KR19990071401A - 채널등화전 기저대 디지털텔레비젼신호 데시메이션하는 디지털텔레비젼신호 수신기 - Google Patents

채널등화전 기저대 디지털텔레비젼신호 데시메이션하는 디지털텔레비젼신호 수신기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 수신할 디지털 텔레비젼(DTV)신호가 직교진폭변조(QAM)신호인지 잔류 측파대(VSB)신호인지의 여부와 무관하게 선택된 DTV신호를 수신하는데 동일한 튜너를 사용하는 무선수신기를 제공한다. 본 발명의 무선수신기에 있어서, 최종 IF신호는 기저대로 싱크로다이닝될 수 있도록 QAM, VSB신호들의 심볼주파수들 모두의 배수에 해당하는 속도로 디지털화된다. 상기 QAM, VSB 최종 IF신호들의 반송파주파수들은 디지털회로에서 발생된 자동 주파수 및 위상 제어(AFPC)신호를 튜너의 국부발진기에 인가함으로써 QAM 및 VSB신호들의 심볼주파수들 모두의 배수의 약수들이 되게 조절된다. 최종 IF신호들을 싱크로다이닝시켜 얻은 기저대 DTV신호들은 심볼동기를 쉽게 할 수 있도록 심볼속도보다 높은 샘플속도를 갖는다. 상기 기저대 DTV신호들은 채널등화필터에서 요구되는 승산기들의 갯수를 감소시킬 수 있도록 채널등화처리를 수행하기전에 심볼속도로 데시메이션처리된다.

Description

채널등화전 기저대 디지털텔레비젼신호 데시메이션하는 디지털 텔레비젼신호 수신기
본 발명은 주반송파의 직교 진폭변조(quadrature amplitude modulation) (QAM) 또는 잔류 측파대(vestigial sideband)(VSB) 진폭 변조를 이용하여 전송된, 디지털 고선명 텔레비젼(HDTV)신호와 같은 디지털 텔레비젼(DTV)신호에 대한 수신 기능을 갖는 무선 수신기에 관한 것이다.
1995년 9월 16일자로 ATSC(Advanced Television Systems Committee)에서 발표한 디지털 텔레비젼 기준에는 일례로 미국내의 NTSC(National Television System Committe)방식의 아날로그 텔레비젼 신호의 무선 방송에서 현재 사용하고 있는 6MHz 대역폭의 텔레비젼 채널에서 디지털 텔레비젼(digital television)(DTV)신호의 전송을 위해 사용되는 잔류 측파대(VSB)신호들이 명시되어 있다. VSB DTV신호는 그 스펙트럼이 동일 채널 간섭 NTSC 아날로그 TV신호의 스펙트럼과 인터리빙(interleaving)되기 쉽도록 설계되어 있는데, 이러한 설계는 파일럿 반송파 및 DTV 신호의 주 진폭변조 측파대 주파수를 NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 속도의 1/4의 짝수 배수들간에 각기 존재하는 NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 속도의 1/4의 홀수 배수들에 위치시키게 이루어져 있다. 이에 있어, 동일 채널 간섭 NTSC 아날로그 TV 신호의 휘도 및 색도 성분들의 에너지 대부분은 상기 짝수 배수들에 존재하게 되어 있다. NTSC 아날로그 TV 신호의 영상 반송파는 텔레비젼 채널의 하한 주파수로부터 1.25MHz만큼 오프셋되어 있다. 또한, DTV신호의 반송파는 상기한 바와 같은 NTSC 아날로그 TV 신호의 영상 반송파로부터 그 NTSC 아날로그 TV신호의 수평 주사선 속도의 59.75 배만큼 오프셋되어, 텔레비젼 채널의 하한 주파수로부터 약 309,877.6Hz만큼 떨어져 위치하게 된다. 따라서, DTV신호의 반송파는 텔레비젼 채널의 중심 주파수로부터 약 2,690,122.4Hz만큼 떨어져 위치하게 된다. 디지털 텔레비젼 기준에 따른 정확한 심볼 속도는 NTSC 아날로그 TV신호의 비디오 반송파(video carrier)로부터 4.5MHz만큼 오프셋된 사운드 반송파(sound carrier)의 684/286배로 되어 있다. 여기서, "684"는 NTSC 아날로그 TV신호의 수평 주사선당 심볼들의 갯수를 나타내며, "286"은 NTSC 아날로그 TV신호의 영상 반송파로부터 4.5MHz만큼 오프셋된 음성 반송파를 얻도록 NTSC 아날로그 TV신호의 수평 주사선 속도에 승산되는 인수를 나타낸다. 상기 심볼속도는 초당 10.762238 *106개의 심볼에 해당하는 심볼속도(symbol rate)로서, 이 심볼속도는 DTV신호 반송파로부터 5.38119MHz 만큼 연장되는 VSB 신호에 포함될 수 있다. 즉, VSB신호는 텔레비젼 채널의 하한 주파수로부터 5.690997MHz 만큼 연장하는 대역으로 제한될 수 있다.
미국에서의 디지털 HDTV 신호 지상 방송을 위한 ATSC규격에 따르면, 16:9 화면비를 갖는 2가지의 고선명 텔레비젼(HDTV) 포맷중 어느쪽도 전송가능하다. 한가지 HDTV 포맷은 2:1 필드 비월주사 방식으로서, 주사선당 1,920 개의 샘플 및 30Hz 프레임당 1,080개의 유효 수평 주사선을 사용한다. 다른 HDTV 포맷은 순차주사방식으로서, 주사선당 1,280개의 휘도 샘플 및 60Hz 프레임당 텔레비젼 영상의 720개 순차 주사선을 사용한다. 또한 ATSC규격에 따르면, NTSC 아날로그 텔레비젼 신호와 비교하여 정상 선명도를 갖는 4개의 텔레비젼 신호의 병렬 전송과 같은, HDTV 포맷이외의 DTV 포맷의 전송도 가능하다.
미국에서의 지상방송을 위한 잔류측파대(VSB) 진폭변조(AM)에 의해 전송되는 DTV신호는 각기 시간면에서 연속성을 갖는 313개의 데이터 세그먼트들을 포함하여 시간면에서 연속성을 가지고 있는 일련의 데이터 필드들을 포함하고 있다. 각 데이터 세그먼트에는 832개의 심볼이 존재한다. 따라서, 심볼속도가 10.76MHz 이면 각 데이터 세그먼트는 77.3 마이크로초(ms)의 지속기간을 갖는다. 각 데이터 세그먼트는 +S, -S, -S, +S값들을 연속적으로 갖는 4개의 심볼로 된 라인 동기(line synchronization) 코드그룹으로부터 시작된다. 값 +S는 최대 양(positive) 데이터 회귀점(excursion)보다 한 레벨 낮으며, 값 -S는 최대 음(negative) 데이터 회귀점보다 한 레벨 높다. 각 데이터 필드의 초기 라인은 채널등화 및 다중경로 억제과정에 사용하는 훈련신호를 코드화하는 필드 동기 코드그룹을 포함한다. 상기 훈련 신호는 3개의 63-샘플 PN 시퀸스들이 수반되는 하나의 511-샘플 의사잡음 시퀸스("PN 시퀸스")로 이루어진다. 63-샘플 PN 시퀸스들중 중간 것은 그의 각 홀수번째 데이터 필드의 제1 라인에서는 제1 논리규정에 따라, 그리고 각 짝수번째 데이터 필드의 제1 라인에서는 상기 제1 논리규정에 대해 1의 보수관계를 갖는 제2 논리 규정에 따라 전송된다. 나머지 2개의 63-샘플 PN 시퀸스 및 511-샘플 PN 시퀸스는 모든 데이터 필드에서 동일한 논리 규정에 따라 전송된다.
데이터 라인들내의 데이터는 각기 한 개의 비코드화 비트를 갖는 2/3 속도 트렐리스 코드인 12개의 인터리빙된 트렐리스 코드(interleaved trellis code)들을 이용하여 트렐리스 코드화된다. 상기 인터리빙된 트렐리스 코드는 리드-솔로몬 순방향 에러 정정 코딩 방식으로 처리되는데, 이 코딩 방식은 노이즈면에서 거의 비차단 상태로 되어있는 자동차 점화시스템과 같은 노이즈원으로부터의 버스트 에러의 정정을 위해 제공되는 것이다. 리드-솔로몬 코딩 결과는 무선송신의 경우에는 8-레벨(3비트/심볼) 1차원 구조의 심볼 코드로서 전송되며, 이 것은 트렐리스 코딩절차와 별도로 심볼을 사전코딩하는 것없이 수행된다. 또한, 리드-솔로몬 코딩결과는 유선방송을 위한 16-레벨 (4비트/심볼) 1차원 구조의 심볼 코드로서 전송되며, 이 경우 상기 전송은 사전 코딩없이 수행된다. VSB 신호는 억압된 변조 백분율에 따라 진폭이 변화하게 될 고유 반송파를 갖는다.
상기 고유 반송파는 소정의 변조 백분율에 대응하는 일정 진폭의 파일럿 반송파로 대체된다. 이 일정 진폭의 파일럿 반송파는 진폭변조 측파대 신호를 발생시키는 평형변조기에 인가되는 변조전압의 직류성분을 시프트(shift), 즉 이동시킴으로써 발생된다. 상기 진폭변조 측파대 신호는 VSB신호를 응답신호로서 공급하는 필터에 제공된다. 3-비트 심볼 코드의 8개의 레벨들이 반송파 변조신호에서 -7,-5,-3,-1,+1,+3,+5, 및 +7의 정규화 값을 갖는다면, 파일럿 반송파는 1.25의 정규화값을 갖는다. 이 경우, +S의 정규화값은 +5이며, -S의 정규화값은 -5이다.
8-레벨 심볼 코딩을 이용한 VSB신호는 미국내의 무선방송 시스템에서 사용될 수 있으며, 16-레벨 심볼 코딩을 이용한 VSB 신호는 무선 협대역방송 시스템 또는 유선방송 시스템에서 사용될 수 있다. 그러나, 소정의 유선방송의 경우에는 VSB 신호를 사용하는 대신 억압 반송파 직교진폭변조(QAM)신호를 이용하여 방송을 행하게 되기 쉽다. 따라서, 텔레비젼 수신기 설계자들은 모든 형태의 전송신호를 수신가능하고, 현재 수신되는 전송형태에 적합한 수신장치를 자동으로 선택할 수 있는 수신기를 설계해야하는 과제를 해결해야 한다.
심볼 코딩을 위해 제공되는 데이터 포맷이 VSB DTV 신호용 송신기와 QAM DTV 신호용 송신기에서 모두 동일하다고 가정하자. VSB DTV 신호들은 허수 신호를 동반하지 않는 실수 신호를 제공하도록 반송파의 일위상만의 진폭을 초당 10.76*106개의 심볼에 해당하는 심볼속도에서 변조시킨다. 상기 실수 신호는 반송파를 대역의 가장자리에 위치되게 하는 VSB 특성 때문에 6MHz 대역내에 있게 된다. 따라서, 실수 및 허수 신호 성분으로 이루어진 복소수 신호를 제공하도록 반송파의 2개의 직교위상을 변조하는 QAM DTV 신호들은 초당 5.38*106개의 심볼에 해당하는 심볼 속도를 갖도록 설계된다. 상기 복소수 신호는 반송파를 대역의 중간부분에 위치되게 하는 QAM 특성으로 인해 6MHz 대역 내에 있게 된다.
심볼 코딩을 위해 제공되는 데이터포맷이 VSB DTV 신호용 송신기와 QAM DTV 신호용 송신기에서 모두 동일하다고 가정하면, 심볼 디코딩후의 처리 동작은 USB DTV 신호용 수신기와 QAM DTV 신호용 수신기에서 모두 유사한 방식으로 수행된다. 심볼 디코딩에 의해 복원된 데이터는 데이터 디인터리버(de-interleaver)에 입력신호로서 공급되며, 디인터리빙된 데이터는 리드-솔로몬 디코더에 공급된다. 에러 정정된 데이터는 패킷 디코더용 데이터 패킷을 재생하는 데이터 디랜더마이저(de-randomizer)에 인가된다. 데이터 패킷들중 선택된 일부 패킷들은 DTV 프로그램의 음성부분을 재생하는 데 사용되며, 또한 선택된 다른 일부 패킷들은 DTV 프로그램의 영상 부분을 재생하는데 사용된다.
기저대역에서 증폭 및 채널선택을 수행하는 ZIF(zero intermediate frequency)수신기들중 QAM DTV신호를 수신하는데 사용되는 수신기들은 VSB DTV 신호를 수신하는데에는 그다지 적합치 않다. 그 이유는 반송파가 채널의 중심 주파수에 위치하지 않을 때 이루어져야 하는 ZIF수신기의 적절한 인접채널 제거(rejection)를 보장하는데 문제점이 있기 때문이다. 수신기들이 슈퍼헤테로다인 형태이면, VSB DTV 신호용 수신기와 QAM DTV 신호의 수신기에 사용하는 튜너들은 그 수신기들이 슈퍼 헤테로다인(super heterodyne)형태로 되어 있는 경우 서로 상당히 유사하다. 이 수신기들은 최종 IF신호를 기저대역으로 변환시키는데 사용되는 싱크로다이닝(syncrodyning)과정 및 심볼 디코딩 과정에 차이점이 있다. 기저대로의 싱크로다이닝에 앞서 사용되는 유사한 튜너 회로와, 심볼 디코딩 회로에 이어 사용되는 유사 수신기 소자를 이중화(duplicate)하지 않는 경우에는 VSB DTV신호 및 QAM DTV 신호를 모두 수신할 수 있는 수신기를 설계하는 것이 보다 경제적이다. 이 경우 문제는 관련된 두 DTV 전송 기준들에 모두 맞게 기저대로의 싱크로다이닝을 행하고 심볼 디코딩을 행하는 회로를 최적으로 구성하는 것과, 현재 수신되고 있는 DTV 전송신호에 대한 적절한 수신모드를 자동선택할 수 있게 구성하는 것이다.
DTV신호 무선 수신기로는 ATSC규격의 개발시 사용된 HDTV 시스템의 필드 테스트에 이용되어 온 것으로 동기 검출을 수반하는 튜너에서의 이중변환을 이용하는 형태의 것이 알려져 있다. 이러한 수신기의 경우, 주파수 합성기에 의해 발생되는 제1 국부 발진주파수는 제1중간 주파수(예를 들어, 920MHz 중심 주파수 및 922.69MHz 반송파를 포함하는)를 발생시키기 위해 수신된 USB DTV신호와 헤테로다이닝된다. 상기 제1 중간 주파수들은 수동(passive) LC 대역통과필터에 의해 영상 주파수들로부터 선택된 후, 제1 중간 주파수 증폭기에 의해 증폭되고, 이 증폭된 제1 중간 주파수는 인접 채널신호들을 제거하는 세라믹 공진필터에 의해 필터링된다. 상기 제1 중간 주파수는 제2 중간 주파수(예를 들어, 46.69MHz 반송파를 포함하는)를 발생시키기 위해 제2 국부 발진주파수와 헤테로다이닝된다. 상기 제2 중간 주파수는 탄성표면파(SAW: Surface Acoustic Wave)타입으로 될 수 있는 필터에 의해 해당 영상 주파수들 나머지 인접 채널 응답신호들로부터 선택된 후, 제2 중간 주파수 증폭기에 의해 증폭되게 된다. 제2 중간 주파수 증폭기로부터의 응답신호는 제3 믹서에 공급되어 고정된 주파수의 제3 국부 발진신호와 기저대로 싱크로다이닝된다. 상기 고정된 주파수의 제3 국부 발진신호는 0°위상 및 90°위상에 공급될 수 있으며, 이에 따라 싱크로다이닝동안에 동위상 및 직교위상 동기검출 동작은 별개로 수행된다. 여기서, 싱크로다이닝은 변조된 신호를 그 변조된 신호의 반송파와 동일한 기본 주파수를 가지고 있고 주파수 및 위상이 락(locked)되어 있는 파와 믹싱(mixing)하고, 상기 믹싱의 결과를 저역통과 필터링하여, 제로 주파수로부터 변조신호의 최고 주파수까지 연장되는 기저대에서 변조신호를 복원하는 과정을 말한다.
아날로그 체계에서 발생된 동위상 및 직교위상 동기 검출결과들을 각기 별도로 디지털화시키는 것은 디지털화 처리후 상기 동기검출결과들이 서로 만족스럽게 추적케 하는데 문제점이 있게 되고, 양자화 잡음에 의해 복소신호에 페이서(phasor)로 간주되는 두드러진 위상에러가 발생된다. 이러한 문제점들은 디지털 체계에서 동위상 및 직교위상 동기검출과정을 행하는 형태의 DTV 신호 무선수신기들의 경우에는 피할 수 있다. 일례로, 제1 중간주파수 증폭기의 응답신호가 심볼코딩의 나이키스트 레이트(Nyquist rate)의 두배에 해당하는 속도로 디지털화 되는 경우, 연속되는 샘플들에 대해 그들의 발생순서에 따라 연속적으로 번호가 부여된다고 하면 상기 샘플들은 홀수 샘플들과 짝수 샘플들로 나누어져 대응하는 동위상(또는 실수) 및 직교위상(또는 허수) 동기검출결과들을 발생시키게 된다. 직교위상(또는 허수) 동기검출은 적당한 유한 임펄스 응답(finite-impulse-response)(FIR) 디지털 필터링을 이용하여 일련의 샘플들을 힐버트(Hilbert)변환한 후 이루어지며, 다른 일련의 샘플들에 대한 동위상(또는 실수) 동기검출은 그 샘플들을 힐버트변환 필터의 지연시간과 동일한 시간동안 지연시킨 후 이루어지게 되어 있다. VSB DTV수신기와 QAM DTV수신기들에서의 동기검출의 주파수 및 위상을 락(locked)시키는 방법들과 심볼코딩의 주파수 및 위상을 락(locked)시키는 방법들은 서로 다르게 되어 있다.
이러한 형태의 공지된 현 DTV신호 무선수신기들에 있어서는 VSB DTV신호와 QAM DTV신호의 각 반송파 주파수들이 서로 동일하지 않기 때문에 수신기 튜너부의 설계와 관련해 다소 문제가 있다. 즉, QAM DTV신호의 반송파 주파수는 6MHz 폭의 TV 채널의 중심에 위치하나, VSB DTV신호의 반송파 주파수는 상기 TV 채널의 하한 주파수보다 약 310 kHz만큼 높게 되어 있고, 그 결과 기저대로의 싱크로다이닝을 위해 사용되는 일정 주파수의 제3 국부발진신호는 QAM DTV신호들을 기저대로 싱크로다이닝시킬 경우와 VSB DTV신호를 기저대로 싱크로다이닝시킬 경우 주파수를 각기 다르게 해야 한다. 상기 두 반송파 주파수들간의 차이는 2.69MHz로서, 이 값은 상기 제3 국부발진기에 자동 주파수 및 위상제어를 가하여 조절할 수 있는 주파수 차이보다 큰 값이다. 따라서, 실제의 경우 두 주파수 안정화 크리스탈(crystal)들사이에서 절환 선택할 수 있는 제3 발진기를 사용하는 것이 필요하다. 물론, 이러한 구성을 위해서는 튜너회로도 현재 수신되는 DTV 송신신호에 대한 적절한 수신모드의 자동 선택을 위한 구성을 포함하게 변형된다. 그러나, 상기한 바와 같이 요구되는 무선 절환기능때문에 튜너의 신뢰성이 감소하게 된다. 또한, 제2 발진기용의 고주파 절환 및 추가의 주파수 안정화 크리스탈때문에 튜너의 비용이 증가하게 된다.
최종 중간주파수 신호가 기저대가 아니라 1∼8MHz 범위에 있게 되어 있는 디지털 텔레비젼신호 무선 수신기들로는 본 명세서에 인용되고 "DIGITAL VSB DETECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKER, AS FOR INCLUSION IN AN HDTV RECEIVER"라는 명칭으로 1995년 12월 26자로 허여된 씨.비. 파텔(C.B. Patel)제씨의 미합중국 특허번호 제5,479,449호에 기재된 것을 들 수 있다. 이러한 수신기들에서 복소 디지털 반송파들을 발생시키기 위한 무한임펄스응답 필터들에 사용에 관련해서는 본 명세서에 인용되고 "DIGITAL VSB DETECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKER USING RADER FILTERS, AS FOR USE IN AN HDTV RECEIVER"란 명칭으로 1996년 8월 20일자로 허여된 씨.비. 파텔(C.B. Patel)제씨의 미합중국 특허번호 제5,548,617호에 기재되어 있다. 상기한 수신기들에서 복소수 디지털 반송파들을 발생시키기 위한 유한 임펄스 응답 필터들에 사용에 관련해서는 본 명세서에 인용되고 "DIGITAL VSB DETECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKER USING NG FILTERS, AS FOR USE IN AN HDTV RECEIVER"란 명칭으로 1995년 12월 22일자로 출원된 씨.비. 파텔(C.B. Patel)제씨의 미합중국 특허출원 제08/577,469호에 기재되어 있다. 동일한 중간주파수 증폭 수신기들을 통해 QAM신호 및 VSB신호를 모두 처리할 수 있게 되어 있는 QAM/VSB 수신기에 대한 설계에 관련해서는 본 명세서에 인용되고 "HDTV SIGNAL RECEIVER WITH IMAGINARY-SAMPLE-PRESENCE DETECTOR FOR QAM/VSB MODE SELECTION"란 명칭으로 1996년 4월 25일자로 특허허여된 씨.비. 파텔(C.B. Patel)제씨의 미합중국 특허번호 제5,606,579호에 기재되어 있다. 또한, 본 명세서에는 "DIGITAL VSB DETECTOR WITH FINAL IF CARRIER AT SUBMULTIPLE OF SYMBOL RATE, AS FOR HDTV RECEIVER"란 명칭으로 1997년 2월 25일자로 허여된 씨.비. 파텔(C.B. Patel)제씨의 미합중국 특허번호 제5,606,579호가 인용되고 있다. 또한, 본 명세서에는 "DIGITAL TV DETECTOR RESPONDING TO FINAL-IF SIGNAL WITH VESTIGIAL SIDEBAND BELOW FULL SIDEBAND IN FREQUENCY"란 명칭으로 1997년 8월 19일자로 특허허여된 씨.비. 파텔(C.B. Patel)제씨의 미합중국 특허번호 제5,659,372호가 인용되고 있다. 또한, 본 명세서에는 "RADIO RECEIVER FOR RECEIVING BOTH VSB AND QAM DIGITAL HDTV SIGNALS"란 명칭으로 1994년 6월 28일자로 출원되어 특허허여된 씨.비. 파텔(C.B. Patel)제씨의 미합중국 특허출원번호 제08/266,753호가 인용되고 있다. 또한, 본 명세서에는 "RADIO RECEIVERS FOR RECEIVING BOTH VSB AND QAM DIGITAL HDTV SIGNALS"란 명칭으로 1998년 2월 3일자로 특허허여된 씨.비. 파텔(C.B. Patel)제씨의 미합중국 특허번호 제5,715,012호가 인용되고 있다. 이상의 특허들 및 특허출원들은 모두 그에 기재되어 있는 발명들이 완성된 시점에서 이미 고용발명계약에 따라 삼성전자(Samsung Electronics, Co., Ltd.)에 양도된 것이다.
미합중국 특허번호 제5,506,636호 및 제5,715,012호에 기재되어 있는 QAM/VSB 무선수신기들의 경우, 최종 중간주파수 신호는 디지털화 되어 지며, 기저대 샘플들을 얻기 위한 싱크로다이닝과정들은 디지털 체계에서 이루어진다. 수신기에 내장되어 있는 튜너는 DTV신호들을 전송하기 위해 사용되는 주파수대의 각기 다른 위치들에 대응하는 채널들중 하나를 선택하는 소자들과, 상기 선택된 채널에서 수신된 신호를 최종 중간주파수(intermediate-frequency)(IF) 신호로 다중 변환시키는 일련의 믹서들과, 상기 믹서들중 처리 순서면에서 서로 인접하는 믹서들 사이에 각기 위치하는 주파수 선택 증폭기들과, 상기 믹서들의 각각에 발진신호를 공급하는 국부발진기들을 포함하고 있다. 상기 국부발진기들은 각각 선택된 DTV신호가 QAM신호인지 VSB신호인지의 여부와 무관하게 대략 동일한 주파수의 발진신호를 공급한다. 상기 최종 IF신호는 디지털화되며, 이러한 상태에서는 선택된 DTV신호가 QAM신호인지 VSB신호인지의 여부에 따라 신호처리에 차이가 있게 되는데, 이러한 차이는 QAM 싱크로다이닝회로와 VSB 싱크로다이닝회로를 포함하는 디지털 회로에서 조절되게 된다. QAM 싱크로다이닝회로는 디지털화된 최종 IF신호가 QAM신호인 경우 그 최종 IF신호를 기저대로 싱크로다이닝시키고, 디지털화된 최종 IF신호가 QAM신호가 아닌 경우에는 그 최종 IF신호를 마치 기저대로 싱크로다이닝시켜야 할 QAM신호인 것으로 하여 최종 IF신호를 달리 처리하여 인터리브된 QAM 심볼코드의 실수 및 허수 샘플 스트림들을 발생시킨다. VSB 싱크로다이닝회로는 디지털화된 최종 IF신호가 VSB신호인 경우 그 최종 IF신호를 기저대로 싱크로다이닝시키고, 디지털화된 최종 IF신호가 VSB신호가 아닌 경우에는 그 최종 IF신호를 마치 기저대로 싱크로다이닝시켜야 할 VSB신호인 것으로 하여 최종 IF신호를 달리 처리하여 인터리브된 VSB 심볼코드의 실수 샘플 스트림을 발생시킨다. 검출기는 VSB 형태의 DTV신호에 동반되는 파일럿 반송파의 존재를 감지하여 최종 IF신호가 VSB신호인지의 여부를 판단하고, 그 판단 결과에 따라 최종 IF신호가 분명히 VSB신호가 아닌 경우에는 제1 상태에 있고 최종 IF신호가 분명히 VSB신호인 경우에는 제2 상태에 있게 되는 제어신호를 발생시킨다. 무선수신기는 제1 상태의 제어신호에 응답하여서는 QAM 신호수신모드에서 동작하도록 자동적으로 절환되고, 제2 상태의 제어신호에 응답하여서는 VSB 신호수신모드에서 동작하도록 자동적으로 절환된다.
미합중국 특허번호 제5,506,636호, 미합중국 특허출원번호 제08/266,753호 및 미합중국 특허출원번호 제08/614,417호들은 ATSC의 소 위원회에서 일찌기 제안한 바와 같이 VSB DTV신호의 반송파 주파수를 최저 채널 주파수보다 625 kHz 만큼 높을 것이라는 가정하에서 설명을 하고 있다. 이 명세서에서는 1995년 9월 16일자로 발간된 디지털텔레비젼 규격의 부록 A에 명시된 바와 같이 VSB DTV신호의 반송파 주파수를 최저 채널 주파수보다 310KHz만큼 높다고 가정하고 있다.
바람직하게 최종 IF신호의 반송파는 선택된 DTV신호가 QAM신호인 경우에는 QAM신호 및 VSB신호들 모두의 심볼 주파수들의 배수의 소정의 저조파(subharmonics)가 되고, 선택된 DTV신호가 VSB신호인 경우에는 상기 배수의 다른 소정의 저조파(subharmonics)가 된다. VSB DTV신호의 반송파 주파수가 공칭적으로 최저 채널주파수보다 310KHz만큼 높을 경우, 상기 소정의 저조파들은 대략 2.69MHz만큼 주파수차를 가져야만 한다. QAM신호 및 VSB신호들 모두의 심볼 주파수들의 이러한 배수에서 최종 IF신호를 디지털화시키게 되면 QAM 및 VSB 최종 IF신호들을 기저대로 싱크로다이닝시키는데 사용되는 디지털 반송파의 발생을 쉽게 할 수 있다. QAM신호 및 VSB신호들 모두의 심볼 주파수들의 이러한 배수는 디지털화를 실시할 수 있도록 충분히 낮게 되어야 하나, 나이키스트레이트(Nyquist rate)보다는 높게되는 것이 바람직하다.
이러한 QAM/VSB 무선수신기들의 일 형태에서, QAM신호의 심볼 주파수의 배수의 소정의 저조파는 VSB신호의 심볼 주파수의 배수의 소정의 저조파보다 주파수가 실제로 2.69MHz만큼 높게 되어 있다. 바람직한 수신기에서 최종 IF신호에 있는 QAM반송파 주파수는 5.38MHz이고, 일차 저조파는 10.76MHz이며, 최종 IF신호에 있는 VSB신호 반송파 주파수는 2.69MHz이다. 그리고, 3차 저조파는 10.76MHz이다.
이러한 QAM/VSB 무선수신기들의 다른 형태에서, QAM신호의 심볼 주파수의 배수의 소정의 저조파는 VSB신호의 심볼 주파수의 배수의 소정의 저조파보다 주파수가 실제로 2.69MHz만큼 낮게 되어 있다. 본 발명의 실시예들에 따르면 전 측파대(full sideband)가 최종 IF신호의 반송파 주파수보다 낮게 되어 있는 VSB신호는 해상도를 좋게 하도록 샘플링되게 되어 있다. 본 발명의 바람직한 실시예의 경우, 최종 IF신호의 VSB 반송파는 5.38MHz의 주파수를 가지며, 일차 저조파는 10.76MHz의 주파수를 가지며, 최종 IF신호의 QAM 신호 반송파는 8.07MHz의 주파수를 가지며, 3차 고조파의 3차 저조파는 10.76MHz의 주파수를 갖는다.
싱크로다이닝을 디지털 체계에서 행하는 경우에는 QAM신호 및 VSB신호들 모두의 최종 IF신호를 QAM신호 및 VSB신호들에 대한 심볼속도들의 각각의 배수인 샘플링속도에서 디지털화시키면 ROM(Read Only Memory)로부터의 디지털 반송파의 발생을 쉽게 할 수 있다. 이에 따라 QAM신호 및 VSB신호들의 반송파를 기저대로 싱크로다이닝시키기 위해 시용되는 반송파의 주파수에 대한 위상 락(lock)도 쉽게 할 수 있다.
QAM신호 및 VSB신호들을 그들의 심볼속도들의 배수들에서 디지털화시키게 되면 싱크로다이닝처리가 파텔(Patel) 제씨가 제안한 디지털 체계에서 수행되거나 아니면 아날로그 체계에서 수행되던지 간에 심볼 동기를 쉽게 할 수 있다. 심볼 동기를 만족스럽게 행하기 위해서는 디지털 샘플들을 심볼속도의 최소한 두배에 해당하는 샘플속도로 제공해야만 한다. 심볼속도보다 높은 속도로 디지털 샘플들을 공급하게 되면 기저대 DTV신호의 채널 등화를 위해 사용되는 디지털 필터들내의 탭들의 갯수가 증가하게 되는데, 그 이유는 임의의 특정 기간의 고스트(ghost)에서의 샘플링 횟수가 심볼속도에 대한 샘플링속도의 비에 직접적으로 비례하여 증가하기 때문이다. QAM 또는 VSB DTV신호를 그의 심볼속도의 MN배의 배수(여기서, M은 1이상의 양수, N은 2이상인 양의 정수)에서 디지털화시키는 경우에는 디지털 DTV 기저대신호를 그의 채널 등화전에 N:1 데시메이션 처리하는 것이 가능한데, 단 이경우 데시메이션처리된 디지털신호는 심볼 전송을 위한 나이키스트 기준(Nyquist criterion) 을 만족하고 있어야 한다.
본 발명의 일 특징에 따르면, 디지털화된 DTV신호는 그의 채널 등화전에 데시메이션 처리되며, 이에 따라 채널 등화를 수행하기 위한 디지털 필터들의 커널(kernel)내의 샘플 갯수가 감소되어 실질적으로 DTV 수신기의 비용이 감소하게 된다.
디지털화된 VSB신호를 그의 심볼속도의 두배보다 작은 샘플링속도(특히, 심볼속도와 동일한 샘플링속도)로 데시메이션 처리하는 경우에는 그 데시메이션 과정시 심볼정보가 손실되지 않게 하도록 심볼 동기를 데시메이션 과정전에 이루게 할 필요가 있다. 본 발명의 일 특징은 그러한 데시메이션 과정전에 심볼 동기를 행하는 것이다. 본 발명의 또 다른 특징은 기저대 DTV데이터로부터 요구되는 심볼속도 및 타이밍에 관련된 신호를 추출하는 단계와, 상기 추출된 신호와 DTV 수신기의 무선수신부에 포함된 아날로그/디지털 변환기의 샘플링속도간의 주파수 및 위상에러를 검출하는 단계와, 검출된 주파수 및 위상에러를 제어형 발진기에 자동 주파수 및 위상 제어신호로서 인가하는 단계와, 상기 제어형 발진기의 발진신호로부터 상기 아날로그/디지털 변환기의 샘플링속도를 결정하는 샘플 클럭신호를 발생시키는 단계를 포함하는 심볼 동기 방법에 있다.
본 발명은 수신채널을 선택하고, 그 선택된 채널에서 DTV신호를 필터링 및 증폭을 위한 중간 주파수로 변환하고, 상기 필터링 및 증폭결과 출력되는 아날로그 최종 중간주파수 출력신호를 기저대로 싱크로다이닝하여 기저대신호를 발생시키는 무선수신부를 포함하는 DTV 수신기에서 구현된다. 이 DTV 수신기는 QAM DTV신호, VSB DTV신호, 또는 이 두 형태 모두의 DTV신호를 수신하도록 설계된 것일 수 있다. 상기한 무선 수신부에는 상기 신호들중 하나를 샘플링하여 디지털화시키는 아날로그/디지털변환기(ADC)가 내장되어 있고, 이에 따라 상기 무선수신부는 기저대신호를 그 기저대신호를 나타내는 제1 디지털 샘플 스트림으로서 공급하게 되어 있다. 상기 무선수신기는 또한 ADC에 의한 샘플링의 타이밍을 맞추기 위한 샘플 클럭 신호를 공급하는 샘플 클럭 발생기를 포함하고 있고, 이에 따라 제1 디지털 샘플 스트림은 DTV신호의 심볼속도의 MN배에 해당하는 소정의 배수와 대략 동일한 샘플속도를 가진다. 여기서, MN은 1이상의 양수M과 2이상인 양의 정수N의 곱이다. 무선수신기는 또한 상기 제1 디지털샘플 스트림을 수신하고, 그에 응답하여 상기 제1 디지털샘플 스트림의 매 N번째 디지털샘플들만을 상기 제1 디지털샘플 스트림의 샘플속도의 1/N에 해당하는 샘플속도로 재생하여서 되는 제2 디지털샘플 스트림을 발생시키는 데시메이터를 포함하고 있다. 채널 등화를 수행하는 채널 등화기에서 채널 등화 응답신호를 발생시키는데 필요한 탭들의 갯수는 제2 디지털샘플 스트림의 N:1 데시메이션 처리에 의해 감소된다. 그 결과 디지털 승산기의 갯수가 감소되어 비용 및 신뢰성면에서 상당한 이점이 제공된다. 상기 DTV수신기는 또한 채널 등화기의 응답신호에서의 심볼위상에러를 정정하기 위한 심볼 동기화기와, 상기 채널등화기의 응답신호내의 심볼들을 심볼위상에러에 대한 정정을 행하면서 디코딩하여 디코딩된 심볼들에 대응하는 비트군들을 복원시키는 심볼디코더를 포함하고 있다.
이러한 형태의 DTV수신기의 바람직한 실시예의 경우, 상기 샘플클럭발생기는 자동 주파수 및 위상제어신호에 의해 제어되는 주파수에서 발진신호를 공급하는 발진기와, 상기 발진 주파수에 응답하는 속도로 상기 샘플클럭신호를 발생시키는 회로를 포함하고, 상기 심볼 동기화기는 상기 제1 디지털샘플 스트림으로부터 소정의 심볼속도 저조파의 신호만을 선택하는 FIR 필터와, ADC의 샘플링속도와 FIR 필터의 응답신호에서 선택된 상기 소정의 심볼속도 저조파간의 주파수 및 위상에러를 검출하는 자동 주파수 및 위상제어검출기를 포함한다.
본 발명의 또 다른 특징에 따르면, 샘플 클럭 발생기로부터 공급되는 샘플들의 타이밍을 맞추기 위해 사용하는 제어형 발진기용으로 자동 주파수 및 위상 제어(automatic-frequency-and-phase-control; AFPC)신호를 보(baud) 주파수가 없는 형태의 심볼코드로부터 발생시킴에 따라 상기 제어형 발진기를 기저대 DTV신호의 심볼들과 동기시킬 수 있게 되어 있다. 이것은 상기 기저대 DTV신호 심볼코드를 샘플 클럭 발생기로부터 공급되는 샘플들에 의해 타이밍이 맞춰진 협대역 유한 임펄스 응답(FIR) 필터에 인가함으로써 이루어진다. 노이즈 스팩트럼을 동반하는 보 주파수를 재생시키기 위해 협대역 FIR 디지털필터에는 자승 연산(squaring)과 같은, 2차 고조파를 발생시킬 비선형 과정이 부가된다. 자동 주파수 및 위상 제어 검출기에 의해 재생된 보 주파수에 대해 각기 제어형 발진기의 발진 주파수의 에러가 검출되는데, 이 검출기는 제어형 발진기에 인가된 상기 에러 신호에 대한 저역 필터링된 응답신호를 AFPC신호로서 제공한다.
도 1은 QAM 형태의 DTV신호내의 심볼들을 검출하는 회로와, VSB 형태의 DTV신호내의 심볼들을 검출하는 회로와, 그 두 검출회로로부터 선택된 심볼들용의 진폭 및 군지연 등화기를 포함하고 있는, 본 발명을 구현할 수 있는 형태의 DTV 수신기의 초단부들을 도시하는 블럭도,
도 2는 도 1에는 도시되어 있지 않으나, 본 발명을 구현할 수 있는 형태의 상기 DTV 수신기의 나머지 부분들을 도시하는 블럭도,
도 3은 도 1 및 도 2에 도시된 형태의 DTV신호 무선수신기에 사용되는 회로들로서, QAM DTV신호들을 기저대로 싱크로다이닝시키기 위한 디지털 회로와, VSB DTV신호들을 기저대로 싱크로다이닝시키기 위한 디지털 회로와, 그 두 디지털 회로에 대한 입력신호들의 인가와 관련된 회로들에 대한 상세 블럭도,
도 4는 본 발명을 구현할 수 있는 형태의 소정의 DTV신호 무선수신기들에 포함되는 회로로서, 샘플 클럭 발생기와, 디지털 QAM신호들과 디지털 VSB신호들을 각기 최종 IF 신호주파수에서 기저대로 싱크로다이닝시키는데 사용되는 복소수 반송파들의 디지털 표현(description)신호들을 공급하는 ROM들과, 그 ROM들용의 어드레스 발생기들을 제공하는 회로의 상세 블럭도,
도 5는 도 4의 회로와 유사한 회로로서, 디지털 QAM 신호들을 기저대로 싱크로다이닝시키기 위해 사용된 복소수 반송파의 디지털 표현(description)신호들을 공급하는 ROM들용의 어드레스 발생기와 디지털 VSB신호들을 기저대로 싱크로다이닝시키기 위해 사용된 복소수 반송파의 디지털 표현(description)신호들을 공급하는 ROM들용의 어드레스 발생기가 어드레스 카운터를 공유하게 변형되어 있는 회로의 상세 블럭도,
도 6은 본 발명을 구현하는 DTV신호 무선수신기들에서 디지털 샘플들을 복소수 형태로 변환시키기 위한 회로로서, 실수 샘플들로부터 허수 샘플들을 발생시키기 위한 힐버트 변환 필터를 포함하고, 그 필터의 지연에 등가하는 실수 샘플에 대한 지연 보상 기능을 가지고 있는 회로의 상세 블럭도,
도 7은 공지되어 있고, 본 발명을 구현하는 DTV신호 무선수신기에서 디지털 샘플들을 복소수 형태로 변환시키는데 사용할 수 있는 회로들로서, 야코비안 타원 함수를 기초로 하여 설계되고 디지털화된 기저대 신호들에 대해 일정한 π/2의 위상응답차를 나타내는 한쌍의 무한 임펄스 응답(infinite-impulse-response)(IIR)형 전 통과 디지털 필터들의 상세 블럭도,
도 8 및 도 9는 과도 지연을 제거하도록 도 7의 필터 회로에 대해 이루어진 변형 구성을 도시하는 블럭도,
도 10은 본 발명을 구현하는 DTV신호 무선수신기에서 디지털 샘플들을 복소수 형태로 변환시키는데 사용할 수 있는 회로들로서, 디지털화된 기저대 신호들에 대해 일정한 π/2의 위상응답차를 나타내는 한쌍의 유한 임펄스 응답(finite-impulse-response)(FIR)형 전 통과 디지털 필터들의 상세 블럭도,
도 11은 QAM DTV신호와 VSB DTV신호의 반송파들로부터 주파수 변환된 최종 중간주파수들에 대한 제약을 나타내는 그래프로서, VSB DTV신호의 반송파가 최종 IF신호에서의 QAM DTV신호의 반송파보다 낮은 주파수를 가지어 VSB DTV신호의 전 측파대가 최종 IF신호에서의 그의 잔류 측파대보다 주파수가 높게 될 때, 그리고 디지털화 처리시의 샘플속도가 초당 21.52 * 106개의 샘플에 해당하는 속도로 제한될 때의 최종 중간 주파수들에 대한 제약을 나타내는 그래프,
도 12는 QAM DTV신호와 VSB DTV신호의 반송파들로부터 주파수 변환된 최종 중간주파수들에 대한 제약을 나타내는 그래프로서, VSB DTV신호의 반송파가 최종 IF신호에서의 QAM DTV신호의 반송파보다 높은 주파수를 가지어 VSB DTV신호의 전 측파대가 최종 IF신호에서의 그의 잔류 측파대보다 주파수가 낮게 될 때, 그리고 디지털화 처리시의 샘플속도가 초당 21.52 * 106개의 샘플에 해당하는 속도로 제한될 때의 최종 중간 주파수들에 대한 제약을 나타내는 그래프,
도 13은 도 1에 도시되어 있지 않은 부분들로서 데이타 동기 복원방식이 도 2의 경우와 다르게 되어 있는, 본 발명을 구현할 수 있는 또 다른 형태의 DTV 수신기의 일부를 도시하는 블럭도.
이하 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명을 구체적으로 설명한다. 첨부도면의 블럭도에 있어서 클럭신호 또는 제어신호에 대한 접속구성은 제어되는 신호들에 대한 접속 구성과 구분이 필요한 경우에 한하여 점선으로 표시하였다. 또한, 도해를 간명하게 할 수 있도록 통상적으로 회로 또는 시스템의 설계자가 디지털 회로에 필요한 것으로 고려할 수 있는 정도의 중간 지연소자들은 일부 생략하였다.
도 1에는 구성요소(11) 내지 (21)로 구성되는 다중변환 튜너(5)가 도시되어 있는데, 이 다중변환 튜너(5)는 DTV신호용의 주파수대의 서로 다른 위치들에 대응하는 채널들중 하나를 선택하여 이 선택된 채널에서 최종 중간주파수대의 최종 중간주파수신호에 대해 다수의 주파수변환을 행하게 되어 있다. 도 1에는 또한 다중변환 튜너(5)용의 DTV신호들을 포착할 수 있게 설치된 방송수신안테나(6)가 도시되어 있다. 다른 실시예로서, 상기 다중변환 튜너(5)는 협역방송수신안테나 또는 유선방송 전송시스템으로부터의 DTV신호들을 수신할 수 있게 접속이 이루어 질 수 있다.
특히, 도 1에 도시된 다중변환 튜너(5)의 경우에는 사람이 동작시킬 수 있게 설계된 채널선택기(10)에 의해 제1 국부발진신호의 주파수가 결정되는데, 이 제1 국부발진신호의 주파수는 제1 국부발진기로서 작용하는 주파수 합성기(11)에 의해 제1 믹서(12)에 공급되어 안테나(6) 또는 다른 DTV신호 소오스로부터 수신되는 DTV신호들과 헤테로다이닝되게 되어 있다. 상기 제1 믹서(12)는 상기 선택된 채널에서 수신된 신호들을 소정의 제1 중간 주파수(일례로, 922.69MHz의 반송파를 갖는)로 주파수를 상승변환시키며, 이 제1 믹서(12)로부터 공급되는 주파수 상승변환결과에 따라 발생하는 원하지 않는 영상주파수를 제거하기 위해 LC 영상제거 필터(13)가 사용된다. 상기 상승 주파수변환에 의해 발생되어 LC 영상제거 필터(13)의 응답신호로서 공급되는 제1 중간주파수신호는 제1 중간주파수 증폭기(14)(이하 "제1 IF증폭기(14)"라 칭함)에 입력신호로서 인가되고, 이에 따라 상기 제1 IF증폭기(14)는 제1 SAW필터(15) 또는 세라믹 공진기들로 구성된 필터를 구동시키기 위한 증폭된 제1 IF신호를 공급한다. 어느정도 고주파인 제1 중간주파수들에 대한 상승변환에 따라 제1 SAW필터(15)는 다수의 극점 및 영점을 쉽게 가질 수 있다. 제1 SAW필터(15)의 대역은 텔레비젼 채널의 하한 주파수로부터 텔레비젼 채널의 상한 주파수인 약 300kHz까지의 범위에 있는 주파수들을 변환시켜 얻은 주파수들을 통과시킬 수 있게 정해져 있다. 바람직하게, SAW필터(15)는 동일 채널의 간섭성 NTSC 아날로그 TV신호의 주파수변조된 음성반송파를 제거할 수 있게 설계되어 있다. 제1 SAW필터(15)에 접속된 제2 믹서(17)에는 제2 국부발진기(16)으로부터 발생된 제2 국부발진신호가 공급되어 상기 제1 SAW필터(15)의 응답신호와 헤테로다이닝되며, 그 결과 제2 중간주파수(일례로 46.69MHz의 반송파를 갖는)가 발생된다. 제2 믹서(17)로부터 공급되는 주파수 하강 변환결과에 따라 발생하는 원하지 않는 영상주파수를 거부하기 위해 제2 SAW필터(18)가 사용되는데, 이 제2 SAW필터(18)는 NTSC 텔레비젼전송으로부터 디지털 텔레비젼 전송으로의 천이기간중에 인접채널에서 전송되는 NTSC 텔레비젼신호들의 음성 및 영상반송파들에 대한 트랩을 주로 포함할 수 있을 것이다. 상기 제2 SAW필터(18)의 응답신호로서 공급되는 제2 IF신호는 제2 IF증폭기(19)에 입력신호로서 인가되고, 이 입력신호에 응답하여 상기 제2 IF증폭기(19)는 증폭된 제2 IF신호 응답신호를 발생시킨다. 제2 IF증폭기(19)에 접속된 제3 믹서(21)에서는 상기 증폭된 제2 IF신호 응답신호가 제3 국부발진기(20)으로부터의 발진신호와 헤테로다인된다. 지금까지 설명한 다중변환 다중변환 튜너(5)는 제3 믹서(21)가 제3 IF신호 응답신호를 공급할 수 있게 제3 국부발진기(20)으로부터 발생되는 발진신호의 주파수가 선택된다는 점을 제외하고는 기존의 튜너들과 유사하게 되어 있다.
상기 제3 IF신호응답신호는 다중변환 튜너(5)의 최종 중간주파수 출력신호로서, 이 신호는 디지털화를 위해 후속 아날로그/디지털 변환기(ADC)(22)(이하 "대역통과 ADC(22)"라 칭함)에 공급된다. 상기 최종 중간주파수 출력신호는 최저주파수가 제로주파수보다는 높게 되어 있는 6MHz 폭의 주파수대를 갖는다. 대역통과 ADC(22)에서 아날로그/디지털 변환의 예비단계로서 행해지는 제3 믹서(21)의 저대역 아날로그필터링에 의해 제3 중간주파수의 영상주파수들이 제거되고, 제2 SAW필터(18)는 이미 대역통과 ADC(22)에 인가된, 디지털화 될 제3 중간주파수신호들의 대역폭을 제한한 상태에 있고, 이에 따라 대역통과 ADC(22)는 대역 아날로그/디지털 변환기로서 작용한다. 아날로그/디지털 변환의 다음 단계로서 대역통과 ADC(22)에서 행해지는 저대역통과 아날로그필터응답신호의 샘플링은 샘플클럭발생기(23)로부터 공급되는 제1 클럭신호의 펄스들에 응답하여 이루어진다.
상기 샘플클럭발생기(23)는 바람직하게 심볼속도의 배수에서 시소이드적인(cissoidal) 발진신호들을 발생시킬 수 있도록 비교적 좁은 범위에서 주파수제어가 가능한 수정발진기(crystal oscillator)를 포함한다. 대역통과 ADC(22)에서 대역폭을 제한하기 위한 필터링후 최종 IF신호의 샘플링의 타이밍을 맞추기 위해 사용되는 제1 클럭신호를 발생시킬 수 있도록 대칭 클리퍼 또는 리미터가 사용되어 상기 시소이드적인 발진신호에 대한 구형파 응답신호를 발생시킨다. 샘플클럭발생기(23)에 구비된 수정발진기에 의해 발생되는 시소이드적인 발진신호의 주파수는 심볼 저조파 또는 일례로 후술하는 바와 같은 보 레이트(baud rate)인 수신된 DTV신호 성분들에 응답하여 발생되는 자동 주파수 및 위상 제어(AFPC)신호에 의해 결정될 수 있다. 제1 클럭신호의 펄스들은 초당 10.76*106개의 심볼에 해당하는 VSB신호들에 대한 심볼속도의 2배, 그리고 초당 5.38*106개의 심볼에 해당하는 QAM신호들에 대한 심볼속도의 4배에 해당하는 초당 21.52*106개의 심볼에 해당하는 심볼속도로 반복된다. 이러한 초당 21.52*106개의 심볼에 해당하는 심볼속도에서 최종 IF신호를 그의 중간주파수가 5.38MHz 이상이 되게 하면 초당 21.52*106개의 심볼에 해당하는 심볼속도에서 QAM 반송파의 샘플의 갯수가 4개미만으로 감소하게 되고, 그 결과 심볼디코딩을 위해 공급되는 싱크로다인 응답신호의 균일성이 바람직하지 않게 감소된다.
대역통과 ADC(22)는 주파수대가 감소된 최종 IF신호의 샘플들에 10비트의 실수 디지털응답신호 또는 그에 상응하는 해상도 신호를 공급하는데, 이 디지털응답신호는 회로(24)(이하 "실수/복소수 샘플변환기(24)"라 칭함) 에 의해 복소 디지털샘플들로 변환되게 된다. 실수/복소수 샘플변환기(24)를 구성하는 방식으로는 여러가지가 공지되어 있다. QAM 반송파주파수에서의 허수 디지털샘플들은 일례로 미국 특허 제 5,479,449 호에 기재된 바와 같은 힐버트(Hilbert)변환필터를 사용하여 발생시킬 수 있을 것이다. 최종 IF신호의 6MHz의 주파수대가 적어도 1 메가헤르쯔 또는 그 정도의 최저주파수를 갖는 경우에는 힐버트변환필터내의 탭(tap)의 갯수를 적당히 작게 유지시키고, 그에 따라 상기 필터의 대기시간을 적당히 짧게 유지시키는 것이 가능하다. 실수/복소수 샘플변환기(24)에 대한 다른 구성방식으로는 미합중국 특허번호 제5,548,617호에 기재된 바와 같이 모든 주파수에서 90°의 위상차와 대체로 동일하게 되는 두 IIR(infinite-impulse-response)필터들의 응답들간의 차동지연을 이용하는 것을 들 수 있다. 실수/복소수 샘플변환기(24)에 대한 또 다른 구성방식으로는 모든 주파수에서 90°의 위상차와 대체로 동일하게 되는 두 FIR(finite-impulse-response)필터들의 응답들간의 차동지연을 이용하는 것을 들 수 있다.
도 1의 수신기회로에서 실수/복소수 샘플변환기(24)로부터 공급되는 최종 IF신호의 복소수 디지털샘플들은 QAM신호를 기저대로 싱크로다이닝시키는 회로(25)에 인가된다. 회로(25)는 실수 샘플들의 스트림과 허수 샘플들의 스트림을 심볼 디인터리버(26)에 패러럴(parrallel)로 공급하여, QAM 변조신호의 기저대 표현(description)신호를 제공케 한다. 상기 QAM 싱크로다이닝회로(25)는 최종 중간주파수로 변환되고 서로 직교관계를 가지고 있는 QAM 반송파의 두 위상들에 대한 복소수 디지털 표현신호들을 ROM(read-only memory)(27)(이하 "QAM 복소반송파 ROM(27)"이라 칭함)으로부터 수신한다. QAM 반송파주파수에 대한 사인 및 코사인 룩업(look-up)테이블을 포함하고 있는 QAM 복소반송파 ROM(27)은 제1 어드레스발생기(28)에 의해 어드레스된다. 상기 제1 어드레스발생기(28)는 샘플클럭발생기(23)에 의해 발생되는 제1 클럭신호내의 순환(recurrent) 클럭펄스들을 계수하기 위한 어드레스 카운터(도 1에는 명확히 도시되어 있지 않음)를 포함하고 있다. 결과 어드레스계수값은 QAM 디-로테이터(de-rotator)에 의해 발생되는 심볼위상 정정항(correction term)에 의해 증가되어, QAM 복소반송파 ROM(27)에 대한 어드레스신호를 발생하게 된다. 상기한 QAM 싱크로다이닝회로(25) 및 제1 어드레스 발생기(28)의 구성 및 동작에 대해서는 하기에서 보다 상세히 설명하겠다.
도 1의 수신기회로에서 실수/복소수 샘플변환기(24)로부터 공급되는 최종 IF신호의 복소수 디지털샘플들은 또한 VSB신호를 기저대로 싱크로다이닝시키기 위한 회로(30)(이하 "VSB 싱크로다이닝회로(30)"이라 칭함)에 인가된다. 상기 VSB 싱크로다이닝회로(30)는 기저대로 싱크로다이닝되어 있는 잔류측파대(VSB) 변조신호의 실수 및 허수 성분들을 나타내는 샘플들의 스트림들을 공급한다. VSB 싱크로다이닝회로(30)는 최종 중간주파수로 변환되고 서로 직교관계를 가지고 있는 VSB 반송파의 두 위상들에 대한 복소수 디지털 표현신호들을 판독전용메모리(read-only memory)(ROM)(31)로부터 수신한다. VSB 반송파주파수에 대한 사인 및 코사인 룩업(look-up)테이블을 포함하고 있는 ROM(31)(이하 "VSB 복소반송파 ROM(31)"이라 칭함)은 제2 어드레스발생기(32)에 의해 어드레스된다. 상기 제2 어드레스발생기(32)는 샘플클럭발생기(23)에 의해 발생되는 제1 클럭신호내의 순환클럭펄스들을 계수하기 위한 어드레스 카운터(도 1에는 명확히 도시되어 있지 않음)를 포함하고 있다. 본 발명의 택일된 실시양태의 경우, 상기 어드레스카운터는 제1 어드레스발생기(28)에서 사용한 어드레스카운터와 동일한 것이다. 결과 어드레스계수값은 심볼위상 정정회로에 의해 발생되는 심볼위상 정정항(term)에 의해 증가되어, VSB 복소반송파 ROM(31)에 대한 어스레스신호를 발생하게 된다. 상기한 VSB 싱크로다이닝회로(30) 및 제2 어드레스 발생기(32)의 구성 및 동작에 대해서는 하기에서 보다 상세히 설명하겠다.
심볼 디인터리버(26)와 VSB 싱크로다이닝회로(30)에는 디지털신호 다중화기(33)이 접속되어 있는데, 상기 디지털신호 다중화기(33)는 인가되는 두 복소수 디지털입력신호들중 하나를 응답신호로서 선택하는 싱크로다이닝결과 선택기(이하 "싱크로다이닝 결과 선택기(33)"이라 칭함)로서 작용한다. 상기 싱크로다이닝 결과선택기(33)는 VSB 싱크로다이닝회로(30)으로부터의 실수 샘플들의 제로 주파수항을 검출하기 위한 검출기(34)에 의해 제어되어 신호를 선택한다. 상기 제로 주파수항이 VSB신호를 동반하는 파일럿 반송파신호의 없음을 나타내는, 본질적으로 제로의 에너지를 갖는 경우, 싱크로다이닝 결과 선택기(33)는 디인터리버(26)으로부터 공급되는, 기저대로 싱크로다이닝된 QAM신호의 디-인터리브된 결과를 나타내는 제1 복소수 디지털입력신호에 선택적으로 응답한다. 그러나, 상기 제로 주파수항이 VSB신호를 동반하는 파일럿 반송파신호의 존재를 나타내는 실질적인 에너지를 갖는 경우, 싱크로다이닝 결과 선택기(33)는 VSB 싱크로다이닝회로(30)의 기저대 응답신호의 실수 및 허수성분들을 포함하는 제2 복소 디지털입력신호에 선택적으로 응답한다.
상기 싱크로다이닝결과 선택기(33)의 응답신호는 2:1 데시메이션(decimation)회로(35)에서 샘플클럭발생기(23)로부터의 제2 클럭신호에 응답하여 재 샘플링되어, 복소수 기저대응답신호의 샘플속도를 5.38MHz QAM 심볼속도의 두배에 해당하는 10.76MHz VSB 심볼속도까지 감소되게 한다. 즉, 실수 디지털샘플들의 스트림과 허수 디지털샘플들의 스트림들에 대해 모두 2:1 데시메이션 처리가 이루어진다. 싱크로다이닝 결과 선택기(33)의 2:1 데시메이션 응답신호는 진폭 및 군지연 등화기(amplitude and group delay equalizer)(36)에 입력신호로서 인가되기에 앞서 상기 등화기(36)에 대한 하드웨어적인 요건들을 감소시켜 준다. 다른 실시예로서, 상기와 같이 싱크로다이닝결과 선택기(33)의 후단측에서 2:1 데시메이터(35)를 사용하는 대신 싱크로다이닝 결과 선택기(33)의 전단측에서 2:1 데시메이션을 행할 수 있게 QAM 싱크로다이닝회로(25) 및 VSB 싱크로다이닝회로(30)의 기저대응답신호들을 샘플클럭발생기(23)로부터의 제2 클럭신호에 응답하여 재 샘플링할 수도 있다.
도 2에는 상기한 진폭 및 군지연 등화기(36)가 도시되어 있는데, 상기 진폭 및 군지연 등화기(36)는 심볼간 에러를 야기시키기 쉬운 진폭 및 위상 대 주파수 특성을 갖는 기저대응답신호를 심볼간 에러를 발생시키는 경향을 최소화시키는 개선된 진폭 대 주파수 특성을 갖는 신호로 변환시킨다. 진폭 및 군지연 등화기(36)로는 등화기들에 사용하기 위한 오프 더 셀프(off the shelf)로서 입수 가능한 모노리틱(monolithic) 집적회로들중 적당한 것을 사용할 수 있다. 이러한 집적회로는 진폭 및 군지연 등화를 위해 사용되고 탭가중치가 프로그램가능한 다중탭 디지털필터와, 훈련신호(tranning signal)를 선택적으로 누적하고, 그 누적결과를 임시 저장하는 회로와, 진폭 및 군지연 등화를 위해 사용되는 다중탭 디지털필터의 갱신된 탭가중치들을 계산하기 위한 마이크로컴퓨터를 포함한다.
수신되는 DTV신호가 VSB형태인 경우, 각 데이터필드의 초기 데이터 세그먼트(segment)에는 훈련신호가 포함된다. 상기 마이크로컴퓨터는 임시 저장된 축적결과를 "priori"로서 알려져 있는 이상적인 훈련신호와 비교하고, 진폭 및 군지연 등화를 위해 사용되는 다중탭 디지털필터에 대한 일련의 가중계수들을 설정하도록 프로그램되어 있다. 그 뒤에, 일례로 비행중인 비행기에 의해 야기되는 다중경로 조건들의 변화에 대한 보상을 좋게 할 수 있도록 가중계수들을 1997년 7월 15일자로 "RAPID-UPDATE ADAPTIVE CHANNEL-EQUALIZATION FILTERING FOR DIGITAL RADIO RECEIVERS, SUCH AS HDTV RECEIVERS"란 명칭으로 본 발명자들 및 지안 양(Jian Yang)박사에게 특허허여된 미합중국 특허번호 제5,648,987호에 기재된 바와 같은 결정방향성 등화기술을 이용하여 보다 잦은 빈도로 갱신시킬 수도 있다. 수신되는 DTV신호가 QAM형태인 경우, 훈련신호의 포함을 위한 장치가 마련되어 있지 않은 상태에서 등화가 이루어져야만 한다면 결정방향성 등화기술이 사용되어야만 한다. 만족스러운 일련의 초기 가중계수들을 설정하는 데에는 훈련신호를 사용할 경우보다 많은 시간이 요구된다. 만일 DTV수신기가 동작기간 및 비동작기간중에 적소에 그대로 유지되는 경우라면 DTV채널의 복귀시 만족스러운 일련의 초기 가중계수들을 설정하는데 요구되는 시간은 상기 DTV채널에 대해 최종적으로 결정된 일례의 가중계수들이 메모리에 저장된 상태라면 감소가 가능하다.
진폭 및 군지연 등화기(36)의 실수 및 허수 응답신호들 모두는 QAM 원(origin)신호로부터의 심볼디코딩된 디지털데이터스트림들을 복원시키는 심볼디코딩을 수행하는 2차원 심볼디코딩회로(37)에 입력신호로서 인가된다. 상기 QAM 원신호가 그 VSB 원신호내의 데이터 동기정보에 대응하는 데이터 동기정보를 포함한다고 가정하면, 심볼디코딩된 디지털데이터 스트림들중 하나는 추후의 데이터처리를 위해 공급된 트렐리스 디코딩된 디지털데이터 스트림이 되고, 그러한 심볼디코딩된 디지털데이터 스트림들중 또 다른 하나는 후속 트렐리스 디코딩없이 데이터 슬라이스처리에 의해 발생되게 된다. 후자의 심볼디코딩된 디지털데이터 스트림으로부터는 데이터동기정보가 추출되는데, 이 데이터동기정보는 수신기에 의한 QAM 원데이터의 처리를 제어하는데 사용된다.
진폭 및 군지연 등화기(36)의 실수 응답신호는 VSB 원신호로부터의 심볼디코딩된 디지털데이터스트림들을 복원시키는 심볼디코딩을 수행하는 1차원 심볼디코딩회로(38)에 입력신호로서 인가된다. ATSC규격에 따른 VSB신호의 경우에는 트렐리스 코딩처리가 이루어지지 않은 필드동기 코드군들을 포함하는 각 데이터필드의 초기 데이터 세그먼트를 제외한 모든 데이터 세그먼트들내의 데이터에 대해 트렐리스 코딩이 사용된다. 종래기술에서와 같이, 심볼디코딩회로(38)가 공급하는 심볼디코딩된 디지털데이터 스트림들중 하나로서 추후의 데이터처리를 위해 사용되어야할 디지털데이터 스트림은 데이터 슬라이스과정의 결과를 트렐리스디코딩함에 따라 발생되며, 통상적으로 최적의 바이터비(Viterbi)디코딩 기술들이 사용된다. 종래기술에서와 같이 심볼디코딩회로(38)가 공급하는 심볼디코딩된 디지털데이터 스트림들중 또 다른 하나로서 수신된 VSB 원신호에 포함되어 있는 동기정보에 응답하는 수신기에 의한 데이터처리를 제어하기 위해 사용되어야 할 디지털데이터 스트림은 후속 트렐리스디코딩없이 데이터 슬라이스과정을 이용하여 발생된다. 상기 심볼디코딩회로(38)는 바람직하게 본 명세서에 인용되고 1996년 11월 12일자로 "DIGITAL TELEVISION RECEIVER WITH ADAPTIVE FILTER CIRCUITRY FOR SUPPRESSING NTSC CO-CHANNEL INTERFERENCE"란 명칭으로 출원되어 특허허여된 미합중국 특허출원번호 제08/746,520호에 기재된 것과 유사한 데이터 슬라이스 기술을 이용한다는 점에서 통상의 종래방식과 다르게 되어 있다.
이차원 심볼디코딩회로(37)와 일차원 심볼디코딩회로(38)에는 디지털신호 멀티플랙서(39)가 접속되어 있는데, 상기 디지털신호 멀티플랙서(39)는 인가되는 두 디지털입력신호들중 하나를 응답신호로서 선택하는 데이터소오스 선택기(이하 "데이터소오스 선택기(39)"라 칭함)로서 작용한다. 상기 데이터소오스 선택기(39)는 VSB 싱크로다이닝회로(30)으로부터의 실수 샘플들의 제로 주파수항을 검출하기 위한 VSB 파일럿반송파 존재 검출기(34)의 제어에 의해 신호를 선택한다. 상기 제로 주파수항이 VSB신호를 동반하는 파일럿 반송파신호의 없음을 나타내는, 본질적으로 제로의 에너지를 갖는 경우, 데이터 소오스 선택기(39)는 그의 제1 디지털입력신호에 선택적으로 응답하여 그의 디지털데이터 출력원으로서 QAM신호에 포함된 심볼들을 디코딩하는 이차원 심볼디코딩회로(37)를 선택한다. 그러나, 상기 제로 주파수항이 VSB신호를 동반하는 파일럿 반송파신호의 존재를 나타내는 실질적인 에너지를 갖는 경우, 데이터 소오스 선택기(39)는 그의 제2 디지털입력신호에 선택적으로 응답하여 그의 디지털데이터출력원으로서 VSB신호에 포함된 심볼들을 디코딩하는 일차원 심볼디코딩회로(38)를 선택한다.
상기 데이터소오스 선택기(39)에 의해 선택된 데이터는 데이터 디인터리버(40)에 입력신호로서 인가되고, 그 데이터 디인터리버(40)으로부터 공급되는 디-인터리브된 데이터는 리드-솔로몬 디코더(41)에 인가되게 된다. 상기 데이터 디인터리버(40)는 종종 그의 전용 모노리틱 집적회로내에 구성되고 현재 수신되는 DTV신호가 QAM형태인지 아니면 VSB형태인지에 따라 그 DTV신호에 적합한 디-인터리빙 알고리듬을 선택할 수 있도록 파일럿반송파 존재 검출기(34)로부터의 출력표시신호들에 응답할 수 있게 되어 있으나, 이러한 사항은 단순 설계사항에 불과한 것이다. 또한, 상기 리드-솔로몬 디코더(41)도 종종 그의 전용 모노리틱 집적회로내에 구성되고 현재 수신되는 DTV신호가 QAM형태인지 아니면 VSB형태인지에 따라 그 DTV신호에 적당한 리드-솔로몬 알고리듬을 선택할 수 있도록 파일럿반송파 존재 검출기(34)로부터의 출력표시신호들에 응답할 수 있게 되어 있으나, 이러한 사항도 단순 설계사항에 불과한 것이다. 리드-솔로몬 디코더(41)는 데이터 디랜더마이저(de-randomizer)(42)에 에러검출 데이터를 공급하는데, 상기 에러검출데이터에 응답하여 데이터 디랜더마이저(42)는 DTV수신기로 전송하기 전의 랜더마이징된 신호를 재생시킨다. 상기 재생된 신호는 패킷소터(packet sorter)(43)용의 데이터 패킷들을 포함한다. 데이터 디랜더마이저(42)는 현재 수신되는 DTV신호가 QAM형태인지 아니면 VSB형태인지에 따라 그 DTV신호에 적당한 데이터 디랜더마이징 알고리듬을 선택할 수 있도록 파일럿반송파 존재 검출기(34)로부터의 출력표시신호들에 응답할 수 있게 구성되어 있으나, 이러한 사항도 단순 설계사항에 불과한 것이다.
이차원 심볼디코딩회로(37)의 데이터출력에 포함되어 있는 데이터동기정보는 제1 데이터동기 복원회로(44)에 의해 복원되며, 일차원 심볼디코딩회로(38)의 데이터출력에 포함되어 있는 데이터동기정보는 제2 데이터동기 복원회로(45)에 의해 복원된다. 상기 데이터동기 복원회로(44),(45)에는 데이터 동기 선택기(46)가 접속되어 있는데, 상기 데이터 동기 선택기(46)는 VSB 싱크로다이닝회로(30)으로부터의 실수 샘플들의 제로 주파수항을 검출하기 위한 VSB 파일럿반송파 존재 검출기(34)의 제어에 따라, 제1,제2 데이터동기 복원회로(44),(45)에 의해 각기 제공되는 데이터동기정보들중 하나를 선택한다. 상기 제로 주파수항이 VSB신호를 동반하는 파일럿 반송파신호의 없음을 나타내는, 본질적으로 제로의 에너지를 갖는 경우, 데이터동기 선택기(46)는 그의 출력신호로서 제1 데이터동기 복원회로(44)에 의해 제공되는 데이터동기정보를 선택한다. 그러나, 상기 제로 주파수항이 VSB신호를 동반하는 파일럿 반송파신호의 존재를 나타내는 실질적인 에너지를 갖는 경우, 데이터동기 선택기(46)는 그의 출력신호로서 제2 데이터동기 복원회로(45)에 의해 제공되는 데이터동기정보를 선택한다.
데이터동기 선택기(46)가 그의 출력신호로서 제2 데이터동기 복원회로(45)에 의해 제공되는 데이터동기정보를 선택하는 경우, 각 데이터필드의 초기 데이터라인들이 훈련신호로서 진폭 및 군지연 등화기(36)에 인가될 수 있게 선택된다.
제2 데이터동기 복원회로(45)내에서 제2데이터동기선택기(46)에 데이터필드 인덱싱정보를 제공할 수 있도록 511-샘플 PN 시퀀스의 발생이 검출될 수 있다. 다른 실시예로서, 데이터동기선택기(46)에 데이터필드 인덱싱정보를 제공할 수 있도록 데이터동기 복원회로(45)내에서 2개 또는 3개의 연속된 63-샘플 PN 시퀀스의 발생이 검출된다.
QAM DTV신호에 대한 규격은 현재 VSB DTV신호에 대한 규격과 같이 잘 정의되어 있지 않다. 32-상태 QAM신호는 MPEG 규격과 관계없는 압축기술들을 사용할 필요없이 단일 HDTV신호에 대한 충분한 용량을 제공하나, 일반적으로 MPEG 규격과 관계없는 압축기술들중 일부는 단일 HDTV신호를 16-상태 QAM신호로서 코딩시키도록 사용되고 있다. 전형적으로, 제1 데이터동기 복원회로(44)는 데이터동기선택기(46)에 인가하기 위한 데이터필드인덱싱정보를 발생시킬 수 있도록 소정의 24-비트 워드( word)의 발생을 검출한다. 데이터동기선택기(46)에 내장되어 있는 멀티플랙서는 제1,제2 데이터동기복원회로(44),(45)에 의해 각기 공급되는 데이터필드 인덱싱정보들중 하나를 선택하는데, 이와 같이 하여 선택된 데이터필드 인덱싱 정보는 데이터 디인터리버(40), 리드-솔로몬 검출기(41), 그리고 데이터 디랜더마이저(42)에 공급된다. 이 경우, QAM DTV신호에 훈련신호가 포함되어 있지 않다는 내용이 기록된다. 따라서, 진폭 및 군지연 등화기(36)는 파일럿 반송파의 없음을 나타내는 VSB 파일럿반송파 존재 검출기(34)에 응답하여 훈련신호에 의존하지 않는 결정방향성 등화기술을 사용하도록 조절되게 되고, 제2 데이터동기복원회로(45)에 의해 선택된 VSB 훈련신호는 멀티플랙서의 필요성없이 데이터동기선택기(46)를 통해 전송되게 된다. 또한, QAM DTV전송을 위한 데이터라인 동기신호로서, 최소한 기준으로서 선택된 데이터라인 동기신호가 아닌 데이터라인 동기신호는 존재하지 않는다. 제1 데이터동기 복원회로(44)는 데이터필드내 동기정보를 발생시키도록 각 데이터필드내의 샘플들을 계수하는 계수회로를 포함한다. 상기 데이터필드내 동기정보 및 제2 데이터동기복원회로(45)에 의해 발생되는 데이터필드내 동기정보(일례로, 데이터라인 계수값)들은 필요에 따라 데이터 디인터리버(40), 리드-솔로몬 디코더(41), 그리고 데이터 디랜더마이저(42)에 인가되도록 데이터동기선택기(46)내의 적당한 멀티플랙서들에 의해 선택되게 된다.
미합중국 특허번호 제5,506,636호의 도 2에는 2차원 심볼디코딩회로(37)의 변형예가 도시되어 있는데, 이 경우 트렐리스 디코딩 결과 및 심볼디코딩된 데이터동기신호는 데이터소오스선택기(39) 및 제1 데이터동기복원회로(44)에 인가되도록 단일 버스상으로 시분할 다중화되게 되어 있다. 미합중국 특허번호 제5,506,636호의 도 2에는 또한 심볼디코딩회로(38)의 변형예도 도시되어 있는데, 이 경우에도 트렐리스 디코딩 결과 및 심볼디코딩된 데이터동기신호는 데이터소오스선택기(39) 및 제2 데이터동기복원회로(45)에 인가되도록 단일 버스상으로 시분할 다중화되게 되어 있다. 본 명세서에 첨부된 도면의 도 2에 도시된 실시예에서와 같이, 제1 데이터동기복원회로(44)와 제2 데이터동기복원회로(45)는 심볼디코딩 결과의 정합필터링에 의해 데이터 동기를 수행한다. VSB 방송용 ATSC 기술신호당 각 데이터필드의 초기 데이터세그먼트를 QAM 유선방송용 심볼코드들을 시용하여 단순히 기록하는 경우에는, QAM신호를 심볼디코딩한 후 심볼디코딩된 PN시퀀스정보를 찾아 데이터동기를 수행할 수 있다. 도 2에는 데이터동기가 VSB신호를 심볼디코딩한 후 수행하는 것으로 예시되어 있는데, 이러한 데이터동기는 심볼디코딩된 PN 시퀀스정보를 찾음으로써 이루어진다. VSB 방송용 ATSC규정 신호당 각 데이터필드의 초기 데이터세그먼트를 QAM 유선방송용 심볼코드들을 시용하여 단순히 기록하는 경우에는, 도 2의 DTV 수신기회로의 변형례로서 심볼디코딩후 VSB신호수신 및 QAM신호 수신중에 모두 데이터동기화를 동일 장치를 사용하여 행할 수 있다.
다른 실시예로서, VSB신호수신중에 행하는 데이터동기를 2:1 데시메이터(35)의 응답신호 또는 진폭 및 군지연 등화기(36)의 응답신호내의 PN시퀀스에 대한 스파이크(spike)응답신호를 발생시키는 정합필터들을 사용하여 심볼디코딩에 앞서 이루어지게 할 수도 있다. 동기코드시퀀스들에 대한 스파이크응답신호를 발생시키는 상기 정합필터들은 바람직하게 그 각각의 커널(kernel)내의 샘플 갯수를 감소시킬 수 있도록 싱크로다이닝회로(디지털승산기(29),VSB 싱크로다이닝회로(30))의 데시메이션처리되지 않은 응답신호들을 입력신호로서 공급받지 않고, 대신 입력신호들을 데시메이션처리된 샘플속도로 공급받는다. 동기코드시퀀스들에 대한 스파이크응답신호들을 발생시키는 상기 정합필터들은 바람직하게 다중경로수신이 온 데이터(on data)동기를 갖게 하는 효과를 감소시킬 수 있도록 진폭 및 군지연 등화기(36)의 응답신호를 수신할 수 있게 접속이 이루어져 있다.
도 13에는 도 2에 도시된 DTV 수신기의 일부 구성요소들에 대한 변형예가 도시되어 있는데, 이에 있어서는 심볼디코딩 결과로부터 데이터동기를 복원시키는 데이터동기 복원회로(45)를 진폭 및 군지연 등화기(36)의 응답신호로부터 데이터동기를 복원시키는 정합필터들 채용 제2 데이터동기 복원회로(450)로 대치하고 있다. 각 데이터필드내의 초기 데이터세그먼트는 그 초기 데이터세그먼트의 각 PN시퀀스에 대해 하나의 정합필터를 사용하여 검출할 수 있다. 상기 정합필터로는 511-샘플 PN 시퀀스용 정합필터를 사용하는 것이 바람직한데, 그 이유는 511-샘플 PN 시퀀스용 정합필터의 경우 자동 상관 응답 에너지가 63-샘플 PN 시퀀스용의 정합필터의 경우보다 높아 보다 높은 선택도를 제공할 수 있게 때문이다. PN 시퀀스용 정합필터는 또한 진폭 및 군지연 등화기(36)를 위한 필터계수의 계산중에 고스트(ghost)들의 위치를 확인하는데 사용될 수 있고, 이 점에서 이중기능을 가질 수 있다. 1997년 1월 14일자로 제이. 양(J. Yang)에게 "LINE SYNC DETECTOR FOR DIGITAL TELEVISION RECEIVER"란 명칭으로 특허 허여된 미합중국 특허번호 제5,594,506호에는 각 데이터세그먼트의 시작부분에 위치되는 4-심볼 세그먼트 동기코드군을 검출하기 위한 구성의 적합한 형태가 기재되어 있다.
패킷소터(43)는 연속된 데이터패킷들내의 헤더코드들에 응답하여 각기 다른 용도의 데이터패킷들을 소팅한다. DTV 프로그램의 오디오부분들을 나타내는 데이터패킷들은 상기 패킷소터(43)에 의해 디지털 사운드디코더(47)에 인가된다. 상기 디지털 사운드디코더(47)는 다수의 스피커(49),(50)들을 구동시키는 다중채널 오디오증폭기(48)에 좌측채널 및 우측채널 스테레오 오디오신호들을 공급한다. DTV 프로그램의 비디오부분을 나타내는 데이터패킷들은 패킷소터(43)에 의해 일례로 MPEG-2형의 MPEG 디코더(51)(이하 "MPEG-2 비디오 디코더(57)"이라 칭함)에 인가된다. 상기 MPEG-2 비디오 디코더(51)는 키네스코프(kinescope)(53)에 증폭된 적색(R), 녹색(G), 청색(B) 구동신호들을 인가하는 키네스코프 구동증폭기(54)에 신호들을 공급한다. 도 1 및 도 2에 도시된 DTV 수신기의 변형예로서, 키네스코프(53)대신 또는 그에 추가로 다른 형태의 디스플레이장치를 사용할 수 있으며, 사운드복원시스템의 경우도 다른 형태의 것, 그러나 단일 오디오채널로 구성되는 것을 사용하거나, 단순한 스테레오 재생시스템의 경우보다 복잡한 것을 사용할 수도 있다.
다시 도 1로 되돌아가면, QAM 및 VSB 복소반송파 ROM(27,31)들을 제1 클럭신호들의 계수에 따라 발생되는 어드레스신호에 응답하여, 각 최종 중간주파수로 변환되는 QAM 및 VSB 신호반송파들의 디지털 복소수 표현신호들을 발생시키는데 사용할 수 있게 하기 위해서는 상기 최종 중간주파수들중 현재 수신된 DTV신호의 반송파인 최종 중간주파수를 상기 제1 클럭신호의 주파수의 배수에 대한 약수로 락(locked)시키기 위한 장치가 필요하다. 즉, 상기 최종 중간주파수들은 각기 제1 클럭신호 주파수와 소정의 수비(number ratio)관계를 가져야만 한다. 대역통과 ADC(22)의 후단측에 배치된 디지털회로에서 자동 위상 및 주파수 제어(AFPC)신호가 발생되는데, 이 신호는 다중변환튜너(5)내의 제1,제2,제3 국부 발진기(11),(16),(20)들중 하나의 주파수 및 위상을 제어하는데 사용된다. 바람직하게, 제2 IF신호와 제2 SAW 필터(18)간의 얼라인먼트(alignment)를 용이하게 보장할 수 있도록 주파수동기형의 제3 국부발진기(20)이 사용되며, 제2 국부발진기(16)에 의해 발생되는 발진신호의 주파수 및 위상이 제어되게 되어 있다. 상기 제2 SAW필터(18)는 항상 인접채널 신호성분들에 대한 트랩들을 포함하고 있는데, 이 경우 제2 IF신호를 온전히 보전하기 위해 탭들사이에서 적당히 얼라인먼트시키는 것이 중요하다. 심볼클럭발생은 높은 주파수 안정도를 제공하기 위해 이루어진다. 최종 중간주파수(IF)의 반송파를 주파수 및 위상면에서 심볼클럭주파수의 배수의 약수로 락(locked)시키면, 최종 중간주파수로 변환되는 반송파내의 주파수 및 위상에러를 정정하는 AFPC는 항상 동적(dynamic) 심볼위상에러도 정정하도록 동작하고, 이에 따라 동적 심볼위상에러를 정정하기 위해 별도의 위상 추적기를 사용할 필요가 없다.
도 1에서 AFPC 선택기(55)로서 디지털 멀티플랙서(이하 "AFPC 선택기(55)"라 칭함)가 도시되어 있는데, 상기 AFPC 선택기(55)는 현재 수신된 DTV신호내에 파일럿 반송파가 포함되어 있다는 것을 나타내는 파일럿반송파 존재 검출기(34)에 응답하여 디지털 LPF(56)에 대한 입력신호로서 VSB 싱크로다인 회로(30)의 기저대 응답의 허수 출력신호를 선택하게 되어 있다. 상기 디지털 LPF(56)의 응답신호는 DAC(57)에 입력신호로서 공급되는 디지털 AFPC 신호이다. DAC(57)의 출력신호는 아날로그 AFPC신호로서, 이 신호는 아날로그 LPF(58)내에서 다시 저역필터링된다. 상기 아날로그 LPF(58)의 응답신호는 제2 국부발진기(16)에 의해 발생되는 발진신호의 주파수 및 위상을 제어하는데 사용된다. 아날로그 저역통과필터링은 장시간 일정한 저역통과 필터링을 실현시키는데 유리한데, 그 이유는 디지털 저역필터링과 비교할 때 능동소자들의 필요성이 감소될 수 있기 때문이다. 저항용량 저역통과필터의 병렬(shunt)캐패시터를 다중변환 튜너(5)의 집적회로와 상기 디지털 싱크로다이닝회로를 포함하는 집적회로간의 인터페이스에 설치할 수 있기 때문에, 집적회로의 핀배치(pin-out)에 소요되는 비용없이 아날로그 저역필터링을 수행할 수 있다. 그러나, 상기 디지털 LPF(56)의 응답신호가 DAC(57)에 부 샘플링(subsampling)될 수 있고, 디지털/아날로그 변환시 요구되는 속도의 감소에 의해 DAC(57)의 비용을 감소시킬 수 있기 때문에 소정의 디지털 저역통과필터링을 행하는 것이 유리하다. 이 과정은 도 12를 참조하여 본 명세서의 후단부에서 설명될 AGC회로에 사용되는 과정과 유사하고, 상기 AGC회로를 위해 발생되는 제3 클럭신호를 DAC(57)가 사용가능하며, 이 제3 클럭신호는 또한 필터입력신호의 샘플들을 평균화시키기 위해 디지털 LPF(56)에 포함되는 누산기를 리세트시키는데 사용할 수 있다.
AFPC 선택기(55)는 QAM DTV신호를 처리하기 위한 회로로부터 디지털 LPF(56)에 대한 입력신호를 선택하기 위해 현재 수신된 DTV신호에 파일럿 반송파가 포함되어 있지 않다는 것을 나타내는 VSB 파알럿반송파 존재 검출기(34)에 응답한다. 도 1에는 상기의 선택을 위해 제공되는 디지털 승산기(29)의 곱(product) 출력신호가 도시되어 있다. 상기 디지털 승산기(29)는 QAM 싱크로다이닝회로(25)의 실수 및 허수 출력신호들을 서로 승산하여 필터링되지 않은 상태의 디지털 AFPC신호를 발생시킨다. 이 필터링되지 않은 상태의 디지털 AFPC신호의 발생은 공지의 코스타스 루프(Costas loop)에서와 매우 유사하게 이루어진다. 코스타스 루프에서는 상기 AFPC신호를 사용하여 수신신호들을 기저대로 싱크로다이닝시키기 위해 사용되는 디지털 국부발진신호의 주파수 및 위상을 제어하게 되어 있다. 도 1의 구성은 AFPC신호를 제2 국부발진기(16)에 의해 발생되는 아날로그 발진신호의 주파수 및 위상을 제어하는데 사용한다는 점에서 상기 과정과 다르게 되어 있다. 이 구성에서는 다지탈화를 위해 그리고 디지털체계에서의 기저대로의 후속된 싱크로다이닝을 위해 대역통과 ADC(22)로 공급되는 최종 IF신호의 주파수 및 위상이 조절되게 되어 있다. 코스타스 루프의 경우를 사용하는 경우와 마찬가지로, 디지털 승산기(29)는 바람직하게 실수 신호를 삼진(ternary) 신호로 변환하여 허수 신호를 승산할 수 있게 하는 특수 구성을 가지고 있으며, 이에 따라 상기 디지털 승산기(29)의 구성을 단순화시킬 수 있으며, AFPC 루프의 풀인(pull-in)특성을 개선시킬 수 있다.
제2 IF증폭기(19), 제3 국부발진기(20)(그의 외부보드 크리스탈(outboard crystal) 및 다른 주파수 선택소자들을 제외한), 및 제3 믹서(21)들은 유리하게 모노리틱 집적회로의 내부에 구성되는데, 이 경우 제3 믹서(21)의 출력신호가 제2 IF증폭기(19)에 대한 입력신호와는 다른 주파수를 가지고 있기 때문에 제2 IF증폭기(19)는 원하지 않는 재생의 높은 위험도를 수반함이 없이 높은 이득을 얻을 수 있다. 제1 IF증폭기(14), 제2 국부발진기(16)(그의 외부보드 크리스탈 및 다른 주파수 선택소자들을 제외한), 및 제2 믹서(17)들도 상기한 바와 동일한 집적회로의 내부에 구성하거나 아니면 일례로 다른 집적회로내에 구성할 수 있다. 통상 아날로그/디지털 변환기(ADC)는 최소한 10비트의 해상도를 갖는 플래시(flash)형태로 구성될 것이며, 바람직하게는 IF증폭기들과는 다른 모노리틱 집적회로의 내부에 구성될 수 있다. 상기 아날로그/디지털 변환기(ADC)의 입력에 접속된 아날로그 저역통과필터는 샘플링회로를 관련 스위칭 과도전류(transient)에 따라 고 이득의 제2 IF증폭기(19)가 위치되어 있는(그리고, 소정의 경우에는 제1 IF증폭기(14)가 위치되어 있는) 집적회로로부터 절연시킨다. 이에 따라 다중변환 튜너(5)내에서 원하지 않는 재생이 이루어지는 경향이 감소된다. 양자화레벨을 설정하는데 사용되는 저항 래더(ladder) 및 플래시형 ADC에 포함되는 많은 갯수의 아날로그 비교기들때문에 상당한 다이면적이 필요하게 되는데, 이 때문에 상기한 바와 같은 ADC는 종종 모노리틱 집적회로와 소자들을 공유하지 않는다.
소자(23)∼(35), 그리고 소자(55),(56)들은 모노리틱 집적회로의 외부에 형성되는 배선접속부들의 갯수를 감소시킬 수 있게 단일의 모노리틱 집적회로의 내부에 구성되면 유리하다. QAM 및 VSB 싱크로다이닝회로(25),(30)들은 모두 실수/복소수 샘플변환기(24)로부터의 입력신호들을 수신하며, 싱크로다이닝회로(25),(30)들의 각 어드레스발생기(즉 제1어드레스발생기(28), 제2어드레스 발생기(32))들은 항상 공유회로 형태로 제공될 수 있다. 상기 단일 모노리틱 집적회로와 그 집적회로에 수반되는 회로는 모두 현재 수신되는 DTV 전송신호에 대한 적당한 수신모드를 자동적으로 선택하는 회로를 포함하는 것이 유리하다. 이러한 구성에 따르면 DTV신호가 QAM형태 또는 VSB형태인지의 여부에 따라 현저하게 다른 두 주파수들에서 제3 국부발진기(20)를 동작시킬 필요성이 배제된다. 현저하게 다른 두 주파수들에서 제3 국부발진기(20)를 동작시키는 것은 통상 그러한 주파수들을 설정하기 위해 서로 다른 두개의 크리스탈을 사용하는 것과 관련이 있다. DTV신호가 QAM형태 또는 VSB형태인지의 여부에 관계없이 제3 국부발진기를 동일주파수에서 동작시키게 되면 추가 크리스탈의 비용 및 두개의 크리스탈의 사용에 따른 전자 스위칭회로의 비용을 절감할 수 있다. 또한, 모노리틱 집적회로의 외부에 위치되는 회로의 양이 감소됨에 따라 다중변환 튜너(5)의 신뢰성이 개선되게 된다.
ADC가 전체적으로 또는 거의 전체적으로 집적회로의 내부에 구성되지 않는 경우에는 QAM ADC신호들 및 VSB ADC신호들을 기저대로 각기 싱크로다이닝시키기 위한 회로들을 포함하는 집적회로내에 상기 ADC를 포함시키는 것이 유리한데, 그 이유는 ADC에 의한 최종 IF신호의 샘플링을 클럭킹시키기 위한 신호들이 상기 집적회로에서 발생되어야 하기 때문이다. 또한, 상기 변환기의 입력에 접속된 상기 아날로그 저역필터는 샘플링회로를 관련 스위칭 과도전류(transient)에 따라 고 이득의 IF증폭이 행해지는 집적회로(들)로부터 절연시킨다.
도 3에는 QAM DTV신호들을 기저대로 싱크로다이닝시키기 위한 디지털회로즉, QAM 싱크로다이닝 회로(25)가 구체적으로 도시되어 있다. 상기 QAM 싱크로다이닝 회로(25)는 그 회로(25)의 출력신호의 실수 부분을 발생시키기 위한 QAM 동위상(in-phase) 동기검출기(250)와, 상기 QAM 싱크로다이닝 회로(25)의 출력신호의 허수 부분을 발생시키기 위한 QAM 직교위상 동기검출기(255)를 포함하고 있다. 상기 QAM 싱크로다이닝 회로(25)는 또한 디지털 가산기(256), 디지털 감산기(257), 그리고 제1 내지 제4 디지털 승산기(251) 내지 (254)를 포함하고 있다. 상기 QAM 동위상 동기검출기(250)는 상기 QAM 싱크로다이닝회로(25)의 출력신호의 실수 부분을 발생시키도록 상기 승산기(251),(252)와, 상기 승산기(251),(252)들의 곱 출력신호들을 가산하는 가산기(256)를 포함하고 있다. 제1 디지털 승산기(251)는 실수/복소수 샘플변환기(24)로부터 공급되는 최종 IF신호의 실수 디지털샘플들에 QAM 복소반송파 ROM(27)내의 코사인 QAM 복소반송파 룩업테이블(271)로부터 판독된 QAM 반송파의 코사인값을 나타내는 디지털 샘플들을 승산하고, 제2 디지털 승산기(252)는 실수/복소수 샘플변환기(24)로부터 공급되는 최종 IF신호의 허수 디지털샘플들에 QAM 복소반송파 ROM(27)내의 사인 QAM 복소반송파 룩업테이블(271)로부터 판독된 QAM 반송파의 사인값을 나타내는 디지털 샘플들을 승산한다. 상기 QAM 직교위상 동기검출기(255)는 상기 QAM 싱크로다이닝회로(25)의 출력신호의 허수 부분을 발생시키도록 상기 승산기(253),(254)와, 그 승산기(253),(254)들의 곱 출력신호들을 감산하는 상기 감산기(257)를 포함하고 있다. 제3 디지털 승산기(253)는 실수/복소수 샘플변환기(24)로부터 공급되는 최종 IF신호의 실수 디지털샘플들에 QAM 복소반송파 ROM(27)내의 사인 QAM 복소반송파 룩업테이블(271)로부터 판독된 QAM 반송파의 사인값을 나타내는 디지털 샘플들을 승산하고, 제4 디지털 승산기(254)는 실수/복소수 샘플변환기(24)로부터 공급되는 최종 IF신호의 허수 디지털샘플들에 QAM 복소반송파 ROM(27)내의 코사인 QAM 복소반송파 룩업테이블(271)로부터 판독된 QAM 반송파의 코사인값을 나타내는 디지털 샘플들을 승산한다.
도 3에는 또한 VSB DTV신호들을 기저대로 싱크로다이닝시키기 위한 디지털회로 즉, VSB 싱크로다이닝 회로(30)가 구체적으로 도시되어 있다. 상기 VSB 싱크로다이닝 회로(30)는 그 회로(30)의 출력신호의 실수 부분을 발생시키기 위한 VSB 동위상 동기검출기(300)과, 상기 회로(30)의 출력신호의 허수 부분을 발생시키기 위한 VSB 직교위상 동기검출기(305)를 포함하고 있다. 상기 VSB 싱크로다이닝 회로(30)는 또한 디지털 가산기(306), 디지털 감산기(307), 그리고 제1 내지 제4 디지털 승산기(301) 내지 (304)를 포함하고 있다. 상기 VSB 동위상 동기검출기(300)는 상기 VSB 싱크로다이닝회로(30)의 출력신호의 실수 부분을 발생시키도록 상기 승산기(301),(302)와, 그 승산기(301),(302)들의 곱 출력신호들을 가산하는 상기 가산기(306)을 포함하고 있다. 제1 디지털 승산기(301)는 실수/복소수 샘플변환기(24)로부터 공급되는 최종 IF신호의 실수 디지털샘플들에 VSB 복소반송파 ROM(31)내의 코사인 VSB 복소반송파 룩업테이블(311)로부터 판독된 VSB 반송파의 코사인값을 나타내는 디지털 샘플들을 승산하고, 제2 디지털 승산기(302)는 실수/복소수 샘플변환기(24)로부터 공급되는 최종 IF신호의 허수 디지털샘플들에 VSB 복소반송파 ROM(31)내의 사인 VSB 복소반송파 룩업테이블(312)로부터 판독된 VSB 반송파의 사인값을 나타내는 디지털 샘플들을 승산한다. 상기 VSB 직교위상 동기검출기(305)는 상기 VSB 싱크로다이닝회로(30)의 출력신호의 허수 부분을 발생시키도록 상기 승산기(303),(304)와, 상기 승산기(303),(304)들의 곱 출력신호들을 감산하는 감산기(307)를 포함하고 있다. 제3 디지털 승산기(303)는 실수/복소수 샘플변환기(24)로부터 공급되는 최종 IF신호의 실수 디지털샘플들에 VSB 복소반송파 ROM(31)내의 사인 VSB 복소반송파 룩업테이블(312)로부터 판독된 VSB 반송파의 사인값을 나타내는 디지털 샘플들을 승산하고, 제4 디지털 승산기(304)는 실수/복소수 샘플변환기(24)로부터 공급되는 최종 IF신호의 허수 디지털샘플들에 VSB 복소반송파 ROM(31)내의 코사인 VSB 복소반송파 룩업테이블(311)로부터 판독된 VSB 반송파의 코사인값을 나타내는 디지털 샘플들을 승산한다.
도 4에는 상기 샘플클럭발생기(23)의 대표적인 구성이 구체적으로 도시되어 있다. 즉, 샘플클럭발생기(23)는 공칭 주파수가 21.52MHz인 시소이드적인 발진신호를 발생시키는 전압제어형 발진기(230)(이하 "21.5MHz VCO(230)"라 칭함)을 포함한다. 상기 21.5MHz VCO(230)는 발생되는 발진신호의 주파수 및 위상이 자동 주파수 및 위상제어(AFPC)신호 전압에 의해 제어되게 되어 있는 제어형 발진기이다. 상기 AFPC신호 전압은 21.5MHz VCO(230)의 발진신호에 대한 분주된 응답신호를 디지털/아날로그 변환기(DAC)(232)로부터 공급되는 10.76MHz의 기준 반송파와 비교하는 자동 주파수 및 위상 제어(AFPC) 검출기(231)에 의해 발생된다. 바람직하게, 21.5MHz VCO(230)는 그의 발진신호의 고유주파수 및 위상을 안정화시키기 위한 크리스탈을 사용하는 형태로 구성되어 있다. 대칭 클리퍼(또는 리미터)(233)에 의해 상기한 시소이드적인 발진신호에 대해 본질적으로 구형파인 응답신호가 발생되는데, 이 신호는 대역통과 ADC(22)내에서 최종 IF신호의 샘플링에 대한 타이밍을 맞추기 위한 제1 클럭신호로서 사용된다. 상기 제1 클럭신호의 천이에 대해 분주 플립플롭(234)가 소정의 방식으로 응답하여 21.5MHz VCO(230)의 발진신호의 주파수의 1/2인 10.76MHz의 기본 주파수를 갖는 또 다른 구형파를 발생시키게 된다. 21.5MHz VCO(230)의 발진신호에 대한 분주응답신호는 DAC(232)로부터 공급되는 10.76MHz의 기준반송파와의 비교를 위해 AFPC 검출기(231)에 공급된다. 분주 플립플롭(234)는 또한 10.76MHz의 기본 주파수를 갖는 구형파 출력신호를 AND회로(235)에 공급하여, 그 구형파 신호를 도 1에 도시된 2:1 데시메이터(35)에 의해 사용되는 제2 클럭신호를 발생시키도록 제1 클럭신호와 AND연산되게 한다.
DAC(232)로부터 공급되는 21.52MHz의 기준반송파는 심볼 주파수(또는 보(baud) 주파수)의 저조파에 해당하는 주파수를 갖는 신호성분인, 기저대로 싱크로다이닝된 수신 DTV신호의 성분을 추출한 후 주파수 승산회로내에서 상기 심볼주파수의 저조파를 적당한 승수로 승산함에 따라 발생된다. RF Design에서 1992년 10월에 발간한 케너스 제 부어스(Kenneth J. Bures)의 논문 "Understanding Timing Recovery and Jitter in Digital Transmission Systems-Part 1"에서 증명된 바와 같이 종래에는 아날로그체계에서 보 주파수가 없는 소정 형태의 심볼코드로부터 심볼타이밍정보를 복원시키는 것은 상기 심볼코드를 보 주파수의 고조파를 중심주파수로 하는 협대역 필터링처리를 하고, 그에 이어 주파수선택필터링에 의해 상기 보 주파수가 추출될 수 있는 고조파를 발생시키게 할 자승 연산(squaring) 또는 다른 비선형 과정을 행함으로써 가능하다는 인식이 있었다. 보다 낮은 심볼코드속도에 사용하는 협대역필터로는 LC필터와 위상동기루프(phase-locked loop)(PLL)를 들 수 있고, 보다 높은 심볼코드속도에 사용할 수 있는 것으로는 SAW필터가 적합하다. 도 4 및 도 5에 도시된 샘플클럭발생기(23)에서의 심볼복원과정에 관련하여 특이한 것은 일반적으로 알려져 있는 심볼타이밍정보를 복원시키는 본 방법이 디지털화된 심볼 코드스트림의 심볼주파수의 소정의 약수를 선택하기 위해 샘플클럭발생기 자체에 의해 클럭킹되는 소자들을 갖는 유한 임펄스 응답형 디지털 대역통과필터를 사용하여 디지털체계에 사용할 수 있게 변형된다는 점이다. 종래에는 상기한 수정된 방법의 경우에는 그 방법의 결과에 의해 샘플링속도자체가 제어될 시 디지털샘플링과정의 효과를 평가하기가 곤란하기 때문에 실시가능성의 보장이 없는 것으로 예상하여 왔다.
그러나, AFPC 에러신호를 발생시키는데 사용되는 주파수들이 21.5MHz VCO(230)의 발진주파수의 약수에 중심주파수를 두고 있는 대역통과 FIR 디지털필터들의 대역내에 존재하여 AFPC 루프가 상기 21.5MHz VCO(230)의 주파수 및 위상을 고정시킬 수 있게 하면 상기의 변형 방법의 실시가 가능하다. 실제로, 이 변형방법은 대역통과 FIR 디지털 필터들이 상기 샘플클럭발생기에 의해 클럭킹되는 트랙킹필터로서 동작한다는 점에서 유리하다. 21.5MHz VCO(230)의 주파수 및 위상이 고정된 상태에서는 대역필터들의 중심주파수에 정확히 일치하지 않는 심볼속도 저조파 및 고조파에 의해 야기되는 위상차 효과는 존재하지 않는다. 이하, 본 변형 방법을 먼저 수신 DTV신호가 10.76MHz의 심볼주파수를 갖는 VSB신호라고 가정한 상태에서 그리고 그 뒤에는 수신 DTV신호가 5.38MHz의 심볼주파수를 갖는 QAM신호라고 가정한 상태에서 구체적으로 설명한다.
수신된 DTV신호에 포함되어 그 수신 DTV신호가 VSB신호라는 것을 나타내는 파일럿 반송파를 검출하는 VSB 파일럿반송파 존재 검출기(34)에 대해 5.38MHz 기준신호선택기(236)가 응답하게 되어 있는데, 상기 기준신호선택기(236)가 상기 파일럿반송파의 검출에 대한 응답신호에 따라 VSB 동위상 동기검출기(300)으로부터 공급되는 상기 DTV신호의 실수 샘플들을 선택할 수 있다. 이 선택된 실수 샘플들은 상기 VSB신호로부터 심볼주파수의 일차 저조파를 선택하기 위한, 5.38MHz의 중심주파수를 갖는 선택응답신호를 제공하는 대역통과 FIR 디지털필터(237)(이하 "5.38MHz 디지털BPF(237)"이라 칭함)에 인가되게 된다. 상기 5.38MHz 디지털BPF(237)의 응답신호는 자승 회로(238)에 의해 자승되고, 그 자승회로(238)는 5.38MHz의 이차 고조파로서 강한 10.76MHz 성분을 포함하는 필터(237)의 응답신호의 고조파를 발생시킨다. 10.76MHz의 중심주파수를 갖는 선택응답신호를 제공하는 대역 FIR 디지털필터(239)(이하 10.76MHz 디지털BPF(239)"라 칭함)에 의해 상기 이차 고조파가 10.76MHz의 기준 반송파 아날로그 출력신호를 나타내는 디지털 입력신호로서 DAC(232)에 인가될 수 있게 선택된다.
상기 5.38MHz 기준신호선택기(236)는 또한 VSB 파일럿반송파 존재 검출기(34)가 수신 DTV신호에 포함되어 그 수신 DTV신호가 QAM신호라는 것을 나타내는 파일럿반송파를 검출하지 않은 경우 그에 대한 응답신호를 발생하여, 5.38MHz의 중심주파수를 갖는 선택응답신호를 제공하는 5.38MHz 디지털BPF(237)에 인가할 자승회로(23A)의 출력신호가 선택되게 한다. 기저대 QAM신호의 심볼 주파수의 2.69MHz의 일차 저조파를 선택하기 위해 2.69MHz의 중심주파수를 갖는 선택응답신호를 제공하는 대역 FIR 디지털필터(23B)에 의해, 강한 5.38MHz성분을 포함하는 필터(23B)(이하 "2.69MHz 디지털 BPF(23B)"로 칭함)의 응답신호의 고조파를 발생시키는 자승회로(23A)에 입력신호가 공급된다. 이 기저대 QAM신호는 도 4에 도시된 바와 같이 QAM 동위상 동기검출기(250)으로부터 또는 QAM 직교위상 동기검출기(255)로부터 공급될 수 있다.
도 4에는 자승회로(238)가 승산기 및 피승산기 모두로서 5.38MHz 디지털 BPF(237)의 응답신호를 수신하는 디지털 승산기로서 도시되어 있으며, 상기 자승 회로(23A) 또한 승산기 및 피승산기 모두로서 2.69MHz 디지털BPF(23B)의 응답신호를 수신하는 디지털 승산기로서 도시되어 있다. 자승회로(238),(23A)의 각각은 논리 게이트들을 사용하여 디지털 승산기로서 구성될 수 있으나, 보다 높은 동작속도를 위해 자승 룩업 테이블을 저장하는 ROM으로 구성된다. 선행 필터의 응답신호의 고조파를 발생시키는 것과 관련하여서는 상기 자승 회로대신 절대값 회로를 사용하는 것도 가능하나, 이 경우에는 약한 이차 고조파가 발생되기 때문에 바람직하지 않다.
도 4에는 또한 최종 중간주파수로 변환되고 서로 직교위상관계를 갖는 QAM 반송파의 두 위상에 대한 복소수 디지털표현신호들을 제공하는 QAM 복소반송파 ROM(27)의 코사인 QAM복소반송파 룩업테이블(271) 및 사인 QAM복소반송파 룩업테이블(272)에 어드레스신호를 공급하는 제1 어드레스발생기(28)의 대표적인 구성이 구체적으로 도시되어 있다. 제2 기본 어드레스신호를 발생시키도록 제1 어드레스발생기(28)에 구비된 제1 어드레스카운터(281)에 의해 제1 클럭신호의 천이가 계수된다. 상기 제1 기본 어드레스신호는 디지털 가산기(282)에 제1 피가수(summand)로서 인가된다. 디지털 가산기(282)에는 또한 제2 피가수로서 제1 어드레스정정신호가 인가되어 상기 제1 기본 어드레스신호에 가산되고, 이에 따라 QAM 복소반송파 ROM(27)의 코사인 QAM복소반송파 룩업테이블(271)과 사인 QAM복소반송파 룩업테이블부(272) 모두를 어드레스시키기 위한 정정된 제1 어드레스신호가 합 출력신호로서 발생되게 된다. QAM 동위상 동기검출기(250)에 의해 기저대로 싱크로다이닝된 QAM신호의 실수 샘플들의 시퀀스 및 QAM 직교위상 동기검출기(255)에 의해 기저대로 싱크로다이닝된 QAM신호의 허수샘플들의 시퀀스에 대해 심볼 클럭 회전 검출기(283)가 응답하게 되어 있는데, 상기 심볼 클럭 회전 검출기(283)는 심볼주파수의 약수인 최종 중간주파수로 헤터로다이닝된 수신 QAM신호에서 입증되는 바와 같이 제1 클럭신호에 따라 수신기에서 행해지는 심볼 클럭킹과 송신기에서 행해지는 심볼 클럭킹간의 위상 못맞춤(misphasing)을 검출한다. 이러한 심볼 클럭 회전 검출기(283)로는 여러가지 형태가 알려져 있는데, 일례로 본 명세서에 인용되고 1992년 5월 19일자로 에이. 디. 쿠카(A. D. Kucar)에게 "METHOD AND APPARATUS FOR CARRIER SYNCHRONIZATION AND DATA DETECTION"이란 명칭으로 허여된 미국 특허 제 5,115,454 호에 기재된 것을 들 수 있다. 수신기에서 행해지고 심볼 클럭 회전 검출기(283)에 의해 검출되는 심볼 클럭킹의 위상 못맞춤을 디지털 저역필터(284)가 수 많은 샘플(일례로 수 백만개)들을 이용하여 평균화시키는데, 이에 의해 상기 제1 기본 어드레스신호를 정정할 수 있도록 가산기(282)에 공급되는 상기 제1 어드레스정정신호가 발생되게 된다. 상기와 같이 많은 샘플들에 대한 평균화는 적은 갯수의 샘플들을 누적시킨 후, 계속된 샘플 누적을 위해 그 누적된 샘플들을 감소된 샘플속도로 순방향으로 덤프(dump)시키고, 누적 및 서브샘플링(sub-sampling)을 서스샘플링속도를 점차로 감소시키면서 몇회 반복하는 과정에 의해 행할 수 있다.
도 4에는 또한 최종 중간주파수로 변환되고 서로 직교위상 관계를 갖는 VSB 반송파의 두 위상에 대한 복소수 디지털 표현신호들을 제공하는 VSB 복소반송파 ROM(31)의 코사인 VSB복소반송파 룩업테이블(311) 및 사인 VSB복소반송파 룩업테이블(312)에 어드레스신호를 공급하는 제2 어드레스발생기(32)의 대표적인 구성이 구체적으로 도시되어 있다. 제2 기본 어드레스신호를 발생시키도록 제2 어드레스발생기(32)에 구비된 제2 어드레스카운터(321)에 의해 제1 클럭신호의 천이가 계수된다. 상기 제2 기본 어드레스신호는 디지털 가산기(322)에 제1 피가수로서 인가된다. 디지털 가산기(322)에는 또한 제2 피가수로서 제2 어드레스정정신호가 인가되어 상기 제2 기본 어드레스신호에 가산되고, 이에 따라 VSB 복소반송파 ROM(31)의 코사인 VSB복소반송파 룩업테이블(311)과 사인 VSB복소반송파 룩업테이블(312) 모두를 어드레스시키기 위한 정정된 제2 어드레스신호가 합 출력신호로서 발생되게 된다.
도 4에는 또한 동위상 동기검출기(300)으로부터의 샘플들을 양자화기(324)에 입력신호로서 인가하기에 앞서 소정 갯수의 샘플주기들만큼 지연시키기 위한 클럭형 디지털 지연라인(323)이 도시되어 있다. 상기 양자화기(324)는 그가 현재 수신한 샘플에 의해 가장 근사하게 된 양자화레벨을 입력신호로서 공급한다. 양자화레벨들은 VSB신호를 동반하는 파일럿반송파의 에너지로부터 추정 또는 VSB신호의 포락선(envelope) 검출 결과로부터 추정할 수 있다. 양자화기(324)에 의해 그의 출력신호로서 선택되는 가장 근사한 양자화레벨은 디지털 가산/감산기(325)에 의해 양자화기(324)의 입력신호로 감산된다. 상기 가산/감산기(325)는 출력단에 클럭형 래치를 포함하여 클럭형 소자로서 동작한다. 가산/감산기(325)의 차(difference) 출력신호는 복원되어야만 하는 심볼레벨들로부터 실제로 복원된 심볼레벨들의 퇴거(departure)를 나타내나, 그 퇴거의 극성이 선행되는 심볼 위상 못맞춤 또는 지연되는 심볼 위상 못맞춤중 어느 것에 기인하는 지의 여부는 해결해야할 상태로 남아있게 된다.
클럭형 디지털지연라인(323)에 입력신호로서 인가되는 동위상 동기검출기(300)으로부터의 샘플들은 지연없이 평균자승오차(mean square error: MSE) 구배 검출필터(326)에 입력신호로서 인가된다. MSE구배 검출필터(326)는 (-1/2), 1, 0, (-1), (+1/2) 커널을 갖는 유한 임펄스 응답(FIR)형 디지털 필터로서, 제1 샘플링클럭에 의해 동작이 클럭되게 구성되어 있다. 클럭형 디지털 지연라인(323)에 의해 제공되는 상기한 샘플주기들의 갯수는 MSE구배 검출필터(326)의 응답신호가 가산/감산기(325)로부터의 차 신호와 일시적인 정렬상태를 갖게 정해진다. 이를 위해, 상기 가산/감산기(325)로부터의 차 신호는 디지털 승산기(327)에 의해 MSE구배 검출필터(326)의 응답신호와 승산된다. 2의 보수 필터인 상기 MSE구배 검출필터(326)의 응답신호의 부호(sign)비트 및 그 뒤의 최상위비트만으로도 승산이 가능하며, 이에 따라 디지털 승산기(327)의 구성을 단순화시킬 수 있다. 디지털 승산기(327)로부터 출력되는 곱 신호의 샘플들은 수신기에서 행해지는 심볼 클럭킹의 위상 못맞춤을 나타내는 샘플들로서, 상기 심볼 클럭킹의 위상 못맞춤은 제2 기본 어드레스를 정정하도록 가산기(322)에 공급되는 제2 어드레스 정정신호를 발생시키기 위한 샘플평균화 디지털LPF(328)에 의해 수 많은 샘플들(일례로, 수 백만개)을 사용하여 평균화된다.
도 4에 도시된 제2 어드레스발생기(32)에 사용되는 심볼동기 표현들은 에스. 유. 에이취. 큐레시(S.U.H. Qureshi)가 1976년 12월판 IEEE Transactions on Communications의 1326-1330쪽에 실린 그의 논문 "Timing Recovery for Equalized Partial-Response Systems"에서 펄스진폭변조(PAM)신호의 사용과 관련된 일반적인 기술과 동일한 것이다. VSB신호의 심볼동기와 관련하여 사용되는 이러한 심볼동기 기술들은 특히 본 명세서에서 인용하고 있는 본 발명자의 선출원들에 기재되어 있다. 도 4 및 도 5에 도시된 일반적인 형태의 제2 어드레스발생기(32)의 경우, 클럭형 디지털 지연라인(323)은 별도의 소자로서 존재하지 않고, 대신 MSE구배 검출필터(326)와 일시적으로 정렬되는 가산/감산기(325)로부터의 차 신호에 대해 소정의 샘플주기 수만큼 지연된 상태로 양자화기(324)에 입력되는 입력신호는 MSE구배 검출필터(326)에 내장되어 있는 탭형 디지털 지연라인으로부터 발생된다. 상기 탭형 디지털 지연라인은 MSE구배 검출필터(326)의 응답신호를 발생시키도록 합산되기 전에 상기한 (-1/2), 1, 0, (-1), (+1/2) 커널에 의해 가중처리될 차동지연된 샘플들을 공급한다.
QAM DTV신호의 반송파와 VSB DTV신호의 반송파는 서로 2.69MHz만큼 차이가 있는 최종 중간주파수들로 각기 변환되는데, 그 이유는 QAM DTV신호의 반송파는 대역폭이 6MHz인 TV채널의 중심에 위치하고 반면에 VSB DTV신호의 반송파는 대역폭이 6MHz인 TV채널의 최저 주파수보다 단지 310 kHz만큼 높은 주파수를 갖기 때문이다. 도 1의 다중변환 튜너(5)내의 제1,제2,제3 국부발진기(11),(16),(20)의 주파수들은 QAM DTV신호의 잔류측파대 및 전(full)측파대를 그 QAM DTV신호의 반송파보다 각기 높고, 낮게 하면서 VSB DTV신호 반송파의 변환 중간주파수를 QAM DTV신호 반송파의 변환 중간주파수보다 높게 하도록 선택될 수 있다. 이와는 다른 실시예로서, QAM DTV신호의 잔류측파대 및 전(full)측파대를 그 QAM DTV신호의 반송파보다 각기 낮고, 높게 하면서 VSB DTV신호 반송파의 변환 중간주파수를 QAM DTV신호 반송파의 변환 중간주파수보다 낮게 하도록 제1,제2,제3 국부발진기(11),(16),(20)의 주파수들을 선택할 수도 있다.
최종 IF신호의 최저 주파수에 대한 최고 주파수의 비를 대략 8:1 미만으로 유지시켜 실수/복소수 샘플변환기(24)에 대한 필터링 요건을 완화시킬 수 있도록 상기 최종 IF신호의 최저 주파수는 1MHz이상이 되는 것이 바람직하다. QAM신호 단독에 대한 이러한 선택(preference)을 만족시키기 위한, 최종 IF신호의 QAM 반송파에 대한 최종 반송파 주파수는 3.69MHz이다. 또한, VSB신호 단독에 대한 상기한 선택을 만족시키기 위한, 최종 IF신호의 VSB 반송파에 대한 최종 반송파 주파수는 VSB신호의 전 측파대의 주파수가 잔류측파대의 주파수보다 높아야 하는 것으로 가정할 경우에는 1.31MHz이고, VSB신호의 전 측파대의 주파수가 잔류측파대의 주파수보다 낮아야 하는 것으로 가정할 경우에는 6.38MHz이다. VSB신호의 전 측파대의 주파수가 그의 잔류측파대의 주파수보다 높아야 하는 것으로 가정할 경우에는 VSB신호 반송파의 반송파주파수가 최소한 1.31MHz로 되기 때문에 QAM 반송파의 반송파주파수는 최소한 4.00MHz로 된다. VSB신호의 전 측파대의 주파수가 그의 잔류측파대의 주파수보다 낮아야 하는 것으로 가정할 경우에는 VSB신호 반송파의 반송파주파수가 최소한 6.38MHz로 되기 때문에 QAM 반송파의 반송파주파수는 최소한 3.69MHz로 된다.
대역통과 ADC(22)에서의 샘플속도가 샘플클럭발생기(23)으로부터의 제1 클럭신호에 의해 초당 21.52 * 106개의 샘플에 해당하는 샘플속도로 설정되면, QAM DTV신호의 반송파에 대한 변환 중간주파수는 5.38MHz보다 높지 않게 되는 것이 바람직하고, 이 경우 상기 중간 주파수는 사이클당 최소한 4번 샘플링될 수 있다. VSB신호의 전 측파대의 주파수가 그의 잔류측파대의 주파수보다 높아야 하는 것으로 가정할 경우에는 이러한 선택에 따라 최종 IF신호의 최저주파수가 2.38MHz보다 높지 않아야 하고 VSB신호의 반송파도 2.69MHz보다 높지 않아야 한다는 제약이 있게 된다. 도 11에는 상기한 바와 같은 조건들 때문에 VSB반송파가 어떻게 1.31∼2.69MHz의 주파수대로 제한되고, QAM 반송파가 어떻게 4.00∼5.38MHz의 주파수대로 제한되는가가 예시되어 있다.
VSB신호의 전 측파대의 주파수가 그의 잔류측파대의 주파수보다 낮아야 하는 것으로 가정할 경우, VSB신호의 반송파는 3.69 내지 5.38MHz의 주파수대로 제한된다. 따라서, VSB신호의 반송파는 반송파들 사이에서 2.69MHz의 오프셋이 유지될 수 있도록 6.38 내지 8.07MHz의 주파수대로 제한되게 된다. 도 12에는 QAM 반송파가 3.69 내지 5.38MHz의 주파수대로 제한되고, VSB 반송파가 6.38 내지 8.07MHz의 주파수대로 제한되는 경우가 예시되어 있다.
QAM 반송파를 QAM 복소반송파 ROM(27)의 사인-코사인 QAM복소반송파 룩업테이블(272,271)에 근거하여 연속적으로 기술할 수 있게 하기 위해서는 QAM 반송파로부터 변환된 최종 중간주파수는 21.52MHz의 배수의 약수가 되어야만 한다. 한편, VSB 반송파를 VSB 복소반송파 ROM(31)의 사인-코사인 VSB복소반송파 룩업테이블(312, 311)에 근거하여 연속적으로 기술할 수 있게 하기 위해서는 VSB 반송파로부터 변환된 최종 중간주파수는 초당 21.52 * 106개의 샘플에 해당하는 샘플속도의 배수의 약수가 되어야만 한다. 반송파로부터 변환되고 21.52MHz의 (m/n)배에 해당하는 최종중간주파수는 ROM내에 저장된 사인-코사인 룩업테이블들에서의 값들의 갯수를 적당히 적게 유지할 수 있도록 작은 n 값을 갖는 것이 바람직하다. (여기서 언급되는 변수 "m", "n"들은 본 명세서의 [발명이 이루고자 하는 기술적 과제] 부분에서 언급한 변수 "M", "N"과는 무관하다.)
각기 QAM DTV신호의 반송파 및 VSB DTV신호의 반송파로부터 변환될 중간주파수들로서 상기한 개념에 부합하는 중간주파수들은 미합중국 특허번호 제5,506,636호에 기재된 과정에 따라 찾을 수 있다. 문제의 주파수범위들에 대하여, 고조파면에서 샘플링 클럭속도가 관계되는 10.76MHz VSB 심볼속도로 연속되는 고조파들의 저조파 테이블을 구성한다. 그 뒤에, 요구되는 2.69MHz의 주파수차를 나타내는 동일 고조파의 저조파쌍들을 그들의 적절한 이점과 관련하여 반송파들로서 간주한다.
21.52MHz 고조파의 저조파들로서 5.38MHz 및 2.39MHz의 3차 및 7차 저조파들은 대략 요구되는 2.69MHz의 오프셋을 나타내고, 따라서 전 측파대의 주파수가 잔류측파대의 주파수보다 높게 되는 QAM 반송파와 VSB 반송파로서 사용하기에 적당하다. 이러한 저조파들간의 2.69MHz 오프셋은 VSB 반송파를 동일채널 방해성 NTSC 비디오 반송파로부터 공칭 NTSC 수평주사 주파수의 59.75 배만큼 오프셋시키는데 요구되는 QAM 반송파 및 VSB 반송파간의 오프셋인 2,690,122.4 Hz와 다르게, 초당 10,762237.762개의 샘플에 해당하는 심볼속도의 1/4, 즉 2,690,559.4 Hz이다. 이와같이 작은 437Hz의 주파수 불일치는 도 1의 다중변환 튜너(5)에 구비된 제어형 제2 국부발진기(16)의 자동 주파수 및 위상제어에 의해 쉽게 조정된다. QAM, VSB 반송파들이 최종 IF신호들에서의 21.52MHz의 고조파에 대한 3차 및 7차 저조파들에 근사하도록 변환되면 QAM 및 VSB 복소반송파 ROM(27),(31)들의 어드레스처리를 아주 단순화시킬 수 있는데, 그 이유는 저장된 사인 및 코사인 함수들 사이에 반복 대칭이 이루어지는 이점이 있고 이에 따라 ROM(27)(31)에 인가되는 어드레스신호들의 비트 수를 감소시킬 수 있기 때문이다.
21.52MHz 샘플링 주파수의 2차 고조파는 43.05MHz로서, 이의 저조파들로부터 서로 대략 2.69MHz 만큼 오프셋되어 있는 저조파쌍을 찾을 수 있다. 43.05MHz 고조파의 7차 및 15차 저조파들은 상기한 21.52MHz 고조파의 3차 및 7차 저조파이다. 43.05MHz 고조파의 저조파들로서 4.305MHz 및 1.594MHz의 9차 및 26차 저조파들은 요구되는 2.69MHz의 오프셋에 대해 20 kHz 또는 0.74%의 에러를 나타내고, 각기 QAM 반송파 및 VSB 반송파로서 작용할 수 있을 것이다. 이 에러는 30 kHz내로서 NTSC TV수신기들에 관련된 종래의 상업적인 설계구성에서 허용되는 오동조(mistuning)범위내에 있는 것이다. 그러나, 43.05MHz 고조파의 26차 저조파에 대한 사인/코사인 VSB복소반송파 룩업테이블(312,311)들을 저장하고 있는 VSB 복소반송파 ROM(31)은 과도한 갯수의 샘플들을 저장해야 하며, 43.05MHz 고조파의 9차 저조파에 대한 사인/코사인 QAM복소반송파 룩업테이블(272,271)들을 저장하고 있는 QAM 복소반송파 ROM(27)도 적당한 갯수의 샘플들을 저장해야 한다.
21.52MHz 샘플링 주파수의 3차 고조파는 64.57MHz로서, 이의 저조파들은 43.05MHz고조파의 저조파 또는 64.57MHz 고조파의 또 다른 저조파로부터 대략 2.69MHz만큼 오프셋되어 있는 저조파를 찾은 것에 의해 찾을 수 있다. 64.57MHz 고조파의 저조파로서 4.967MHz의 12차 저조파 및 43.05MHz 고조파의 저조파로서 2.265MHz의 18차 저조파들은 요구되는 2.69MHz의 오프셋에 대해 12 kHz 또는 0.45%의 에러를 나타내고, 각기 전 측파대의 주파수가 잔류 측파대의 주파수보다 높게 되어 있는 QAM 반송파 및 VSB 반송파로서 작용할 수 있을 것이다. 상기 에러는 30 kHz내로서 NTSC TV수신기들에 관련된 종래의 상업적인 설계구성에서 허용되는 오동조(mistuning)범위내에 있는 것이다. 그러나, 64.57MHz 고조파의 12차 저조파에 대한 사인/코사인 QAM복소반송파 룩업테이블(272,271)들을 저장하고 있는 QAM 복소반송파 ROM(27)은 과도한 갯수의 샘플들을 저장해야 하며, 43.05MHz 고조파의 18차 저조파에 대한 사인/코사인 VSB복소반송파 룩업테이블(312,311)들을 저장하고 있는 VSB 복소반송파 ROM(31)도 적당한 갯수의 샘플들을 저장해야 한다.
64.57MHz 고조파의 7차 저조파는 21.52MHz 고조파의 3차 저조파로부터 요구되는 2.69MHz만큼 거의 정확히 오프셋된 8.07MHz의 주파수를 가지고 있다. 21.52MHz 고조파의 저조파로서 5.38MHz의 3차 저조파, 그리고 64.57MHz 고조파의 저조파로서 8.07MHz의 7차 저조파는 각기 전 측파대의 주파수가 잔류 측파대의 주파수보다 낮게 되어 있는 QAM 반송파 및 VSB 반송파로서 사용하는데 적합하다.
도 1의 다중변환 튜너(5)내의 제1,제2,제3 국부발진기(11),(16),(20)의 주파수들은 VSB DTV신호의 반송파로부터 변환되는 중간주파수가 QAM DTV신호에 대한 추정 심볼속도에 해당하고 VSB DTV신호에 대한 기준 심볼속도의 1/2에 해당하는 5.38MHz로 되게 선택하는 것이 바람직하다. 따라서, VSB 반송파가 최종 IF신호에서 그의 전 측파대의 주파수가 잔류 측파대의 주파수보다 높게 되게 주파수변환이 이루어지는 경우, 최종 IF신호에서의 QAM 반송파의 주파수는 2.69MHz가 되는 것이 바람직하다. 이와는 다른 실시예로서, VSB 반송파가 최종 IF신호에서 그의 전 측파대의 주파수가 잔류 측파대의 주파수보다 낮게 되게 주파수변환이 이루어지는 경우, 최종 IF신호에서의 QAM 반송파의 주파수는 8.07MHz가 되는 것이 바람직하다.
또한, 43.05MHz 고조파의 모든 저조파들 및 64.57MHz 고조파의 모든 저조파들은 43.05MHz 고조파의 3차 고조파 및 64.57MHz 고조파의 2차 고조파인 129.15MHz 고조파의 저조파들이 된다. 2.69MHz, 5.68MHz, 그리고 8.07MHz의 주파수들은 각기 129.15MHz 고조파의 47차, 23차, 그리고 15차 저조파들이다. 또한, 비록 반송파들간의 고조파관계를 10.76MHz VSB 심볼속도의 2차 고조파인 21.52MHz 샘플링속도의 고조파들에 관련하여 고찰하였으나, 이 고찰은 10.76MHz 심볼속도의 짝수 고조파들에 관련하여서도 가능하다. 또한 반송파들간의 가능한 고주파관계에 대한 보다 완전한 고찰을 위해서는 10.76MHz VSB 심볼속도의 홀수 고조파, 즉 최소한 3차 고조파에 관련하여 고찰을 할 수 있다. 2.69MHz, 5.68MHz, 그리고 8.07MHz 주파수들은 각기 QAM신호의 10.76MHz 심볼속도의 3배에 해당하는 32.29MHz 고조파의 11차, 5차, 그리고 3차 저조파이다.
디지털 시스템용의 아날로그/디지털 변환회로에 관련된 기술분야에서 숙련된 자라면 디지털화를 위한 아날로그신호의 샘플링을 다양한 샘플링 윈도우폭을 사용하여 행할 수 있다는 것을 인지할 수 있을 것이다. 상기한 설명에서는 각 샘플링 윈도우의 기간이 21.52MHz 주기의 1/2로 되게 초당 21.52*106개의 샘플에 해당하는 샘플속도를 채택하는 것으로 가정하였다. 대칭클리퍼(또는 리미터)(233)로부터 출력되는 펄스들은 필요하다면 상기 기간의 거의 2배까지 연장될 수 있다. 다른 가능한 실시예로는 상기 아날로그/디지털 변환회로를 각기 21.52MHz 주기의 1/2만큼 연장된 샘플링 윈도우들의 2개의 스태거형(staggered) 세트들을 사용할 수 있게 그리고 초당 43.05*106개의 샘플에 해당하는 조합된 샘플속도에서 위상을 스태거링시키는 방식으로 디지털화를 행할 수 있게 설계하는 것을 들 수 있다. 초당 43.05 * 106개의 샘플에 해당하는 샘플속도로 최종 IF신호를 디지털화시킴에 따라 자동 위상 및 주파수제어 정확도가 개선되게 된다.
도 5에는 21.52MHz 고조파의 3차 및 7차 저조파들을 각기 QAM, VSBMHz 반송파들로부터 변환된 최종 중간주파수들로 사용할 시 가능한 도 4 회로의 변형회로가 도시되어 있다. 도 4의 제2 어드레스발생기(32)에 대한 변형 소자인 도 5의 제2 어드레스발생기(320)의 경우에는 샘플링속도가 초당 21.52*106개의 샘플에 해당할 때 모듈러 8을 계수하여 QAM 복소반송파 ROM(27)에 대한 2개의 어드레스처리 사이클 및 VSB 복소반송파 ROM(31) 대신 사용되는 VSB 복소반송파 ROM(310)에 대한 하나의 어드레스처리 사이클을 발생시키는 제2 어드레스 카운터(321)를 포함하고 있다. 상기 제2 어드레스 카운터(321)로부터 출력되는 계수값의 최하위비트들은 제1 어드레스 카운터(281)로부터 출력되는 제1 기본 어드레스를 대치시키는데 사용된다.
도 4에 도시된 제1 어드레스 발생기(28)의 변형 소자인 도 5의 제1 어드레스 발생기(280)의 경우에는 도 4의 제1 어드레스 카운터(281)가 생략되며, 상기 제1 어드레스 카운터(281)로부터의 계수값 대신 상기 제2 어드레스 카운터(321)의 최하위비트들이 제1 기본 어드레스로서 가산기(282)에 인가되게 된다. VSB 복소반송파 ROM(31)에 대치되는 VSB 복소반송파 ROM(310)은 VSB 반송파의 코사인값들의 단지 1/2 사이클만을 저장하는 코사인 VSB복소반송파 룩업테이블(313)과, VSB 반송파의 사인값들의 단지 1/2 사이클만을 저장하는 사인 VSB복소반송파 룩업테이블(314)을 포함하고 있다. VSB 복소반송파 ROM(310)의 상기 코사인 및 사인 VSB복소반송파 룩업테이블(313),(314)들은 가산기(322)의 합 출력신호의 최하위비트들에 의해 어드레스된다. 가산기(322)의 합 출력신호의 최상위비트는 선택 비트보수기(complementor)(315)에 의해 VSB 복소반송파 ROM(310)의 코사인 VSB 복소반송파 룩업테이블(313)로부터 판독된 VSB 반송파 코사인값들의 비트들의 각각과 배타적논리합이 수행되어, 디지털 가산기(317)에 대한 제1 피가수를 발생시키며, 상기 가산기(322)의 합 출력신호의 최상위비트는 가산기(317)에 대한 제2 피가수 입력을 발생시키도록 중요도의 증가방향으로 제로 부가(zero extension)가 이루어진다. 가산기(317)로부터의 합 출력은 VSB 반송파의 전(complete) 사이클을 정하도록 8개의 제1 클럭주기동안 8개의 QAM 반송파 코사인값들을 제공한다. 가산기(322)의 합 출력신호의 최상위비트는 또한 선택 비트보수기(complementor)(316)에 의해 VSB 복소반송파 ROM(310)의 사인 VSB복소반송파 룩업테이블(314)으로부터 판독된 VSB 반송파 사인값들의 비트들의 각각과 배타적 논리합이 수행되어, 디지털 가산기(318)에 대한 제1 피가수를 발생시키며, 가산기(322)의 합 출력신호의 최상위비트는 가산기(318)에 대한 제2 피가수 입력을 발생시키도록 중요도의 증가방향으로 제로 부가가 이루어진다. 가산기(318)로부터의 합 출력은 VSB 반송파의 전 사이클을 정하도록 8개의 제1 클럭주기동안 8개의 QAM 반송파 사인값들을 제공한다.
도 5의 회로 또는 도 4의 회로는 또한 32.29MHz 고조파의 5차 및 3차 저조파들을 각기 QAM, VSBMHz 반송파들로부터 변환된 최종 중간주파수들로 사용할 경우에도 사용가능하다. 이 경우, 물론 VSB복소반송파 ROM(310)의 코사인 및 사인 VSB복소반송파 룩업테이블(313),(314)들의 내용은 보다 높은 주파수인 8.07MHz의 VSB 반송파용으로 수정된다.
디지털회로 설계분야에서 숙련된 자라면 도 4의 경우 코사인기능 및 사인기능의 대칭성의 이점 또는 그 두 기능의 위상들에 대한 90°오프셋의 이점을 취하고 있는 ROM을 사용하여 다른 하드웨이적인 구성의 간단화를 이룰 수 있다는 점을 이해할 수 있을 것이다. 또한, 디지털회로 설계분야에서 숙련되고 상기한 설명을 이해한 자라면 21.5MHz VCO(230)으로부터 출력되어 대칭 클리퍼(233)에 의해 구형파로 변환되는 발진신호를 디지털 BPF(237)에 의해 선택된 10.76MHz신호에 대한 주파수 체배기의 응답신호와 주파수측면에서 비교하는 상기 21.5MHz VCO(230)용의 AFPC 검출기를 갖게 상기 도 4 및 도 5의 회로를 변형시킬 수 있다는 점을 이해할 수 있을 것이다.
또한, 디지털회로 설계분야에서 숙련된 자라면 상기한 설명을 참고하면 대역통과 ADC(22)가 디지털화 처리중 초당 43.05 * 106개의 샘플에 해당하는 샘플속도로 샘플링을 행하게 되어 있는 회로를 구성할 수 있을 것이다. 21.5MHz VCO(230)는 43.05MHz의 발진신호를 공급하는 VCO로 대치되며, 일례로, VCO(230)으로부터 출력되어 대칭클리퍼(233)에 의해 구형파로 변환되고 플립플롭(234)에 의해 분주되는 발진신호는 디지털 BPF(237)에 의해 선택된 10.76MHz 신호에 대한 주파수 2배기의 응답신호와 주파수면에서 비교된다. 2:1 데시메이터(35)는 4:1 데시메이터로 대치될 수 있고, 플립플롭(234)로부터의 구형파 출력신호는 4:1 데시메이터에 대해 속도가 감소된 샘플클럭신호를 발생시키기 위한 기반을 제공하도록 또 다른 플립플롭에 의해 2의 인수로 제산될 수 있다.
도 6은 실수/복소수 샘플변환기(24)가 채택할 수 있는 구성을 도시하고 있는데, 이 경우 실수/복소수 샘플변환기(24)는 다음의 구성, 즉
(a) 실수(Re) 디지털샘플들에 대한 힐버트변환(Hilbert transform) 응답으로서 허수(Im) 디지털샘플들을 발생시키는 선형위상, 유한 임펄스 응답(FIR)형 디지털필터(60)(이하 "힐버트변환 FIR필터(60)"라 칭함)와,
(b) 상기 힐버트변환 FIR필터(60)의 지연시간을 보상하도록 힐버트변환 FIR필터(60)에 내장되어 있는 클럭형 래치소자(61) 내지 (66)에 의해 제공될 수 있는, 상기 실수 디지털샘플들에 대한 보상, 클럭형 디지털 지연기를 포함한다.
"IEEE TRANSACTIONS ON AEROSPACE AND ELECTRONIC SYSTEMS", 제 AES-18 권 제4호(1982년 11월), 736 내지 739쪽에 실린 디. 더블유. 라이스(D.W. Rice)와 케이. 에이취. 우(K.H. Wu)의 논문 "Quadrature Sampling with High Dynamic Range"에는 동위상 및 직교위상 샘플링과정을 실시하는데 상기한 회로를 사용한 것에 관하여 기재되어 있다. 최종 IF신호의 6MHz 폭의 주파수대는 최소한 1 메가헤르쯔 또는 그 정도의 최저주파수를 갖기 때문에 힐버트변환에 사용되는 FIR 필터(60)에 사용되는, 제로가 아닌 가중치를 갖는 탭(tap)들을 7개로 적게 사용하는 것이 가능하다.
이와 같이 7개의 탭을 갖는 힐버트변환 FIR필터(60)는 힐버트변환 응답신호를 발생시키도록 취한 샘플들을 가중처리하고 합산하는 일-샘플 지연소자(61),(62), (63),(64),(65),(66)의 케스케이드(cascade)접속을 포함한다. 상기 힐버트변환은 선형위상특성을 가지고 있고, 이에 따라 힐버트변환 FIR 필터(60)의 탭 가중치들은 메디안(median) 지연에 대해 대칭성을 나타낸다. 따라서, 공통적으로 가중처리될 지연소자(61)에의 입력신호와 지연소자(66)로부터의 출력신호는 디지털 가산기(67)에 의해 합산되고, 공통적으로 가중처리될 지연소자(61)로부터의 출력신호와 지연소자(65)로부터의 출력신호는 디지털 가산기(68)에 의해 합산되고, 공통적으로 가중처리될 지연소자(62)로부터의 출력신호와 지연소자(64)로부터의 출력신호는 디지털 가산기(68)에 의해 합산된다. 지연소자(64)로부터의 출력신호는 ROM(70)에 입력어드레스로서 인가되고, 상기 ROM(70)은 상기 신호를 W0크기의 적당한 가중치로 승산한다. 디지털 가산기(69)로부터의 합 출력신호는 ROM(71)에 입력어드레스로서 인가되고, 상기 ROM(71)은 상기 신호를 W1크기의 적당한 가중치로 승산한다. 디지털 가산기(68)로부터의 합 출력신호는 ROM(72)에 입력어드레스로서 인가되고, 상기 ROM(72)은 상기 신호를 W2크기의 적당한 가중치로 승산한다. 디지털 가산기(67)로부터의 합 출력신호는 ROM(73)에 입력어드레스로서 인가되고, 그 ROM(73)는 상기 신호를 W3크기의 적당한 가중치로 승산한다. ROM(70),(71),(72), (73)들이 피승수 고정형 승산기들로서 사용됨에 따라 승산과 관련된 지연이 무시할 수 있을 정도로 짧게 될 수 있다. ROM(70),(71),(72),(73)들의 출력신호들은 그 ROM(70),(71),(72),(73)들에 저장되어 있는 가중치 WO, W1, W2, W3들에 부호들을 적당히 부가하도록 가산기 또는 감산기들로서 동작하는 부호형 디지털 가산기(74),(75),(76)의 트리 구조에 의해 조합된다. 가산기(67),(68),(69),(74),(75), (76)들은 각기 하나의 샘플에 대한 지연을 나타내어 7개의 탭을 가지고 있는 FIR 필터(60)에서 6개의 샘플에 대한 지연을 나타내게 하는 클럭형 가산기들로서 가정된다. 이러한 지연을 보상하는 필터(60)의 입력신호의 지연은 6개의 일-샘플 지연소자(61),(62),(63),(64),(65),(66)의 케스케이드 접속에 의해 제공된다. ROM(70)에 대한 입력 어드레스는 지연소자(63)의 출력이 아니라 지연소자(64)의 출력으로부터 취해지고, 이에 따라 지연소자(64)의 일-샘플 지연에 의해 가산기(67),(68),(69)들의 일-샘플 지연들이 보상된다.
"IEEE TRANSACTIONS ON AEROSPACE AND ELECTRONIC SYSTEMS", 제 AES-20 권 제 6 호(1984년 11월), 821 내지 824쪽에 실린 씨. 엠. 레이더(C.M. Rader)의 논문 "A Simple Method for Sampling In-Phase and Quadrature Components"에는 디지털화된 대역통과신호들에 대해 행해지는 복소수 동기검출에 대한 개선에 관련하여 기재되어 있다. 레이더(Rader)는 상기한 힐버트변환 FIR필터 및 라이스(Rice) 및 우(Wu)의 지연보상 FIR필터 대신 야코비안(Jacobian) 타원 함수들을 기초로 하여 설계되고 디지털화된 대역통과신호들에 대해 일정한 π/2의 위상응답차를 나타내는 한쌍의 전 대역 통과(all-pass) 디지털필터들을 사용하고 있다. 무한 임펄스 응답(IIR)형으로 구성되는 이러한 전 대역 통과 디지털필터들의 적합한 구성의 경우는 다음과 같은 시스템함수를 갖는다.
H1(z) = z-1(z-2-a2)/(1-a2z-2) a2=0.5846832
H2(z) = -(z-2-b2)/(1-b2z-2) b2=0.1380250
레이더(Rader)는 한번은 "a2"이고 다른 한번은 "b2"인 단지 2번의 승산을 요구하는 필터구성에 관해 기재하고 있다.
도 7에는 실수/복소수 샘플변환기(24)의 다른 형태가 도시되어 있는데, 이에 있어서는 씨. 엠. 레이더(C.M. Rader)가 기재하고 있고 야코비안 타원 함수를 기초로 하여 설계된 형태를 갖는 한 쌍의 전 대역 통과 디지털필터(80),(90)(이하 "H1필터(80), H2필터(90)"으로 칭함)들이 포함된다. H1 및 H2 필터(80),(90)들은 디지털화된 대역통과신호들에 대한 일정한 π/2의 위상응답차를 나타낸다. VSB신호들을 싱크로다이닝시킬시 실수 샘플들을 과도하게 샘플링시키게 되면 심볼동기를 보다 좋게 할 수 있기 때문에, 본 발명자들은 지연망 회로에서의 추가 감소를 제공하기위해 서브샘플링을 이용하는 레이더(Rader)의 전 대역 통과 필터들을 사용하지 않도록 하고 있다.
시스템함수 H1(z) = z-1(z-2-a2)/(1-a2z-2) (여기서, 십진연산시 a2=0.5846832)을 제공하는 H1필터(80)의 구조는 도 7에 도시되어 있으며, 다음과 같이 동작이 이루어지게 되어 있다. 즉, 대역통과 ADC(22)로부터 출력되는 샘플들은 클럭형 지연소자(88)의 일 ADC 샘플클럭기간만큼 지연된 후 노드(89)에 인가되게 된다. 노드(89)에 인가된 상기 신호는 다시 캐스케이드 접속된 클럭형 지연소자(81),(82)에서 2 ADC 샘플클럭기간만큼 지연된 후, 디지털 가산기(83)에 제1 피가수신호로서 인가된다. 가산기(83)의 합 출력신호는 H1필터(80)로부터 출력되는 실수응답신호가 된다. 상기 가산기(83)의 합 출력신호는 또한 캐스케이드 접속된 클럭형 지연소자(84),(85)에서 2 ADC 샘플클럭기간만큼 지연된 후, 노드(89)의 신호를 감수 입력신호로서 수신하는 디지털 감산기(86)에 피감수 입력신호로서 인가된다. 상기 디지털 감산기(86)의 결과 차 출력신호는 이진연산을 이용하여 a2피승수신호를 승산하는 디지털 승산기(87)에 승산 입력신호로서 공급된다. 결과 곱 출력신호는 디지털 가산기(83)에 제2 피가수 신호로서 인가된다.
시스템함수 H2(z) = -(z-2-b2)/(1-b2z-2) (여기서, 십진연산시 b2=0.1380250)을 제공하는 H2필터(90)의 구조는 도 7에 도시되어 있으며, 다음과 같이 동작이 이루어지게 되어 있다. 즉, 대역통과 ADC(22)로부터 출력되는 샘플들은 캐스케이드 접속된 클럭형 지연소자(91),(22)에서 2 ADC 샘플클럭기간만큼 지연된 후, 디지털 가산기(93)에 제1 피가수신호로서 인가된다. 가산기(93)의 합 출력신호는 H2필터(90)로부터 출력되는 허수응답신호가 된다. 상기 가산기(93)의 합 출력신호는 또한 캐스케이드 접속된 클럭형 지연소자(94),(95)에서 2 ADC 샘플클럭기간만큼 지연된 후, 디지털 감산기(96)에 피감수 입력신호로서 인가된다. 상기 디지털 감산기(96)는 대역통과 ADC(22)로부터 샘플들을 감수 입력신호로서 수신한다. 디지털 감산기(96)의 결과 차 출력신호는 이진연산을 이용하여 b2피승수신호를 승산하는 디지털 승산기(97)에 승산 입력신호로서 공급된다. 결과 곱 출력신호는 디지털 가산기(93)에 제2 피가수 신호로서 인가된다.
도 8에는 도 7의 실수/복소수샘플변환기(24)(도 8,도 9, 도 10에서의 설명에서는 "복소수신호 필터"라고도 칭함)를 다음과 같이 변형시켜 얻은 복소수신호 필터가 도시되어 있다. 즉, 클럭형 지연소자(88)의 위치를 대역통과 ADC(22)의 디지털 출력신호를 지연시키지 않고 대신 가산기(83)의 합 출력신호를 지연시키도록 시프트(shift)시키고, 대역통과 ADC(22)의 디지털 출력신호를 노드(89)에 지연없이 인가하여, 위치 시프트된 클럭형 지연소자(88)의 출력포트에 실수 응답신호가 제공되게 한다. 위치 시프트된 클럭형 지연소자(81)의 출력포트에 제공되는 실수 응답신호는 클럭형 지연소자(84)의 출력포트에 제공되는 응답신호와 동일하다. 따라서, 상기 실수 응답신호는 위치 시프트된 클럭형 지연소자(81)의 출력포트로부터 제공되지 않고 클럭형 지연소자(84)의 출력포트로부터 제공되게 되며, 따라서 위치 시프트된 클럭형 지연소자(81)는 더 이상 필요치 않다.
도 9에는 도 8의 복소수신호 필터를 다음과 같이 변형시켜 얻은 복소수신호 필터가 도시되어 있다. 즉, 가산기(83)에 대한 제1 피가수 신호를 캐스케이드 접속된 클럭형 지연소자(81),(82)로부터 취하지 않고 캐스케이드 접속된 클럭형 지연소자(91),(92)로부터 취한다. 따라서, 상기 캐스케이드 접속된 클럭형 지연소자(81),(82)는 더 이상 필요치 않다. 도 9의 복소수신호 필터는 여분의 클럭형 지연소자들을 생략하고 있다는 점에서 도 7 및 도 8의 복소수신호 필터들에 비해 바람직한 것이다.
도 10는 디지털화된 대역통과신호들에 대한 실수 응답신호 Re와 허수 응답신호 Im간의 일정한 π/2의 위상차를 발생시키는 복소수신호 필터의 상세 블록도로서, 이 복소수신호 필터는 "QUADRATURE DEMODULATOR"라는 명칭으로 1991년 11월 27자로 공고된 티. 에프. 에스. 엔지(T.F.S.Ng)의 영국 특허출원 제2 244 410 A 호에 기재되어 있는 복소수신호 필터와 유사하다. 상기 엔지(Ng)의 필터는 레이더(Rader)의 IIR필터가 아니라 FIR형 필터이다. 도 10의 복소수신호 필터는 2:1 데시메이션이 필터링에 앞서 이루어지지 않고 필터링 후에 이루어진다는 점에서 엔지(Ng)의 필터와 다른 점을 가지고 있다.
상기 필터는 실수 및 허수 필터링이 공유 탭형 지연라인에 의해 지원되게 해준다. 도 10에 도시되어 있는 바와 같이, 상기 공유 탭형 지연라인은 대역통과 ADC(22)와 같이 심볼전송속도의 4배에 해당하는 속도로 클럭킹되는 래치들과 같은 캐스케이드 접속된 단일-클럭 지연 소자(100) 내지 (114)들로 구성되어 있다. 소정 설계의 경우, 단일-클럭 지연 소자(100)는 생략하거나 대역통과 ADC(22)에 포함시킬 수 있다. 도 6의 복소수 필터에 포함되는 디지털 가산기들 및 디지털 감산기들은 각기 단일-클럭 기간의 지연을 갖게 심볼전송속도의 4배에 해당하는 속도로 클럭킹되는 것으로 가정한다. 디지털 승산기들은 2의 정수제곱(integral power)에 의한 승산의 경우 와이어드 플레이스 시프트(wired place shift)인 것으로 가정하거나 ROM으로부터 제공되는 것으로 가정하고, 이에 따라 클럭킹된 동작이 관련되는 한 각 승산의 지연은 제로가 된다. 엔지(Ng)의 필터에서의 결과신호의 해상도는 최소한 8 비트인 것으로 가정한다.
실수 응답신호 H1(z)를 발생시킬 수 있도록 상기 실수 응답 필터는 엔지(Ng)가 설명하고 있는 예마다 탭 가중치 W0=4, W1=0, W2=-12, W3=-72, W4=72, W5=12, W6=0, W7=-4 들을 인가하는 것으로 가정한다. 상기 실수 응답 필터는 단일-클럭 지연 소자(100) 내지 (114)외에, 지연 소자(100)의 응답신호로부터 지연 소자(114)의 응답신호를 감산하기 위한 디지털 감산기(121)와, 그 감산기(121)의 차동 응답신호를 4의 인수로 가중화시키는 디지털 승산기(122)와, 지연 소자(109)의 응답신호로부터 지연 소자(103)의 응답신호를 감산하기 위한 디지털 감산기(125)와, 그 감산기(125)의 차동 응답신호를 12의 인수로 가중화시키기 위한 디지털 승산기(126)와, 지연 소자(107)의 응답신호로부터 지연 소자(105)의 응답신호를 감산하기 위한 디지털 감산기(127)와, 그 감산기(127)의 차동 응답신호를 72의 인수로 가중화시키기 위한 디지털 승산기(128)와, 상기 디지털 승산기(126),(128)들의 곱 신호들을 합산하기 위한 디지털 가산기(129)와, 상기 디지털 승산기(122)의 곱 신호를 상기 가산기(129)의 합 출력신호와 합산하기 위한 디지털 가산기(130)와, 그 가산기(130)으로부터의 합 출력신호에 대한 데시메이션 처리된 응답신호에서의 실수 필터 응답신호 Re를 발생시키기 위한 2:1 데시메이터(131)를 포함한다.
감산기(121)는 가산기(129)의 지연을 보상하기 위해 단일-클럭 기간 지연을 도입하도록 대역통과 ADC(22)의 출력신호로부터 지연 소자(113)의 응답신호를 감산하는 대신 지연 소자(100)의 응답신호로부터 지연 소자(114)의 응답신호를 감산한다. W1=0, W6=0 이기 때문에 지연 소자(101)의 응답신호로부터 지연 소자(111)의 응답신호를 감산하기 위한 디지털 감산기(123) 또는 그 디지털 감산기(123)의 차동 응답신호를 가중화시키기 위한 디지털 승산기(124)가 존재하지 않는다. 결과적으로, 승산기(124)로부터의 곱 출력값과 승산기(122)로부터의 곱 출력값을 합산하기 위한 디지털 가산기는 존재하지 않는다. 그 결과, 가산기(129)의 지연을 보상할 필요성이 있다.
허수 응답신호 H1(z)를 발생시킬 수 있도록 상기 허수 응답 필터는 엔지(Ng)가 설명하고 있는 예로부터 정정된 탭 가중치 W8=8, W9=14, W10=22, W11=96, W12=22, W13=14, W14=8 들을 인가하는 것으로 가정한다. 상기 허수 응답 필터는 단일-클럭 지연 소자(100) 내지 (112)외에, 지연 소자(112)의 응답신호를 지연 소자(100)의 응답신호에 가산하기 위한 디지털 가산기(141)와, 그 가산기(121)의 합 응답신호를 8의 인수로 가중화시키는 디지털 승산기(142)와, 지연 소자(110)의 응답신호를 지연 소자(102)의 응답신호에 가산하기 위한 디지털 가산기(143)와, 그 가산기(143)의 합 응답신호를 14의 인수로 가중화시키는 디지털 승산기(144)와, 지연 소자(108)의 응답신호를 지연 소자(104)의 응답신호에 가산하기 위한 디지털 가산기(145)와, 그 가산기(145)의 합 응답신호를 22의 인수로 가중화시키는 디지털 승산기(146)와, 지연 소자(107)의 응답신호를 96의 인수로 가중화시키는 디지털 승산기(147)와, 상기 디지털 승산기(142),(144)들의 곱 신호들을 합산하기 위한 디지털 가산기(148)와, 상기 디지털 승산기(146),(147)들의 곱 신호들을 합산하기 위한 디지털 가산기(149)와, 상기 가산기(148),(149)들로부터의 합 출력신호들을 합산하기 위한 디지털 가산기(150)와, 그 가산기(150)으로부터의 합 출력신호에 대한 데시메이션 처리된 응답신호에서의 허수 필터 응답신호 Im를 발생시키기 위한 2:1 데시메이터(151)를 포함한다.
디지털 승산기(147)는 가산기(141),(143),(145) 각각의 단일-클럭 기간 지연을 보상하기 위해 단일-클럭 기간 지연을 도입하도록 지연 소자(106)의 응답신호를 가중화시키는 대신 지연 소자(107)의 응답신호를 96의 인수로 가중화시키고 있다.
비록 약간 덜 바람직한 것이긴 하지만 본 발명의 다른 실시예로서, 2차원 심볼 디코딩회로(37) 및 1차원 심볼 디코딩회로(38)로부터의 트렐리스 디코딩된 출력신호들을 각기 데이터 디인터리버에 공급하고, 데이터 디-인터리빙이 완료될 때까지 데이터소오스의 선택을 지연시키게 할 수도 있다. 또한, 비록 약간 덜 바람직한 것이긴 하지만 본 발명의 다른 실시예로서, 2차원 심볼 디코딩회로(37)의 트렐리스코딩된 출력신호를 데이터 디인터리버에 의해 디-인터리빙시킨 후 리드-솔로몬 디코더에 의해 디코딩시켜 에러가 정정된 데이터의 제1 스트림을 발생시키고, 또한 1차원 심볼 디코딩회로(38)의 트렐리스코딩된 출력신호를 데이터 디인터리버에 의해 디-인터리빙시킨 후 리드-솔로몬 디코더에 의해 디코딩시켜 에러가 정정된 데이터의 제2 스트림을 발생시켜, 이 제1 및 제2 에러정정 데이터 스트림들사이에서 데이터소오스의 선택을 행하게 할 수도 있다. 이러한 실시예들의 변형예로서, 상기 제1 및 제2 에러정정 데이터 스트림들을 데이터소오스의 선택이 이루어지기전에 별도의 데이터 디랜더마이저들에 공급케 할 수도 있다. 다른 변형예로서, QAM신호 및 VSB 신호용으로 별도의 리드-솔로몬 디코더들을 사용할 수 있으나, 이 경우 QAM신호 및 VSB 신호 모두에 대해 하나의 데이터 디인터리버를 사용하거나 제1 및 제2 에러정정 데이터 모두에 대해 하나의 데이터 디랜더마이저를 사용할 수 있다.
대역통과 ADC(22)가 디지털화중에 초당 21.52*106개의 샘플에 해당하는 샘플속도에서가 아니라 초당 43.05*106개의 샘플에 해당하는 샘플속도에서 샘플링을 행하게 되어 있는 본 발명 실시예들의 경우, 2:1 데시메이터(35)는 4:1 데시메이터로 대치된다. 이러한 변화를 위해서는 물론 샘플클럭발생기(23)에 대한 적절한 수정이 요구된다. 싱크로다이닝회로(25) 또는 (30)가 5.38MHz보다 높은 반송파 주파수를 갖는 DTV신호를 기저대로 싱크로다이닝되는 경우에는 초당 21.52 * 106개의 샘플에 해당하는 샘플속도보다 높은 샘플속도가 사용되는데, 이러한 상황은 싱크로다이닝회로(30)가 전 측파대의 주파수 보다 잔류 측파대의 주파수가 크게 되어 있는 QAM신호를 기저대로 싱크로다이닝시켜야 할 경우에 이루어진다. 기저대신호를 2보다 큰 N의 인수로 데시메이션처리하는 데시메이터들은 단순히 샘플들을 빼내게 설계하는 것 보다는 기저대신호를 프리 필터(pre-fliter)에 의해 프리 필터링(pre-filtering)시킨 후 그 프리 필터의 응답신호에서 샘플들을 빼내게 설계하는 것이 좋다.
상술한 본 발명의 바람직한 실시예들에서는 디지털 형태의 QAM 싱크로다이닝회로와 VSB 싱크로다이닝회로를 사용하고 있다. 본 발명의 바람직한 실시예들에서 기저대 신호들에 대해서가 아니라 최종 IF신호들에 대해 행해지는 디지털처리는 필히 행해져야 하는 아날로그/디지털 변환과정들의 횟수를 감소시켜 주고, 상기 QAM 싱크로다이닝회로에서 사용되는 두개의 아날로그/디지털 변환기들의 변환특성들을 추적하는 것에 관련된 문제점을 완전히 배제시켜 준다.
그러나, 본 발명의 다른 실시예의 경우에는 QAM신호를 기저대로 싱크로다이닝시키는 과정을 동위상 및 직교위상 아날로그 동기검출기들을 사용하여 행하게 되어 있다. 이 경우, 상기 동위상 및 직교위상 아날로그 동기검출기들의 후단측에는 인터리빙된 QAM샘플 코드의 실수 샘플 스트림을 발생시키도록 상기 동위상 아날로그 동기검출기로부터의 응답신호를 디지털화시키고 또한 인터리빙된 QAM샘플 코드의 허수 샘플 스트림을 발생시키도록 상기 직교위상 아날로그 동기검출기로부터의 응답신호를 디지털화시키는 아날로그/디지털 변환회로가 설치된다.
ATSC규격의 개발중에 필드 테스트를 위해 사용된 DTV 수신기형태로부터 채택한 본 발명의 또 다른 실시예들의 경우에는 VSB신호를 기저대로 싱크로다이닝시키는 과정을 아날로그 동기검출기를 사용하여 행하게 되어 있다. 이 경우, 상기 아날로그 동기검출기의 후단측에는 인터리빙된 VSB 심볼코드의 샘플스트림을 발생시키도록 상기 아날로그 동기검출기로부터의 응답신호를 디지털화시키는 아날로그/디지털 변환기(ADC)가 설치되고, 그의 후단측에는 기저대 위상 추적기가 설치된다. 이 실시예들의 경우, 데시메이션 필터는 기저대 위상 트랙커의 응답신호로부터 직접적으로 입력신호를 취한다.
상기한 본 발명의 바람직한 실시예들에 있어서는 심볼 위상 조정의 "랩-어라운드(wrap-around)"를 이룰 수 있게 디지털 싱크로다이닝과정을 사용한다. 심볼 위상 조정은 기저대의 대역 변환시 이루어지며, 이에 따라 디지털 반송파를 저장하는 ROM들이 적절히 어드레스되면 개방된 선형조정범위에서가 아니라 폐쇠된 조정범위 사이클에서 심볼위상 조정이 이루어지게 된다. 기저대에서만 유효한, 심볼위상에 대한 개방된 선형 조정범위만이 존재하는 경우에는 조정범위의 한계에 도달시 심볼위상 맞춤(phasing)은 시간변위의 형태로 점프될 것이다. 이러한 시간점프에 의해 시간변위 점프가 역방향으로 이루어지는지 순방향으로 이루어지는지의 여부에 따라 심볼코딩스트림에서의 심볼들의 반복 또는 심볼코딩스트림에서의 심볼손실이 야기될 것이다. 이러한 효과는 바람직하지 않게 시간변위의 점프가 발생하는 데이터 라인내에서의 심볼 계수동작을 방해하며, 그 결과 일시적인 데이터 동기 손실이 발생된다.
현재 텔레비젼 기술자들은 서로 다른 형태를 갖는 다양한 텔레비젼신호들, 일례로 현 시대의 NTSC 신호들과 유사한 해상도를 가지고 있고 동시에 전송되는 4개의 텔레비젼신호들을 전송하기 위한 HDTV용 디지털 전송시스템의 사용을 연구하고 있다. 본 발명은 이러한 대체 전송방법용의 수신기들에 사용하는데 적합하고, 따라서 첨부된 청구범위는 상기한 바와 같은 수신기들을 포함할 수 있을 정도로 충분히 넓게 해석되어야만 할 것이다.
청구범위의 기재에 있어, "상기"라는 단어는 선행 기재된 요소들을 인용하는 경우 사용한 것이다.

Claims (36)

  1. 디지털 텔레비젼신호 수신기에 있어서,
    수신채널을 선택하고, 그 선택된 채널에서 디지털 텔레비젼(DTV)신호를 필터링 및 증폭용의 중간 주파수들로 변환하고, 상기 필터링 및 증폭에 의해 발생되는 아날로그 형태의 최종 중간주파수 출력신호를 기저대로 싱크로다이닝시켜 기저대신호를 발생시키는 무선수신부와,
    상기 무선수신부에 내장되어 있고, 상기 신호들중 하나를 샘플링하여 상기 무선수신부로부터 상기 기저대신호가 그 기저대신호를 나타내는 제1 디지털 샘플 스트림으로서 공급되게 하는 아날로그/디지털 변환기(ADC)와,
    상기 제1 디지털샘플 스트림이 상기 DTV신호의 심볼속도의 MN배의 소정 배수(여기서, MN은 1보다 큰 양수M과 2이상인 양의 정수N의 곱)와 대체로 동일한 샘플속도를 갖게 하도록 상기 ADC에 의한 샘플링의 타이밍을 맞추기 위한 샘플클럭신호를 공급하는 샘플클럭발생기와,
    상기 제1 디지털샘플 스트림을 수신하고, 그에 응답하여 상기 제1 디지털샘플 스트림의 매 N번째 디지털샘플들만을 상기 제1 디지털샘플 스트림의 샘플속도의 1/N에 해당하는 샘플속도로 재생하여서 되는 제2 디지털샘플 스트림을 발생시키는 N:1 데시메이터와,
    상기 제2 디지털샘플 스트림에 대해 채널등화를 수행하여 채널등화응답신호를 발생시키는 채널등화기와,
    상기 채널등화응답신호내의 심볼들을 심볼위상에러에 대한 정정을 행하면서 디코딩하여 디코딩된 심볼들에 대응하는 비트군들을 복원시키는 심볼디코딩회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 샘플클럭발생기는
    자동 주파수 및 위상제어신호에 의해 제어되는 주파수로 발진신호를 공급하는 발진기와,
    상기 발진 주파수에 응답하는 속도로 상기 샘플클럭신호를 발생시키는 회로와,
    상기 제1 디지털샘플 스트림에 대한 대역응답신호를 그의 중심주파수를 상기 DTV신호의 심볼속도의 저조파로 한 상태로 공급하는 유한임펄스응답(FIR)필터와,
    상기 DTV신호의 심볼속도의 상기 저조파에서 상기 대역응답신호의 일 성분의 주파수를 승산시켜 상기 DTV신호의 심볼속도의 고조파를 발생시키는 주파수승산기와,
    상기 ADC의 샘플링속도와 상기 DTV신호의 심볼속도의 상기 고조파간의 주파수 및 위상에러를 상기 발진기에 인가할 상기 자동 주파수 및 위상제어신호로서 검출하는 자동 주파수 및 위상제어검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  3. 제2항에 있어서, 상기 N이 2인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  4. 제2항에 있어서, 상기 M이 1이고, 상기 N이 2인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  5. 제1항에 있어서, 상기 N이 2인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  6. 제1항에 있어서, 상기 M이 1이고, 상기 N이 2인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제1 디지털샘플 스트림으로부터 추출된 데이터동기정보를 검출하는 데이터동기 복원회로와,
    상기 비트군들에 대한 디인터리버와,
    상기 디인터리버의 응답신호를 입력신호로서 수신하는 리드-솔로몬 디코더와,
    상기 리드-솔로몬 디코더로부터의 결과신호에 응답하여 상기 DTV수신부에 전송되기에 앞서 랜더마이징된 신호를 복원하는 디랜더마이저를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  8. 제7항에 있어서, 상기 데이터동기 복원회로는 상기 심볼디코딩회로에서 상기 채널등화기의 심볼들을 디코딩하여 복원된 비트군들에 응답하여 데이터동기를 검출하는 형태로 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  9. 제7항에 있어서, 상기 데이터동기복원회로는 상기 제2 디지털샘플 스트림에 응답하여 데이터동기를 검출하는 정합필터를 사용하는 형태로 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  10. 제9항에 있어서, 상기 데이터동기 복원회로는 상기 채널등화기에 의해 채널등화가 행해진 상기 제2 디지털샘플 스트림을 수신할 수 있게 접속이 이루어져 있는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  11. 제1항에 있어서, 상기 ADC는 상기 아날로그형태의 최종 중간주파수 출력신호를 샘플링할 수 있게 접속이 이루어져 있고, 기저대에 대한 상기 아날로그형태의 최종 중간주파수 출력신호의 싱크로다이닝이 QAM 디지털 텔레비젼신호들용의 디지털 싱크로다이닝장치에 의해 이루어지는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 심볼디코딩회로에서 상기 채널등화기의 심볼들을 디코딩하여 복원된 비트군들에 응답하여 데이터동기를 검출하는 데이터동기복원회로와,
    상기 비트군들에 대한 디인터리버와,
    상기 디인터리버의 응답신호를 입력신호로서 수신하는 리드-솔로몬 디코더와,
    상기 리드-솔로몬 디코더로부터의 결과신호에 응답하여 상기 DTV수신부에 전송되기에 앞서 랜더마이징된 신호를 복원하는 디랜더마이저를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 제2 디지털샘플 스트림에 응답하여 데이터동기를 검출하는 정합필터를 사용하는 데이터동기복원회로와,
    상기 비트군들에 대한 디인터리버와,
    상기 디인터리버의 응답신호를 입력신호로서 수신하는 리드-솔로몬 디코더와,
    상기 리드-솔로몬 디코더로부터의 결과신호에 응답하여 상기 DTV수신부에 전송되기에 앞서 랜더마이징된 신호를 복원하는 디랜도마이저를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  14. 제13항에 있어서, 상기 데이터동기복원회로는 상기 채널등화기에 의해 채널등화가 행해진 상기 제2 디지털샘플 스트림을 수신할 수 있게 접속이 이루어져 있는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  15. 제11항에 있어서, 상기 샘플클럭발생기는
    자동 주파수 및 위상제어신호에 의해 제어되는 주파수로 발진신호를 공급하는 발진기와,
    상기 발진 주파수에 응답하는 속도로 상기 샘플클럭신호를 발생시키는 회로와,
    상기 제1 디지털샘플 스트림에 대한 대역응답신호를 그의 중심주파수를 상기 DTV신호의 심볼속도의 저조파로 한 상태로 공급하는 FIR필터와,
    상기 DTV신호의 심볼속도의 상기 저조파에서 상기 대역응답신호의 일 성분의 주파수를 승산시켜 상기 DTV신호의 심볼속도의 고조파를 발생시키는 주파수승산기와,
    상기 ADC의 샘플링속도와 상기 DTV신호의 심볼속도의 상기 고조파간의 주파수 및 위상에러를 상기 발진기에 인가할 상기 자동 주파수 및 위상제어신호로서 검출하는 자동 주파수 및 위상제어검출기를 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 심볼디코딩회로에서 상기 채널등화기의 심볼들을 디코딩하여 복원된 비트군들에 응답하여 데이터동기를 검출하는 데이터동기복원회로와,
    상기 비트군들에 대한 디인터리버와,
    상기 디인터리버의 응답신호를 입력신호로서 수신하는 리드-솔로몬 디코더와,
    상기 리드-솔로몬 디코더로부터의 결과신호에 응답하여 상기 DTV수신부에 전송되기에 앞서 랜더마이징된 신호를 복원하는 디랜더마이저를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 제2 디지털샘플 스트림에 응답하여 데이터동기를 검출하는 정합필터를 사용하는 데이터동기복원회로와,
    상기 비트군들에 대한 디인터리버와,
    상기 디인터리버의 응답신호를 입력신호로서 수신하는 리드-솔로몬 디코더와,
    상기 리드-솔로몬 디코더로부터의 결과신호에 응답하여 상기 DTV수신부에 전송되기에 앞서 랜더마이징된 신호를 복원하는 디랜더마이저를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  18. 제17항에 있어서, 상기 데이터동기복원회로는 상기 채널등화기에 의해 채널등화가 행해진 상기 제2 디지털샘플 스트림을 수신할 수 있게 접속이 이루어져 있는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  19. 제1항에 있어서, 상기 ADC는 상기 아날로그형태의 최종 중간주파수 출력신호를 샘플링할 수 있게 접속이 이루어져 있고, 기저대에 대한 상기 아날로그형태의 최종 중간주파수 출력신호의 싱크로다이닝이 QAM 디지털 텔레비젼신호들용의 디지털 싱크로다이닝장치에 의해 이루어지는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 심볼디코딩회로에서 상기 채널등화기의 심볼들을 디코딩하여 복원된 비트군들에 응답하여 데이터동기를 검출하는 데이터동기 복원회로와,
    상기 비트군들에 대한 디인터리버와,
    상기 디인터리버의 응답신호를 입력신호로서 수신하는 리드-솔로몬 디코더와,
    상기 리드-솔로몬 디코더로부터의 결과신호에 응답하여 상기 DTV수신부에 전송되기에 앞서 랜더마이징된 신호를 복원하는 디랜더마이저를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  21. 제19항에 있어서,
    상기 제2 디지털샘플 스트림에 응답하여 데이터동기를 검출하는 정합필터를 사용하는 데이터동기 복원회로와,
    상기 비트군들에 대한 디인터리버와,
    상기 디인터리버의 응답신호를 입력신호로서 수신하는 리드-솔로몬 디코더와,
    상기 리드-솔로몬 디코더로부터의 결과신호에 응답하여 상기 DTV수신부에 전송되기에 앞서 랜더마이징된 신호를 복원하는 디랜더마이저를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  22. 제21항에 있어서, 상기 데이터동기복원회로는 상기 채널등화기에 의해 채널등화가 행해진 상기 제2 디지털샘플 스트림을 수신할 수 있게 접속이 이루어져 있는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  23. 제19항에 있어서, 상기 샘플클럭발생기는
    자동 주파수 및 위상제어신호에 의해 제어되는 주파수로 발진신호를 공급하는 발진기와,
    상기 발진 주파수에 응답하는 속도로 상기 샘플클럭신호를 발생시키는 회로와,
    상기 제1 디지털샘플 스트림에 대한 대역응답신호를 그의 중심주파수를 상기 DTV신호의 심볼속도의 저조파로 한 상태로 공급하는 FIR필터와,
    상기 DTV신호의 심볼속도의 상기 저조파에서 상기 대역응답신호의 일 성분의 주파수를 승산시켜 상기 DTV신호의 심볼속도의 고조파를 발생시키는 주파수승산기와,
    상기 ADC의 샘플링속도와 상기 DTV신호의 심볼속도의 상기 고조파간의 주파수 및 위상에러를 상기 발진기에 인가할 상기 자동 주파수 및 위상제어신호로서 검출하는 자동 주파수 및 위상제어검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 심볼디코딩회로에서 상기 채널등화기의 심볼들을 디코딩하여 복원된 비트군들에 응답하여 데이터동기를 검출하는 데이터동기복원회로와,
    상기 비트군들에 대한 디인터리버와,
    상기 디인터리버의 응답신호를 입력신호로서 수신하는 리드-솔로몬 디코더와,
    상기 리드-솔로몬 디코더로부터의 결과신호에 응답하여 상기 DTV수신부에 전송되기에 앞서 랜더마이징된 신호를 복원하는 디랜더마이저를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  25. 제23항에 있어서,
    상기 제2 디지털샘플 스트림에 응답하여 데이터동기를 검출하는 정합필터를 사용하는 데이터동기복원회로와,
    상기 비트군들에 대한 디인터리버와,
    상기 디인터리버의 응답신호를 입력신호로서 수신하는 리드-솔로몬 디코더와,
    상기 리드-솔로몬 디코더로부터의 결과신호에 응답하여 상기 DTV수신부에 전송되기에 앞서 랜더마이징된 신호를 복원하는 디랜더마이저를 더 포함함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  26. 제25항에 있어서, 상기 데이터동기복원회로는 상기 채널등화기에 의해 채널등화가 행해진 상기 제2 디지털샘플 스트림을 수신할 수 있게 접속이 이루어져 있는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  27. 디지털 텔레비젼(DTV)신호로부터 심볼코드의 기저대 디지털샘플들을 복원시키기 위한 디지털 텔레비젼 수신기에 있어서,
    제1 샘플클럭신호에 따라 상기 DTV신호를 샘플링하기 위한 아날로그/디지털 변환기와,
    상기 제1 샘플클럭신호를 발생시키기 위한 샘플클럭발생기를 포함하고,
    상기 샘플클럭발생기는
    발진신호를 공급하는 제어형 발진기와,
    상기 제1 샘플클럭신호를 상기 발진신호에 의해 타이밍을 맞춘 상태로 공급하는 회로와,
    실질적인 강도를 갖는 상기 심볼코드의 심볼속도의 저조파에 해당하는 주파수에 중심주파수를 두고 있고, 상기 심볼코드 기저대 디지털샘플들에 대한 응답신호로서 상기 심볼코드의 심볼속도의 상기 저조파를 포함하는 제1 디지털필터응답신호를 공급할 수 있게 접속이 이루어져 있는 협대역, 유한임펄스응답(FIR)형의 제1 디지털필터와,
    상기 제1 디지털필터응답신호에 응답하여 상기 심볼코드의 심볼속도의 상기 저조파의 배수를 포함하는 주파수승산기응답신호를 공급하는 주파수승산기와,
    상기 주파수승산기응답신호에 포함되어 있는 상기 심볼코드의 심볼속도의 상기 저조파의 배수 및 상기 제어형 발진기의 발진신호로부터 유도된 신호에 응답하여 상기 제어형 발진기용의 자동 주파수 및 위상 제어(AFPC)신호를 발생시키는 자동 주파수 및 위상 제어회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  28. 제27항에 있어서, 상기 제어형 발진기는 심볼주파수의 두배에 해당하는 주파수로 시소이드(cissoid)적인 발진신호를 공급하는 형태로 구성되고,
    상기 제1 샘플클럭신호를 상기 발진신호에 의해 타이밍을 맞춘 상태로 공급하는 회로는 심볼주파수의 두배에 해당하는 상기 주파수의 본질적으로 구형의 파를 상기 제1 샘플클럭신호로서 발생시킬 수 있게 상기 시소이드적인 발진신호를 대칭 클리핑시키는 클리퍼회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  29. 제28항에 있어서, 상기 샘플클럭발생기는 심볼주파수의 두배에 해당하는 상기 주파수의 상기 본질적으로 구형의 파에 응답하여 상기 심볼주파수의 구형파를 발생시키는 분주기로서 접속이 이루어져 있는 플립플롭을 더욱 포함하고, 상기 제어형 발진기의 발진신호로부터 유도되고 상기 자동 주파수 및 위상 제어회로가 응답하는 상기 신호는 상기 심볼주파수의 구형파에 해당하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 DTV신호로부터의 심볼코드의 상기 기저대 디지털샘플들에 응답하여 그 기저대 디지털샘플들의 1/2에 해당하는 갯수의 샘플들을 갖는 출력신호를 공급하는 2:1 데시메이터와,
    상기 2:1 데시메이터로부터의 출력신호에 응답하는 채널등화필터와,
    상기 샘플클럭발생기에 내장되어, 상기 클리퍼회로로부터의 심볼주파수의 2배에 해당하는 상기 주파수의 상기 구형파에 대해 그리고 상기 플립플롭으로부터의 상기 심볼주파수의 상기 구형파에 대해, 상기 2:1 데시메이터로부터의 상기 출력신호내의 샘플들의 타이밍을 맞추도록 상기 2:1 데시메이터에 제2 샘플클럭주파수로서 공급될 AND 응답신호를 발생시키는 AND 게이트를 더욱 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  31. 제30항에 있어서, 상기 주파수 승산기는
    상기 제1 디지털필터의 응답신호를 자승연산하여 그 제1 디지털필터응답신호의 성분들의 2차 고조파들을 포함하는 자승연산된 제1 디지털필터응답신호를 발생시키는 제1 자승연산 회로와,
    상기 심볼코드의 심볼속도에 해당하는 주파수에 중심주파수를 두고 있고 상기 자승연산된 제1 디지털필터응답신호를 필터링시킬 수 있게 접속이 이루어져 있는 협대역 유한임펄스응답형의 제2 디지털 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  32. 제31항에 있어서, 상기 제2 디지털필터 응답신호는 상기 주파수 승산기의 응답신호에서의 상기 심볼코드의 심볼속도의 상기 저조파의 상기 배수로서 상기 자동 주파수 및 위상 제어회로에 인가되는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  33. 제31항에 있어서, 상기 주파수승산기는
    상기 제2 디지털필터의 응답신호를 자승연산하여 그 제2 디지털필터응답신호의 성분들의 2차 고조파들을 포함하는 자승연산된 제2 디지털필터응답신호를 발생시키는 제2 자승연산 회로와,
    상기 심볼코드의 심볼속도의 2배에 해당하는 주파수에 중심주파수를 두고 있고, 상기 자승연산된 제2 디지털필터응답신호를 필터링시켜, 상기 주파수 승산기의 응답신호에서의 상기 심볼코드의 심볼속도의 상기 저조파의 상기 배수로서 상기 자동 주파수 및 위상 제어회로에 인가되는 제3 디지털필터를 공급하할 수 있게 접속이 이루어져 있는 협대역 무한임펄스응답형의 제3 디지털 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  34. 제27항에 있어서, 상기 주파수 승산기는
    상기 제1 디지털필터의 응답신호를 자승연산하여 그 제1 디지털필터응답신호의 성분들의 2차 고조파들을 포함하는 자승연산된 제1 디지털필터응답신호를 발생시키는 제1 자승연산 회로와,
    상기 심볼코드의 심볼속도에 해당하는 주파수에 중심주파수를 두고 있고 상기 자승연산된 제1 디지털필터응답신호를 필터링시킬 수 있게 접속이 이루어져 있는 협대역 유한임펄스응답형의 제2 디지털 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  35. 제34항에 있어서, 상기 제2 디지털필터 응답신호는 상기 주파수 승산기의 응답신호에서의 상기 심볼코드의 심볼속도의 상기 저조파의 상기 배수로서 상기 자동 주파수 및 위상 제어회로에 인가되는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
  36. 제34항에 있어서, 상기 주파수승산기는
    상기 제2 디지털필터의 응답신호를 자승연산하여 그 제2 디지털필터응답신호의 성분들의 2차 고조파들을 포함하는 자승연산된 제2 디지털필터응답신호를 발생시키는 제2 자승연산 회로와,
    상기 심볼코드의 심볼속도의 2배에 해당하는 주파수에 중심주파수를 두고 있고, 상기 자승연산된 제2 디지털필터응답신호를 필터링시켜, 상기 주파수 승산기의 응답신호에서의 상기 심볼코드의 심볼속도의 상기 저조파의 상기 배수로서 상기 자동 주파수 및 위상 제어회로에 인가되는 제3 디지털필터를 공급하할 수 있게 접속이 이루어져 있는 협대역 무한임펄스응답형의 제3 디지털 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
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