項と第５項は逆
拡散されて、逆拡散回路１６Ｉの逆拡散出力ｍc （ｔ）
は、次式のようになる。
散回路１６Ｉで混合出力信号Ｍc （ｔ）に疑似雑音信号
ＰＮc （ｔ）が乗算されると、〔数８〕式の第１項と第
２項と第４項は拡散されると共に、第３項と第５項は逆
拡散されて、逆拡散回路１６Ｉの逆拡散出力ｍc （ｔ）
は、次式のようになる。
【００３６】
【数９】
【００３７】この場合、疑似雑音信号ＰＮc （ｔ）が希
望波の信号帯域より十分に大きい帯域に拡散されていれ
ば、次式のように定義でき、２次歪み成分を取り除くこ
とができることが判る。
望波の信号帯域より十分に大きい帯域に拡散されていれ
ば、次式のように定義でき、２次歪み成分を取り除くこ
とができることが判る。
【００３８】
【数１０】
【００３９】なお、上述実施例においては、Ｉ成分を復
調するのに使用する疑似雑音信号ＰＮc と、Ｑ成分を復
調するのに使用する疑似雑音信号ＰＮs とを、それぞれ
別の信号としたが、図１のようにＩ成分の信号処理系と
Ｑ成分の信号処理系とが完全に分かれている場合には、
同一の疑似雑音信号を使用しても差し支えない。
調するのに使用する疑似雑音信号ＰＮc と、Ｑ成分を復
調するのに使用する疑似雑音信号ＰＮs とを、それぞれ
別の信号としたが、図１のようにＩ成分の信号処理系と
Ｑ成分の信号処理系とが完全に分かれている場合には、
同一の疑似雑音信号を使用しても差し支えない。
【００４０】これに対し、Ｉ成分を混合するのに使用す
る疑似雑音信号ＰＮc と、Ｑ成分を混合するのに使用す
る疑似雑音信号ＰＮs とを、それぞれ別の信号とした場
合には、混合回路１４Ｉ，１４Ｑの出力から逆拡散回路
１６Ｉ，１６Ｑの入力までの受信信号処理系を、１系統
の回路とすることが可能になる。図２は、この場合の例
を示す図で、図１に対応する部分には同一符号を付す。
る疑似雑音信号ＰＮc と、Ｑ成分を混合するのに使用す
る疑似雑音信号ＰＮs とを、それぞれ別の信号とした場
合には、混合回路１４Ｉ，１４Ｑの出力から逆拡散回路
１６Ｉ，１６Ｑの入力までの受信信号処理系を、１系統
の回路とすることが可能になる。図２は、この場合の例
を示す図で、図１に対応する部分には同一符号を付す。
【００４１】図２に示す例について説明すると、各混合
回路１４Ｉ，１４Ｑの出力を、共通のローパスフィルタ
２６に供給して低域成分を除去する。そして、このロー
パスフィルタ２６の出力を、各逆拡散回路１６Ｉ，１６
Ｑに供給し、逆拡散回路１６Ｉでは、ＰＮ符号発生回路
２４が出力する疑似雑音信号ＰＮc をフィルタ２６の出
力に乗算して逆拡散して、Ｉ成分のベースバンド信号を
得る。また、逆拡散回路１６Ｑでは、ＰＮ符号発生回路
２５が出力する疑似雑音信号ＰＮs をフィルタ２６の出
力に乗算して逆拡散して、Ｑ成分のベースバンド信号を
得る。その他の部分は、図１に示す受信回路と同様に構
成する。
回路１４Ｉ，１４Ｑの出力を、共通のローパスフィルタ
２６に供給して低域成分を除去する。そして、このロー
パスフィルタ２６の出力を、各逆拡散回路１６Ｉ，１６
Ｑに供給し、逆拡散回路１６Ｉでは、ＰＮ符号発生回路
２４が出力する疑似雑音信号ＰＮc をフィルタ２６の出
力に乗算して逆拡散して、Ｉ成分のベースバンド信号を
得る。また、逆拡散回路１６Ｑでは、ＰＮ符号発生回路
２５が出力する疑似雑音信号ＰＮs をフィルタ２６の出
力に乗算して逆拡散して、Ｑ成分のベースバンド信号を
得る。その他の部分は、図１に示す受信回路と同様に構
成する。
【００４２】この図２に示すように構成することで、各
系統で異なるＰＮ符号を使用しているので、逆拡散時に
Ｉ成分とＱ成分とを分離することができる。従って、混
合してから逆拡散するまでの信号処理系を１系統とする
ことができ、それだけ受信回路の構成を簡単にすること
ができる。特に図２に示すように、フィルタ２６などの
混合回路と逆拡散回路との間にある回路部品を、２系統
用意する必要がなくなり、それだけ回路構成を簡単にす
ることができる。
系統で異なるＰＮ符号を使用しているので、逆拡散時に
Ｉ成分とＱ成分とを分離することができる。従って、混
合してから逆拡散するまでの信号処理系を１系統とする
ことができ、それだけ受信回路の構成を簡単にすること
ができる。特に図２に示すように、フィルタ２６などの
混合回路と逆拡散回路との間にある回路部品を、２系統
用意する必要がなくなり、それだけ回路構成を簡単にす
ることができる。
【００４３】また、上述実施例ではＱＰＳＫ変調方式の
信号の復調を行う受信機に適用したが、他の変調方式に
より変調された伝送信号を受信する受信機にも適用でき
ることは勿論である。
信号の復調を行う受信機に適用したが、他の変調方式に
より変調された伝送信号を受信する受信機にも適用でき
ることは勿論である。
【００４４】
【発明の効果】本発明によると、復調処理に使用される
ローカル信号が帯域拡散された信号となって正弦波信号
でなくなり、受信信号に対して直接的に妨害を与えるこ
とがなくなると共に、混合信号が帯域拡散されるので、
２次歪み成分を取り除くことができ、ダイレクトコンバ
ージョン方式で受信処理した場合の、受信データのビッ
ト誤り率を低減させることができる。
ローカル信号が帯域拡散された信号となって正弦波信号
でなくなり、受信信号に対して直接的に妨害を与えるこ
とがなくなると共に、混合信号が帯域拡散されるので、
２次歪み成分を取り除くことができ、ダイレクトコンバ
ージョン方式で受信処理した場合の、受信データのビッ
ト誤り率を低減させることができる。
【００４５】この場合、受信信号として、２系統の信号
が直交変調されて伝送される信号とし、各系統毎に個別
に拡散されたローカル信号を個別に混合し、個別に逆拡
散して、各系統のベースバンド信号を得るようにしたこ
とで、各系統の伝送信号を良好に復調処理できる。
が直交変調されて伝送される信号とし、各系統毎に個別
に拡散されたローカル信号を個別に混合し、個別に逆拡
散して、各系統のベースバンド信号を得るようにしたこ
とで、各系統の伝送信号を良好に復調処理できる。
【００４６】また、この各系統の信号を個別に混合処理
する場合に、各系統で別の疑似雑音信号を使用して混合
処理することで、逆拡散時に各系統毎の疑似雑音信号に
より両系統の信号を判別して抽出できるようになり、拡
散されたローカル信号により混合してから逆拡散するま
での処理を、２系統の受信信号を１系統に統合して処理
できるようになる。
する場合に、各系統で別の疑似雑音信号を使用して混合
処理することで、逆拡散時に各系統毎の疑似雑音信号に
より両系統の信号を判別して抽出できるようになり、拡
散されたローカル信号により混合してから逆拡散するま
での処理を、２系統の受信信号を１系統に統合して処理
できるようになる。
【００４７】さらに、この混合してから逆拡散するまで
の処理を、２系統の受信信号を１系統に統合して処理す
る場合に、１系統の混合出力を所定のフィルタを介して
各逆拡散手段に供給することで、混合出力信号を通過さ
せるフィルタを、各系統毎に用意する必要がなく、直交
変調された信号の受信処理を簡単な構成で実現できる。
の処理を、２系統の受信信号を１系統に統合して処理す
る場合に、１系統の混合出力を所定のフィルタを介して
各逆拡散手段に供給することで、混合出力信号を通過さ
せるフィルタを、各系統毎に用意する必要がなく、直交
変調された信号の受信処理を簡単な構成で実現できる。
【図１】本発明の一実施例の回路構成を示すブロック図
である。
である。
【図２】本発明の他の実施例の回路構成を示すブロック
図である。
図である。
【図３】従来のダイレクトコンバージョン方式の受信機
の一例を示すブロック図である。
の一例を示すブロック図である。
１１ 受信信号入力端子、１４Ｉ，１４Ｑ 混合回路、
１６Ｉ，１６Ｑ 逆拡散回路、２１ 正弦波発振器、２
２ π／２移相器、２３Ｉ，２３Ｑ 拡散回路、２４，
２５ ＰＮ符号発生回路、２６ ローパスフィルタ
１６Ｉ，１６Ｑ 逆拡散回路、２１ 正弦波発振器、２
２ π／２移相器、２３Ｉ，２３Ｑ 拡散回路、２４，
２５ ＰＮ符号発生回路、２６ ローパスフィルタ
Claims (4)
- 【請求項１】 復調用のローカル信号発生手段と、 疑似雑音信号発生手段と、 上記ローカル信号発生手段が出力するローカル信号を、
上記疑似雑音信号発生手段が出力する疑似雑音信号で変
調して拡散する拡散手段と、 上記拡散手段で拡散されたローカル信号を、受信信号に
混合する混合手段と、 上記混合手段の出力を、上記疑似雑音信号発生手段が出
力する疑似雑音信号で逆拡散してベースバンド信号とす
る逆拡散手段とを備えた受信機。 - 【請求項２】 上記受信信号として、２系統の信号が直
交変調されて伝送される信号とし、 上記拡散手段と上記混合手段と上記逆拡散手段として、
それぞれ第１及び第２の２つの手段を備え、 上記ローカル信号発生手段の出力を所定位相遅延させる
移相手段を設けて、この移相手段で移相されたローカル
信号を、第１の拡散手段で拡散した後、第１の混合手段
で受信信号に混合した後、第１の逆拡散手段に供給し
て、一方の系統のベースバンド信号を得、 上記ローカル信号発生手段が出力するローカル信号を、
第２の拡散手段で拡散した後、第２の混合手段で受信信
号に混合した後、第２の逆拡散手段に供給して、他方の
系統のベースバンド信号を得るようにした請求項１記載
の受信機。 - 【請求項３】 上記第１の拡散手段及び第１の逆拡散手
段に供給する疑似雑音信号と、上記第２の拡散手段及び
第２の逆拡散手段に供給する疑似雑音信号とを、別の疑
似雑音信号とした請求項２記載の受信機。 - 【請求項４】 上記第１の混合手段の出力と上記第２の
混合手段の出力とを、１系統の信号とし、この１系統の
出力を所定のフィルタを介して上記第１及び第２の逆拡
散手段に供給するようにした請求項３記載の受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18625796A JP3605949B2 (ja) | 1996-07-16 | 1996-07-16 | 受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18625796A JP3605949B2 (ja) | 1996-07-16 | 1996-07-16 | 受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1032516A true JPH1032516A (ja) | 1998-02-03 |
| JP3605949B2 JP3605949B2 (ja) | 2004-12-22 |
Family
ID=16185116
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18625796A Expired - Fee Related JP3605949B2 (ja) | 1996-07-16 | 1996-07-16 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3605949B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000051251A1 (fr) * | 1999-02-24 | 2000-08-31 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Terminal de radiocommunication |
| WO2004049582A1 (en) * | 2002-11-27 | 2004-06-10 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Receiver for processing a received signal |
| JP2009141916A (ja) * | 2007-12-11 | 2009-06-25 | Japan Radio Co Ltd | 受信機 |
| DE10023734B4 (de) * | 1999-05-24 | 2010-06-17 | Advantest Corp. | Quadratur-Demodulator, Quadratur-Demodulationsverfahren und Speichermedium |
-
1996
- 1996-07-16 JP JP18625796A patent/JP3605949B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000051251A1 (fr) * | 1999-02-24 | 2000-08-31 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Terminal de radiocommunication |
| US7054610B1 (en) | 1999-02-24 | 2006-05-30 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Wireless terminal device |
| DE10023734B4 (de) * | 1999-05-24 | 2010-06-17 | Advantest Corp. | Quadratur-Demodulator, Quadratur-Demodulationsverfahren und Speichermedium |
| WO2004049582A1 (en) * | 2002-11-27 | 2004-06-10 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Receiver for processing a received signal |
| JP2009141916A (ja) * | 2007-12-11 | 2009-06-25 | Japan Radio Co Ltd | 受信機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3605949B2 (ja) | 2004-12-22 |
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