JP3535901B2 - 直交周波数分割多重方式受信機 - Google Patents
直交周波数分割多重方式受信機Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複数の個別信号によっ
て変調され、多重されたデジタル音声放送を受信し、利
用する際に好適に実施される直交周波数分割多重方式受
信機に関する。
て変調され、多重されたデジタル音声放送を受信し、利
用する際に好適に実施される直交周波数分割多重方式受
信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、デジタル技術の大幅な進歩によっ
てデジタル通信が多く実用されている。これらデジタル
通信の一例として、ラジオ音声放送のデジタル化である
デジタル音声放送がある。デジタル音声放送は、アナロ
グ信号である音声信号をデジタル信号に変換し、放送局
から一般受信機までデジタル信号伝送を行うものであ
る。
てデジタル通信が多く実用されている。これらデジタル
通信の一例として、ラジオ音声放送のデジタル化である
デジタル音声放送がある。デジタル音声放送は、アナロ
グ信号である音声信号をデジタル信号に変換し、放送局
から一般受信機までデジタル信号伝送を行うものであ
る。
【０００３】デジタル音声放送などで用いられる変調方
式の１つに、欧州で開発が進められている直交周波数分
割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexin
g；ＯＦＤＭと略称する）方式がある。ＯＦＤＭ方式
は、通信するべきデジタル化された変調信号である個別
信号が多数含まれる多重信号を、互いに直交するように
並べられた多数のサブキャリアに分割して割当て、各サ
ブキャリアを割当てられた信号によってデジタル変調
し、デジタル変調された各サブキャリアを多重して伝送
する方式である。各サブキャリアの変調方式としては、
直交位相変調（Quadrature Phase Shift Keying；ＱＰ
ＳＫと略称する）方式が最もよく用いられる。
式の１つに、欧州で開発が進められている直交周波数分
割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexin
g；ＯＦＤＭと略称する）方式がある。ＯＦＤＭ方式
は、通信するべきデジタル化された変調信号である個別
信号が多数含まれる多重信号を、互いに直交するように
並べられた多数のサブキャリアに分割して割当て、各サ
ブキャリアを割当てられた信号によってデジタル変調
し、デジタル変調された各サブキャリアを多重して伝送
する方式である。各サブキャリアの変調方式としては、
直交位相変調（Quadrature Phase Shift Keying；ＱＰ
ＳＫと略称する）方式が最もよく用いられる。
【０００４】ＯＦＤＭのサブキャリア数をＮ種類とする
と、前記多重信号の復調には基本的にはＮ個の相関検波
手段が必要とされるが、実際には離散フーリエ変換（Ｄ
ＦＴと略称する）を用いる復調方法が知られており、こ
れによって一度にＮ種類のサブキャリアが伝送する信号
を復調することができる。
と、前記多重信号の復調には基本的にはＮ個の相関検波
手段が必要とされるが、実際には離散フーリエ変換（Ｄ
ＦＴと略称する）を用いる復調方法が知られており、こ
れによって一度にＮ種類のサブキャリアが伝送する信号
を復調することができる。
【０００５】図７に、従来技術を用いたＯＦＤＭ方式受
信機の電気的構成を示すブロック図を示す。本従来技術
では、アンテナ３１で受信され、フィルタ３２で余分な
周波数帯域に含まれる雑音成分が取除かれた多重信号
は、ＯＦＤＭ復調手段３３でＯＦＤＭ復調され、Ｎ個の
パラレルなデータ信号が復調される。前記Ｎ個のパラレ
ルなデータ信号は、パラレル／シリアル変換手段３４で
シリアルデータに変換され、データ選択手段３５でデー
タ設定手段３６によって利用者が選択し設定した番組の
個別信号が選択されて、パルス符号化変調（Pulse Code
Modulation；ＰＣＭと略称する）デコーダ３７におい
てアナログ信号である音声信号に復調される。
信機の電気的構成を示すブロック図を示す。本従来技術
では、アンテナ３１で受信され、フィルタ３２で余分な
周波数帯域に含まれる雑音成分が取除かれた多重信号
は、ＯＦＤＭ復調手段３３でＯＦＤＭ復調され、Ｎ個の
パラレルなデータ信号が復調される。前記Ｎ個のパラレ
ルなデータ信号は、パラレル／シリアル変換手段３４で
シリアルデータに変換され、データ選択手段３５でデー
タ設定手段３６によって利用者が選択し設定した番組の
個別信号が選択されて、パルス符号化変調（Pulse Code
Modulation；ＰＣＭと略称する）デコーダ３７におい
てアナログ信号である音声信号に復調される。
【０００６】たとえば、“ＤＡＢ−Ａ new sound broa
dcasting system Status of thedevelopment−Routes t
o its introduction"（G.Plenge,EBU Review Technical
No.246−APRIL 1991）によると、前記サブキャリア数Ｎ
が１５３６種類であるとき、そのサブキャリアを用いて
ＯＦＤＭ変調された前記多重信号の帯域幅は約１．５Ｍ
Ｈｚであるとされる。前記フィルタ２２は前述したＮ種
類のサブキャリア全てを通過させるので、その帯域幅は
非常に広い。このため前記フィルタ２２を濾波する雑音
の電力が大きくなる。また前述したように、前記多重信
号には複数の個別信号が含まれているけれども、前記Ｐ
ＣＭデコーダ３７でアナログ信号に変換するのは、その
中の１つの個別信号のみである。本従来技術のように全
てのサブキャリアを通過させることは、この１つの個別
信号を伝送するサブキャリアから見れば、信号電力対雑
音電力（ＣＮＲと略称する）において、ＣＮＲが小さく
なり、前記ｑ個の個別信号を良好に復調することが困難
になる。
dcasting system Status of thedevelopment−Routes t
o its introduction"（G.Plenge,EBU Review Technical
No.246−APRIL 1991）によると、前記サブキャリア数Ｎ
が１５３６種類であるとき、そのサブキャリアを用いて
ＯＦＤＭ変調された前記多重信号の帯域幅は約１．５Ｍ
Ｈｚであるとされる。前記フィルタ２２は前述したＮ種
類のサブキャリア全てを通過させるので、その帯域幅は
非常に広い。このため前記フィルタ２２を濾波する雑音
の電力が大きくなる。また前述したように、前記多重信
号には複数の個別信号が含まれているけれども、前記Ｐ
ＣＭデコーダ３７でアナログ信号に変換するのは、その
中の１つの個別信号のみである。本従来技術のように全
てのサブキャリアを通過させることは、この１つの個別
信号を伝送するサブキャリアから見れば、信号電力対雑
音電力（ＣＮＲと略称する）において、ＣＮＲが小さく
なり、前記ｑ個の個別信号を良好に復調することが困難
になる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、受信
した多重信号を復調する際に、選択した１つの個別信号
に対するＣＮＲを大きくし、良好な受信状態で番組を聴
取することができるＯＦＤＭ方式受信機を提供すること
である。
した多重信号を復調する際に、選択した１つの個別信号
に対するＣＮＲを大きくし、良好な受信状態で番組を聴
取することができるＯＦＤＭ方式受信機を提供すること
である。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、合計Ｎ種類の
サブキャリアをｑ個の個別信号で変調し、ｍ個のｑ種類
の前記サブキャリアから成るグループ（Ｎ＝ｑ・ｍ）を
有する信号を多重した多重信号を受信し、復調する直交
周波数分割多重方式受信機において、前記多重信号を復
調して合計Ｎ種類のサブキャリアに対応したデータを得
る直交周波数分割多重復調回路と、前記ｑ個の個別信号
の中から予め定める個別信号を選択し、前記選択した個
別信号を構成する前記データを消去するデータ消去手段
と、前記データ消去手段の出力によって前記Ｎ種類のサ
ブキャリアを直交周波数分割多重変調する直交周波数分
割多重変調手段と、前記多重信号を前記直交周波数分割
多重復調手段、前記データ消去手段および前記直交周波
数分割多重変調手段の動作に必要な時間以上の予め定め
る時間だけ遅延する遅延手段と、前記遅延手段の出力か
ら前記直交周波数分割多重変調手段の出力を減算し導出
する減算手段と、前記予め定める個別信号を構成する前
記データに対応したｍ種類の離散した周波数のサブキャ
リアのみをそれぞれ通過させるフィルタとを含むことを
特徴とする直交周波数分割多重方式受信機である。また
本発明は、前記各グループを構成するｑ種類のサブキャ
リアが存在する周波数帯域幅は、予め定める周波数帯域
幅に定められていて、前記フィルタの濾波周波数帯域
は、前記個別信号を構成するデータに対応するサブキャ
リアの周波数をそれぞれ含むｍ個の帯域部分を有し、か
つ前記帯域部分の周波数帯域幅は、前記グループの周波
数帯域幅未満に選ぶことを特徴とする。また本発明は、
前記直交周波数分割多重方式受信機は、直交周波数分割
多重変調された信号を受信して濾波する第１帯域フィル
タと、局部発振周波数信号を出力し、前記局部発振周波
数信号の周波数が可変である局部発振回路と、前記第１
帯域フィルタからの出力と前記局部発振回路からの出力
とを混合する混合回路と、前記混合回路から出力される
２つのうなり周波数信号の一方の周波数信号を得る濾波
周波数帯域が固定的な第２帯域フィルタとを含み、スー
パヘテロダイン方式で受信し、前記第２帯域フィルタか
らの出力を前記直交周波数分割多重復調回路と前記遅延
回路とに与えることを特徴とする。
サブキャリアをｑ個の個別信号で変調し、ｍ個のｑ種類
の前記サブキャリアから成るグループ（Ｎ＝ｑ・ｍ）を
有する信号を多重した多重信号を受信し、復調する直交
周波数分割多重方式受信機において、前記多重信号を復
調して合計Ｎ種類のサブキャリアに対応したデータを得
る直交周波数分割多重復調回路と、前記ｑ個の個別信号
の中から予め定める個別信号を選択し、前記選択した個
別信号を構成する前記データを消去するデータ消去手段
と、前記データ消去手段の出力によって前記Ｎ種類のサ
ブキャリアを直交周波数分割多重変調する直交周波数分
割多重変調手段と、前記多重信号を前記直交周波数分割
多重復調手段、前記データ消去手段および前記直交周波
数分割多重変調手段の動作に必要な時間以上の予め定め
る時間だけ遅延する遅延手段と、前記遅延手段の出力か
ら前記直交周波数分割多重変調手段の出力を減算し導出
する減算手段と、前記予め定める個別信号を構成する前
記データに対応したｍ種類の離散した周波数のサブキャ
リアのみをそれぞれ通過させるフィルタとを含むことを
特徴とする直交周波数分割多重方式受信機である。また
本発明は、前記各グループを構成するｑ種類のサブキャ
リアが存在する周波数帯域幅は、予め定める周波数帯域
幅に定められていて、前記フィルタの濾波周波数帯域
は、前記個別信号を構成するデータに対応するサブキャ
リアの周波数をそれぞれ含むｍ個の帯域部分を有し、か
つ前記帯域部分の周波数帯域幅は、前記グループの周波
数帯域幅未満に選ぶことを特徴とする。また本発明は、
前記直交周波数分割多重方式受信機は、直交周波数分割
多重変調された信号を受信して濾波する第１帯域フィル
タと、局部発振周波数信号を出力し、前記局部発振周波
数信号の周波数が可変である局部発振回路と、前記第１
帯域フィルタからの出力と前記局部発振回路からの出力
とを混合する混合回路と、前記混合回路から出力される
２つのうなり周波数信号の一方の周波数信号を得る濾波
周波数帯域が固定的な第２帯域フィルタとを含み、スー
パヘテロダイン方式で受信し、前記第２帯域フィルタか
らの出力を前記直交周波数分割多重復調回路と前記遅延
回路とに与えることを特徴とする。
【０００９】
【作用】本発明に従えば、合計Ｎ種類のサブキャリアを
ｑ個の個別信号で変調したｍ個のｑ種類のサブキャリア
から成るグループ（Ｎ＝ｑ・ｍ）を有する信号を多重化
した多重信号を受信し、復調するＯＦＤＭ方式受信機
は、前記多重信号を復調して合計Ｎ種類のサブキャリア
に対応したデータを得る直交周波数分割多重復調回路
と、前記ｑ個の個別信号の中から予め定める個別信号を
選択し、前記選択した個別信号を合成する前記データを
消去するデータ消去手段と、前記データ消去手段の出力
によってＮ種類のサブキャリアをＯＦＤＭ変調するＯＦ
ＤＭ変調手段と、前記多重信号を前記ＯＦＤＭ復調手
段、前記データ消去手段および前記ＯＦＤＭ変調手段の
動作に必要な時間以上の予め定める時間だけ遅延する遅
延手段と、前記遅延手段の出力から前記ＯＦＤＭ変調手
段の出力を減算し導出する減算手段と、前記予め定める
個別信号を構成する前記データに対応したｍ種類の離散
した周波数のサブキャリアのみをそれぞれ通過させるフ
ィルタとを含む。また、前記ＯＦＤＭ方式受信機は、Ｏ
ＦＤＭ変調された信号を受信して濾波する第１帯域フィ
ルタと、局部発振周波数信号を出力し、前記局部発振周
波数信号の周波数が可変である局部発振回路と、前記第
１帯域フィルタからの出力と前記局部発振回路からの出
力とを混合する混合回路と、前記混合回路から出力され
る２つのうなり周波数信号の一方の周波数信号を得る濾
波周波数帯域が固定的な第２帯域フィルタとを含み、ス
ーパヘテロダイン方式で受信し、前記第２帯域フィルタ
からの出力を前記ＯＦＤＭ復調回路と前記遅延手段とに
伝える。これによって、予め定め個別信号を、前記個別
信号を構成するデータ信号を伝送するサブキャリア以外
のサブキャリアの影響を排除して取出し、復調すること
ができる。
ｑ個の個別信号で変調したｍ個のｑ種類のサブキャリア
から成るグループ（Ｎ＝ｑ・ｍ）を有する信号を多重化
した多重信号を受信し、復調するＯＦＤＭ方式受信機
は、前記多重信号を復調して合計Ｎ種類のサブキャリア
に対応したデータを得る直交周波数分割多重復調回路
と、前記ｑ個の個別信号の中から予め定める個別信号を
選択し、前記選択した個別信号を合成する前記データを
消去するデータ消去手段と、前記データ消去手段の出力
によってＮ種類のサブキャリアをＯＦＤＭ変調するＯＦ
ＤＭ変調手段と、前記多重信号を前記ＯＦＤＭ復調手
段、前記データ消去手段および前記ＯＦＤＭ変調手段の
動作に必要な時間以上の予め定める時間だけ遅延する遅
延手段と、前記遅延手段の出力から前記ＯＦＤＭ変調手
段の出力を減算し導出する減算手段と、前記予め定める
個別信号を構成する前記データに対応したｍ種類の離散
した周波数のサブキャリアのみをそれぞれ通過させるフ
ィルタとを含む。また、前記ＯＦＤＭ方式受信機は、Ｏ
ＦＤＭ変調された信号を受信して濾波する第１帯域フィ
ルタと、局部発振周波数信号を出力し、前記局部発振周
波数信号の周波数が可変である局部発振回路と、前記第
１帯域フィルタからの出力と前記局部発振回路からの出
力とを混合する混合回路と、前記混合回路から出力され
る２つのうなり周波数信号の一方の周波数信号を得る濾
波周波数帯域が固定的な第２帯域フィルタとを含み、ス
ーパヘテロダイン方式で受信し、前記第２帯域フィルタ
からの出力を前記ＯＦＤＭ復調回路と前記遅延手段とに
伝える。これによって、予め定め個別信号を、前記個別
信号を構成するデータ信号を伝送するサブキャリア以外
のサブキャリアの影響を排除して取出し、復調すること
ができる。
【００１０】また本発明に従えば、前記各グループを構
成するｑ種類のサブキャリアが存在する周波数帯域幅
は、予め定める周波数帯域幅に定められていて、前記フ
ィルタの濾波周波数帯域は、前記個別信号を構成するデ
ータに対応するサブキャリアの周波数をそれぞれ含むｍ
個の帯域部分を有し、かつ前記帯域部分の周波数帯域幅
は、前記グループの周波数帯域幅未満に選ぶので、前記
帯域部分の濾波特性が急峻である必要がなくなる。
成するｑ種類のサブキャリアが存在する周波数帯域幅
は、予め定める周波数帯域幅に定められていて、前記フ
ィルタの濾波周波数帯域は、前記個別信号を構成するデ
ータに対応するサブキャリアの周波数をそれぞれ含むｍ
個の帯域部分を有し、かつ前記帯域部分の周波数帯域幅
は、前記グループの周波数帯域幅未満に選ぶので、前記
帯域部分の濾波特性が急峻である必要がなくなる。
【００１１】
【実施例】図１は、本発明の一実施例のＯＦＤＭ方式受
信機の電気的構成を示すブロック図である。前記ＯＦＤ
Ｍ方式受信機は、アンテナ１、第１帯域フィルタ２、混
合器３、局部発振回路４、個別信号選択手段５、第２帯
域フィルタ６、遅延手段７、ＯＦＤＭ復調手段８、デー
タ消去手段９、ＯＦＤＭ変調手段１０、減算器１１、フ
ィルタ１２、ＯＦＤＭ復調手段１３、パラレル／シリア
ル変換手段１４およびＰＣＭデコーダ１５を含んで構成
される。
信機の電気的構成を示すブロック図である。前記ＯＦＤ
Ｍ方式受信機は、アンテナ１、第１帯域フィルタ２、混
合器３、局部発振回路４、個別信号選択手段５、第２帯
域フィルタ６、遅延手段７、ＯＦＤＭ復調手段８、デー
タ消去手段９、ＯＦＤＭ変調手段１０、減算器１１、フ
ィルタ１２、ＯＦＤＭ復調手段１３、パラレル／シリア
ル変換手段１４およびＰＣＭデコーダ１５を含んで構成
される。
【００１２】一般にデジタル変調では、デジタル化され
たｑ個の個別信号を、たとえば時分割多重方式などによ
って、単一のデジタル信号に変換する。時分割多重方式
は、１種類の伝送路を用いて複数の個別信号を伝送する
場合に、時間的に各信号が重なり合わないように、各個
別信号のパルス幅を狭くし、時間位置を少しずつずらし
て重ね合わせることによって前記各個別信号を多重化す
る方式である。ＯＦＤＭ方式では、この多重化された信
号をＮ種類のサブキャリアに分割して割当て、各サブキ
ャリアを割当てられたデジタル信号によって変調する。
さらにこの変調された各サブキャリアを多重して１つの
多重信号として伝送する。前記サブキャリアは互いに直
交するように並べられ、その中心周波数はＮ種類のサブ
キャリアの中で最も中心周波数の低い基本周波数の整数
倍となっている。これによってデジタル信号を構成する
データ信号の中の１つのデータ信号の伝送に用いること
のできる時間であるシンボル時間が長くなるので、マル
チパス妨害などの影響を小さくすることができる。
たｑ個の個別信号を、たとえば時分割多重方式などによ
って、単一のデジタル信号に変換する。時分割多重方式
は、１種類の伝送路を用いて複数の個別信号を伝送する
場合に、時間的に各信号が重なり合わないように、各個
別信号のパルス幅を狭くし、時間位置を少しずつずらし
て重ね合わせることによって前記各個別信号を多重化す
る方式である。ＯＦＤＭ方式では、この多重化された信
号をＮ種類のサブキャリアに分割して割当て、各サブキ
ャリアを割当てられたデジタル信号によって変調する。
さらにこの変調された各サブキャリアを多重して１つの
多重信号として伝送する。前記サブキャリアは互いに直
交するように並べられ、その中心周波数はＮ種類のサブ
キャリアの中で最も中心周波数の低い基本周波数の整数
倍となっている。これによってデジタル信号を構成する
データ信号の中の１つのデータ信号の伝送に用いること
のできる時間であるシンボル時間が長くなるので、マル
チパス妨害などの影響を小さくすることができる。
【００１３】前記多重信号のスペクトラム構成を模式的
に示したものが図２（１）である。すなわちＮ種類のサ
ブキャリアを用いてｑ個の個別信号を伝送する場合、１
つの個別信号はｍ＝（Ｎ／ｑ）種類のサブキャリアを用
いて伝送される。また、使用されるｍ種類のサブキャリ
アは、ｑ種類間隔で並んでいる。仮に、前記デジタル信
号が時分割多重方式を用いて、ｑ個の個別信号を多重化
した信号であるとすると、前記サブキャリアは１〜ｑ番
目の各個別信号を構成する各データ信号中の１つをそれ
ぞれ伝送するｑ種類のサブキャリアを１組とするｍ組の
グループを構成する。
に示したものが図２（１）である。すなわちＮ種類のサ
ブキャリアを用いてｑ個の個別信号を伝送する場合、１
つの個別信号はｍ＝（Ｎ／ｑ）種類のサブキャリアを用
いて伝送される。また、使用されるｍ種類のサブキャリ
アは、ｑ種類間隔で並んでいる。仮に、前記デジタル信
号が時分割多重方式を用いて、ｑ個の個別信号を多重化
した信号であるとすると、前記サブキャリアは１〜ｑ番
目の各個別信号を構成する各データ信号中の１つをそれ
ぞれ伝送するｑ種類のサブキャリアを１組とするｍ組の
グループを構成する。
【００１４】たとえば１番目の個別信号のみを取出すこ
とを考える。このとき、図２（１）に示す多重信号から
図２（２）に示す１番目の個別信号を構成するデータ信
号を伝送するｍ種類のサブキャリアを取除いた信号を減
算し導出した信号は、図２（３）に示す前記１番目の個
別信号を構成するデータ信号を伝送するｍ種類のサブキ
ャリアのみで構成されている信号として出力される。
とを考える。このとき、図２（１）に示す多重信号から
図２（２）に示す１番目の個別信号を構成するデータ信
号を伝送するｍ種類のサブキャリアを取除いた信号を減
算し導出した信号は、図２（３）に示す前記１番目の個
別信号を構成するデータ信号を伝送するｍ種類のサブキ
ャリアのみで構成されている信号として出力される。
【００１５】再び図１を参照する。アンテナ１で受信さ
れた多重信号は、図３（１）の参照符１６に示すよう
な、多重信号のみを通過させる濾波特性を持つ第１帯域
フィルタ２で余分な周波数帯域に含まれる雑音成分を除
去し、図３（２）の参照符１７に示すような、多重信号
のみの信号とされて混合器３に与えられる。混合器３に
はまた、局部発振回路４から出力された局部発振周波数
信号が入力される。図３（２）に示す前述した多重信号
と、前記局部発振周波数信号が混合され、図３（３）の
参照符１８，１９に示す２つのうなり周波数信号に変換
される。後述するように、局部発振回路４は個別信号選
択手段５からの出力によって制御されている。混合器３
の出力は、図３（４）で示すような参照符１８で示すう
なり周波数信号よりΔｆだけ高周波側にずれた濾波特性
を有する第２帯域フィルタ６で濾波され、図３（５）の
参照符２１で示すような前記２つの信号のうち低周波側
であるうなり周波数信号から１〜（ｉ−１）番目のサブ
キャリアが欠けた出力信号が遅延手段７およびＯＦＤＭ
復調手段８とに与えられる。
れた多重信号は、図３（１）の参照符１６に示すよう
な、多重信号のみを通過させる濾波特性を持つ第１帯域
フィルタ２で余分な周波数帯域に含まれる雑音成分を除
去し、図３（２）の参照符１７に示すような、多重信号
のみの信号とされて混合器３に与えられる。混合器３に
はまた、局部発振回路４から出力された局部発振周波数
信号が入力される。図３（２）に示す前述した多重信号
と、前記局部発振周波数信号が混合され、図３（３）の
参照符１８，１９に示す２つのうなり周波数信号に変換
される。後述するように、局部発振回路４は個別信号選
択手段５からの出力によって制御されている。混合器３
の出力は、図３（４）で示すような参照符１８で示すう
なり周波数信号よりΔｆだけ高周波側にずれた濾波特性
を有する第２帯域フィルタ６で濾波され、図３（５）の
参照符２１で示すような前記２つの信号のうち低周波側
であるうなり周波数信号から１〜（ｉ−１）番目のサブ
キャリアが欠けた出力信号が遅延手段７およびＯＦＤＭ
復調手段８とに与えられる。
【００１６】図４を用いて、スーパヘテロダイン方式を
用いた多重信号の周波数変換を説明する。前述のように
アンテナ１で受信され、第１帯域フィルタ２で濾波され
た図４（１）に参照符１７で示す中心周波数ｆ０の多重
信号は、局部発振回路４から出力された周波数ｆＬの局
部発振周波数信号と混合器３で乗算され、図４（２）に
参照符１８，１９で示す中心周波数がｆ０±ｆＬである
２つのうなり周波数信号に変換される。前記２つのうな
り周波数信号は、２つの信号のうち低周波側の信号のみ
を通過させる図４（３）に参照符２０で示すような濾波
特性を有する第２帯域フィルタ６で濾波されて、元の多
重信号の中心周波数ｆ０より中心周波数が低い参照符１
８で示す中心周波数ｆ０−ｆＬの多重信号が選択され
る。
用いた多重信号の周波数変換を説明する。前述のように
アンテナ１で受信され、第１帯域フィルタ２で濾波され
た図４（１）に参照符１７で示す中心周波数ｆ０の多重
信号は、局部発振回路４から出力された周波数ｆＬの局
部発振周波数信号と混合器３で乗算され、図４（２）に
参照符１８，１９で示す中心周波数がｆ０±ｆＬである
２つのうなり周波数信号に変換される。前記２つのうな
り周波数信号は、２つの信号のうち低周波側の信号のみ
を通過させる図４（３）に参照符２０で示すような濾波
特性を有する第２帯域フィルタ６で濾波されて、元の多
重信号の中心周波数ｆ０より中心周波数が低い参照符１
８で示す中心周波数ｆ０−ｆＬの多重信号が選択され
る。
【００１７】このように元の多重信号と局部発振回路４
で発生された局部発振周波数信号とを混合させることに
よって、元の多重信号の周波数よりも低い中間周波数の
信号とすることができる。また後述するように、局部発
振周波数信号の周波数ｆＬを任意に変化させることによ
って、前記多重信号の周波数に関係なく、混合器３から
出力される出力信号の中心周波数を任意の値にすること
ができる。
で発生された局部発振周波数信号とを混合させることに
よって、元の多重信号の周波数よりも低い中間周波数の
信号とすることができる。また後述するように、局部発
振周波数信号の周波数ｆＬを任意に変化させることによ
って、前記多重信号の周波数に関係なく、混合器３から
出力される出力信号の中心周波数を任意の値にすること
ができる。
【００１８】再び図１を参照して、ＯＦＤＭ復調手段で
は、入力された出力信号がＯＦＤＭ復調され、Ｎ種類の
サブキャリアに対応するパラレルなＮ個のデータ信号が
復調される。このＮ個のデータ信号は、データ消去手段
９に与えられる。またデータ消去手段９には、個別信号
選択手段５からの出力が与えられている。データ消去手
段９では、個別信号選択手段５で予め定められた個別信
号を構成するデータ信号が「０」に変換される。たとえ
ば第１番目の個別信号を選択した場合、第１番目の個別
信号を構成するデータ信号は次式で表される。
は、入力された出力信号がＯＦＤＭ復調され、Ｎ種類の
サブキャリアに対応するパラレルなＮ個のデータ信号が
復調される。このＮ個のデータ信号は、データ消去手段
９に与えられる。またデータ消去手段９には、個別信号
選択手段５からの出力が与えられている。データ消去手
段９では、個別信号選択手段５で予め定められた個別信
号を構成するデータ信号が「０」に変換される。たとえ
ば第１番目の個別信号を選択した場合、第１番目の個別
信号を構成するデータ信号は次式で表される。
【００１９】
Ｃｎ ＝ ０ ＋ ｊ０
（ｎ＝０，ｑ，２ｑ，…，（ｍ−１）ｑ） …（１）
ＯＦＤＭ変調手段１０では、データ消去手段９からの出
力によって前記サブキャリアがＯＦＤＭ変調される。こ
のときの多重信号のサブキャリア構成は、図３（６）の
参照符２２で示すように、たとえばｉ番目の個別信号を
選択していれば、参照符２１で示すサブキャリア構成か
らｉ番目の個別信号を構成するデータ信号を伝送するサ
ブキャリアのみが消去された構成を有する。
力によって前記サブキャリアがＯＦＤＭ変調される。こ
のときの多重信号のサブキャリア構成は、図３（６）の
参照符２２で示すように、たとえばｉ番目の個別信号を
選択していれば、参照符２１で示すサブキャリア構成か
らｉ番目の個別信号を構成するデータ信号を伝送するサ
ブキャリアのみが消去された構成を有する。
【００２０】遅延手段７によってＯＦＤＭ変調手段８、
データ消去手段９およびＯＦＤＭ変調手段１０での処理
に必要な予め定められた時間だけ遅延された参照符２１
で示す前記出力信号と、参照符２２で示す前記ＯＦＤＭ
変調手段１０から出力されたｉ番目の変調信号が消去さ
れた信号とが減算器１１で減算されて導出される。導出
された前記信号には、図３（７）に示すように、個別信
号選択手段５で予め定められた個別信号を構成するデー
タ信号を伝送するｍ種類のサブキャリアのみが含まれて
いる。前記信号は、図３（８）の参照符２４で示す濾波
特性を有するフィルタで濾波される。
データ消去手段９およびＯＦＤＭ変調手段１０での処理
に必要な予め定められた時間だけ遅延された参照符２１
で示す前記出力信号と、参照符２２で示す前記ＯＦＤＭ
変調手段１０から出力されたｉ番目の変調信号が消去さ
れた信号とが減算器１１で減算されて導出される。導出
された前記信号には、図３（７）に示すように、個別信
号選択手段５で予め定められた個別信号を構成するデー
タ信号を伝送するｍ種類のサブキャリアのみが含まれて
いる。前記信号は、図３（８）の参照符２４で示す濾波
特性を有するフィルタで濾波される。
【００２１】ＯＦＤＭ方式で変調された多重信号のスペ
クトラムを図５（１）に示す。前記多重信号は、周波数
軸上では参照符２８で示す各サブキャリアのスペクトラ
ムは互いに直交性を保ちながら重なり合い、全体として
は図４（１）の参照符１７に示すような矩形のスペクト
ラムとなっている。仮にこの多重信号をこのまま前記フ
ィルタ１２で濾波し、特定の１つの個別信号を構成する
データ信号を伝送するサブキャリアのみを取出そうとす
ると、図５（２）に示すようにフィルタ１２の参照符２
４で示す濾波帯域の一部分である帯域部分には、参照符
２５で示す前記サブキャリア以外に参照符２６で示す隣
接するサブキャリアのスペクトラム成分が重なり漏れて
いるので、隣接するサブキャリアのスペクトラム成分２
６は雑音成分となり、復調特性が劣化する。しかしなが
ら、前述したように予め必要なサブキャリア以外のサブ
キャリア成分を消去した図５（３）の参照符２３に示す
信号を作成し、これを前記フィルタ１２で濾波し、余分
な部分である参照符２９で示す部分を除く。この場合
は、フィルタ１２の各帯域部分２４内に隣接するサブキ
ャリアのスペクトラム成分２６が存在しないため、前記
隣接するサブキャリアの悪影響を排除することができ
る。
クトラムを図５（１）に示す。前記多重信号は、周波数
軸上では参照符２８で示す各サブキャリアのスペクトラ
ムは互いに直交性を保ちながら重なり合い、全体として
は図４（１）の参照符１７に示すような矩形のスペクト
ラムとなっている。仮にこの多重信号をこのまま前記フ
ィルタ１２で濾波し、特定の１つの個別信号を構成する
データ信号を伝送するサブキャリアのみを取出そうとす
ると、図５（２）に示すようにフィルタ１２の参照符２
４で示す濾波帯域の一部分である帯域部分には、参照符
２５で示す前記サブキャリア以外に参照符２６で示す隣
接するサブキャリアのスペクトラム成分が重なり漏れて
いるので、隣接するサブキャリアのスペクトラム成分２
６は雑音成分となり、復調特性が劣化する。しかしなが
ら、前述したように予め必要なサブキャリア以外のサブ
キャリア成分を消去した図５（３）の参照符２３に示す
信号を作成し、これを前記フィルタ１２で濾波し、余分
な部分である参照符２９で示す部分を除く。この場合
は、フィルタ１２の各帯域部分２４内に隣接するサブキ
ャリアのスペクトラム成分２６が存在しないため、前記
隣接するサブキャリアの悪影響を排除することができ
る。
【００２２】前記第２帯域フィルタ６の濾波特性と、前
記フィルタ１２の濾波特性との関係を以下に説明する。
記フィルタ１２の濾波特性との関係を以下に説明する。
【００２３】前述したように、個別信号選択手段５でた
とえばｉ番目の個別信号が選択されると、個別信号選択
手段５からの出力に応答して、局部発振回路４は、周波
数ｆＬの局部発振周波数信号を出力する。前記局部発振
周波数信号の周波数ｆＬは、以下の式で表される。
とえばｉ番目の個別信号が選択されると、個別信号選択
手段５からの出力に応答して、局部発振回路４は、周波
数ｆＬの局部発振周波数信号を出力する。前記局部発振
周波数信号の周波数ｆＬは、以下の式で表される。
【００２４】
【数１】
【００２５】ここでｆＢ１は、予め定められた任意の周
波数である。前記局部発振周波数信号と混合された多重
信号は、前述したように前記第２帯域フィルタ６で濾波
される。参照符２０で示す前記第２帯域フィルタ６の濾
波特性は、参照符２７で示す帯域幅がＮ／Ｔであり、中
心周波数はｆＢ１＋（Ｎ／２Ｔ）である。このときｉ番
目の個別信号を構成するデータ信号を伝送するｍ種類の
サブキャリアの中で最も周波数の低いサブキャリアの周
波数は、ｆ０＋（ｉ−１）／Ｔである。このサブキャリ
アの周波数変換後の周波数ｆｂは、次式で表される。
波数である。前記局部発振周波数信号と混合された多重
信号は、前述したように前記第２帯域フィルタ６で濾波
される。参照符２０で示す前記第２帯域フィルタ６の濾
波特性は、参照符２７で示す帯域幅がＮ／Ｔであり、中
心周波数はｆＢ１＋（Ｎ／２Ｔ）である。このときｉ番
目の個別信号を構成するデータ信号を伝送するｍ種類の
サブキャリアの中で最も周波数の低いサブキャリアの周
波数は、ｆ０＋（ｉ−１）／Ｔである。このサブキャリ
アの周波数変換後の周波数ｆｂは、次式で表される。
【００２６】
【数２】
【００２７】また、前記局部発振周波数信号の周波数ｆ
Ｌは、前記周波数変換後の周波数ｆｂが前記予め定めら
れた任意の周波数ｆＢ１と一致するように選ばれてい
る。前記第２帯域フィルタ６の遮断周波数は、低周波側
ではｆＢ１に設定されており、前記信号のサブキャリア
の中には周波数がｆＢ１未満となり、濾波されないもの
が現れる。前述の濾波されないサブキャリアは、前記ｉ
番目の個別信号を構成するデータ信号を伝送するサブキ
ャリア以外のものであり、ｉ番目の個別信号を復調する
ときに影響を及ぼさないものである。減算器１１でｉ番
目の個別信号を構成するデータ信号を伝送するサブキャ
リアのみの信号に変換された信号を濾波するフィルタ１
２の濾波特性は、ｍ個の離散した帯域部分を有し、各帯
域部分の中心周波数ｆＢｋは以下の式で表される。前記
各帯域部分は、同じ帯域幅たとえば１／Ｔを有する。
Ｌは、前記周波数変換後の周波数ｆｂが前記予め定めら
れた任意の周波数ｆＢ１と一致するように選ばれてい
る。前記第２帯域フィルタ６の遮断周波数は、低周波側
ではｆＢ１に設定されており、前記信号のサブキャリア
の中には周波数がｆＢ１未満となり、濾波されないもの
が現れる。前述の濾波されないサブキャリアは、前記ｉ
番目の個別信号を構成するデータ信号を伝送するサブキ
ャリア以外のものであり、ｉ番目の個別信号を復調する
ときに影響を及ぼさないものである。減算器１１でｉ番
目の個別信号を構成するデータ信号を伝送するサブキャ
リアのみの信号に変換された信号を濾波するフィルタ１
２の濾波特性は、ｍ個の離散した帯域部分を有し、各帯
域部分の中心周波数ｆＢｋは以下の式で表される。前記
各帯域部分は、同じ帯域幅たとえば１／Ｔを有する。
【００２８】
【数３】
【００２９】ｉ番目の個別信号を構成するデータ信号を
伝送するｍ種類のサブキャリアの周波数変換された各周
波数が、フィルタ１２のｍ個の各帯域部分の中心周波数
と一致するように局部発振周波数信号の周波数ｆＬは制
御されている。これによって濾波特性が固定された前記
第２帯域フィルタ６および前記フィルタ１２を用いて、
任意の個別信号を構成するデータ信号を伝送するサブキ
ャリアを濾波することができる。
伝送するｍ種類のサブキャリアの周波数変換された各周
波数が、フィルタ１２のｍ個の各帯域部分の中心周波数
と一致するように局部発振周波数信号の周波数ｆＬは制
御されている。これによって濾波特性が固定された前記
第２帯域フィルタ６および前記フィルタ１２を用いて、
任意の個別信号を構成するデータ信号を伝送するサブキ
ャリアを濾波することができる。
【００３０】再び図１を参照する。前記フィルタ１２か
らの出力は、ＯＦＤＭ復調手段１３に与えられ、ＯＦＤ
Ｍ復調されてｍ個のパラレルなデータ信号が復調され
る。このｍ個のパラレルなデータ信号は、パラレル／シ
リアル変換手段１４でシリアルデータに変換され、ＰＣ
Ｍデコーダ１５でアナログ信号に復調されて、ステレオ
復調回路でステレオ復調され、増幅回路で増幅されてス
ピーカから音声として出力される。
らの出力は、ＯＦＤＭ復調手段１３に与えられ、ＯＦＤ
Ｍ復調されてｍ個のパラレルなデータ信号が復調され
る。このｍ個のパラレルなデータ信号は、パラレル／シ
リアル変換手段１４でシリアルデータに変換され、ＰＣ
Ｍデコーダ１５でアナログ信号に復調されて、ステレオ
復調回路でステレオ復調され、増幅回路で増幅されてス
ピーカから音声として出力される。
【００３１】前記サブキャリアの変調方式にＱＰＳＫ方
式が用いられている場合、１シンボル時間Ｔ当たりのＯ
ＦＤＭ信号ｙ（ｔ）は、次式で表される。
式が用いられている場合、１シンボル時間Ｔ当たりのＯ
ＦＤＭ信号ｙ（ｔ）は、次式で表される。
【００３２】
【数４】
【００３３】ここでＣｎは、ｎ番目の前記データ信号で
ある複素伝送信号アルファベットであり、すなわち伝送
信号の振幅である。ｆｏは伝送周波数であり、記号「Ｒ
ｅ〔〕」はカッコ内の複素数の実部をとることを示す記
号である。たとえば第１番目の個別信号を復調する場
合、第１番目の個別信号の信号電力Ｐｓは前記サブキャ
リアの直交性を考慮して、次式のように表される。
ある複素伝送信号アルファベットであり、すなわち伝送
信号の振幅である。ｆｏは伝送周波数であり、記号「Ｒ
ｅ〔〕」はカッコ内の複素数の実部をとることを示す記
号である。たとえば第１番目の個別信号を復調する場
合、第１番目の個別信号の信号電力Ｐｓは前記サブキャ
リアの直交性を考慮して、次式のように表される。
【００３４】
【数５】
【００３５】図７の従来技術では、前記Ｎ種類のサブキ
ャリアによって送信されたデータ信号を全てＯＦＤＭ復
調する。このためアンテナで受信した信号を濾波する帯
域フィルタの帯域幅Ｂｗは、周波数間隔Δｆ１＝１／Ｔ
毎に並んだＮ種類のサブキャリアが通過することができ
る帯域幅が必要であり、次式で表される。
ャリアによって送信されたデータ信号を全てＯＦＤＭ復
調する。このためアンテナで受信した信号を濾波する帯
域フィルタの帯域幅Ｂｗは、周波数間隔Δｆ１＝１／Ｔ
毎に並んだＮ種類のサブキャリアが通過することができ
る帯域幅が必要であり、次式で表される。
【００３６】
Ｂｗ ＝ Ｎ／Ｔ …（７）
このとき、雑音成分の片側電力スペクトラム密度をＮ０
とすれば、前記フィルタ通過後の雑音電力ＰＮは次式８
で表される。
とすれば、前記フィルタ通過後の雑音電力ＰＮは次式８
で表される。
【００３７】
ＰＮ ＝ Ｎ０・Ｂｗ …（８）
したがってＣＮＲは、次式９で表される
【００３８】
【数６】
【００３９】以上のように図７の従来技術では、単一の
個別信号を復調する際に、Ｎ種類全てのサブキャリアを
濾波することができるフィルタを用いているので、雑音
電力ＰＮが大きくなる。したがってＣＮＲは小さくな
る。
個別信号を復調する際に、Ｎ種類全てのサブキャリアを
濾波することができるフィルタを用いているので、雑音
電力ＰＮが大きくなる。したがってＣＮＲは小さくな
る。
【００４０】本発明の図１の実施例のように、音声とし
て出力する単一の個別信号、たとえば第１番目の個別信
号のみを取出す場合は、帯域フィルタは図６（２）に示
すように、離散的に配置された複数の狭帯域の帯域部分
から成る濾波帯域を有し、前記各帯域部分の合計である
帯域フィルタ１２の帯域幅ＢＷ１は次式１０で表され
る。
て出力する単一の個別信号、たとえば第１番目の個別信
号のみを取出す場合は、帯域フィルタは図６（２）に示
すように、離散的に配置された複数の狭帯域の帯域部分
から成る濾波帯域を有し、前記各帯域部分の合計である
帯域フィルタ１２の帯域幅ＢＷ１は次式１０で表され
る。
【００４１】
ＢＷ１ ＝ ｍ／Ｔ …（10）
前記フィルタ１２を通過した後の雑音電力ＰＮ１は、次
式１１で表される。
式１１で表される。
【００４２】
ＰＮ１ ＝ Ｎ０・Ｂｗ１ ＝ Ｎ０・ｍ／Ｔ …（11）
前記第１番目の個別信号の信号電力は、前述した図７の
従来技術を用いた場合と等しい。したがって本実施例の
ＯＦＤＭ方式受信機のＣＮＲをＣＮＲ１とすれば、次式
１２で表される。
従来技術を用いた場合と等しい。したがって本実施例の
ＯＦＤＭ方式受信機のＣＮＲをＣＮＲ１とすれば、次式
１２で表される。
【００４３】
【数７】
【００４４】ゆえに本実施例を実施した場合のＣＮＲの
改善比ρは、次式１３で表される。
改善比ρは、次式１３で表される。
【００４５】
【数８】
【００４６】以上のように必要とする１つの個別信号の
みを取出すことによって、ＣＮＲをＮ／ｍ倍に改善する
ことができる。
みを取出すことによって、ＣＮＲをＮ／ｍ倍に改善する
ことができる。
【００４７】図１の実施例では、フィルタ１２に図３
（８）に示すような離散した複数の帯域部分を有するフ
ィルタを用いているけれども、他の実施例として、たと
えばバンドパスフィルタなどで実現される１つのサブキ
ャリアのみ通過させるフィルタを、中心周波数間隔ｑ／
Ｔ毎にｍ個配置したものを用いてもよい。また中心周波
数が最小のバンドパスフィルタの代わりに、ハイパスフ
ィルタ、また最大のバンドパスフィルタの代わりにロー
パスフィルタのようなフィルタを用いてもよい。
（８）に示すような離散した複数の帯域部分を有するフ
ィルタを用いているけれども、他の実施例として、たと
えばバンドパスフィルタなどで実現される１つのサブキ
ャリアのみ通過させるフィルタを、中心周波数間隔ｑ／
Ｔ毎にｍ個配置したものを用いてもよい。また中心周波
数が最小のバンドパスフィルタの代わりに、ハイパスフ
ィルタ、また最大のバンドパスフィルタの代わりにロー
パスフィルタのようなフィルタを用いてもよい。
【００４８】また前記フィルタ１２の１つの帯域部分の
高周波側遮断周波数は、隣接する帯域部分の低周波側の
遮断周波数を超えない程度まで大きくしてもよい。また
逆に、前記１つの帯域部分の低周波側遮断周波数は、隣
接する帯域部分の高周波側の遮断周波数以下にならない
程度まで小さくしてもよい。上述のような複数個のフィ
ルタを用いた場合には、各フィルタの出力を加算器など
で加算し、ＯＦＤＭ復調手段１３に入力するようにして
もよい。また、各フィルタ毎にＯＦＤＭ復調を行い、そ
の出力をパラレル／シリアル変換手段１４に入力するよ
うにしてもよい。また、各フィルタはデジタルのフィル
タを用いてもよく、またアナログのフィルタを用いても
よい。
高周波側遮断周波数は、隣接する帯域部分の低周波側の
遮断周波数を超えない程度まで大きくしてもよい。また
逆に、前記１つの帯域部分の低周波側遮断周波数は、隣
接する帯域部分の高周波側の遮断周波数以下にならない
程度まで小さくしてもよい。上述のような複数個のフィ
ルタを用いた場合には、各フィルタの出力を加算器など
で加算し、ＯＦＤＭ復調手段１３に入力するようにして
もよい。また、各フィルタ毎にＯＦＤＭ復調を行い、そ
の出力をパラレル／シリアル変換手段１４に入力するよ
うにしてもよい。また、各フィルタはデジタルのフィル
タを用いてもよく、またアナログのフィルタを用いても
よい。
【００４９】また、ＯＦＤＭ変調および復調を行う場合
には、ＤＦＴおよび逆ＤＦＴなどの数学的手段を用いる
方法が知られており、図１のＯＦＤＭ復調手段８，１３
およびＯＦＤＭ変調手段１０は、ＤＳＰ（Digital Sign
al Processor）などで実現してもよい。また、ＯＦＤＭ
復調手段８，１３は受信デジタル値と複数の予め定める
デジタル値との相関を演算して求め、それらの相関の中
で最も大きい値が得られた予め定めるデジタル値を受信
したデジタル値として採用する相関検波を行うＮ個の相
関検波手段などによって実現されてもよく、またＯＦＤ
Ｍ変調手段１０はＮ個の変調手段によって実現されても
よい。同様に、遅延手段７はアナログ遅延線などで実現
してもよく、またＤＳＰによって実現してもよい。ＤＳ
Ｐを用いた場合は、高精度に処理を行うことができる。
には、ＤＦＴおよび逆ＤＦＴなどの数学的手段を用いる
方法が知られており、図１のＯＦＤＭ復調手段８，１３
およびＯＦＤＭ変調手段１０は、ＤＳＰ（Digital Sign
al Processor）などで実現してもよい。また、ＯＦＤＭ
復調手段８，１３は受信デジタル値と複数の予め定める
デジタル値との相関を演算して求め、それらの相関の中
で最も大きい値が得られた予め定めるデジタル値を受信
したデジタル値として採用する相関検波を行うＮ個の相
関検波手段などによって実現されてもよく、またＯＦＤ
Ｍ変調手段１０はＮ個の変調手段によって実現されても
よい。同様に、遅延手段７はアナログ遅延線などで実現
してもよく、またＤＳＰによって実現してもよい。ＤＳ
Ｐを用いた場合は、高精度に処理を行うことができる。
【００５０】さらにまた復調する個別信号は、予め定め
てもよく、あるいは多重信号を復調してから選択しても
よい。また前記選択は、手動で行ってもよく、あるいは
復調した信号の雑音などを考慮して自動で行ってもよ
い。
てもよく、あるいは多重信号を復調してから選択しても
よい。また前記選択は、手動で行ってもよく、あるいは
復調した信号の雑音などを考慮して自動で行ってもよ
い。
【００５１】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、合計Ｎ種
類のサブキャリアをｑ個の個別信号で変調した合計ｍ個
のグループを有する信号を多重化した多重信号を受信し
復調するＯＦＤＭ方式受信機は、前記多重信号を復調し
て合計Ｎ種類のサブキャリアに対応したデータを得るＯ
ＦＤＭ復調手段と、前記ｑ個の個別信号の中から、予め
定める個別信号を選択し、前記選択した個別信号を構成
する前記データを消去するデータ消去手段と、前記デー
タ消去手段の出力によって前記Ｎ種類のサブキャリアを
ＯＦＤＭ変調するＯＦＤＭ変調手段と、前記多重信号を
前記ＯＦＤＭ復調手段、前記データ消去手段および前記
ＯＦＤＭ変調手段までの動作に必要な時間以上の予め定
める時間だけ遅延する遅延手段と、前記遅延手段の出力
から前記ＯＦＤＭ変調手段の出力を減算し導出する減算
手段と、前記予め定める個別信号を構成する前記データ
に対応したｍ種類の離散した周波数のみをそれぞれ通過
させるフィルタとを含む。また本発明に従えば、前記Ｏ
ＦＤＭ受信機は、ＯＦＤＭ変調された信号を受信して濾
波する第１帯域フィルタと、局部発振周波数信号を出力
し、前記局部発振周波数信号の周波数が可変である局部
発振回路と、前記第１帯域フィルタからの出力と、前記
局部発振回路からの出力とを混合する混合回路と、前記
混合回路から出力される２つのうなり周波数信号の一方
の周波数信号を得る濾波周波数が固定的な第２帯域フィ
ルタとを含み、スーパヘテロダイン方式で受信し、前記
第２帯域フィルタからの出力を前記ＯＦＤＭ復調手段と
前記遅延手段とに与える。これによって、予め定めた個
別信号を、前記個別信号を構成するデータ信号を伝送す
るサブキャリア以外のサブキャリアの影響を排除して取
出し復調することができる。したがって、ＣＮＲを大き
くすることができ、前記個別信号を雑音の少ない良好な
信号として復調することができる。
類のサブキャリアをｑ個の個別信号で変調した合計ｍ個
のグループを有する信号を多重化した多重信号を受信し
復調するＯＦＤＭ方式受信機は、前記多重信号を復調し
て合計Ｎ種類のサブキャリアに対応したデータを得るＯ
ＦＤＭ復調手段と、前記ｑ個の個別信号の中から、予め
定める個別信号を選択し、前記選択した個別信号を構成
する前記データを消去するデータ消去手段と、前記デー
タ消去手段の出力によって前記Ｎ種類のサブキャリアを
ＯＦＤＭ変調するＯＦＤＭ変調手段と、前記多重信号を
前記ＯＦＤＭ復調手段、前記データ消去手段および前記
ＯＦＤＭ変調手段までの動作に必要な時間以上の予め定
める時間だけ遅延する遅延手段と、前記遅延手段の出力
から前記ＯＦＤＭ変調手段の出力を減算し導出する減算
手段と、前記予め定める個別信号を構成する前記データ
に対応したｍ種類の離散した周波数のみをそれぞれ通過
させるフィルタとを含む。また本発明に従えば、前記Ｏ
ＦＤＭ受信機は、ＯＦＤＭ変調された信号を受信して濾
波する第１帯域フィルタと、局部発振周波数信号を出力
し、前記局部発振周波数信号の周波数が可変である局部
発振回路と、前記第１帯域フィルタからの出力と、前記
局部発振回路からの出力とを混合する混合回路と、前記
混合回路から出力される２つのうなり周波数信号の一方
の周波数信号を得る濾波周波数が固定的な第２帯域フィ
ルタとを含み、スーパヘテロダイン方式で受信し、前記
第２帯域フィルタからの出力を前記ＯＦＤＭ復調手段と
前記遅延手段とに与える。これによって、予め定めた個
別信号を、前記個別信号を構成するデータ信号を伝送す
るサブキャリア以外のサブキャリアの影響を排除して取
出し復調することができる。したがって、ＣＮＲを大き
くすることができ、前記個別信号を雑音の少ない良好な
信号として復調することができる。
【００５２】また本発明に従えば、前記各グループを構
成するｑ種類のサブキャリアが存在する周波数帯域幅
は、予め定める周波数帯域幅に定められていて、前記フ
ィルタの濾波周波数帯域は、前記選択した変調信号を構
成するデータに対応するサブキャリアの周波数をそれぞ
れ含むｍ個の帯域部分を有し、かつ前記帯域部分の周波
数帯域幅は前記グループの周波数帯域幅未満に選ぶの
で、前記帯域部分の濾波特性を急峻にする必要がなくな
る。これによって、フィルタの設計を容易とすることが
できる。
成するｑ種類のサブキャリアが存在する周波数帯域幅
は、予め定める周波数帯域幅に定められていて、前記フ
ィルタの濾波周波数帯域は、前記選択した変調信号を構
成するデータに対応するサブキャリアの周波数をそれぞ
れ含むｍ個の帯域部分を有し、かつ前記帯域部分の周波
数帯域幅は前記グループの周波数帯域幅未満に選ぶの
で、前記帯域部分の濾波特性を急峻にする必要がなくな
る。これによって、フィルタの設計を容易とすることが
できる。
【図１】本発明の一実施例のＯＦＤＭ方式受信機の電気
的構成を示すブロック図である。
的構成を示すブロック図である。
【図２】多重信号のスペクトラム構成を説明するための
簡略化した波形図である。
簡略化した波形図である。
【図３】図１のＯＦＤＭ方式受信機の動作を説明するた
めの簡略化した波形図である。
めの簡略化した波形図である。
【図４】混合器３、局部発振回路４および第２帯域フィ
ルタ６を用いた周波数変換を説明するためのグラフであ
る。
ルタ６を用いた周波数変換を説明するためのグラフであ
る。
【図５】多重信号のスペクトラム構成を示す波形図であ
る。
る。
【図６】第２帯域フィルタ６とフィルタ１２との帯域幅
およびその中心周波数の関係を示すグラフである。
およびその中心周波数の関係を示すグラフである。
【図７】従来技術を用いたＯＦＤＭ方式受信機の電気的
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
１ アンテナ
２ 第１帯域フィルタ
３ 混合器
４ 局部発振回路
５ 個別信号選択手段
６ 第２帯域フィルタ
７ 遅延手段
８，１３ ＯＦＤＭ復調手段
９ データ消去手段
１０ ＯＦＤＭ変調手段
１１ 減算器
１２ フィルタ
１４ パラレル／シリアル変換手段
１５ ＰＣＭデコーダ
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 11/00
H04B 1/10
H04B 1/16
Claims (3)
- 【請求項１】 合計Ｎ種類のサブキャリアをｑ個の個別
信号で変調し、ｍ個のｑ種類の前記サブキャリアから成
るグループ（Ｎ＝ｑ・ｍ）を有する信号を多重した多重
信号を受信し、復調する直交周波数分割多重方式受信機
において、 前記多重信号を復調して合計Ｎ種類のサブキャリアに対
応したデータを得る直交周波数分割多重復調回路と、 前記ｑ個の個別信号の中から予め定める個別信号を選択
し、前記選択した個別信号を構成する前記データを消去
するデータ消去手段と、 前記データ消去手段の出力によって前記Ｎ種類のサブキ
ャリアを直交周波数分割多重変調する直交周波数分割多
重変調手段と、 前記多重信号を前記直交周波数分割多重復調手段、前記
データ消去手段および前記直交周波数分割多重変調手段
の動作に必要な時間以上の予め定める時間だけ遅延する
遅延手段と、 前記遅延手段の出力から前記直交周波数分割多重変調手
段の出力を減算し導出する減算手段と、 前記予め定める個別信号を構成する前記データに対応し
たｍ種類の離散した周波数のサブキャリアのみをそれぞ
れ通過させるフィルタとを含むことを特徴とする直交周
波数分割多重方式受信機。 - 【請求項２】 前記各グループを構成するｑ種類のサブ
キャリアが存在する周波数帯域幅は、予め定める周波数
帯域幅に定められていて、前記フィルタの濾波周波数帯
域は、前記個別信号を構成するデータに対応するサブキ
ャリアの周波数をそれぞれ含むｍ個の帯域部分を有し、
かつ前記帯域部分の周波数帯域幅は、前記グループの周
波数帯域幅未満に選ぶことを特徴とする請求項１記載の
直交周波数分割多重方式受信機。 - 【請求項３】 前記直交周波数分割多重方式受信機は、 直交周波数分割多重変調された信号を受信して濾波する
第１帯域フィルタと、局部発振周波数信号を出力し、前
記局部発振周波数信号の周波数が可変である局部発振回
路と、 前記第１帯域フィルタからの出力と前記局部発振回路か
らの出力とを混合する混合回路と、 前記混合回路から出力される２つのうなり周波数信号の
一方の周波数信号を得る濾波周波数帯域が固定的な第２
帯域フィルタとを含み、スーパヘテロダイン方式で受信
し、前記第２帯域フィルタからの出力を前記直交周波数
分割多重復調回路と前記遅延回路とに与えることを特徴
とする請求項１または２のいずれかに記載の直交周波数
分割多重方式受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25848594A JP3535901B2 (ja) | 1994-10-24 | 1994-10-24 | 直交周波数分割多重方式受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25848594A JP3535901B2 (ja) | 1994-10-24 | 1994-10-24 | 直交周波数分割多重方式受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08125632A JPH08125632A (ja) | 1996-05-17 |
| JP3535901B2 true JP3535901B2 (ja) | 2004-06-07 |
Family
ID=17320871
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25848594A Expired - Fee Related JP3535901B2 (ja) | 1994-10-24 | 1994-10-24 | 直交周波数分割多重方式受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3535901B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2803614B2 (ja) * | 1995-12-22 | 1998-09-24 | 日本電気株式会社 | 移動中継装置 |
| US6618352B1 (en) | 1998-05-26 | 2003-09-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Modulator, demodulator, and transmission system for use in OFDM transmission |
| US10630516B2 (en) * | 2017-11-08 | 2020-04-21 | Samsung Electronics Co., Ltd | System and method for providing filter/mixer structure for OFDM signal separation |
-
1994
- 1994-10-24 JP JP25848594A patent/JP3535901B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08125632A (ja) | 1996-05-17 |
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