JPH11284932A - ディジタルテレビジョン信号受信器のチャンネル等化前基底帯ｄｔｖ信号デシメーション装置 - Google Patents
ディジタルテレビジョン信号受信器のチャンネル等化前基底帯ｄｔｖ信号デシメーション装置Info
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- JPH11284932A JPH11284932A JP10278812A JP27881298A JPH11284932A JP H11284932 A JPH11284932 A JP H11284932A JP 10278812 A JP10278812 A JP 10278812A JP 27881298 A JP27881298 A JP 27881298A JP H11284932 A JPH11284932 A JP H11284932A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
- H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
- H04N21/43—Processing of content or additional data, e.g. demultiplexing additional data from a digital video stream; Elementary client operations, e.g. monitoring of home network or synchronising decoder's clock; Client middleware
- H04N21/438—Interfacing the downstream path of the transmission network originating from a server, e.g. retrieving encoded video stream packets from an IP network
- H04N21/4382—Demodulation or channel decoding, e.g. QPSK demodulation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
- H03M13/373—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35 with erasure correction and erasure determination, e.g. for packet loss recovery or setting of erasures for the decoding of Reed-Solomon codes
-
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- H03M13/6502—Reduction of hardware complexity or efficient processing
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＤＴＶ受信器の費用を節減し得るデシメーシ
ョン装置を提供する。 【解決手段】 選択されたＤＴＶ信号を受信することに
同一チューナ５を使用する無線受信器において、最終Ｉ
Ｆ信号は基底帯にシンクロダイニングされるようシンボ
ル周波数のすべての倍数に当たる速度でディジタル化さ
れ、最終ＩＦ信号の搬送波周波数は、ディジタル回路で
発生された自動周波数及び位相制御信号をチューナの局
部発振器１６に印加することにより、シンボル周波数す
べての倍数の約数となるよう調節され、最終ＩＦ信号を
シンクロダイニングさせて得た基底帯ＤＴＶ信号は、シ
ンボル同期を易しく行えるように、シンボル速度より高
いサンプル速度を有し、基底帯ＤＴＶ信号はチャンネル
等化フィルタで要求される乗算器の数を減少させ得るよ
うチャンネル等化処理を行う前にシンボル速度でデシメ
ーション処理される。
ョン装置を提供する。 【解決手段】 選択されたＤＴＶ信号を受信することに
同一チューナ５を使用する無線受信器において、最終Ｉ
Ｆ信号は基底帯にシンクロダイニングされるようシンボ
ル周波数のすべての倍数に当たる速度でディジタル化さ
れ、最終ＩＦ信号の搬送波周波数は、ディジタル回路で
発生された自動周波数及び位相制御信号をチューナの局
部発振器１６に印加することにより、シンボル周波数す
べての倍数の約数となるよう調節され、最終ＩＦ信号を
シンクロダイニングさせて得た基底帯ＤＴＶ信号は、シ
ンボル同期を易しく行えるように、シンボル速度より高
いサンプル速度を有し、基底帯ＤＴＶ信号はチャンネル
等化フィルタで要求される乗算器の数を減少させ得るよ
うチャンネル等化処理を行う前にシンボル速度でデシメ
ーション処理される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は主搬送波の直角振幅
変調（quadrature amplitude modulation：ＱＡＭ）又
は残留側波帯（vestigial sideband：ＶＳＢ）振幅変調
を用いて伝送された、ディジタル高鮮明テレビジョン
（ＨＤＴＶ）信号のようなディジタルテレビジョン（Ｄ
ＴＶ）信号に対する受信機能を有する無線受信器に関す
るものである。
変調（quadrature amplitude modulation：ＱＡＭ）又
は残留側波帯（vestigial sideband：ＶＳＢ）振幅変調
を用いて伝送された、ディジタル高鮮明テレビジョン
（ＨＤＴＶ）信号のようなディジタルテレビジョン（Ｄ
ＴＶ）信号に対する受信機能を有する無線受信器に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】１９９５年９月１６日付でＡＴＳＣ（Ad
vanced Television Systems Committee）で発表したデ
ィジタルテレビジョン基準には、一例として米合衆国内
のＮＴＳＣ（National Television System Committe）
方式のアナログテレビジョン信号の無線放送で現在使用
している６ＭＨｚ帯域幅のテレビジョンチャンネルでデ
ィジタルテレビジョン（ＤＴＶ）信号の伝送のために使
用される残留側波帯（ＶＳＢ）信号が明示されている。
ＶＳＢ ＤＴＶ信号は、そのスペクトルが同一チャンネ
ル干渉ＮＴＳＣアナログＴＶ信号のスペクトルとインタ
ーリービングされやすく設計されており、このような設
計はパイロット搬送波及びＤＴＶ信号の主振幅変調側波
帯周波数をＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線速度
の１／４の偶数倍数間にそれぞれ存在するＮＴＳＣアナ
ログＴＶ信号の水平走査線速度の１／４の奇数倍数に位
置させるようになっている。ここで、同一チャンネル干
渉ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の輝度及び色度成分のエネ
ルギー大部分は、前記偶数倍数に存在するようになって
いる。ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像搬送波はテレビ
ジョンチャンネルの下限周波数から１．２５ＭＨｚだけ
オフセットされている。また、ＤＴＶ信号の搬送波は前
記のようなＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像搬送波から
そのＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線速度の５
９．７５倍だけオフセットされて、テレビジョンチャン
ネルの下限周波数から約３０９，８７７．６Ｈｚだけ離
れて位置することになる。したがって、ＤＴＶ信号の搬
送波はテレビジョンチャンネルの中心周波数から約２，
６９０，１２２．４Ｈｚだけ離れて位置することにな
る。ディジタルテレビジョン基準による正確なシンボル
速度はＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像搬送波（video
carrier）から４．５ＭＨｚだけオフセットされた音声
搬送波（sound carrier）の６８４／２８６倍となって
いる。ここで、“６８４”は、ＮＴＳＣアナログＴＶ信
号の水平走査線当たりシンボルの数を示し、“２８６”
は、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像搬送波から４．５
ＭＨｚだけオフセットされた音声搬送波を得るようＮＴ
ＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線速度に乗算される因
数を示す。前記シンボル率（symbol rate）は秒当たり
１０．７６２２３８＊１０6個のシンボルに当たるシン
ボル率であり、このシンボル率はＤＴＶ信号搬送波から
５．３８１１９ＭＨｚだけ延長されるＶＳＢ信号に含ま
れ得る。すなわち、ＶＳＢ信号はテレビジョンチャンネ
ルの下限周波数から５．６９０９９７ＭＨｚだけ延長さ
れる帯域に制限できる。
vanced Television Systems Committee）で発表したデ
ィジタルテレビジョン基準には、一例として米合衆国内
のＮＴＳＣ（National Television System Committe）
方式のアナログテレビジョン信号の無線放送で現在使用
している６ＭＨｚ帯域幅のテレビジョンチャンネルでデ
ィジタルテレビジョン（ＤＴＶ）信号の伝送のために使
用される残留側波帯（ＶＳＢ）信号が明示されている。
ＶＳＢ ＤＴＶ信号は、そのスペクトルが同一チャンネ
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計はパイロット搬送波及びＤＴＶ信号の主振幅変調側波
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ログＴＶ信号の水平走査線速度の１／４の奇数倍数に位
置させるようになっている。ここで、同一チャンネル干
渉ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の輝度及び色度成分のエネ
ルギー大部分は、前記偶数倍数に存在するようになって
いる。ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像搬送波はテレビ
ジョンチャンネルの下限周波数から１．２５ＭＨｚだけ
オフセットされている。また、ＤＴＶ信号の搬送波は前
記のようなＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像搬送波から
そのＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線速度の５
９．７５倍だけオフセットされて、テレビジョンチャン
ネルの下限周波数から約３０９，８７７．６Ｈｚだけ離
れて位置することになる。したがって、ＤＴＶ信号の搬
送波はテレビジョンチャンネルの中心周波数から約２，
６９０，１２２．４Ｈｚだけ離れて位置することにな
る。ディジタルテレビジョン基準による正確なシンボル
速度はＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像搬送波（video
carrier）から４．５ＭＨｚだけオフセットされた音声
搬送波（sound carrier）の６８４／２８６倍となって
いる。ここで、“６８４”は、ＮＴＳＣアナログＴＶ信
号の水平走査線当たりシンボルの数を示し、“２８６”
は、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像搬送波から４．５
ＭＨｚだけオフセットされた音声搬送波を得るようＮＴ
ＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線速度に乗算される因
数を示す。前記シンボル率（symbol rate）は秒当たり
１０．７６２２３８＊１０6個のシンボルに当たるシン
ボル率であり、このシンボル率はＤＴＶ信号搬送波から
５．３８１１９ＭＨｚだけ延長されるＶＳＢ信号に含ま
れ得る。すなわち、ＶＳＢ信号はテレビジョンチャンネ
ルの下限周波数から５．６９０９９７ＭＨｚだけ延長さ
れる帯域に制限できる。
【０００３】米合衆国でのディジタルＨＤＴＶ信号地上
放送のためのＡＴＳＣ規格によると、１６：９画面比を
有する２種の高鮮明テレビジョン（ＨＤＴＶ）フォーマ
ットのいずれも伝送可能である。一つのＨＤＴＶフォー
マットは２：１フィールド飛越走査方式で、走査線当た
り１，９２０個のサンプル及び３０Ｈｚフレーム当たり
１，０８０個の有効水平走査線を使用する。他のＨＤＴ
Ｖフォーマットは順次走査方式で、走査線当たり１，２
８０個の輝度サンプル及び６０Ｈｚフレーム当たりテレ
ビジョン映像の７２０個順次走査線を使用する。また、
ＡＴＳＣ規格によると、ＮＴＳＣアナログテレビジョン
信号に比較して正常鮮明度を有する四つのテレビジョン
信号の並列伝送のような、ＨＤＴＶフォーマット以外の
ＤＴＶフォーマットの伝送も可能である。
放送のためのＡＴＳＣ規格によると、１６：９画面比を
有する２種の高鮮明テレビジョン（ＨＤＴＶ）フォーマ
ットのいずれも伝送可能である。一つのＨＤＴＶフォー
マットは２：１フィールド飛越走査方式で、走査線当た
り１，９２０個のサンプル及び３０Ｈｚフレーム当たり
１，０８０個の有効水平走査線を使用する。他のＨＤＴ
Ｖフォーマットは順次走査方式で、走査線当たり１，２
８０個の輝度サンプル及び６０Ｈｚフレーム当たりテレ
ビジョン映像の７２０個順次走査線を使用する。また、
ＡＴＳＣ規格によると、ＮＴＳＣアナログテレビジョン
信号に比較して正常鮮明度を有する四つのテレビジョン
信号の並列伝送のような、ＨＤＴＶフォーマット以外の
ＤＴＶフォーマットの伝送も可能である。
【０００４】米合衆国での地上放送のための残留側波帯
（ＶＳＢ）振幅変調（ＡＭ）により伝送されるＤＴＶ信
号は、それぞれ時間面で連続性を有する３１３個のデー
タセグメントを含んで、時間面で連続性を有する一連の
データフィールドを含んでいる。各データセグメントに
は８３２個のシンボルが存在する。したがって、シンボ
ル速度が１０．７６ＭＨｚであれば各データセグメント
は７７．３マイクロ秒の持続時間を有する。各データセ
グメントは、＋Ｓ、−Ｓ、−Ｓ、＋Ｓ値を連続的に有す
る四つのシンボルでなったライン同期（line synchroni
zation）コードグループから始まる。値＋Ｓは最大正デ
ータ回帰点より１レベル低く、値−Ｓは最大負データ回
帰点より１レベル高い。各データフィールドの初期ライ
ンは、チャンネル等化及び多重経路抑制過程で使用する
訓練信号をコード化するフィールド同期コードグループ
を含む。前記訓練信号は三つの６３−サンプルＰＮシケ
ンスが随伴される一つの５１１−サンプル擬似雑音シケ
ンス（“ＰＮシケンス”）でなる。６３−サンプルＰＮ
シケンスのうち中間のものは、その各奇数番目データフ
ィールドの第１ラインでは第１論理規定によって、かつ
各偶数番目データフィールドの第１ラインでは前記第１
論理規定に対して１の補数関係を有する第２論理規定に
よって伝送される。残り二つの６３−サンプルＰＮシケ
ンス及び５１１−サンプルＰＮシケンスは全データフィ
ールドで同一論理規定によって伝送される。
（ＶＳＢ）振幅変調（ＡＭ）により伝送されるＤＴＶ信
号は、それぞれ時間面で連続性を有する３１３個のデー
タセグメントを含んで、時間面で連続性を有する一連の
データフィールドを含んでいる。各データセグメントに
は８３２個のシンボルが存在する。したがって、シンボ
ル速度が１０．７６ＭＨｚであれば各データセグメント
は７７．３マイクロ秒の持続時間を有する。各データセ
グメントは、＋Ｓ、−Ｓ、−Ｓ、＋Ｓ値を連続的に有す
る四つのシンボルでなったライン同期（line synchroni
zation）コードグループから始まる。値＋Ｓは最大正デ
ータ回帰点より１レベル低く、値−Ｓは最大負データ回
帰点より１レベル高い。各データフィールドの初期ライ
ンは、チャンネル等化及び多重経路抑制過程で使用する
訓練信号をコード化するフィールド同期コードグループ
を含む。前記訓練信号は三つの６３−サンプルＰＮシケ
ンスが随伴される一つの５１１−サンプル擬似雑音シケ
ンス（“ＰＮシケンス”）でなる。６３−サンプルＰＮ
シケンスのうち中間のものは、その各奇数番目データフ
ィールドの第１ラインでは第１論理規定によって、かつ
各偶数番目データフィールドの第１ラインでは前記第１
論理規定に対して１の補数関係を有する第２論理規定に
よって伝送される。残り二つの６３−サンプルＰＮシケ
ンス及び５１１−サンプルＰＮシケンスは全データフィ
ールドで同一論理規定によって伝送される。
【０００５】データライン内のデータはそれぞれ一つの
非コード化ビットを有する２／３速度トレリスコードで
ある１２個のインターリービングされたトレリスコード
を用いてトレリスコード化される。前記インターリービ
ングされたトレリスコードはリード−ソロモン順方向エ
ラー訂正コーディング方式で処理され、このコーディン
グ方式はノイズ面でほとんど非遮断状態になっている自
動車点火システムのようなノイズ源からのバーストエラ
ーの訂正のために提供されるものである。リード−ソロ
モンコーディング結果は無線送信の場合には８−レベル
（３ビット／シンボル）１次元構造のシンボルコードと
して伝送され、これはトレリスコーディング過程と別に
シンボルを事前コーディングすることなしに行われる。
また、リード−ソロモンコーディング結果は有線放送の
ための１６−レベル（４ビット／シンボル）１次元構造
のシンボルコードとして伝送され、この場合、前記伝送
は事前コーディングなしに行われる。ＶＳＢ信号は抑制
された変調百分率によって振幅が変化すべき固有搬送波
を有する。
非コード化ビットを有する２／３速度トレリスコードで
ある１２個のインターリービングされたトレリスコード
を用いてトレリスコード化される。前記インターリービ
ングされたトレリスコードはリード−ソロモン順方向エ
ラー訂正コーディング方式で処理され、このコーディン
グ方式はノイズ面でほとんど非遮断状態になっている自
動車点火システムのようなノイズ源からのバーストエラ
ーの訂正のために提供されるものである。リード−ソロ
モンコーディング結果は無線送信の場合には８−レベル
（３ビット／シンボル）１次元構造のシンボルコードと
して伝送され、これはトレリスコーディング過程と別に
シンボルを事前コーディングすることなしに行われる。
また、リード−ソロモンコーディング結果は有線放送の
ための１６−レベル（４ビット／シンボル）１次元構造
のシンボルコードとして伝送され、この場合、前記伝送
は事前コーディングなしに行われる。ＶＳＢ信号は抑制
された変調百分率によって振幅が変化すべき固有搬送波
を有する。
【０００６】前記固有搬送波は所定の変調百分率に対応
する一定振幅のパイロット搬送波で代替される。この一
定振幅のパイロット搬送波は振幅変調側波帯信号を発生
させる平衡変調器に印加される変調電圧の直流成分をシ
フト、つまり移動させることにより発生される。前記振
幅変調側波帯信号はＶＳＢ信号を応答信号として供給す
るフィルタに提供される。３−ビットシンボルコードの
８レベルが搬送波変調信号で−７、−５、−３、−１、
＋１、＋３、＋５及び＋７の正規化値を有すれば、パイ
ロット搬送波は１．２５の正規化値を有する。この場
合、＋Ｓの正規化値は＋５であり、−Ｓの正規化値は−
５である。
する一定振幅のパイロット搬送波で代替される。この一
定振幅のパイロット搬送波は振幅変調側波帯信号を発生
させる平衡変調器に印加される変調電圧の直流成分をシ
フト、つまり移動させることにより発生される。前記振
幅変調側波帯信号はＶＳＢ信号を応答信号として供給す
るフィルタに提供される。３−ビットシンボルコードの
８レベルが搬送波変調信号で−７、−５、−３、−１、
＋１、＋３、＋５及び＋７の正規化値を有すれば、パイ
ロット搬送波は１．２５の正規化値を有する。この場
合、＋Ｓの正規化値は＋５であり、−Ｓの正規化値は−
５である。
【０００７】８−レベルシンボルコーディングを用いる
ＶＳＢ信号は米合衆国内の無線放送システムで使用で
き、１６−レベルシンボルコーディングを用いるＶＳＢ
信号は無線狭帯域放送システム又は有線放送システムで
使用できる。しかし、所定有線放送の場合にはＶＳＢ信
号を使用する代わりに抑圧搬送波直交振幅変調（ＱＡ
Ｍ）信号を用いて放送を行いやすい。したがって、テレ
ビジョン受信器設計者は全形態の伝送信号を受信可能で
あり、現在受信される伝送形態に適する受信装置を自動
に選択し得る受信器を設計すべき課題を解決しなればな
らない。
ＶＳＢ信号は米合衆国内の無線放送システムで使用で
き、１６−レベルシンボルコーディングを用いるＶＳＢ
信号は無線狭帯域放送システム又は有線放送システムで
使用できる。しかし、所定有線放送の場合にはＶＳＢ信
号を使用する代わりに抑圧搬送波直交振幅変調（ＱＡ
Ｍ）信号を用いて放送を行いやすい。したがって、テレ
ビジョン受信器設計者は全形態の伝送信号を受信可能で
あり、現在受信される伝送形態に適する受信装置を自動
に選択し得る受信器を設計すべき課題を解決しなればな
らない。
【０００８】シンボルコーディングのために提供される
データフォーマットがＶＳＢ ＤＴＶ信号用送信器とＱ
ＡＭ ＤＴＶ信号用送信器ですべて同一であると仮定す
る。ＶＳＢＤＴＶ信号は虚数信号を伴わない実数信号を
提供するよう搬送波の１位相のみの振幅を秒当たり１
０．７６＊１０6個のシンボルに当たるシンボル速度で
変調させる。前記実数信号は搬送波を帯域の縁部に位置
させるＶＳＢ特性のため６ＭＨｚ帯域内にあることにな
る。したがって、実数及び虚数信号成分でなった複素信
号を提供するよう搬送波二つの直交位相を変調するＱＡ
Ｍ ＤＴＶ信号は、秒当たり５．３８＊１０6個のシンボ
ルに相当するシンボル速度を有するように設計される。
前記複素数信号は搬送波を帯域の中間部に位置させるＱ
ＡＭ特性により６ＭＨｚ帯域内にあることになる。
データフォーマットがＶＳＢ ＤＴＶ信号用送信器とＱ
ＡＭ ＤＴＶ信号用送信器ですべて同一であると仮定す
る。ＶＳＢＤＴＶ信号は虚数信号を伴わない実数信号を
提供するよう搬送波の１位相のみの振幅を秒当たり１
０．７６＊１０6個のシンボルに当たるシンボル速度で
変調させる。前記実数信号は搬送波を帯域の縁部に位置
させるＶＳＢ特性のため６ＭＨｚ帯域内にあることにな
る。したがって、実数及び虚数信号成分でなった複素信
号を提供するよう搬送波二つの直交位相を変調するＱＡ
Ｍ ＤＴＶ信号は、秒当たり５．３８＊１０6個のシンボ
ルに相当するシンボル速度を有するように設計される。
前記複素数信号は搬送波を帯域の中間部に位置させるＱ
ＡＭ特性により６ＭＨｚ帯域内にあることになる。
【０００９】シンボルコーディングのために提供される
データフォーマットがＶＳＢ ＤＴＶ信号用送信器とＱ
ＡＭ ＤＴＶ信号用送信器においてすべて同一であると
仮定すると、シンボルデコーディングした後の処理動作
はＵＳＢ ＤＴＶ信号用受信器とＱＡＭ ＤＴＶ信号用受
信器においてすべて類似方式で行われる。シンボルデコ
ーディングにより復元されたデータはデータデインター
リーバー（de-interleaver）に入力信号として供給さ
れ、デインターリービングされたデータはリード−ソロ
モンデコーダに供給される。エラー訂正されたデータは
パケットデコーダ用データパケットを再生するデータデ
ランドマイザ（de-randomizer）に印加される。データ
パケットのうち、選択された一部パケットはＤＴＶプロ
グラムの音声部分を再生するに使用され、かつ選択され
た他の一部パケットはＤＴＶプログラムの映像部分を再
生するに使用される。
データフォーマットがＶＳＢ ＤＴＶ信号用送信器とＱ
ＡＭ ＤＴＶ信号用送信器においてすべて同一であると
仮定すると、シンボルデコーディングした後の処理動作
はＵＳＢ ＤＴＶ信号用受信器とＱＡＭ ＤＴＶ信号用受
信器においてすべて類似方式で行われる。シンボルデコ
ーディングにより復元されたデータはデータデインター
リーバー（de-interleaver）に入力信号として供給さ
れ、デインターリービングされたデータはリード−ソロ
モンデコーダに供給される。エラー訂正されたデータは
パケットデコーダ用データパケットを再生するデータデ
ランドマイザ（de-randomizer）に印加される。データ
パケットのうち、選択された一部パケットはＤＴＶプロ
グラムの音声部分を再生するに使用され、かつ選択され
た他の一部パケットはＤＴＶプログラムの映像部分を再
生するに使用される。
【００１０】基底帯で増幅及びチャンネル選択を行うＺ
ＩＦ（zero-intermediate-frequency）受信器のうちＱ
ＡＭ ＤＴＶ信号を受信するに使用される受信器はＶＳ
Ｂ ＤＴＶ信号を受信するに余り適しない。その理由
は、搬送波がチャンネルの中心周波数に位置しないとき
に行われるべきＺＩＦ受信器の適切な隣接チャンネル除
去（rejection）を保障するに問題点があるためであ
る。受信器がスーパーヘテロダイン形態であれば、ＶＳ
Ｂ ＤＴＶ信号用受信器とＱＡＭ ＤＴＶ信号の受信器に
使用するチューナはその受信器がスーパーヘテロダイン
形態になっている場合、互いにかなり類似する。この受
信器は最終ＩＦ信号を基底帯に変換させるに使用される
シンクロダイニング（syncrodyning）過程及びシンボル
デコーディング過程で相違点がある。基底帯へのシンク
ロダイニングの前に使用される類似チューナ回路と、シ
ンボルデコーディング回路に次いで使用される類似受信
器素子を二重化（duplicate）しない場合には、ＶＳＢ
ＤＴＶ信号及びＱＡＭ ＤＴＶ信号をすべて受信し得る
受信器を設計することがより経済的である。この場合、
問題は関連した両ＤＴＶ伝送基準に合うよう基底帯への
シンクロダイニングを行いシンボルデコーディングを行
う回路を最適に構成することと、現在受信されているＤ
ＴＶ伝送信号に対する適切な受信モードを自動選択し得
るように構成することである。
ＩＦ（zero-intermediate-frequency）受信器のうちＱ
ＡＭ ＤＴＶ信号を受信するに使用される受信器はＶＳ
Ｂ ＤＴＶ信号を受信するに余り適しない。その理由
は、搬送波がチャンネルの中心周波数に位置しないとき
に行われるべきＺＩＦ受信器の適切な隣接チャンネル除
去（rejection）を保障するに問題点があるためであ
る。受信器がスーパーヘテロダイン形態であれば、ＶＳ
Ｂ ＤＴＶ信号用受信器とＱＡＭ ＤＴＶ信号の受信器に
使用するチューナはその受信器がスーパーヘテロダイン
形態になっている場合、互いにかなり類似する。この受
信器は最終ＩＦ信号を基底帯に変換させるに使用される
シンクロダイニング（syncrodyning）過程及びシンボル
デコーディング過程で相違点がある。基底帯へのシンク
ロダイニングの前に使用される類似チューナ回路と、シ
ンボルデコーディング回路に次いで使用される類似受信
器素子を二重化（duplicate）しない場合には、ＶＳＢ
ＤＴＶ信号及びＱＡＭ ＤＴＶ信号をすべて受信し得る
受信器を設計することがより経済的である。この場合、
問題は関連した両ＤＴＶ伝送基準に合うよう基底帯への
シンクロダイニングを行いシンボルデコーディングを行
う回路を最適に構成することと、現在受信されているＤ
ＴＶ伝送信号に対する適切な受信モードを自動選択し得
るように構成することである。
【００１１】ＤＴＶ信号無線受信器としては、ＡＴＳＣ
規格の開発時に使用されたＨＤＴＶシステムのフィール
ドテストに用いられてきたもので、同期検出を髄はする
チューナでの二重変換を用いる形態のものが知られてい
る。このような受信器の場合、周波数合成器により発生
される第１局部発振周波数は、第１中間周波数（例え
ば、９２０ＭＨｚ中心周波数及び９２２．６９ＭＨｚ搬
送波を含む）を発生させるため受信されたＵＳＢ ＤＴ
Ｖ信号とヘテロダイニングされる。前記第１中間周波数
は、受動（passive）ＬＣ帯域通過フィルタにより映像
周波数から選択された後、第１中間周波数増幅器により
増幅され、この増幅された第１中間周波数は隣接チャン
ネル信号を除去するするセラミックス共振フィルタによ
りフィルタリングされる。前記第１中間周波数は第２中
間周波数（例えば、４６．６９ＭＨｚ搬送波を含む）を
発生させるため第２局部発振周波数とヘテロダイニング
される。前記第２中間周波数は弾性表面波（ＳＡＷ：su
rface acoustic wave）タイプでありえるフィルタによ
り該当映像周波数残り隣接チャンネル応答信号から選択
された後、第２中間周波数増幅器により増幅される。第
２中間周波数増幅器からの応答信号は第３ミクサに供給
され固定された周波数の第３局部発振信号と基底帯にシ
ンクロダイニングされる。前記固定された周波数の第３
局部発振信号は０°位相に及び９０°位相に供給でき、
これによりシンクロダイニング中に同位相及び直交位相
同期検出動作が行われる。ここで、シンクロダイニング
とは変調された信号をその変調された信号の搬送波と同
一基本周波数を有し、周波数及び位相がロックされてい
る波とミクシング（mixing）し、前記ミクシングの結果
を低域通過フィルタリングして、ゼロ周波数から変調信
号の最高周波数まで延長された基底帯で変調信号を復元
する過程をいう。
規格の開発時に使用されたＨＤＴＶシステムのフィール
ドテストに用いられてきたもので、同期検出を髄はする
チューナでの二重変換を用いる形態のものが知られてい
る。このような受信器の場合、周波数合成器により発生
される第１局部発振周波数は、第１中間周波数（例え
ば、９２０ＭＨｚ中心周波数及び９２２．６９ＭＨｚ搬
送波を含む）を発生させるため受信されたＵＳＢ ＤＴ
Ｖ信号とヘテロダイニングされる。前記第１中間周波数
は、受動（passive）ＬＣ帯域通過フィルタにより映像
周波数から選択された後、第１中間周波数増幅器により
増幅され、この増幅された第１中間周波数は隣接チャン
ネル信号を除去するするセラミックス共振フィルタによ
りフィルタリングされる。前記第１中間周波数は第２中
間周波数（例えば、４６．６９ＭＨｚ搬送波を含む）を
発生させるため第２局部発振周波数とヘテロダイニング
される。前記第２中間周波数は弾性表面波（ＳＡＷ：su
rface acoustic wave）タイプでありえるフィルタによ
り該当映像周波数残り隣接チャンネル応答信号から選択
された後、第２中間周波数増幅器により増幅される。第
２中間周波数増幅器からの応答信号は第３ミクサに供給
され固定された周波数の第３局部発振信号と基底帯にシ
ンクロダイニングされる。前記固定された周波数の第３
局部発振信号は０°位相に及び９０°位相に供給でき、
これによりシンクロダイニング中に同位相及び直交位相
同期検出動作が行われる。ここで、シンクロダイニング
とは変調された信号をその変調された信号の搬送波と同
一基本周波数を有し、周波数及び位相がロックされてい
る波とミクシング（mixing）し、前記ミクシングの結果
を低域通過フィルタリングして、ゼロ周波数から変調信
号の最高周波数まで延長された基底帯で変調信号を復元
する過程をいう。
【００１２】アナログ体系で発生された同位相及び直交
位相同期検出結果をそれそれ別にディジタル化させるこ
とはディジタル化処理後に前記同期検出結果が互いに満
足に追跡させることに問題点があり、量子化雑音により
複素信号にフェーザ（phasor）とみなされる著しい位相
エラーが発生される。このような問題点はディジタル体
系で同位相及び直交位相同期検出過程を行う形態のＤＴ
Ｖ信号無線受信器の場合には避けることができる。一例
として、第１中間周波数増幅器の応答信号がシンボルコ
ーディングのナイキストレート（Nyquist rate）２倍に
ディジタル化される場合、連続するサンプルに対してそ
れらの発生順序によって連続的に番号が付与されるとす
ると、前記サンプルは奇数サンプルと偶数サンプルに分
けられて、対応する同位相（又は実数）及び直交位相
（又は虚数）同期検出結果を発生させることになる。直
交位相（又は虚数）同期検出は適当な有限インパルス応
答（finite-impulse-response：ＦＩＲ）ディジタルフ
ィルタリングを用いて一連のサンプルをヒルベルト（Hi
lbert）変換した後に行われ、他の一連のサンプルに対
する同位相（又は実数）同期検出はそのサンプルをヒル
ベルト変換フィルタの遅延時間と同一時間遅延させた後
に行われる。ＶＳＢＤＴＶ受信器とＱＡＭＤＴＶ受信器
での同期検出の周波数及び位相をロックさせる方法とシ
ンボルコーディングの周波数及び位相をロックさせる方
法は互いに異なっている。
位相同期検出結果をそれそれ別にディジタル化させるこ
とはディジタル化処理後に前記同期検出結果が互いに満
足に追跡させることに問題点があり、量子化雑音により
複素信号にフェーザ（phasor）とみなされる著しい位相
エラーが発生される。このような問題点はディジタル体
系で同位相及び直交位相同期検出過程を行う形態のＤＴ
Ｖ信号無線受信器の場合には避けることができる。一例
として、第１中間周波数増幅器の応答信号がシンボルコ
ーディングのナイキストレート（Nyquist rate）２倍に
ディジタル化される場合、連続するサンプルに対してそ
れらの発生順序によって連続的に番号が付与されるとす
ると、前記サンプルは奇数サンプルと偶数サンプルに分
けられて、対応する同位相（又は実数）及び直交位相
（又は虚数）同期検出結果を発生させることになる。直
交位相（又は虚数）同期検出は適当な有限インパルス応
答（finite-impulse-response：ＦＩＲ）ディジタルフ
ィルタリングを用いて一連のサンプルをヒルベルト（Hi
lbert）変換した後に行われ、他の一連のサンプルに対
する同位相（又は実数）同期検出はそのサンプルをヒル
ベルト変換フィルタの遅延時間と同一時間遅延させた後
に行われる。ＶＳＢＤＴＶ受信器とＱＡＭＤＴＶ受信器
での同期検出の周波数及び位相をロックさせる方法とシ
ンボルコーディングの周波数及び位相をロックさせる方
法は互いに異なっている。
【００１３】このような形態の公知の現ＤＴＶ信号無線
受信器においては、ＶＳＢＤＴＶ信号とＱＡＭＤＴＶ信
号の各搬送波周波数が互いに同一でないため、受信器チ
ューナ部の設計に関連して多少の問題点がある。すなわ
ち、ＱＡＭＤＴＶ信号の搬送波周波数は６ＭＨｚ幅のＴ
Ｖチャンネルの中心に位置するが、ＶＳＢＤＴＶ信号の
搬送波周波数は前記ＴＶチャンネルの下限周波数より約
３１０ＫＨｚだけ高くなり、その結果、基底帯へのシン
クロダイニングのために使用される一定周波数の第３局
部発振信号はＱＡＭＤＴＶ信号を基底帯にシンクロダイ
ニングさせる場合と、ＶＳＢＤＴＶ信号を基底帯にシン
クロダイニングさせる場合に周波数をそれぞれ異なるよ
うにすべきである。前記両搬送波周波数間の差は２．６
９ＭＨｚであり、この値は前記第３局部発振器に自動周
波数及び位相制御を加えて調節し得る周波数差より大き
い値である。したがって、実際の場合、両周波数安定化
クリスタル間で切換選択し得る第３発振器を使用するこ
とが必要である。もちろん、このような構成のためには
チューナ回路も現在受信されるＤＴＶ送信信号に対する
適切な受信モードの自動選択のための構成を含むように
変形される。しかし、前記のように要求される無線切換
機能のためチューナの信頼性が低下することになる。ま
た、第２発振器用の高周波切換及び追加の周波数安定化
クリスタルのためチューナの費用が増加することにな
る。
受信器においては、ＶＳＢＤＴＶ信号とＱＡＭＤＴＶ信
号の各搬送波周波数が互いに同一でないため、受信器チ
ューナ部の設計に関連して多少の問題点がある。すなわ
ち、ＱＡＭＤＴＶ信号の搬送波周波数は６ＭＨｚ幅のＴ
Ｖチャンネルの中心に位置するが、ＶＳＢＤＴＶ信号の
搬送波周波数は前記ＴＶチャンネルの下限周波数より約
３１０ＫＨｚだけ高くなり、その結果、基底帯へのシン
クロダイニングのために使用される一定周波数の第３局
部発振信号はＱＡＭＤＴＶ信号を基底帯にシンクロダイ
ニングさせる場合と、ＶＳＢＤＴＶ信号を基底帯にシン
クロダイニングさせる場合に周波数をそれぞれ異なるよ
うにすべきである。前記両搬送波周波数間の差は２．６
９ＭＨｚであり、この値は前記第３局部発振器に自動周
波数及び位相制御を加えて調節し得る周波数差より大き
い値である。したがって、実際の場合、両周波数安定化
クリスタル間で切換選択し得る第３発振器を使用するこ
とが必要である。もちろん、このような構成のためには
チューナ回路も現在受信されるＤＴＶ送信信号に対する
適切な受信モードの自動選択のための構成を含むように
変形される。しかし、前記のように要求される無線切換
機能のためチューナの信頼性が低下することになる。ま
た、第２発振器用の高周波切換及び追加の周波数安定化
クリスタルのためチューナの費用が増加することにな
る。
【００１４】最終中間周波数信号が基底帯ではなく１〜
８ＭＨｚの範囲にあるディジタルテレビジョン信号無線
受信器としては、本明細書に引用され、“DIGITAL VSB
DETECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKER, AS FOR INCLU
SION IN AN HDTV RECEIVER”との名称として１９９５年
１２月２６日付で特許されたC.B.Patelなどの米合衆国
特許番号第５，４７９，４４９号に記載されたものを挙
げ得る。このような受信器において複素ディジタル搬送
波を発生させるための無限インパルス応答フィルタの使
用に関連しては本明細書に引用され、“DIGITAL VSB DE
TECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKER USING RADER FIL
TERS, AS FOR USE IN AN HDTV RECEIVER”との名称とし
て１９９６年８月２０日付で特許されたC.B.Patelなど
の米合衆国特許番号第５，５４８，６１７号に記載され
ている。前記受信器において複素ディジタル搬送波を発
生させるための有限インパルス応答フィルタの使用に関
連しては本明細書に引用され、“DIGITAL VSB DETECTOR
WITH BANDPASS PHASE TRACKER USING NG FILTERS, AS
FOR USE IN AN HDTV RECEIVER”との名称として１９９
５年１２月２２日付で出願されたC.B.Patelなどの米合
衆国特許出願番号第０８／５７７，４６９号に記載され
ている。同一中間周波数増幅受信器によりＱＡＭ信号及
びＶＳＢ信号をすべて処理し得るようになっているＱＡ
Ｍ／ＶＳＢ受信器に対する設計に関連しては本明細書に
引用され、“HDTV SIGNAL RECEIVER WITH IMAGINARY-SA
MPLE-PRESENCE DETECTOR FOR QAM/VSB MODE SELECTIO
N”との名称として１９９６年４月２５日付で特許され
たC.B.Patelなどの米合衆国特許番号第５，６０６，５
７９号に記載されている。また、本明細書には“DIGITA
LVSB DETECTOR WITH FINAL I-F CARRIER AT SUBMULTIP
LE OF SYMBOL RATE, AS FOR HDTV RECEIVER”との名称
として１９９７年２月２５日付で特許されたC.B.Patel
などの米合衆国特許番号第５，６０６，５７９号が引用
されている。また、本明細書には“DIGITAL TV DETECTO
R RESPONDING TO FINAL-IF SIGNAL WITH VESTIGIAL SID
EBAND BELOW FULL SIDEBAND IN FREQUENCY”との名称と
して１９９７年８月１９日付で承認されたC.B.Patelな
どの米合衆国特許第５，６５９，３７２号が引用されて
いる。また、本明細書には“RADIO RECEIVER FOR RECEI
VING BOTH VSB AND QAM DIGITAL HDTV SIGANLS”との名
称として１９９４年６月２８日付で出願されて承認され
たC.B.Patelなどの米合衆国特許出願第０８／２６６，
７５３号が引用されている。また、本明細書には“RADI
O RECEIVERS FOR RECEIVING BOTH VSB AND QAM DIGITAL
HDTV SIGNALS”との名称として１９９８年２月３日付
で承認されたC.B.Patelなどの米合衆国特許第５，７１
５，０１２号が引用されている。以上の特許及び特許出
願はすべてそれに記載されている発明が完成された時点
で既に雇用発明契約によって三星電子（Samsung Electr
onics, Co.,Ltd.）に譲渡されたものである。
８ＭＨｚの範囲にあるディジタルテレビジョン信号無線
受信器としては、本明細書に引用され、“DIGITAL VSB
DETECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKER, AS FOR INCLU
SION IN AN HDTV RECEIVER”との名称として１９９５年
１２月２６日付で特許されたC.B.Patelなどの米合衆国
特許番号第５，４７９，４４９号に記載されたものを挙
げ得る。このような受信器において複素ディジタル搬送
波を発生させるための無限インパルス応答フィルタの使
用に関連しては本明細書に引用され、“DIGITAL VSB DE
TECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKER USING RADER FIL
TERS, AS FOR USE IN AN HDTV RECEIVER”との名称とし
て１９９６年８月２０日付で特許されたC.B.Patelなど
の米合衆国特許番号第５，５４８，６１７号に記載され
ている。前記受信器において複素ディジタル搬送波を発
生させるための有限インパルス応答フィルタの使用に関
連しては本明細書に引用され、“DIGITAL VSB DETECTOR
WITH BANDPASS PHASE TRACKER USING NG FILTERS, AS
FOR USE IN AN HDTV RECEIVER”との名称として１９９
５年１２月２２日付で出願されたC.B.Patelなどの米合
衆国特許出願番号第０８／５７７，４６９号に記載され
ている。同一中間周波数増幅受信器によりＱＡＭ信号及
びＶＳＢ信号をすべて処理し得るようになっているＱＡ
Ｍ／ＶＳＢ受信器に対する設計に関連しては本明細書に
引用され、“HDTV SIGNAL RECEIVER WITH IMAGINARY-SA
MPLE-PRESENCE DETECTOR FOR QAM/VSB MODE SELECTIO
N”との名称として１９９６年４月２５日付で特許され
たC.B.Patelなどの米合衆国特許番号第５，６０６，５
７９号に記載されている。また、本明細書には“DIGITA
LVSB DETECTOR WITH FINAL I-F CARRIER AT SUBMULTIP
LE OF SYMBOL RATE, AS FOR HDTV RECEIVER”との名称
として１９９７年２月２５日付で特許されたC.B.Patel
などの米合衆国特許番号第５，６０６，５７９号が引用
されている。また、本明細書には“DIGITAL TV DETECTO
R RESPONDING TO FINAL-IF SIGNAL WITH VESTIGIAL SID
EBAND BELOW FULL SIDEBAND IN FREQUENCY”との名称と
して１９９７年８月１９日付で承認されたC.B.Patelな
どの米合衆国特許第５，６５９，３７２号が引用されて
いる。また、本明細書には“RADIO RECEIVER FOR RECEI
VING BOTH VSB AND QAM DIGITAL HDTV SIGANLS”との名
称として１９９４年６月２８日付で出願されて承認され
たC.B.Patelなどの米合衆国特許出願第０８／２６６，
７５３号が引用されている。また、本明細書には“RADI
O RECEIVERS FOR RECEIVING BOTH VSB AND QAM DIGITAL
HDTV SIGNALS”との名称として１９９８年２月３日付
で承認されたC.B.Patelなどの米合衆国特許第５，７１
５，０１２号が引用されている。以上の特許及び特許出
願はすべてそれに記載されている発明が完成された時点
で既に雇用発明契約によって三星電子（Samsung Electr
onics, Co.,Ltd.）に譲渡されたものである。
【００１５】米合衆国特許番号第５，５０６，６３６号
及び第５，７１５，０１２号に記載されているＱＡＭ／
ＶＳＢ無線受信器の場合、最終中間周波数信号はディジ
タル化され、基底帯サンプルを得るためのシンクロダイ
ニング過程はディジタル体系でなされる。受信器に内装
されているチューナはＤＴＶ信号を伝送するために使用
される周波数帯のそれぞれ相違した位置に対応するチャ
ンネルの一つを選択する素子と、前記選択されたチャン
ネルで受信された信号を最終中間周波数（intermediate
-frequency：ＩＦ）信号に多重変換させる一連のミクサ
と、前記ミクサのうち処理順序面で相互隣接するミクサ
間にそれぞれ位置する周波数選択増幅器と、前記ミクサ
の各々に発振信号を供給する局部発振器とを含んでい
る。前記局部発振器はそれぞれ選択されたＤＴＶ信号が
ＱＡＭ信号であるかＶＳＢ信号であるかに関係なくほぼ
同一周波数の発振信号を供給する。前記最終ＩＦ信号は
ディジタル化され、このような状態では選択されたＤＴ
Ｖ信号がＱＡＭ信号であるかＶＳＢ信号であるかによっ
て信号処理に差があり、この差はＱＡＭシンクロダイニ
ング回路とＶＳＢシンクロダイニング回路を含むディジ
タル回路で調節される。ＱＡＭシンクロダイニング回路
はディジタル化された最終ＩＦ信号がＱＡＭ信号である
場合、その最終ＩＦ信号を基底帯にシンクロダイニング
させ、ディジタル化された最終ＩＦ信号がＱＡＭ信号で
ない場合にはその最終ＩＦ信号をまるで基底帯にシンク
ロダイニングさせるべき信号として最終ＩＦ信号を異に
処理してインターリーブされたＱＡＭシンボルコードの
実数及び虚数サンプルストリームを発生させる。ＶＳＢ
シンクロダイニング回路は、ディジタル化された最終Ｉ
Ｆ信号がＶＳＢ信号である場合、その最終ＩＦ信号を基
底帯にシンクロダイニングさせ、ディジタル化された最
終ＩＦ信号がＶＳＢ信号でない場合には、その最終ＩＦ
信号をまるで基底帯にシンクロダイニングさせるべきＶ
ＳＢ信号として最終ＩＦ信号を異に処理してインターリ
ーブされたＶＳＢシンボルコードの実数サンプルストリ
ームを発生させる。検出器はＶＳＢ形態のＤＴＶ信号に
伴われるパイロット搬送波の存在を感知して最終ＩＦ信
号がＶＳＢ信号であるかを判断し、その判断結果によっ
て最終ＩＦ信号が確かにＶＳＢ信号でない場合には第１
状態にあり、最終ＩＦ信号が確かにＶＳＢ信号である場
合には第２状態にある制御信号を発生させる。無線受信
器は第１状態の制御信号に応答してＱＡＭ信号受信モー
ドで動作するように自動切換され、第２状態の制御信号
に応答してはＶＳＢ信号受信モードで動作するように自
動切換される。
及び第５，７１５，０１２号に記載されているＱＡＭ／
ＶＳＢ無線受信器の場合、最終中間周波数信号はディジ
タル化され、基底帯サンプルを得るためのシンクロダイ
ニング過程はディジタル体系でなされる。受信器に内装
されているチューナはＤＴＶ信号を伝送するために使用
される周波数帯のそれぞれ相違した位置に対応するチャ
ンネルの一つを選択する素子と、前記選択されたチャン
ネルで受信された信号を最終中間周波数（intermediate
-frequency：ＩＦ）信号に多重変換させる一連のミクサ
と、前記ミクサのうち処理順序面で相互隣接するミクサ
間にそれぞれ位置する周波数選択増幅器と、前記ミクサ
の各々に発振信号を供給する局部発振器とを含んでい
る。前記局部発振器はそれぞれ選択されたＤＴＶ信号が
ＱＡＭ信号であるかＶＳＢ信号であるかに関係なくほぼ
同一周波数の発振信号を供給する。前記最終ＩＦ信号は
ディジタル化され、このような状態では選択されたＤＴ
Ｖ信号がＱＡＭ信号であるかＶＳＢ信号であるかによっ
て信号処理に差があり、この差はＱＡＭシンクロダイニ
ング回路とＶＳＢシンクロダイニング回路を含むディジ
タル回路で調節される。ＱＡＭシンクロダイニング回路
はディジタル化された最終ＩＦ信号がＱＡＭ信号である
場合、その最終ＩＦ信号を基底帯にシンクロダイニング
させ、ディジタル化された最終ＩＦ信号がＱＡＭ信号で
ない場合にはその最終ＩＦ信号をまるで基底帯にシンク
ロダイニングさせるべき信号として最終ＩＦ信号を異に
処理してインターリーブされたＱＡＭシンボルコードの
実数及び虚数サンプルストリームを発生させる。ＶＳＢ
シンクロダイニング回路は、ディジタル化された最終Ｉ
Ｆ信号がＶＳＢ信号である場合、その最終ＩＦ信号を基
底帯にシンクロダイニングさせ、ディジタル化された最
終ＩＦ信号がＶＳＢ信号でない場合には、その最終ＩＦ
信号をまるで基底帯にシンクロダイニングさせるべきＶ
ＳＢ信号として最終ＩＦ信号を異に処理してインターリ
ーブされたＶＳＢシンボルコードの実数サンプルストリ
ームを発生させる。検出器はＶＳＢ形態のＤＴＶ信号に
伴われるパイロット搬送波の存在を感知して最終ＩＦ信
号がＶＳＢ信号であるかを判断し、その判断結果によっ
て最終ＩＦ信号が確かにＶＳＢ信号でない場合には第１
状態にあり、最終ＩＦ信号が確かにＶＳＢ信号である場
合には第２状態にある制御信号を発生させる。無線受信
器は第１状態の制御信号に応答してＱＡＭ信号受信モー
ドで動作するように自動切換され、第２状態の制御信号
に応答してはＶＳＢ信号受信モードで動作するように自
動切換される。
【００１６】米合衆国特許番号第５，５０６，６３６
号、米合衆国特許出願番号第０８／２６６，７５３号及
び米合衆国特許出願第０８／６１４，４１７号はＡＴＳ
Ｃの小委員会で以前に提案したようにＶＳＢＤＴＶ信号
の搬送波周波数を最低チャンネル周波数より６２５ＫＨ
ｚだけ高かろうとの仮定下で説明している。この明細書
では、１９９５年９月１６日付で発刊されたディジタル
テレビジョン規格の付録Ａに明示されたように、ＶＳＢ
ＤＴＶ信号の搬送波周波数を最低チャンネル周波数より
３１０ＫＨｚだけ高いと仮定している。
号、米合衆国特許出願番号第０８／２６６，７５３号及
び米合衆国特許出願第０８／６１４，４１７号はＡＴＳ
Ｃの小委員会で以前に提案したようにＶＳＢＤＴＶ信号
の搬送波周波数を最低チャンネル周波数より６２５ＫＨ
ｚだけ高かろうとの仮定下で説明している。この明細書
では、１９９５年９月１６日付で発刊されたディジタル
テレビジョン規格の付録Ａに明示されたように、ＶＳＢ
ＤＴＶ信号の搬送波周波数を最低チャンネル周波数より
３１０ＫＨｚだけ高いと仮定している。
【００１７】好ましくは、最終ＩＦ信号の搬送波は、選
択されたＤＴＶ信号がＱＡＭ信号である場合にはＱＡＭ
信号及びＶＳＢ信号の全シンボル周波数の倍数の所定の
副高調波となり、選択されたＤＴＶ信号がＶＳＢ信号で
ある場合には前記倍数の他の所定副高調波となる。ＶＳ
ＢＤＴＶ信号の搬送波周波数が公称的に最低チャンネル
周波数より３１０ＫＨｚだけ高い場合、前記所定副高調
波は大略２．６９ＭＨｚだけ周波数差を有するべきであ
る。ＱＡＭ信号及びＶＳＢ信号の全シンボル周波数のこ
の倍数で最終ＩＦ信号をディジタル化させると、ＱＡＭ
及びＶＳＢ最終ＩＦ信号を基底帯にシンクロダイニング
させるに使用されるディジタル搬送波の発生を易しくし
得る。ＱＡＭ信号及びＶＳＢ信号すべてのシンボル周波
数のこのような倍数はディジタル化を実施し得るように
十分に低くなるべきであるが、ナイキストレートよりは
高くなることが好ましい。
択されたＤＴＶ信号がＱＡＭ信号である場合にはＱＡＭ
信号及びＶＳＢ信号の全シンボル周波数の倍数の所定の
副高調波となり、選択されたＤＴＶ信号がＶＳＢ信号で
ある場合には前記倍数の他の所定副高調波となる。ＶＳ
ＢＤＴＶ信号の搬送波周波数が公称的に最低チャンネル
周波数より３１０ＫＨｚだけ高い場合、前記所定副高調
波は大略２．６９ＭＨｚだけ周波数差を有するべきであ
る。ＱＡＭ信号及びＶＳＢ信号の全シンボル周波数のこ
の倍数で最終ＩＦ信号をディジタル化させると、ＱＡＭ
及びＶＳＢ最終ＩＦ信号を基底帯にシンクロダイニング
させるに使用されるディジタル搬送波の発生を易しくし
得る。ＱＡＭ信号及びＶＳＢ信号すべてのシンボル周波
数のこのような倍数はディジタル化を実施し得るように
十分に低くなるべきであるが、ナイキストレートよりは
高くなることが好ましい。
【００１８】このようなＱＡＭ／ＶＳＢ無線受信器の一
形態において、ＱＡＭ信号のシンボル周波数の倍数の所
定の副高調波はＶＳＢ信号のシンボル周波数の倍数の所
定の副高調波より周波数が実際に２．６９ＭＨｚだけ高
くなっている。好ましい受信器において、最終ＩＦ信号
にあるＱＡＭ搬送波周波数は５．３８ＭＨｚであり、１
次副高調波は１０．７６ＭＨｚであり、最終ＩＦ信号に
あるＶＳＢ信号搬送波周波数は２．６９ＭＨｚである。
そして、３次副高調波は１０．７６ＭＨｚである。
形態において、ＱＡＭ信号のシンボル周波数の倍数の所
定の副高調波はＶＳＢ信号のシンボル周波数の倍数の所
定の副高調波より周波数が実際に２．６９ＭＨｚだけ高
くなっている。好ましい受信器において、最終ＩＦ信号
にあるＱＡＭ搬送波周波数は５．３８ＭＨｚであり、１
次副高調波は１０．７６ＭＨｚであり、最終ＩＦ信号に
あるＶＳＢ信号搬送波周波数は２．６９ＭＨｚである。
そして、３次副高調波は１０．７６ＭＨｚである。
【００１９】このようなＱＡＭ／ＶＳＢ無線受信器の一
形態の場合、ＱＡＭ信号のシンボル周波数の倍数の所定
副高調波はＶＳＢ信号のシンボル周波数の倍数の所定副
高調波より周波数が実際に２．６９ＭＨｚだけ低くなっ
ている。本発明の実施例によると、全側波帯（full sid
eband）が最終ＩＦ信号の搬送波周波数より低くなって
いるＶＳＢ信号は解像度を良好にするようにサンプリン
グされる。本発明の好ましい実施例の場合、最終ＩＦ信
号のＶＳＢ搬送波５．３８ＭＨｚの周波数を有し、１次
副高調波は１０．７６ＭＨｚの周波数を有し、最終ＩＦ
信号のＱＡＭ信号搬送波は８．０７ＭＨｚの周波数を有
し、３次高調波の３次副高調波は１０．７６ＭＨｚの周
波数を有する。
形態の場合、ＱＡＭ信号のシンボル周波数の倍数の所定
副高調波はＶＳＢ信号のシンボル周波数の倍数の所定副
高調波より周波数が実際に２．６９ＭＨｚだけ低くなっ
ている。本発明の実施例によると、全側波帯（full sid
eband）が最終ＩＦ信号の搬送波周波数より低くなって
いるＶＳＢ信号は解像度を良好にするようにサンプリン
グされる。本発明の好ましい実施例の場合、最終ＩＦ信
号のＶＳＢ搬送波５．３８ＭＨｚの周波数を有し、１次
副高調波は１０．７６ＭＨｚの周波数を有し、最終ＩＦ
信号のＱＡＭ信号搬送波は８．０７ＭＨｚの周波数を有
し、３次高調波の３次副高調波は１０．７６ＭＨｚの周
波数を有する。
【００２０】シンクロダイニングをディジタル体系で行
う場合には、ＱＡＭ信号及びＶＳＢ信号のすべての最終
ＩＦ信号をＱＡＭ信号及びＶＳＢ信号に対するシンボル
速度の各々の倍数であるサンプリング速度でディジタル
化させると、ＲＯＭ（Read Only Memory）からのディジ
タル搬送波の発生を易しくし得る。これにより、ＱＡＭ
信号及びＶＳＢ信号の搬送波を基底帯にシンクロダイニ
ングさせるために使用される搬送波の周波数に対する位
相ロックも易しく行える。
う場合には、ＱＡＭ信号及びＶＳＢ信号のすべての最終
ＩＦ信号をＱＡＭ信号及びＶＳＢ信号に対するシンボル
速度の各々の倍数であるサンプリング速度でディジタル
化させると、ＲＯＭ（Read Only Memory）からのディジ
タル搬送波の発生を易しくし得る。これにより、ＱＡＭ
信号及びＶＳＢ信号の搬送波を基底帯にシンクロダイニ
ングさせるために使用される搬送波の周波数に対する位
相ロックも易しく行える。
【００２１】ＱＡＭ信号及びＶＳＢ信号をそのシンボル
速度の倍数でディジタル化させると、シンクロダイニン
グ処理がPatelなどが提案したディジタル体系で行われ
るか又はアナログ体系で行われるかにかかわらずシンボ
ル同期を易しくし得る。シンボル同期を満足に行うため
にはディジタルサンプルをシンボル速度の最小限２倍に
当たるサンプル速度で提供すべきである。シンボル速度
より高い速度でディジタルサンプルを供給すると基底帯
ＤＴＶ信号のチャンネル等化のために使用されるディジ
タルフィルタ内のタップの数が増加し、その理由は任意
の特定期間のゴースト（ghost）でのサンプリング回数
がシンボル速度に対するサンプリング速度の比に直接的
に比例して増加するためである。ＱＡＭ又はＶＳＢＤＴ
Ｖ信号をそのシンボル速度のＭＮ倍の倍数（ここで、Ｍ
は１以上の正数、Ｎは２以上の正の整数）でディジタル
化させる場合にはディジタルＤＴＶ基底帯信号をそのチ
ャンネル等化前にＮ：１デシメーション処理することが
可能であるが、ただし、この場合デシメーション処理さ
れたディジタル信号はシンボル伝送のためのナイキスト
基準を満足すべきである。
速度の倍数でディジタル化させると、シンクロダイニン
グ処理がPatelなどが提案したディジタル体系で行われ
るか又はアナログ体系で行われるかにかかわらずシンボ
ル同期を易しくし得る。シンボル同期を満足に行うため
にはディジタルサンプルをシンボル速度の最小限２倍に
当たるサンプル速度で提供すべきである。シンボル速度
より高い速度でディジタルサンプルを供給すると基底帯
ＤＴＶ信号のチャンネル等化のために使用されるディジ
タルフィルタ内のタップの数が増加し、その理由は任意
の特定期間のゴースト（ghost）でのサンプリング回数
がシンボル速度に対するサンプリング速度の比に直接的
に比例して増加するためである。ＱＡＭ又はＶＳＢＤＴ
Ｖ信号をそのシンボル速度のＭＮ倍の倍数（ここで、Ｍ
は１以上の正数、Ｎは２以上の正の整数）でディジタル
化させる場合にはディジタルＤＴＶ基底帯信号をそのチ
ャンネル等化前にＮ：１デシメーション処理することが
可能であるが、ただし、この場合デシメーション処理さ
れたディジタル信号はシンボル伝送のためのナイキスト
基準を満足すべきである。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】したがって、本発明の
目的はチャンネル等化を行うためのディジタルフィルタ
のカーネル内のサンプル数を減少させて実質的にＤＴＶ
受信器の費用を低減し得るディジタルテレビジョン信号
受信器のチャンネル等化前基底帯ＤＴＶ信号デシメーシ
ョン装置を提供することである。
目的はチャンネル等化を行うためのディジタルフィルタ
のカーネル内のサンプル数を減少させて実質的にＤＴＶ
受信器の費用を低減し得るディジタルテレビジョン信号
受信器のチャンネル等化前基底帯ＤＴＶ信号デシメーシ
ョン装置を提供することである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】本発明の一特徴による
と、ディジタル化されたＤＴＶ信号はそのチャンネル等
化前にデシメーション処理される。ディジタル化された
ＶＳＢ信号をそのシンボル速度の２倍より小さいサンプ
リング速度（特に、シンボル速度と同サンプリング速
度）でデシメーション処理する場合には、そのデシメー
ション過程時、シンボル情報が損失されないようにシン
ボル同期をデシメーション過程前に行う必要がある。
と、ディジタル化されたＤＴＶ信号はそのチャンネル等
化前にデシメーション処理される。ディジタル化された
ＶＳＢ信号をそのシンボル速度の２倍より小さいサンプ
リング速度（特に、シンボル速度と同サンプリング速
度）でデシメーション処理する場合には、そのデシメー
ション過程時、シンボル情報が損失されないようにシン
ボル同期をデシメーション過程前に行う必要がある。
【００２４】本発明の一特徴はそのデシメーション過程
前にシンボル同期を行うことである。本発明のさらに他
の特徴は、基底帯ＤＴＶデータから要求されるシンボル
速度及びタイミングに関連した信号を抽出する段階と、
前記抽出された信号とＤＴＶ受信器の無線受信部に含ま
れたたアナログ／ディジタル変換器のサンプリング速度
間の周波数及び位相エラーを検出する段階と、検出され
た周波数及び位相エラーを制御型発振器に自動周波数及
び位相制御信号として印加する段階と、前記制御型発振
器の発振信号から前記アナログ／ディジタル変換器のサ
ンプリング速度を決定するサンプルクロック信号を発生
させる段階とを含むシンボル同期方法にある。
前にシンボル同期を行うことである。本発明のさらに他
の特徴は、基底帯ＤＴＶデータから要求されるシンボル
速度及びタイミングに関連した信号を抽出する段階と、
前記抽出された信号とＤＴＶ受信器の無線受信部に含ま
れたたアナログ／ディジタル変換器のサンプリング速度
間の周波数及び位相エラーを検出する段階と、検出され
た周波数及び位相エラーを制御型発振器に自動周波数及
び位相制御信号として印加する段階と、前記制御型発振
器の発振信号から前記アナログ／ディジタル変換器のサ
ンプリング速度を決定するサンプルクロック信号を発生
させる段階とを含むシンボル同期方法にある。
【００２５】本発明は受信チャンネルを選択し、その選
択されたチャンネルでＤＴＶ信号をフィルタリング及び
増幅のための中間周波数に変換し、前記フィルタリング
及び増幅結果、出力されるアナログ最終中間周波数出力
信号を基底帯にシンクロダイニングして基底帯信号を発
生させる無線受信部を含むＤＴＶ受信器により具現され
る。このＤＴＶ受信器はＱＡＭＤＴＶ信号、ＶＳＢＤＴ
Ｖ信号又はこの両者のＤＴＶ信号を受信するように設計
されたものでありえる。前記無線受信部には前記信号の
一つをサンプリングしてディジタル化させるアナログ／
ディジタル変換器（ＡＤＣ）が内装され、これにより前
記無線受信部は基底帯信号をその基底帯信号を示す第１
ディジタルサンプルストリームとして供給するようにな
っている。前記無線受信器はさらにＡＤＣによるサンプ
リングのタイミングを合わせるためのサンプルクロック
信号を供給するサンプルクロック発生器を含み、これに
より第１ディジタルサンプルストリームはＤＴＶ信号の
シンボル速度のＭＮ倍に当たる所定倍数とほぼ同一サン
プル速度を有する。ここで、ＭＮは１以上の正数Ｍと２
以上の正の整数Ｎの乗算値である。無線受信器はさらに
前記第１ディジタルサンプルストリームを受信し、それ
に応答して前記第１ディジタルサンプルストリームの毎
Ｎ番目ディジタルサンプルのみを前記第１ディジタルサ
ンプルストリームサンプル速度の１／Ｎに当たるサンプ
ル速度で再生してなる第２ディジタルサンプルストリー
ムを発生させるデシメータを含む。チャンネル等化を行
うチャンネル等化器でチャンネル等化応答信号を発生さ
せるに必要なタップの数は、第２ディジタルサンプルス
トリームのＮ：１デシメーション処理により減少され
る。その結果、ディジタル乗算器の数が減少されて、費
用及び信頼性面で相当な利点が提供される。さらに、前
記ＤＴＶ受信器は、チャンネル等化器の応答信号でのシ
ンボル位相エラーを訂正するためのシンボル同期化器
と、前記チャンネル等化器の応答信号内のシンボルをシ
ンボル位相エラーに対する訂正を行いつつデコーディン
グしデコーディングされたシンボルに対応するビット群
を復元させるシンボルデコーダとを含む。
択されたチャンネルでＤＴＶ信号をフィルタリング及び
増幅のための中間周波数に変換し、前記フィルタリング
及び増幅結果、出力されるアナログ最終中間周波数出力
信号を基底帯にシンクロダイニングして基底帯信号を発
生させる無線受信部を含むＤＴＶ受信器により具現され
る。このＤＴＶ受信器はＱＡＭＤＴＶ信号、ＶＳＢＤＴ
Ｖ信号又はこの両者のＤＴＶ信号を受信するように設計
されたものでありえる。前記無線受信部には前記信号の
一つをサンプリングしてディジタル化させるアナログ／
ディジタル変換器（ＡＤＣ）が内装され、これにより前
記無線受信部は基底帯信号をその基底帯信号を示す第１
ディジタルサンプルストリームとして供給するようにな
っている。前記無線受信器はさらにＡＤＣによるサンプ
リングのタイミングを合わせるためのサンプルクロック
信号を供給するサンプルクロック発生器を含み、これに
より第１ディジタルサンプルストリームはＤＴＶ信号の
シンボル速度のＭＮ倍に当たる所定倍数とほぼ同一サン
プル速度を有する。ここで、ＭＮは１以上の正数Ｍと２
以上の正の整数Ｎの乗算値である。無線受信器はさらに
前記第１ディジタルサンプルストリームを受信し、それ
に応答して前記第１ディジタルサンプルストリームの毎
Ｎ番目ディジタルサンプルのみを前記第１ディジタルサ
ンプルストリームサンプル速度の１／Ｎに当たるサンプ
ル速度で再生してなる第２ディジタルサンプルストリー
ムを発生させるデシメータを含む。チャンネル等化を行
うチャンネル等化器でチャンネル等化応答信号を発生さ
せるに必要なタップの数は、第２ディジタルサンプルス
トリームのＮ：１デシメーション処理により減少され
る。その結果、ディジタル乗算器の数が減少されて、費
用及び信頼性面で相当な利点が提供される。さらに、前
記ＤＴＶ受信器は、チャンネル等化器の応答信号でのシ
ンボル位相エラーを訂正するためのシンボル同期化器
と、前記チャンネル等化器の応答信号内のシンボルをシ
ンボル位相エラーに対する訂正を行いつつデコーディン
グしデコーディングされたシンボルに対応するビット群
を復元させるシンボルデコーダとを含む。
【００２６】このような形態のＤＴＶ受信器の好ましい
実施例の場合、前記サンプルクロック発生器は、自動周
波数及び位相制御信号により制御される周波数で発振信
号を供給する発振器と、前記発振周波数に応答する速度
で前記サンプルクロック信号を発生させる回路とを含
み、前記シンボル同期化器は、前記第１ディジタルサン
プルストリームから所定のシンボル速度副高調波の信号
のみを選択するＦＩＲフィルタと、ＡＤＣのサンプリン
グ速度とＦＩＲフィルタの応答信号で選択された前記所
定シンボル速度副高調波間の周波数及び位相エラーを検
出する自動周波数及び位相制御検出器とを含む。
実施例の場合、前記サンプルクロック発生器は、自動周
波数及び位相制御信号により制御される周波数で発振信
号を供給する発振器と、前記発振周波数に応答する速度
で前記サンプルクロック信号を発生させる回路とを含
み、前記シンボル同期化器は、前記第１ディジタルサン
プルストリームから所定のシンボル速度副高調波の信号
のみを選択するＦＩＲフィルタと、ＡＤＣのサンプリン
グ速度とＦＩＲフィルタの応答信号で選択された前記所
定シンボル速度副高調波間の周波数及び位相エラーを検
出する自動周波数及び位相制御検出器とを含む。
【００２７】本発明のさらに他の特徴によると、サンプ
ルクロック発生器から供給されるサンプルのタイミング
を合わせるために使用する制御型発振器用として自動周
波数及び位相制御（automatic-frequency-and-phase-co
ntorol：ＡＦＰＣ）信号をボー（baud）周波数がない形
態のシンボルコードから発生させることにより前記制御
型発振器を基底帯ＤＴＶ信号のシンボルと同期させ得る
ようになっている。これは前記基底帯ＤＴＶ信号シンボ
ルコードをサンプルクロック発生器から供給されるサン
プルによりタイミングが合わせられた狭帯域有限インパ
ルス応答（ＦＩＲ）フィルタに印加することによりなさ
れる。ノイズスペクトルを伴うボー周波数を再生させる
ため、狭帯域ＦＩＲディジタルフィルタには自乗演算
（squaring）のような、２次高調波を発生させ得る非線
形過程が付加される。自動周波数及び位相制御検出器に
より再生されたボー周波数に対してそれぞれ制御型発振
器の発振周波数のエラーが検出され、この検出器は制御
型発振器に印加された前記エラー信号に対する低域フィ
ルタリングされた応答信号をAFPC信号として提供する。
ルクロック発生器から供給されるサンプルのタイミング
を合わせるために使用する制御型発振器用として自動周
波数及び位相制御（automatic-frequency-and-phase-co
ntorol：ＡＦＰＣ）信号をボー（baud）周波数がない形
態のシンボルコードから発生させることにより前記制御
型発振器を基底帯ＤＴＶ信号のシンボルと同期させ得る
ようになっている。これは前記基底帯ＤＴＶ信号シンボ
ルコードをサンプルクロック発生器から供給されるサン
プルによりタイミングが合わせられた狭帯域有限インパ
ルス応答（ＦＩＲ）フィルタに印加することによりなさ
れる。ノイズスペクトルを伴うボー周波数を再生させる
ため、狭帯域ＦＩＲディジタルフィルタには自乗演算
（squaring）のような、２次高調波を発生させ得る非線
形過程が付加される。自動周波数及び位相制御検出器に
より再生されたボー周波数に対してそれぞれ制御型発振
器の発振周波数のエラーが検出され、この検出器は制御
型発振器に印加された前記エラー信号に対する低域フィ
ルタリングされた応答信号をAFPC信号として提供する。
【００２８】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して本発明
を具体的に説明する。添付図面のブロック図において、
クロック信号又は制御信号に対する接続構成は制御され
る信号に対する接続構成との区分が必要である場合に限
り点線で表示した。また、図解の簡単化のために、通常
回路又はシステムの設計者がディジタル回路に必要なも
のとして考慮し得る程度の中間遅延素子は一部省略し
た。
を具体的に説明する。添付図面のブロック図において、
クロック信号又は制御信号に対する接続構成は制御され
る信号に対する接続構成との区分が必要である場合に限
り点線で表示した。また、図解の簡単化のために、通常
回路又はシステムの設計者がディジタル回路に必要なも
のとして考慮し得る程度の中間遅延素子は一部省略し
た。
【００２９】図１には構成要素１１〜２１で構成される
多重変換チューナ５が示され、このチューナ５はＤＴＶ
信号用の周波数帯の互いに異なる位置に対応するチャン
ネルの一つを選択し、この選択されたチャンネルで最終
中間周波数帯の最終中間周波数信号に対して周波数変換
を行うことになっている。また、図１には多重変換チュ
ーナ５用のＤＴＶ信号を捕捉し得るように設置された放
送受信アンテナ６が示されている。他の実施例において
は、前記多重変換チューナ５は狭帯域放送受信アンテナ
又は有線放送伝送システムからのＤＴＶ信号を受信し得
るように接続できる。
多重変換チューナ５が示され、このチューナ５はＤＴＶ
信号用の周波数帯の互いに異なる位置に対応するチャン
ネルの一つを選択し、この選択されたチャンネルで最終
中間周波数帯の最終中間周波数信号に対して周波数変換
を行うことになっている。また、図１には多重変換チュ
ーナ５用のＤＴＶ信号を捕捉し得るように設置された放
送受信アンテナ６が示されている。他の実施例において
は、前記多重変換チューナ５は狭帯域放送受信アンテナ
又は有線放送伝送システムからのＤＴＶ信号を受信し得
るように接続できる。
【００３０】特に、図１に示された多重変換チューナ５
の場合には、人が動作させ得るように設計されたチャン
ネル選択器１０により第１局部発振信号の周波数が決定
され、この第１局部発振信号の周波数は第１局部発振器
として作用する周波数合成器１１により第１ミクサ１２
に供給されて、アンテナ６又は他のＤＴＶ信号供給源か
ら受信されるＤＴＶ信号とヘテロダイニングされるよう
になっている。前記第１ミクサ１２は前記選択されたチ
ャンネルで受信された信号を所定の第１中間周波数（一
例として、９２２．６９ＭＨｚの搬送波を有する。）に
周波数を上昇変換させ、この第１ミクサ１２から供給さ
れる周波数上昇変換結果によって発生する望まない映像
周波数を除去するためＬＣ映像除去フィルタ１３が使用
される。前記上昇周波数変換により発生されてＬＣ映像
除去フィルタ１３の応答信号として供給される第１中間
周波数信号は第１中間周波数増幅器（以下、“第１ＩＦ
増幅器”という）１４に入力信号として印加され、これ
により前記ＩＦ増幅器１４は第１ＳＡＷフィルタ１５又
はセラミック共振器で構成されたフィルタを駆動させる
ための増幅された第１ＩＦ信号を供給する。ある程度高
周波である第１中間周波数に対する上昇変換によって第
１ＳＡＷフィルタ１５は、多数の極点及びゼロ点を易し
く有し得る。第１ＳＡＷフィルタ１５の帯域はテレビジ
ョンチャンネルの下限周波数からテレビジョンチャンネ
ルの上限周波数である約３００ＫＨｚまでの範囲にある
周波数を変換させて得た周波数を通過させ得るように決
められている。好ましくは、第１ＳＡＷフィルタ１５は
同一チャンネル干渉性ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の周波
数変調された音声搬送波を除去し得るように設計されて
いる。第１ＳＡＷフィルタ１５に接続された第２ミクサ
１７には、第２局部発振器１６から発生された第２局部
発振信号が供給されて前記第１ＳＡＷフィルタ１５の応
答信号とヘテロダイニングされ、その結果第２中間周波
数（一例として、４６．６９ＭＨＺの搬送波を有す
る。）が発生される。第２ミクサ１７から供給される周
波数下降変換結果によって発生する望まない映像周波数
を除去するために第２ＳＡＷフィルタ１８が使用され、
この第２ＳＡＷフィルタ１８は、ＮＴＳＣテレビジョン
伝送からディジタルテレビジョン伝送への遷移期間中
に、隣接チャンネルから伝送されるＮＴＳＣテレビジョ
ン信号の音声及び映像搬送波に対するトラップを主とし
て含み得る。前記第２ＳＡＷフィルタ１８の応答信号と
して供給される第２ＩＦ信号は第２ＩＦ増幅器１９に入
力信号として印加され、この入力信号に応答して前記第
２ＩＦ増幅器１９は増幅された第２ＩＦ信号応答信号を
発生させる。第２ＩＦ増幅器１９に接続された第３ミク
サ２１では前記増幅された第２ＩＦ信号応答信号が第３
局部発振器２０からの発振信号とヘテロダイニングされ
る。前述した多重変換チューナ５は第３ミクサ２１が第
３中間周波数信号応答信号を供給し得るよう、第３局部
発振器２０から発生される発振信号の周波数が選択され
る点を除いては既存のチューナに似ている。
の場合には、人が動作させ得るように設計されたチャン
ネル選択器１０により第１局部発振信号の周波数が決定
され、この第１局部発振信号の周波数は第１局部発振器
として作用する周波数合成器１１により第１ミクサ１２
に供給されて、アンテナ６又は他のＤＴＶ信号供給源か
ら受信されるＤＴＶ信号とヘテロダイニングされるよう
になっている。前記第１ミクサ１２は前記選択されたチ
ャンネルで受信された信号を所定の第１中間周波数（一
例として、９２２．６９ＭＨｚの搬送波を有する。）に
周波数を上昇変換させ、この第１ミクサ１２から供給さ
れる周波数上昇変換結果によって発生する望まない映像
周波数を除去するためＬＣ映像除去フィルタ１３が使用
される。前記上昇周波数変換により発生されてＬＣ映像
除去フィルタ１３の応答信号として供給される第１中間
周波数信号は第１中間周波数増幅器（以下、“第１ＩＦ
増幅器”という）１４に入力信号として印加され、これ
により前記ＩＦ増幅器１４は第１ＳＡＷフィルタ１５又
はセラミック共振器で構成されたフィルタを駆動させる
ための増幅された第１ＩＦ信号を供給する。ある程度高
周波である第１中間周波数に対する上昇変換によって第
１ＳＡＷフィルタ１５は、多数の極点及びゼロ点を易し
く有し得る。第１ＳＡＷフィルタ１５の帯域はテレビジ
ョンチャンネルの下限周波数からテレビジョンチャンネ
ルの上限周波数である約３００ＫＨｚまでの範囲にある
周波数を変換させて得た周波数を通過させ得るように決
められている。好ましくは、第１ＳＡＷフィルタ１５は
同一チャンネル干渉性ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の周波
数変調された音声搬送波を除去し得るように設計されて
いる。第１ＳＡＷフィルタ１５に接続された第２ミクサ
１７には、第２局部発振器１６から発生された第２局部
発振信号が供給されて前記第１ＳＡＷフィルタ１５の応
答信号とヘテロダイニングされ、その結果第２中間周波
数（一例として、４６．６９ＭＨＺの搬送波を有す
る。）が発生される。第２ミクサ１７から供給される周
波数下降変換結果によって発生する望まない映像周波数
を除去するために第２ＳＡＷフィルタ１８が使用され、
この第２ＳＡＷフィルタ１８は、ＮＴＳＣテレビジョン
伝送からディジタルテレビジョン伝送への遷移期間中
に、隣接チャンネルから伝送されるＮＴＳＣテレビジョ
ン信号の音声及び映像搬送波に対するトラップを主とし
て含み得る。前記第２ＳＡＷフィルタ１８の応答信号と
して供給される第２ＩＦ信号は第２ＩＦ増幅器１９に入
力信号として印加され、この入力信号に応答して前記第
２ＩＦ増幅器１９は増幅された第２ＩＦ信号応答信号を
発生させる。第２ＩＦ増幅器１９に接続された第３ミク
サ２１では前記増幅された第２ＩＦ信号応答信号が第３
局部発振器２０からの発振信号とヘテロダイニングされ
る。前述した多重変換チューナ５は第３ミクサ２１が第
３中間周波数信号応答信号を供給し得るよう、第３局部
発振器２０から発生される発振信号の周波数が選択され
る点を除いては既存のチューナに似ている。
【００３１】前記第３ＩＦ信号応答信号は多重変換チュ
ーナ５の最終中間周波数出力信号であり、この信号はデ
ィジタル化のため後続帯域通過アナログ／ディジタル変
換器（以下、“帯域通過ＡＤＣ”という）２２に供給さ
れる。この最終中間周波数出力信号は最低周波数がゼロ
周波数よりは高くなっている６ＭＨｚ幅の周波数帯を有
する。帯域通過ＡＤＣ２２でアナログ／ディジタル変換
の予備段階として行われる第３ミクサ２１の低域アナロ
グフィルタリングにより第３中間周波数の映像周波数が
除去され、第２ＳＡＷフィルタ１８は既に帯域通過ＡＤ
Ｃ２２に印加された、ディジタル化される第３ＩＦ信号
の帯域幅を制限した状態にあり、これによりＡＤＣ２２
は帯域通過アナログ／ディジタル変換器として作用す
る。アナログ／ディジタル変換の次の段階として帯域通
過ＡＤＣ２２で行われる低域通過アナログフィルタ応答
信号のサンプリングは、サンプルクロック発生器２３か
ら供給される第１クロック信号パルスに応答して行われ
る。
ーナ５の最終中間周波数出力信号であり、この信号はデ
ィジタル化のため後続帯域通過アナログ／ディジタル変
換器（以下、“帯域通過ＡＤＣ”という）２２に供給さ
れる。この最終中間周波数出力信号は最低周波数がゼロ
周波数よりは高くなっている６ＭＨｚ幅の周波数帯を有
する。帯域通過ＡＤＣ２２でアナログ／ディジタル変換
の予備段階として行われる第３ミクサ２１の低域アナロ
グフィルタリングにより第３中間周波数の映像周波数が
除去され、第２ＳＡＷフィルタ１８は既に帯域通過ＡＤ
Ｃ２２に印加された、ディジタル化される第３ＩＦ信号
の帯域幅を制限した状態にあり、これによりＡＤＣ２２
は帯域通過アナログ／ディジタル変換器として作用す
る。アナログ／ディジタル変換の次の段階として帯域通
過ＡＤＣ２２で行われる低域通過アナログフィルタ応答
信号のサンプリングは、サンプルクロック発生器２３か
ら供給される第１クロック信号パルスに応答して行われ
る。
【００３２】前記サンプルクロック発生器２３は好まし
くはシンボル速度の倍数でシソイド的発振信号を発生し
得るよう比較的狭い範囲で周波数制御可能な水晶発振器
（crystal oscilator）を含む。帯域幅を制限するため
のフィルタリング後、最終ＩＦ信号のサンプリングのタ
イミングを合わせるために使用される第１クロック信号
を発生させ得るよう対称クリッパ又はリミッタが使用さ
れて、前記シソイド的発振信号に対する矩形波応答信号
を発生させる。サンプルクロック発生器２３に備えられ
た修正発振器によって発生するシソイド的発振信号の周
波数は、シンボル副高調波、又は一例として後述するよ
うなボーレート（baud rate）である受信されたＤＴＶ
信号成分に応答して発生される自動周波数及び位相制御
（ＡＦＰＣ）信号により決定できる。第１クロック信号
パルスは秒当たり１０．７６＊１０6個のシンボルに当
たるＶＳＢ信号に対するシンボル速度の２倍、そして秒
当たり５．３８＊１０6個のシンボルに当たるシンボル
速度で繰り返される。このような秒当たり２１．５２＊
１０6個のシンボルに当たるシンボル速度で最終ＩＦ信
号をその中間周波数が５．３８ＭＨｚ以上となるように
すると、秒当たり２１．５２＊１０6個のシンボルに当
たるシンボル速度でＱＡＭ搬送波のサンプルの数が４個
未満に減少し、その結果、シンボルデコーディングのた
め供給されるシンクロダイニング応答信号の均一性が不
適に減少する。
くはシンボル速度の倍数でシソイド的発振信号を発生し
得るよう比較的狭い範囲で周波数制御可能な水晶発振器
（crystal oscilator）を含む。帯域幅を制限するため
のフィルタリング後、最終ＩＦ信号のサンプリングのタ
イミングを合わせるために使用される第１クロック信号
を発生させ得るよう対称クリッパ又はリミッタが使用さ
れて、前記シソイド的発振信号に対する矩形波応答信号
を発生させる。サンプルクロック発生器２３に備えられ
た修正発振器によって発生するシソイド的発振信号の周
波数は、シンボル副高調波、又は一例として後述するよ
うなボーレート（baud rate）である受信されたＤＴＶ
信号成分に応答して発生される自動周波数及び位相制御
（ＡＦＰＣ）信号により決定できる。第１クロック信号
パルスは秒当たり１０．７６＊１０6個のシンボルに当
たるＶＳＢ信号に対するシンボル速度の２倍、そして秒
当たり５．３８＊１０6個のシンボルに当たるシンボル
速度で繰り返される。このような秒当たり２１．５２＊
１０6個のシンボルに当たるシンボル速度で最終ＩＦ信
号をその中間周波数が５．３８ＭＨｚ以上となるように
すると、秒当たり２１．５２＊１０6個のシンボルに当
たるシンボル速度でＱＡＭ搬送波のサンプルの数が４個
未満に減少し、その結果、シンボルデコーディングのた
め供給されるシンクロダイニング応答信号の均一性が不
適に減少する。
【００３３】帯域通過ＡＤＣ２２は周波数帯が減少され
た最終ＩＦ信号のサンプルに１０ビットの実数ディジタ
ル応答信号又はこれに相応する解像度信号を供給し、こ
のディジタル応答信号は実数／複素数サンプル変換器２
４により複素数ディジタルサンプルに変換される。実数
／複素数サンプル変換器２４を構成する方式としてはい
ろいろのものが公知されている。ＱＡＭ搬送波周波数で
の虚数ディジタルサンプルは一例として米合衆国特許番
号第５，４７９，４４９号に記載されたようなヒルベル
ト（Hilbert）変換フィルタを使用して発生させ得る。
最終ＩＦ信号の６ＭＨｚの周波数帯が少なくとも１メガ
ヘルツ又はその程度の最低周波数を有する場合にはヒル
ベルト変換フィルタ内のタップの数を適宜小さく維持さ
せ、これにより前記フィルタの待機時間を適宜短く維持
させることが可能である。実数／複素数サンプル変換器
２４に対する他の構成方式としては、米合衆国特許番号
第５，５４８，６１７号に記載されたようにすべての周
波数で９０°の位相差とおよそ同じになる二つの無限イ
ンパルス応答（infinite-impulse-response）（ＩＩ
Ｒ）フィルタの応答信号間の差動遅延を用いることを挙
げ得る。実数／複素数サンプル変換器２４に対するさら
に他の構成方式としては、すべての周波数で９０°の位
相差とおよそ同じになる二つの有限インパルス応答（fi
nite-impulse-response）（ＦＩＲ）フィルタの応答信
号間の差動遅延を用いることを挙げ得る。
た最終ＩＦ信号のサンプルに１０ビットの実数ディジタ
ル応答信号又はこれに相応する解像度信号を供給し、こ
のディジタル応答信号は実数／複素数サンプル変換器２
４により複素数ディジタルサンプルに変換される。実数
／複素数サンプル変換器２４を構成する方式としてはい
ろいろのものが公知されている。ＱＡＭ搬送波周波数で
の虚数ディジタルサンプルは一例として米合衆国特許番
号第５，４７９，４４９号に記載されたようなヒルベル
ト（Hilbert）変換フィルタを使用して発生させ得る。
最終ＩＦ信号の６ＭＨｚの周波数帯が少なくとも１メガ
ヘルツ又はその程度の最低周波数を有する場合にはヒル
ベルト変換フィルタ内のタップの数を適宜小さく維持さ
せ、これにより前記フィルタの待機時間を適宜短く維持
させることが可能である。実数／複素数サンプル変換器
２４に対する他の構成方式としては、米合衆国特許番号
第５，５４８，６１７号に記載されたようにすべての周
波数で９０°の位相差とおよそ同じになる二つの無限イ
ンパルス応答（infinite-impulse-response）（ＩＩ
Ｒ）フィルタの応答信号間の差動遅延を用いることを挙
げ得る。実数／複素数サンプル変換器２４に対するさら
に他の構成方式としては、すべての周波数で９０°の位
相差とおよそ同じになる二つの有限インパルス応答（fi
nite-impulse-response）（ＦＩＲ）フィルタの応答信
号間の差動遅延を用いることを挙げ得る。
【００３４】図１の受信器回路において、実数／複素数
サンプル変換器２４から供給される最終ＩＦ信号の複素
ディジタルサンプルはＱＡＭ信号を基底帯にシンクロダ
イニングさせるＱＡＭシンクロダイニング回路２５に印
加される。ＱＡＭシンクロダイニング回路２５は実数サ
ンプルのストリームと虚数サンプルのストリームをシン
ボルデインターリーバー２６にパラレル（parallel）で
供給して、ＱＡＭ変調信号の基底帯表現（descriptio
n）信号を提供するようにする。前記ＱＡＭシンクロダ
イニング回路２５は最終中間周波数に変換され、互いに
直角関係を持っているＱＡＭ搬送波の二つの位相に対す
る複素数ディジタル記述信号をＲＯＭ２７から受信す
る。ＱＡＭ搬送波周波数に対するサイン及びコサインル
ックアップテーブルを含んでいるＲＯＭ２７は第１アド
レス発生器２８によりアドレスされる。前記第１アドレ
ス発生器２８はサンプルクロック発生器２３により発生
される第１クロック信号内の循環（recurrent）クロッ
クパルスを計数するためのアドレスカウンタ（図１には
明らかに図示されない）を含んでいる。結果アドレス計
数値はＱＡＭデ−ロテータ（de-rotator）により発生さ
れるシンボル位相訂正項（correction term）により増
加されて、ＲＯＭ２７に対するアドレス信号を発生す
る。前記ＱＡＭシンクロダイニング回路２５及び第１ア
ドレス発生器２８の構成及び動作については以降に詳細
に説明する。
サンプル変換器２４から供給される最終ＩＦ信号の複素
ディジタルサンプルはＱＡＭ信号を基底帯にシンクロダ
イニングさせるＱＡＭシンクロダイニング回路２５に印
加される。ＱＡＭシンクロダイニング回路２５は実数サ
ンプルのストリームと虚数サンプルのストリームをシン
ボルデインターリーバー２６にパラレル（parallel）で
供給して、ＱＡＭ変調信号の基底帯表現（descriptio
n）信号を提供するようにする。前記ＱＡＭシンクロダ
イニング回路２５は最終中間周波数に変換され、互いに
直角関係を持っているＱＡＭ搬送波の二つの位相に対す
る複素数ディジタル記述信号をＲＯＭ２７から受信す
る。ＱＡＭ搬送波周波数に対するサイン及びコサインル
ックアップテーブルを含んでいるＲＯＭ２７は第１アド
レス発生器２８によりアドレスされる。前記第１アドレ
ス発生器２８はサンプルクロック発生器２３により発生
される第１クロック信号内の循環（recurrent）クロッ
クパルスを計数するためのアドレスカウンタ（図１には
明らかに図示されない）を含んでいる。結果アドレス計
数値はＱＡＭデ−ロテータ（de-rotator）により発生さ
れるシンボル位相訂正項（correction term）により増
加されて、ＲＯＭ２７に対するアドレス信号を発生す
る。前記ＱＡＭシンクロダイニング回路２５及び第１ア
ドレス発生器２８の構成及び動作については以降に詳細
に説明する。
【００３５】図１の受信器回路において、実数／複素数
サンプル変換器２４から供給される最終ＩＦ信号の複素
ディジタルサンプルはさらにＶＳＢ信号を基底帯にシン
クロダイニングさせるためのＶＳＢシンクロダイニング
回路３０に印加される。前記ＶＳＢシンクロダイニング
回路３０は基底帯にシンクロダイニングされている残留
側波帯（ＶＳＢ）変調信号の実数及び虚数成分を示すサ
ンプルのストリームを供給する。ＶＳＢシンクロダイニ
ング回路３０は最終中間周波数に変換され、互いに直角
関係を持っているＶＳＢ搬送波の２位相に対する複素デ
ィジタル等級信号をＲＯＭ３１から受信する。ＶＳＢ搬
送波周波数に対するサイン及びコサインルックアップテ
ーブルを含んでいるＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１は、第
２アドレス発生器３２によりアドレスされる。前記第２
アドレス発生器３２は、サンプルクロック発生器２３に
より発生される第１クロック信号内の循環クロックパル
スを計数するためのアドレスカウンタ（図１には図示せ
ず）を含んでいる。本発明の一実施様態の場合、前記ア
ドレスカウンタは第１アドレス発生器２８で使用したア
ドレスカウンタと同じものである。結果アドレス計数値
はシンボル位相訂正回路により発生されるシンボル位相
訂正項により増加されて、ＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１
に対するアドレス信号を発生する。前記ＶＳＢシンクロ
ダイニング回路３０及び第２アドレス発生器３２の構成
及び動作については以降により詳細に説明する。
サンプル変換器２４から供給される最終ＩＦ信号の複素
ディジタルサンプルはさらにＶＳＢ信号を基底帯にシン
クロダイニングさせるためのＶＳＢシンクロダイニング
回路３０に印加される。前記ＶＳＢシンクロダイニング
回路３０は基底帯にシンクロダイニングされている残留
側波帯（ＶＳＢ）変調信号の実数及び虚数成分を示すサ
ンプルのストリームを供給する。ＶＳＢシンクロダイニ
ング回路３０は最終中間周波数に変換され、互いに直角
関係を持っているＶＳＢ搬送波の２位相に対する複素デ
ィジタル等級信号をＲＯＭ３１から受信する。ＶＳＢ搬
送波周波数に対するサイン及びコサインルックアップテ
ーブルを含んでいるＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１は、第
２アドレス発生器３２によりアドレスされる。前記第２
アドレス発生器３２は、サンプルクロック発生器２３に
より発生される第１クロック信号内の循環クロックパル
スを計数するためのアドレスカウンタ（図１には図示せ
ず）を含んでいる。本発明の一実施様態の場合、前記ア
ドレスカウンタは第１アドレス発生器２８で使用したア
ドレスカウンタと同じものである。結果アドレス計数値
はシンボル位相訂正回路により発生されるシンボル位相
訂正項により増加されて、ＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１
に対するアドレス信号を発生する。前記ＶＳＢシンクロ
ダイニング回路３０及び第２アドレス発生器３２の構成
及び動作については以降により詳細に説明する。
【００３６】シンボルデインターリーバー２６とＶＳＢ
シンクロダイニング回路３０にはディジタル信号多重化
器３３が接続され、このディジタル信号多重化器３３は
印加される二つの複素数ディジタル入力信号の一つを応
答信号として選択するシンクロダイニング結果選択器
（以下、“シンクロダイニング結果選択器３３”とい
う）として作用する。ここで、信号選択はＶＳＢシンク
ロダイニング回路３０からの実数サンプルのゼロ周波数
項を検出するための検出器３４により制御される。前記
ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を伴うパイロット搬送波信号
なしを示す、本質的にゼロのエネルギーを有する場合、
シンクロダイニング結果選択器３３はデインターリーバ
ー２６から供給される、基底帯域にシンクロダイニング
されたＱＡＭ信号のデ−インターリーブされた結果を示
す第１複素数ディジタル入力信号に選択的に応答する。
しかし、前記ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を伴うパイロッ
ト搬送波信号の存在を示す実質的なエネルギーを有する
場合、シンクロダイニング結果選択器３３はＶＳＢシン
クロダイニング回路３０基底帯応答信号の実数及び虚数
成分を含む第２複素ディジタル入力信号に選択的に応答
する。
シンクロダイニング回路３０にはディジタル信号多重化
器３３が接続され、このディジタル信号多重化器３３は
印加される二つの複素数ディジタル入力信号の一つを応
答信号として選択するシンクロダイニング結果選択器
（以下、“シンクロダイニング結果選択器３３”とい
う）として作用する。ここで、信号選択はＶＳＢシンク
ロダイニング回路３０からの実数サンプルのゼロ周波数
項を検出するための検出器３４により制御される。前記
ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を伴うパイロット搬送波信号
なしを示す、本質的にゼロのエネルギーを有する場合、
シンクロダイニング結果選択器３３はデインターリーバ
ー２６から供給される、基底帯域にシンクロダイニング
されたＱＡＭ信号のデ−インターリーブされた結果を示
す第１複素数ディジタル入力信号に選択的に応答する。
しかし、前記ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を伴うパイロッ
ト搬送波信号の存在を示す実質的なエネルギーを有する
場合、シンクロダイニング結果選択器３３はＶＳＢシン
クロダイニング回路３０基底帯応答信号の実数及び虚数
成分を含む第２複素ディジタル入力信号に選択的に応答
する。
【００３７】前記シンクロダイニング結果選択器３３の
応答信号は、２：１デシメーション（decimation）回路
３５でサンプルクロック発生器２３からの第２クロック
信号に応答して再サンプリングされて、複素数基底帯応
答信号のサンプル速度を５．３８ＭＨｚＱＡＭシンボル
速度の２倍に相当する１０．７６ＭＨｚＶＳＢシンボル
速度まで減少されるようにする。すなわち、実数ディジ
タルサンプルのストリームと虚数ディジタルサンプルの
ストリームとに対してすべて２：１デシメーション処理
される。シンクロダイニング結果選択器３３の２：１デ
シメーション応答信号は振幅及び群遅延等化器３６に入
力信号として印加される前にその等化器３６に対するハ
ードウェア的要件を減少させる。他の実施例において、
前記のようにシンクロダイニング結果選択多重化器３３
の後端で２：１デシメーション回路３５を使用する代わ
りに、シンクロダイニング結果選択器３３の上流側で
２：１デシメーションを行えるよう、ＱＡＭシンクロダ
イニング回路２５及びＶＳＢシンクロダイニング回路３
０の基底帯応答信号をサンプルクロック発生器２３から
の第２クロック信号に応答して再サンプリングすること
もできる。
応答信号は、２：１デシメーション（decimation）回路
３５でサンプルクロック発生器２３からの第２クロック
信号に応答して再サンプリングされて、複素数基底帯応
答信号のサンプル速度を５．３８ＭＨｚＱＡＭシンボル
速度の２倍に相当する１０．７６ＭＨｚＶＳＢシンボル
速度まで減少されるようにする。すなわち、実数ディジ
タルサンプルのストリームと虚数ディジタルサンプルの
ストリームとに対してすべて２：１デシメーション処理
される。シンクロダイニング結果選択器３３の２：１デ
シメーション応答信号は振幅及び群遅延等化器３６に入
力信号として印加される前にその等化器３６に対するハ
ードウェア的要件を減少させる。他の実施例において、
前記のようにシンクロダイニング結果選択多重化器３３
の後端で２：１デシメーション回路３５を使用する代わ
りに、シンクロダイニング結果選択器３３の上流側で
２：１デシメーションを行えるよう、ＱＡＭシンクロダ
イニング回路２５及びＶＳＢシンクロダイニング回路３
０の基底帯応答信号をサンプルクロック発生器２３から
の第２クロック信号に応答して再サンプリングすること
もできる。
【００３８】図２には前記振幅及び群遅延等化器３６が
示され、この振幅及び群遅延等化器３６はシンボルエラ
ーを発生させる傾向を最少化させる改善された振幅対周
波数特性を有する信号に変換させる。振幅及び群遅延等
化器３６としては、等化器に使用するためのオフデセル
フ（off the-shelf）として入手可能なモノリシック（m
onolithic）集積回路のうち適当なものを使用し得る。
このような集積回路は振幅及び群遅延等化のために使用
され、タップ加重値がプログラム可能な多重タップディ
ジタルフィルタと、訓練信号を選択的に累積し、その累
積結果を臨時貯蔵する回路と、振幅及び群遅延等化のた
めに使用される多重タップディジタルフィルタの更新さ
れたタップ加重値を計算するためのマイクロコンピュー
タとを含む。
示され、この振幅及び群遅延等化器３６はシンボルエラ
ーを発生させる傾向を最少化させる改善された振幅対周
波数特性を有する信号に変換させる。振幅及び群遅延等
化器３６としては、等化器に使用するためのオフデセル
フ（off the-shelf）として入手可能なモノリシック（m
onolithic）集積回路のうち適当なものを使用し得る。
このような集積回路は振幅及び群遅延等化のために使用
され、タップ加重値がプログラム可能な多重タップディ
ジタルフィルタと、訓練信号を選択的に累積し、その累
積結果を臨時貯蔵する回路と、振幅及び群遅延等化のた
めに使用される多重タップディジタルフィルタの更新さ
れたタップ加重値を計算するためのマイクロコンピュー
タとを含む。
【００３９】受信されるＤＴＶ信号がＶＳＢ形態である
場合、各データフィールドの初期データセグメント（se
gment）には訓練信号が含まれる。前記マイクロコンピ
ュータは臨時貯蔵された累積結果を“priori”として知
られている理想的な訓練信号と比較し、振幅及び群遅延
等化のために使用される多重タップディジタルフィルタ
に対する一連の加重係数を設定するようプログラムされ
ている。その後、一例として飛行中である飛行機により
引き起こされる多重経路条件の変化に対する補償をうま
く行えるよう加重係数を１９９７年７月１５日付で“RA
PID-UPDATE ADAPTIVE CHANNEL-EQUALIZATION FILTERING
FOR DIGITAL RADIO RECEIVERS,SUCH ASHDTV RECEIVER
S”との名称として本発明者及びジアンヤング（Jian Ya
ng）博士に付与された米合衆国特許番号第５，６４８，
９８７号に記載されたような決定方向性等化技術を用い
てより大きい頻度で更新させることもできる。受信され
るＤＴＶ信号がＱＡＭ形態である場合、訓練信号の包含
のための装置が備えられていない状態で等化されるべき
であれば決定方向性等化技術が使用されるべきである。
満足な一連の初期加重係数を設定するには訓練信号を使
用する場合より長い時間が要求される。仮にＤＴＶ受信
器動作期間及び非動作期間中に適所にそのまま維持され
る場合であれば、ＤＴＶチャンネル復帰時に満足した一
連の初期加重係数を設定するに要求される時間は、前記
ＤＴＶチャンネルに対して最終に決定された一例の加重
係数がメモリに貯蔵された状態であれば減少が可能であ
る。
場合、各データフィールドの初期データセグメント（se
gment）には訓練信号が含まれる。前記マイクロコンピ
ュータは臨時貯蔵された累積結果を“priori”として知
られている理想的な訓練信号と比較し、振幅及び群遅延
等化のために使用される多重タップディジタルフィルタ
に対する一連の加重係数を設定するようプログラムされ
ている。その後、一例として飛行中である飛行機により
引き起こされる多重経路条件の変化に対する補償をうま
く行えるよう加重係数を１９９７年７月１５日付で“RA
PID-UPDATE ADAPTIVE CHANNEL-EQUALIZATION FILTERING
FOR DIGITAL RADIO RECEIVERS,SUCH ASHDTV RECEIVER
S”との名称として本発明者及びジアンヤング（Jian Ya
ng）博士に付与された米合衆国特許番号第５，６４８，
９８７号に記載されたような決定方向性等化技術を用い
てより大きい頻度で更新させることもできる。受信され
るＤＴＶ信号がＱＡＭ形態である場合、訓練信号の包含
のための装置が備えられていない状態で等化されるべき
であれば決定方向性等化技術が使用されるべきである。
満足な一連の初期加重係数を設定するには訓練信号を使
用する場合より長い時間が要求される。仮にＤＴＶ受信
器動作期間及び非動作期間中に適所にそのまま維持され
る場合であれば、ＤＴＶチャンネル復帰時に満足した一
連の初期加重係数を設定するに要求される時間は、前記
ＤＴＶチャンネルに対して最終に決定された一例の加重
係数がメモリに貯蔵された状態であれば減少が可能であ
る。
【００４０】振幅及び群遅延等化器３６の実数及び虚数
応答信号すべては、ＱＡＭ原信号からのシンボルデコー
ディングされたディジタルデータストリームを復元させ
るシンボルデコーディングを行う２次元シンボルデコー
ディング回路３７に入力信号として印加される。前記Ｑ
ＡＭ原信号がそのＶＳＢ原信号内のデータ同期情報に対
応するデータ同期情報を含むと仮定すると、シンボルデ
コーディングされたディジタルデータストリームのうち
一つは後続のデータ処理のために供給されたトレリスデ
コーディングされたディジタルデータストリームとな
り、このシンボルデコーディングされたディジタルデー
タストリームのさらに他の一つは後続トレリスデコーデ
ィングなしにデータスライス処理により発生される。後
者のシンボルデコーディングされたディジタルデータス
トリームからはデータ同期情報が抽出され、このデータ
同期情報は受信器によるＱＡＭ原データの処理を制御す
ることに使用される。
応答信号すべては、ＱＡＭ原信号からのシンボルデコー
ディングされたディジタルデータストリームを復元させ
るシンボルデコーディングを行う２次元シンボルデコー
ディング回路３７に入力信号として印加される。前記Ｑ
ＡＭ原信号がそのＶＳＢ原信号内のデータ同期情報に対
応するデータ同期情報を含むと仮定すると、シンボルデ
コーディングされたディジタルデータストリームのうち
一つは後続のデータ処理のために供給されたトレリスデ
コーディングされたディジタルデータストリームとな
り、このシンボルデコーディングされたディジタルデー
タストリームのさらに他の一つは後続トレリスデコーデ
ィングなしにデータスライス処理により発生される。後
者のシンボルデコーディングされたディジタルデータス
トリームからはデータ同期情報が抽出され、このデータ
同期情報は受信器によるＱＡＭ原データの処理を制御す
ることに使用される。
【００４１】振幅及び群遅延等化器３６の実数応答信号
は、ＶＳＢ原信号からのシンボルデコーディングされた
ディジタルデータストリームを復元させるシンボルデコ
ーディングを行う１次元シンボルデコーディング回路３
８に入力信号として印加される。ＡＴＳＣ基準によるＶ
ＳＢ信号の場合には、トレリスコーディング処理されな
かったフィールド同期コード群を含む各データフィール
ドの初期データセグメントを除くすべてのデータセグメ
ント内のデータに対してトレリスコーディングが使用さ
れる。従来技術のように、シンボルデコーディング回路
３８が供給するシンボルデコーディングされたディジタ
ルデータストリームのうち一つとして、後続のデータ処
理のために使用されるべきディジタルデータストリーム
は、データスライス過程の結果をトレリスデコーディン
グすることにより発生され、通常最適のバイタビ（Vite
rbi）デコーディング技術が使用される。従来技術のよ
うにシンボルデコーディング回路３８が供給するシンボ
ルデコーディングされたディジタルデータストリームの
さらに他の一つとして、受信されたＶＳＢ原信号に含ま
れている同期情報に応答する受信器によるデータ処理を
制御するために使用されるディジタルデータストリーム
は、後続トレリスデコーディングなしにデータスライス
過程を用いて発生される。前記シンボルデコーディング
回路３８は本明細書に引用され１９９６年１１月１２日
付で“DIGITAL TELEVISION RECEIVERWITH ADAPTIVE FIL
TER CIRCUITRY FOR SUPPRESSING NTSC CO-CHANNEL INTE
RFERENCE”との名称で出願されて承認された特許出願第
０８／７４６，５２０号に記載されたものに類似したデ
ータスライス技術を用いる点で通常の従来方式と異なる
ようになっている。
は、ＶＳＢ原信号からのシンボルデコーディングされた
ディジタルデータストリームを復元させるシンボルデコ
ーディングを行う１次元シンボルデコーディング回路３
８に入力信号として印加される。ＡＴＳＣ基準によるＶ
ＳＢ信号の場合には、トレリスコーディング処理されな
かったフィールド同期コード群を含む各データフィール
ドの初期データセグメントを除くすべてのデータセグメ
ント内のデータに対してトレリスコーディングが使用さ
れる。従来技術のように、シンボルデコーディング回路
３８が供給するシンボルデコーディングされたディジタ
ルデータストリームのうち一つとして、後続のデータ処
理のために使用されるべきディジタルデータストリーム
は、データスライス過程の結果をトレリスデコーディン
グすることにより発生され、通常最適のバイタビ（Vite
rbi）デコーディング技術が使用される。従来技術のよ
うにシンボルデコーディング回路３８が供給するシンボ
ルデコーディングされたディジタルデータストリームの
さらに他の一つとして、受信されたＶＳＢ原信号に含ま
れている同期情報に応答する受信器によるデータ処理を
制御するために使用されるディジタルデータストリーム
は、後続トレリスデコーディングなしにデータスライス
過程を用いて発生される。前記シンボルデコーディング
回路３８は本明細書に引用され１９９６年１１月１２日
付で“DIGITAL TELEVISION RECEIVERWITH ADAPTIVE FIL
TER CIRCUITRY FOR SUPPRESSING NTSC CO-CHANNEL INTE
RFERENCE”との名称で出願されて承認された特許出願第
０８／７４６，５２０号に記載されたものに類似したデ
ータスライス技術を用いる点で通常の従来方式と異なる
ようになっている。
【００４２】２次元シンボルデコーディング回路３７と
１次元シンボルデコーディング回路３８にはディジタル
信号マルチプレクサ３９が接続され、このディジタル信
号マルチプレクサ３９は印加される第１、第２ディジタ
ル入力信号のうち一つを応答信号として選択するデータ
ソース選択器（以下、“データソース選択器３９”とい
う）として作用する。前記データソース選択器３９はＶ
ＳＢシンクロダイニング回路３０からの実数サンプルの
ゼロ周波数項を検出するための検出器３４の制御により
信号を選択する。前記ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を伴う
パイロット搬送波信号なしを示す、本質的にゼロのエネ
ルギーである場合、データソース選択器器３９は第１デ
ィジタル入力信号に選択的に応答してそのディジタルデ
ータ出力ソースとしてＱＡＭ信号に含まれたシンボルを
デコーディングする２次元シンボルデコーディング回路
３７を選択する。しかし、前記ゼロ周波数項がＶＳＢ信
号を伴うパイロット搬送波信号の存在を示す実質的なエ
ネルギーを有する場合、データソース選択器３９は第２
ディジタル入力信号に選択的に応答してそのディジタル
データ出力ソースとして、ＶＳＢ信号に含まれたシンボ
ルをデコーディングする１次元シンボルデコーディング
回路３８を選択する。
１次元シンボルデコーディング回路３８にはディジタル
信号マルチプレクサ３９が接続され、このディジタル信
号マルチプレクサ３９は印加される第１、第２ディジタ
ル入力信号のうち一つを応答信号として選択するデータ
ソース選択器（以下、“データソース選択器３９”とい
う）として作用する。前記データソース選択器３９はＶ
ＳＢシンクロダイニング回路３０からの実数サンプルの
ゼロ周波数項を検出するための検出器３４の制御により
信号を選択する。前記ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を伴う
パイロット搬送波信号なしを示す、本質的にゼロのエネ
ルギーである場合、データソース選択器器３９は第１デ
ィジタル入力信号に選択的に応答してそのディジタルデ
ータ出力ソースとしてＱＡＭ信号に含まれたシンボルを
デコーディングする２次元シンボルデコーディング回路
３７を選択する。しかし、前記ゼロ周波数項がＶＳＢ信
号を伴うパイロット搬送波信号の存在を示す実質的なエ
ネルギーを有する場合、データソース選択器３９は第２
ディジタル入力信号に選択的に応答してそのディジタル
データ出力ソースとして、ＶＳＢ信号に含まれたシンボ
ルをデコーディングする１次元シンボルデコーディング
回路３８を選択する。
【００４３】前記データソース選択器３９により選択さ
れたデータはデータデインターリーバー４０に入力信号
として印加され、そのデータデインターリーバー４０か
ら供給されるデ−インターリーブされたデータはリード
−ソロモンデコーダ４１に印加される。前記データデイ
ンターリーバー４０は度々その専用モノリシック集積回
路内に構成され、現在受信されるＤＴＶ信号がＱＡＭ形
態であるか又はＶＳＢ形態であるかによってそのＤＴＶ
信号に適するデ−インターリービングアルゴリズムを選
択し得るようパイロット搬送波存在検出器３４からの出
力表示信号に応答し得るようになっているが、このよう
な事項は単純設計事項にすぎないものである。また、前
記リード−ソロモンデコーダ４１も度々その専用モノリ
シック集積回路内に構成され、現在受信されるＤＴＶ信
号がＱＡＭ形態であるか又はＶＳＢ形態であるかによっ
てそのＤＴＶ信号に適するリード−ソロモンアルゴリズ
ムを選択し得るようパイロット搬送波存在検出器３４か
らの出力表示信号に応答し得るようになっているが、こ
のような事項も単純設計事項にすぎないものである。リ
ード−ソロモンデコーダ４１はデータデランドマイザ
（de-randomizer）４２にエラー検出データを供給し、
このエラー検出データに応答してデータデランドマイザ
４２は、ＤＴＶ受信器に伝送する前のランドマイジング
された信号として再生させる。前記再生された信号パケ
ットソータ（packet sorter）４３用のデータパケット
を含む。データデランドマイザ４２は現在受信されるＤ
ＴＶ信号がＱＡＭ形態であるか又はＶＳＢ形態であるか
によってそのＤＴＶ信号に適するデータデランドマイジ
ングアルゴリズムを選択し得るようパイロット搬送波存
在検出器３４からの出力表示信号に応答し得るように構
成されているが、このような事項も単純設計事項にすぎ
ないものである。
れたデータはデータデインターリーバー４０に入力信号
として印加され、そのデータデインターリーバー４０か
ら供給されるデ−インターリーブされたデータはリード
−ソロモンデコーダ４１に印加される。前記データデイ
ンターリーバー４０は度々その専用モノリシック集積回
路内に構成され、現在受信されるＤＴＶ信号がＱＡＭ形
態であるか又はＶＳＢ形態であるかによってそのＤＴＶ
信号に適するデ−インターリービングアルゴリズムを選
択し得るようパイロット搬送波存在検出器３４からの出
力表示信号に応答し得るようになっているが、このよう
な事項は単純設計事項にすぎないものである。また、前
記リード−ソロモンデコーダ４１も度々その専用モノリ
シック集積回路内に構成され、現在受信されるＤＴＶ信
号がＱＡＭ形態であるか又はＶＳＢ形態であるかによっ
てそのＤＴＶ信号に適するリード−ソロモンアルゴリズ
ムを選択し得るようパイロット搬送波存在検出器３４か
らの出力表示信号に応答し得るようになっているが、こ
のような事項も単純設計事項にすぎないものである。リ
ード−ソロモンデコーダ４１はデータデランドマイザ
（de-randomizer）４２にエラー検出データを供給し、
このエラー検出データに応答してデータデランドマイザ
４２は、ＤＴＶ受信器に伝送する前のランドマイジング
された信号として再生させる。前記再生された信号パケ
ットソータ（packet sorter）４３用のデータパケット
を含む。データデランドマイザ４２は現在受信されるＤ
ＴＶ信号がＱＡＭ形態であるか又はＶＳＢ形態であるか
によってそのＤＴＶ信号に適するデータデランドマイジ
ングアルゴリズムを選択し得るようパイロット搬送波存
在検出器３４からの出力表示信号に応答し得るように構
成されているが、このような事項も単純設計事項にすぎ
ないものである。
【００４４】２次元シンボルデコーディング回路３７の
データ出力に含まれているデータ同期情報は第１データ
同期復元回路４４により復元され、１次元シンボルデコ
ーディング回路３８のデータ出力に含まれているデータ
同期情報は第２データ同期復元回路４５により復元され
る。前記第１、第２データ同期復元回路４４、４５には
データ同期選択器４６が接続され、前記データ同期選択
器４６は第１、第２データ同期復元回路４４、４５によ
りそれぞれ提供されるデータ同期情報の一つを選択す
る。この情報選択はＶＳＢシンクロダイニング回路３０
からの実数サンプルのゼロ周波数項を検出するための検
出器３４により制御されるようになっている。前記ゼロ
周波数項がＶＳＢ信号を伴うパイロット搬送波信号なし
を示す本質的にゼロのエネルギーを有する場合、データ
同期選択器４６はその出力信号として第１データ同期復
元回路４４により提供されるデータ同期情報を選択す
る。しかし、前記ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を伴うパイ
ロット搬送波信号の存在を示す実質的なエネルギーを有
する場合、データ同期選択器４６はその出力信号として
第２データ同期復元回路４５により提供されるデータ同
期情報を選択する。
データ出力に含まれているデータ同期情報は第１データ
同期復元回路４４により復元され、１次元シンボルデコ
ーディング回路３８のデータ出力に含まれているデータ
同期情報は第２データ同期復元回路４５により復元され
る。前記第１、第２データ同期復元回路４４、４５には
データ同期選択器４６が接続され、前記データ同期選択
器４６は第１、第２データ同期復元回路４４、４５によ
りそれぞれ提供されるデータ同期情報の一つを選択す
る。この情報選択はＶＳＢシンクロダイニング回路３０
からの実数サンプルのゼロ周波数項を検出するための検
出器３４により制御されるようになっている。前記ゼロ
周波数項がＶＳＢ信号を伴うパイロット搬送波信号なし
を示す本質的にゼロのエネルギーを有する場合、データ
同期選択器４６はその出力信号として第１データ同期復
元回路４４により提供されるデータ同期情報を選択す
る。しかし、前記ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を伴うパイ
ロット搬送波信号の存在を示す実質的なエネルギーを有
する場合、データ同期選択器４６はその出力信号として
第２データ同期復元回路４５により提供されるデータ同
期情報を選択する。
【００４５】データ同期選択器４６がその出力信号とし
て第２データ同期復元回路４５により提供されるデータ
同期情報を選択する場合、各データフィールドの初期デ
ータラインが訓練信号として振幅及び群遅延等化器３６
に印加されるように選択される。第２データ同期復元回
路４５内からデータ同期選択器４６にデータフィールド
インデクシング情報を提供し得るよう、５１１−サンプ
ルＰＮシケンスの発生が検出され得る。これとは異なる
実施例において、データ同期選択器４６にデータフィー
ルドインデクシング情報を提供し得るよう、データ同期
復元回路４５内で二つ又は三つの連続した６３−サンプ
ルＰＮシケンスの発生が検出される。
て第２データ同期復元回路４５により提供されるデータ
同期情報を選択する場合、各データフィールドの初期デ
ータラインが訓練信号として振幅及び群遅延等化器３６
に印加されるように選択される。第２データ同期復元回
路４５内からデータ同期選択器４６にデータフィールド
インデクシング情報を提供し得るよう、５１１−サンプ
ルＰＮシケンスの発生が検出され得る。これとは異なる
実施例において、データ同期選択器４６にデータフィー
ルドインデクシング情報を提供し得るよう、データ同期
復元回路４５内で二つ又は三つの連続した６３−サンプ
ルＰＮシケンスの発生が検出される。
【００４６】ＱＡＭＤＴＶ信号に対する規格は現在ＶＳ
ＢＤＴＶ信号に対する規格のようによく定義されていな
い。３２−状態ＱＡＭ信号はＭＰＥＧ規格と関係ない圧
縮技術を使用する必要なしに単一ＨＤＴＶ信号に対する
十分な容量を提供するが、一般にＭＰＥＧ規格と関係な
い圧縮技術の一部は単一ＨＤＴＶ信号を１６−状態ＱＡ
Ｍ信号でコーディングさせるように使用されている。典
型的に、第１データ同期復元回路４４はデータ同期選択
器４６に印加するためのデータフィールドインデクシン
グ情報を発生させ得るよう所定の２４−ビットワードの
発生を検出する。データ同期選択器４６に内装されてい
るマルチプレクサは第１、第２データ同期復元回路４
４、４５によりそれぞれ供給されるデータフィールドイ
ンデクシング情報の一つを選択し、このようにして選択
されたデータフィールドインデクシング情報はデータデ
インターリーバー４０、リード−ソロモン検出器４１、
そしてデータデランドマイザ４２に供給される。この場
合、ＱＡＭＤＴＶ信号に訓練信号が含まれていないとい
う内容が記録される。したがって、振幅及び群遅延等化
器３６はパイロット搬送波なしを示すＶＳＢパイロット
搬送波存在検出器３４に応答し訓練信号に依存しない決
定方向性等化技術を使用するように調節され、第２デー
タ同期復元回路４５により選択されたＶＳＢ訓練信号は
マルチプレクサの必要性なしにデータ同期選択器４６に
より伝送される。また、ＱＡＭＤＴＶ伝送のためのデー
タライン同期信号として、最小限基準として選択された
データライン同期信号でないデータライン同期信号は存
在しない。第１データ同期復元回路４４はデータフィー
ルド内同期情報を発生させるよう各データフィールド内
のサンプルを計数する計数回路を含む。このデータフィ
ールド内同期情報及び第２データ同期復元回路４５によ
り発生されるデータフィールド内同期情報（一例とし
て、データライン計数値）は必要によってデータデイン
ターリーバー４０、リード−ソロモンデコーダ４１、そ
してデータデランドマイザ４２に印加されるようデータ
同期選択器４６内の適当なマルチプレクサにより選択さ
れる。
ＢＤＴＶ信号に対する規格のようによく定義されていな
い。３２−状態ＱＡＭ信号はＭＰＥＧ規格と関係ない圧
縮技術を使用する必要なしに単一ＨＤＴＶ信号に対する
十分な容量を提供するが、一般にＭＰＥＧ規格と関係な
い圧縮技術の一部は単一ＨＤＴＶ信号を１６−状態ＱＡ
Ｍ信号でコーディングさせるように使用されている。典
型的に、第１データ同期復元回路４４はデータ同期選択
器４６に印加するためのデータフィールドインデクシン
グ情報を発生させ得るよう所定の２４−ビットワードの
発生を検出する。データ同期選択器４６に内装されてい
るマルチプレクサは第１、第２データ同期復元回路４
４、４５によりそれぞれ供給されるデータフィールドイ
ンデクシング情報の一つを選択し、このようにして選択
されたデータフィールドインデクシング情報はデータデ
インターリーバー４０、リード−ソロモン検出器４１、
そしてデータデランドマイザ４２に供給される。この場
合、ＱＡＭＤＴＶ信号に訓練信号が含まれていないとい
う内容が記録される。したがって、振幅及び群遅延等化
器３６はパイロット搬送波なしを示すＶＳＢパイロット
搬送波存在検出器３４に応答し訓練信号に依存しない決
定方向性等化技術を使用するように調節され、第２デー
タ同期復元回路４５により選択されたＶＳＢ訓練信号は
マルチプレクサの必要性なしにデータ同期選択器４６に
より伝送される。また、ＱＡＭＤＴＶ伝送のためのデー
タライン同期信号として、最小限基準として選択された
データライン同期信号でないデータライン同期信号は存
在しない。第１データ同期復元回路４４はデータフィー
ルド内同期情報を発生させるよう各データフィールド内
のサンプルを計数する計数回路を含む。このデータフィ
ールド内同期情報及び第２データ同期復元回路４５によ
り発生されるデータフィールド内同期情報（一例とし
て、データライン計数値）は必要によってデータデイン
ターリーバー４０、リード−ソロモンデコーダ４１、そ
してデータデランドマイザ４２に印加されるようデータ
同期選択器４６内の適当なマルチプレクサにより選択さ
れる。
【００４７】米合衆国特許番号第５，５０６，６３６号
の図２には、２次元シンボルデコーディング回路３７の
変形例が示されている。この場合、トレリスデコーディ
ング結果及びシンボルデコーディングされたデータ同期
信号は、データソース選択器３９及び第１データ同期復
元回路４４に印加されるように、単一バス上に時分割多
重化される。米合衆国特許番号第５，５０６，６３６号
の図２には、さらに第１シンボルデコーディング回路３
８の変形例も示され、この場合にも、トレリスデコーデ
ィング結果及びシンボルデコーディングされたデータ同
期信号は、データソース選択器３９及び第２データ同期
復元回路４５に印加されるように単一バス上に時分割多
重化される。本明細書に添付した図面の図２に示す実施
例のように、第１データ同期復元回路４４と第２データ
同期復元回路４５はシンボルデコーディング結果の整合
フィルタリングによりデータ同期を行う。ＶＳＢ放送用
ＡＴＳＣ規定信号当たり各データフィールドの初期デー
タセグメントをＱＡＭ有線放送用シンボルコードを使用
して単に記録する場合には、ＱＡＭ信号をシンボルデコ
ーディングした後、シンボルデコーディングされたＰＮ
シケンス情報を探してデータ同期を行える。図２には、
データ同期がＶＳＢ信号をシンボルデコーディングして
から行うものと例示されており、このようなデータ同期
は、シンボルデコーディングされたＰＮシケンス情報を
探すことによりなされる。ＶＳＢ放送用ＡＴＳＣ記述信
号当たり各データフィールドの初期データセグメントを
ＱＡＭ有線放送用シンボルコードを使用して単に記録す
る場合には、図２のＤＴＶ受信器回路の変形例としてシ
ンボルデコーディング後、ＶＳＢ信号受信及びＱＡＭ信
号受信中に、すべてデータ同期化を同一装置を使用して
行える。
の図２には、２次元シンボルデコーディング回路３７の
変形例が示されている。この場合、トレリスデコーディ
ング結果及びシンボルデコーディングされたデータ同期
信号は、データソース選択器３９及び第１データ同期復
元回路４４に印加されるように、単一バス上に時分割多
重化される。米合衆国特許番号第５，５０６，６３６号
の図２には、さらに第１シンボルデコーディング回路３
８の変形例も示され、この場合にも、トレリスデコーデ
ィング結果及びシンボルデコーディングされたデータ同
期信号は、データソース選択器３９及び第２データ同期
復元回路４５に印加されるように単一バス上に時分割多
重化される。本明細書に添付した図面の図２に示す実施
例のように、第１データ同期復元回路４４と第２データ
同期復元回路４５はシンボルデコーディング結果の整合
フィルタリングによりデータ同期を行う。ＶＳＢ放送用
ＡＴＳＣ規定信号当たり各データフィールドの初期デー
タセグメントをＱＡＭ有線放送用シンボルコードを使用
して単に記録する場合には、ＱＡＭ信号をシンボルデコ
ーディングした後、シンボルデコーディングされたＰＮ
シケンス情報を探してデータ同期を行える。図２には、
データ同期がＶＳＢ信号をシンボルデコーディングして
から行うものと例示されており、このようなデータ同期
は、シンボルデコーディングされたＰＮシケンス情報を
探すことによりなされる。ＶＳＢ放送用ＡＴＳＣ記述信
号当たり各データフィールドの初期データセグメントを
ＱＡＭ有線放送用シンボルコードを使用して単に記録す
る場合には、図２のＤＴＶ受信器回路の変形例としてシ
ンボルデコーディング後、ＶＳＢ信号受信及びＱＡＭ信
号受信中に、すべてデータ同期化を同一装置を使用して
行える。
【００４８】他の実施例として、ＶＳＢ信号受信中に行
うデータ同期を、２：１デシメータ３５の応答信号又は
振幅及び群遅延等化器３６の応答信号内のＰＮシケンス
に対するスパイク応答信号を発生させる整合フィルタを
使用して、シンボルディーコーディングより前になすこ
ともできる。同期コードシケンスに対するスパイク応答
信号を発生させる前記整合フィルタは好ましくはその各
々のカーネル（kernel）内のサンプル数を減少させ得る
ように、シンクロダイニング回路、つまりディジタル乗
算器２９、３０のデシメーティングされていない応答信
号を入力信号として供給されなく、その代わりに入力信
号をデシメーティングされたサンプル速度で供給され
る。同期コードシケンスに対するスパイク応答信号を発
生させる前記整合フィルタは、好ましくは、多重経路受
信がオンデータ同期を持つ効果が減少するように、振幅
及び群遅延等化器３６の応答信号を受信し得るように接
続されている。
うデータ同期を、２：１デシメータ３５の応答信号又は
振幅及び群遅延等化器３６の応答信号内のＰＮシケンス
に対するスパイク応答信号を発生させる整合フィルタを
使用して、シンボルディーコーディングより前になすこ
ともできる。同期コードシケンスに対するスパイク応答
信号を発生させる前記整合フィルタは好ましくはその各
々のカーネル（kernel）内のサンプル数を減少させ得る
ように、シンクロダイニング回路、つまりディジタル乗
算器２９、３０のデシメーティングされていない応答信
号を入力信号として供給されなく、その代わりに入力信
号をデシメーティングされたサンプル速度で供給され
る。同期コードシケンスに対するスパイク応答信号を発
生させる前記整合フィルタは、好ましくは、多重経路受
信がオンデータ同期を持つ効果が減少するように、振幅
及び群遅延等化器３６の応答信号を受信し得るように接
続されている。
【００４９】図１３には、図２に示すＤＴＶ受信器の一
部構成要素に対する変形例が示され、ここではシンボル
デコーディング結果からデータ同期を復元させるデータ
同期復元回路４５を、振幅及び群遅延等化器３６の応答
信号からデータ同期を復元させる整合フィルタを採用す
る第２データ同期復元回路４５０に代替している。各デ
ータフィールド内の初期データセグメントは、その初期
データセグメントの各ＰＮシケンスに対して一つの整合
フィルタにて検出し得る。前記整合フィルタとしては５
１１−サンプルＰＮシケンス用整合フィルタを用いるこ
とが好適であるが、その理由は５１１−サンプルＰＮシ
ケンス用整合フィルタの場合、自動相関応答エネルギー
が、６３−サンプルＰＮシケンス用の整合フィルタの場
合より高くて、より高い選択度を提供し得るためであ
る。ＰＮシケンス用整合フィルタは、さらに振幅及び群
遅延等化器３６のためのフィルタ係数の計算中にゴース
トの位置を確認するに使用でき、この点で二重機能を有
し得る。１９９７年１月１４日付でジアンヤング（J.Ya
ng）に“LINE SYNC DETECTOR FOR DIGITAL TELEVISION
RECEIVER”との名称で承認された米合衆国特許番号第
５，５９４，５０６号には各データセグメントの開始部
分に位置する４−シンボルセグメント同期コード群を検
出するための構成の好適な形態が記載されている。
部構成要素に対する変形例が示され、ここではシンボル
デコーディング結果からデータ同期を復元させるデータ
同期復元回路４５を、振幅及び群遅延等化器３６の応答
信号からデータ同期を復元させる整合フィルタを採用す
る第２データ同期復元回路４５０に代替している。各デ
ータフィールド内の初期データセグメントは、その初期
データセグメントの各ＰＮシケンスに対して一つの整合
フィルタにて検出し得る。前記整合フィルタとしては５
１１−サンプルＰＮシケンス用整合フィルタを用いるこ
とが好適であるが、その理由は５１１−サンプルＰＮシ
ケンス用整合フィルタの場合、自動相関応答エネルギー
が、６３−サンプルＰＮシケンス用の整合フィルタの場
合より高くて、より高い選択度を提供し得るためであ
る。ＰＮシケンス用整合フィルタは、さらに振幅及び群
遅延等化器３６のためのフィルタ係数の計算中にゴース
トの位置を確認するに使用でき、この点で二重機能を有
し得る。１９９７年１月１４日付でジアンヤング（J.Ya
ng）に“LINE SYNC DETECTOR FOR DIGITAL TELEVISION
RECEIVER”との名称で承認された米合衆国特許番号第
５，５９４，５０６号には各データセグメントの開始部
分に位置する４−シンボルセグメント同期コード群を検
出するための構成の好適な形態が記載されている。
【００５０】パケットソータ４３は、連続したデータパ
ケット内のヘッダコードに応答して、それぞれ異なる用
途のデータパケットをソーティングする。ＤＴＶプログ
ラムのオーディオ部分を示すデータパケットは、前記パ
ケットソータ４３によりディジタルサウンドデコーダ４
７に印加される。前記ディジタルサウンドデコーダ４７
は、多数のスピーカ４９、５０を駆動させる多重チャン
ネルオーディオ増幅器４８に左側チャンネル及び右側チ
ャンネルステレオオーディオ信号を供給する。ＤＴＶプ
ログラムのビデオ部分を示すデータパケットは、パケッ
トソータ４３により一例としてＭＰＥＧ−２型のＭＰＥ
Ｇデコーダ５１（以下、ＭＰＥＧ−２ビデオデコーダ５
１”という）に印加される。前記ＭＰＥＧ−２ビデオデ
コーダ５１は、キネスコープ（kinescope）５３によっ
て増幅された赤色（Ｒ）、緑色（Ｇ）、青色（Ｂ）駆動
信号を印加するキネスコープ、駆動増幅器５４に信号を
供給する。図１及び図２に示すＤＴＶ受信器の変形例と
して、キネスコープ５３の代わりに、又はそれに追加し
て他の形態のディスプレー装置を使用することができ、
サウンド復元システムの場合も他の形態のもの、しかし
単一オーディオチャンネルで構成されるものを使用する
か、あるいは単純なステレオ再生システムの場合より複
雑なものを使用することもできる。
ケット内のヘッダコードに応答して、それぞれ異なる用
途のデータパケットをソーティングする。ＤＴＶプログ
ラムのオーディオ部分を示すデータパケットは、前記パ
ケットソータ４３によりディジタルサウンドデコーダ４
７に印加される。前記ディジタルサウンドデコーダ４７
は、多数のスピーカ４９、５０を駆動させる多重チャン
ネルオーディオ増幅器４８に左側チャンネル及び右側チ
ャンネルステレオオーディオ信号を供給する。ＤＴＶプ
ログラムのビデオ部分を示すデータパケットは、パケッ
トソータ４３により一例としてＭＰＥＧ−２型のＭＰＥ
Ｇデコーダ５１（以下、ＭＰＥＧ−２ビデオデコーダ５
１”という）に印加される。前記ＭＰＥＧ−２ビデオデ
コーダ５１は、キネスコープ（kinescope）５３によっ
て増幅された赤色（Ｒ）、緑色（Ｇ）、青色（Ｂ）駆動
信号を印加するキネスコープ、駆動増幅器５４に信号を
供給する。図１及び図２に示すＤＴＶ受信器の変形例と
して、キネスコープ５３の代わりに、又はそれに追加し
て他の形態のディスプレー装置を使用することができ、
サウンド復元システムの場合も他の形態のもの、しかし
単一オーディオチャンネルで構成されるものを使用する
か、あるいは単純なステレオ再生システムの場合より複
雑なものを使用することもできる。
【００５１】図１の構成において、ＱＡＭ複素搬送波Ｒ
ＯＭ２７、ＶＳＢ複素搬送波３１を第１クロック信号の
計数によって発生されるアドレス信号に応答して、各最
終中間周波数に変換されるＱＡＭ及びＶＳＢ信号搬送波
のディジタル複素数表現信号を発生させるに使用し得る
ようにするためには、前記最終中間周波数のうち現在受
信されたＤＴＶ信号の搬送波である最終中間周波数を前
記第１クロック信号の周波数の倍数に対する約数にロッ
クさせるための装置が必要である。すなわち、前記最終
中間周波数は、それぞれ第１クロック信号周波数と所定
の数比（numberratio）関係を有しなければならない。
帯域通過ＡＤＣ２２の後端に配置されたディジタル回路
で、自動位相及び周波数制御（ＡＦＰＣ）信号が発生さ
れ、この信号は、多重変換チューナ５内の第１、第２、
第３局部発振器１１、１６、２０の一つの周波数及び位
相を制御することに使用される。好ましくは、第２ＩＦ
信号と第２ＳＡＷフィルタ１８間のアラインメントを容
易に保障し得るように、周波数同期型の第３局部発振器
２０が使用され、第２局部発振器１６により発生される
発振信号の周波数及び位相が制御されるようになってい
る。前記第２ＳＡＷフィルタ１８は、常に隣接チャンネ
ル信号成分に対するトラップを含んでおり、この場合、
第２ＩＦ信号を完全に保全するために、タップ間で適宜
アラインメントさせることが重要である。シンボルクロ
ック発生は、高い周波数安定度を提供するため成され
る。最終中間周波数（ＩＦ）の搬送波を周波数及び位相
面でシンボルクロック周波数の倍数の約数に固定させる
と、最終中間周波数に変換される搬送波内の周波数及び
位相エラーを訂正するＡＦＰＣは、常に動的シンボル位
相エラーも訂正するように動作し、これにより動的シン
ボル位相エラーを訂正するため別の位相追跡器を使用す
る必要がない。
ＯＭ２７、ＶＳＢ複素搬送波３１を第１クロック信号の
計数によって発生されるアドレス信号に応答して、各最
終中間周波数に変換されるＱＡＭ及びＶＳＢ信号搬送波
のディジタル複素数表現信号を発生させるに使用し得る
ようにするためには、前記最終中間周波数のうち現在受
信されたＤＴＶ信号の搬送波である最終中間周波数を前
記第１クロック信号の周波数の倍数に対する約数にロッ
クさせるための装置が必要である。すなわち、前記最終
中間周波数は、それぞれ第１クロック信号周波数と所定
の数比（numberratio）関係を有しなければならない。
帯域通過ＡＤＣ２２の後端に配置されたディジタル回路
で、自動位相及び周波数制御（ＡＦＰＣ）信号が発生さ
れ、この信号は、多重変換チューナ５内の第１、第２、
第３局部発振器１１、１６、２０の一つの周波数及び位
相を制御することに使用される。好ましくは、第２ＩＦ
信号と第２ＳＡＷフィルタ１８間のアラインメントを容
易に保障し得るように、周波数同期型の第３局部発振器
２０が使用され、第２局部発振器１６により発生される
発振信号の周波数及び位相が制御されるようになってい
る。前記第２ＳＡＷフィルタ１８は、常に隣接チャンネ
ル信号成分に対するトラップを含んでおり、この場合、
第２ＩＦ信号を完全に保全するために、タップ間で適宜
アラインメントさせることが重要である。シンボルクロ
ック発生は、高い周波数安定度を提供するため成され
る。最終中間周波数（ＩＦ）の搬送波を周波数及び位相
面でシンボルクロック周波数の倍数の約数に固定させる
と、最終中間周波数に変換される搬送波内の周波数及び
位相エラーを訂正するＡＦＰＣは、常に動的シンボル位
相エラーも訂正するように動作し、これにより動的シン
ボル位相エラーを訂正するため別の位相追跡器を使用す
る必要がない。
【００５２】図１には“ＡＦＰＣ選択器５５”としてデ
ィジタルマルチプレクサ５５が示され、このディジタル
マルチプレクサ５５は、現在受信されたＤＴＶ信号内に
パイロット搬送波が含まれていることを示すパイロット
搬送波存在検出器３４に応答してディジタルＬＰＦ５６
に対する入力信号としてＶＳＢシンクロダイン回路３０
の基底帯応答信号の虚数出力信号を選択するようになっ
ている。前記ディジタルＬＰＦ５６の応答信号は、ＤＡ
Ｃ５７に入力信号として供給されるディジタルＡＦＰＣ
信号である。ＤＡＣ５７の出力信号はアナログＡＦＰＣ
信号であり、この信号は、アナログＬＰＦ５８で、再
度、低域フィルタリング処理される。前記アナログＬＰ
Ｆフィルタ５８の応答信号は、第２局部発振器１６によ
り発生される発振信号の周波数及び位相を制御するに使
用される。アナログ低域通過フィルタリングは、長時間
一定低域通過フィルタリングを実現させるに有利であ
り、その理由は、ディジタル低域フィルタリングと比較
するとき、能動素子の必要性が減少し得るためである。
抵抗容量低域通過フィルタの並列キャパシタを多重変換
チューナ５の集積回路と前記ディジタルシンクロダイニ
ング回路を含む集積回路間のインターフェースに設置し
得るため、集積回路のピン配置に要求される費用なし
に、アナログ低域フィルタリングを行える。しかし、前
記ディジタルＬＰＦ５６の応答信号がＤＡＣ５７にサブ
サンプリングでき、ディジタル／アナログ変換時に要求
される速度の減少によりＤＡＣ５７の費用を減少させ得
るため、所定ディジタル低域通過フィルタリングを行う
ことが有利である。この過程は、図１２を参照して本明
細書の後端部で説明するＡＧＣ回路に使用される過程に
類似し、このＡＧＣ回路のために発生される第３クロッ
ク信号をＤＡＣ５７が用いることができて、この第３ク
ロック信号は、フィルタ入力信号のサンプルを平均化さ
せるためディジタルＬＰＦ５６に含まれる累算器をリセ
ットさせるに使用し得る。
ィジタルマルチプレクサ５５が示され、このディジタル
マルチプレクサ５５は、現在受信されたＤＴＶ信号内に
パイロット搬送波が含まれていることを示すパイロット
搬送波存在検出器３４に応答してディジタルＬＰＦ５６
に対する入力信号としてＶＳＢシンクロダイン回路３０
の基底帯応答信号の虚数出力信号を選択するようになっ
ている。前記ディジタルＬＰＦ５６の応答信号は、ＤＡ
Ｃ５７に入力信号として供給されるディジタルＡＦＰＣ
信号である。ＤＡＣ５７の出力信号はアナログＡＦＰＣ
信号であり、この信号は、アナログＬＰＦ５８で、再
度、低域フィルタリング処理される。前記アナログＬＰ
Ｆフィルタ５８の応答信号は、第２局部発振器１６によ
り発生される発振信号の周波数及び位相を制御するに使
用される。アナログ低域通過フィルタリングは、長時間
一定低域通過フィルタリングを実現させるに有利であ
り、その理由は、ディジタル低域フィルタリングと比較
するとき、能動素子の必要性が減少し得るためである。
抵抗容量低域通過フィルタの並列キャパシタを多重変換
チューナ５の集積回路と前記ディジタルシンクロダイニ
ング回路を含む集積回路間のインターフェースに設置し
得るため、集積回路のピン配置に要求される費用なし
に、アナログ低域フィルタリングを行える。しかし、前
記ディジタルＬＰＦ５６の応答信号がＤＡＣ５７にサブ
サンプリングでき、ディジタル／アナログ変換時に要求
される速度の減少によりＤＡＣ５７の費用を減少させ得
るため、所定ディジタル低域通過フィルタリングを行う
ことが有利である。この過程は、図１２を参照して本明
細書の後端部で説明するＡＧＣ回路に使用される過程に
類似し、このＡＧＣ回路のために発生される第３クロッ
ク信号をＤＡＣ５７が用いることができて、この第３ク
ロック信号は、フィルタ入力信号のサンプルを平均化さ
せるためディジタルＬＰＦ５６に含まれる累算器をリセ
ットさせるに使用し得る。
【００５３】ＡＦＰＣ選択器５５は、ＱＡＭＤＴＶ信号
を処理するための回路からディジタルＬＰＦ５６に対す
る入力信号を選択するため、現在受信されたＤＴＶ信号
にパイロット搬送波が含まれていないことを示すＶＳＢ
パイロット搬送波存在検出器３４に応答する。図１には
前記選択のために提供されるディジタル乗算器２９の乗
算出力信号が示されている。前記ディジタル乗算器２９
は、ＱＡＭシンクロダイニング回路２５の実数及び虚数
出力信号を互いに乗算してフィルタリングされていない
状態のディジタルＡＦＰＣ信号を発生させる。このフィ
ルタリングされていない状態のディジタルＡＦＰＣ信号
の発生は、公知のコスタスループ（Costas loop）に非
常に類似するようになされる。コスタスループでは、前
記ＡＦＰＣ信号を使用して受信信号が基底帯にシンクロ
ダイニングさせるために使用されるディジタル局部発振
信号の周波数及び位相を制御する。図１の構成は、ＡＦ
ＰＣ信号を第２局部発振器１６により発生されるアナロ
グ発振信号の周波数及び位相を制御するに使用する点で
前記過程とは相違する。この構成では、ディジタル化の
ため、かつディジタル体系での基底帯への後続シンクロ
ダイニングのため、帯域通過ＡＤＣ２２に供給される最
終ＩＦ信号の周波数及び位相が調節される。コスタスル
ープの場合を使用する場合と同様、ディジタル乗算器２
９は好ましくは実数信号を３進信号に変換して虚数信号
を乗算し得るようにする特殊構成を有し、これにより前
記ディジタル乗算器２９の構成を単純化することがで
き、ＡＦＰＣループのプルイン（pull-in）特性を改善
させ得る。
を処理するための回路からディジタルＬＰＦ５６に対す
る入力信号を選択するため、現在受信されたＤＴＶ信号
にパイロット搬送波が含まれていないことを示すＶＳＢ
パイロット搬送波存在検出器３４に応答する。図１には
前記選択のために提供されるディジタル乗算器２９の乗
算出力信号が示されている。前記ディジタル乗算器２９
は、ＱＡＭシンクロダイニング回路２５の実数及び虚数
出力信号を互いに乗算してフィルタリングされていない
状態のディジタルＡＦＰＣ信号を発生させる。このフィ
ルタリングされていない状態のディジタルＡＦＰＣ信号
の発生は、公知のコスタスループ（Costas loop）に非
常に類似するようになされる。コスタスループでは、前
記ＡＦＰＣ信号を使用して受信信号が基底帯にシンクロ
ダイニングさせるために使用されるディジタル局部発振
信号の周波数及び位相を制御する。図１の構成は、ＡＦ
ＰＣ信号を第２局部発振器１６により発生されるアナロ
グ発振信号の周波数及び位相を制御するに使用する点で
前記過程とは相違する。この構成では、ディジタル化の
ため、かつディジタル体系での基底帯への後続シンクロ
ダイニングのため、帯域通過ＡＤＣ２２に供給される最
終ＩＦ信号の周波数及び位相が調節される。コスタスル
ープの場合を使用する場合と同様、ディジタル乗算器２
９は好ましくは実数信号を３進信号に変換して虚数信号
を乗算し得るようにする特殊構成を有し、これにより前
記ディジタル乗算器２９の構成を単純化することがで
き、ＡＦＰＣループのプルイン（pull-in）特性を改善
させ得る。
【００５４】第２ＩＦ増幅器１９、第３局部発振器２０
（その外部ボードクリスタル及び他の周波数選択素子を
除く）、及び第３ミクサ２１は、有利にモノリシック集
積回路の内部に構成され、この場合、第３ミクサ２１の
出力信号が、第２ＩＦ増幅器１９に対する入力信号とは
異なる周波数を有するため、第２ＩＦ増幅器１９は、望
まない再生の高い危険度なく、高い利得を得ることがで
きる。第１ＩＦ増幅器１４、第２局部発振器１６（その
外部ボードクリスタル及び他の周波数選択素子を除
く）、及び第２ミクサ１７も前記と同集積回路の内部構
成するか、又は他の集積回路内に構成し得る。通常、ア
ナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）は最小限１０ビッ
トの解像度を有するフラッシュ形態に構成され、ＩＦ増
幅器とは異なるモノリシック集積回路の内部に構成でき
る。前記変換器の入力に接続された前記アナログ低域通
過フィルタは、サンプリング回路を関連スイッチング過
度電流（transient）によって高利得の第２ＩＦ増幅器
１９が位置する（そして、所定場合には第１ＩＦ増幅器
１４が位置する。）集積回路から絶縁させる。これによ
り、多重変換チューナ５内で望まない再生が起こる傾向
が減少する。量子化レベルを設定するに使用される抵抗
・ラダー及びフラッシュ型ＡＤＣに含まれる多数のアナ
ログ比較器のため、相当なダイ面積が必要となり、この
ため前記のようなＡＤＣは度々モノリシック集積回路と
素子を共有しない。
（その外部ボードクリスタル及び他の周波数選択素子を
除く）、及び第３ミクサ２１は、有利にモノリシック集
積回路の内部に構成され、この場合、第３ミクサ２１の
出力信号が、第２ＩＦ増幅器１９に対する入力信号とは
異なる周波数を有するため、第２ＩＦ増幅器１９は、望
まない再生の高い危険度なく、高い利得を得ることがで
きる。第１ＩＦ増幅器１４、第２局部発振器１６（その
外部ボードクリスタル及び他の周波数選択素子を除
く）、及び第２ミクサ１７も前記と同集積回路の内部構
成するか、又は他の集積回路内に構成し得る。通常、ア
ナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）は最小限１０ビッ
トの解像度を有するフラッシュ形態に構成され、ＩＦ増
幅器とは異なるモノリシック集積回路の内部に構成でき
る。前記変換器の入力に接続された前記アナログ低域通
過フィルタは、サンプリング回路を関連スイッチング過
度電流（transient）によって高利得の第２ＩＦ増幅器
１９が位置する（そして、所定場合には第１ＩＦ増幅器
１４が位置する。）集積回路から絶縁させる。これによ
り、多重変換チューナ５内で望まない再生が起こる傾向
が減少する。量子化レベルを設定するに使用される抵抗
・ラダー及びフラッシュ型ＡＤＣに含まれる多数のアナ
ログ比較器のため、相当なダイ面積が必要となり、この
ため前記のようなＡＤＣは度々モノリシック集積回路と
素子を共有しない。
【００５５】素子２３〜３５、かつ素子５５、５６は、
モノリシック集積回路の外部に形成される配線接続部の
数を減少させ得るよう、単一モノリシック集積回路の内
部に構成されると有利である。ＱＡＭ及びＶＳＢシンク
ロダイニング回路２５、３０は、すべて実数／複素数サ
ンプル変換器２４からの入力信号を受信し、シンクロダ
イニング回路２５、３０の各アドレス発生器、つまり第
１、第２アドレス発生器２８、３２は、常に共有回路形
態として提供できる。前記単一モノリシック集積回路と
その集積回路に伴う回路は、すべて現在受信されるＤＴ
Ｖ伝送信号に対する適当な受信モードを自動に選択する
回路が含まれることが有利である。このような構成によ
ると、ＤＴＶ信号がＱＡＭ形態又はＶＳＢ形態であるか
によって、著しく異なる二つの周波数で第３局部発振器
２０を動作させる必要性がなくなる。著しく異なる二つ
の周波数で第３局部発振器２０を動作させるのは通常こ
の周波数を設定するため相違した二つのクリスタルを使
用することに関連がある。ＤＴＶ信号がＱＡＭ形態又は
ＶＳＢ形態であるかにかかわらず、第３局部発振器２０
を同一周波数で動作させると、追加クリスタルの費用及
び二つのクリスタルの使用による電子スイッチング回路
の費用を節減し得る。また、モノリシック集積回路の外
部に位置する回路の量が減少することにより多重変換チ
ューナ５の信頼性が改善される。
モノリシック集積回路の外部に形成される配線接続部の
数を減少させ得るよう、単一モノリシック集積回路の内
部に構成されると有利である。ＱＡＭ及びＶＳＢシンク
ロダイニング回路２５、３０は、すべて実数／複素数サ
ンプル変換器２４からの入力信号を受信し、シンクロダ
イニング回路２５、３０の各アドレス発生器、つまり第
１、第２アドレス発生器２８、３２は、常に共有回路形
態として提供できる。前記単一モノリシック集積回路と
その集積回路に伴う回路は、すべて現在受信されるＤＴ
Ｖ伝送信号に対する適当な受信モードを自動に選択する
回路が含まれることが有利である。このような構成によ
ると、ＤＴＶ信号がＱＡＭ形態又はＶＳＢ形態であるか
によって、著しく異なる二つの周波数で第３局部発振器
２０を動作させる必要性がなくなる。著しく異なる二つ
の周波数で第３局部発振器２０を動作させるのは通常こ
の周波数を設定するため相違した二つのクリスタルを使
用することに関連がある。ＤＴＶ信号がＱＡＭ形態又は
ＶＳＢ形態であるかにかかわらず、第３局部発振器２０
を同一周波数で動作させると、追加クリスタルの費用及
び二つのクリスタルの使用による電子スイッチング回路
の費用を節減し得る。また、モノリシック集積回路の外
部に位置する回路の量が減少することにより多重変換チ
ューナ５の信頼性が改善される。
【００５６】ＡＤＣが全体的に又はほとんど全体的に集
積回路の内部に構成されていない場合には、ＱＡＭＡＤ
Ｃ信号及びＶＳＢＡＤＣ信号を、基底帯にそれぞれシン
クロダイニングさせるための回路を含む集積回路内に前
記ＡＤＣがふくまれるようにすることが有利であり、そ
の理由はＡＤＣによる最終ＩＦ信号のサンプリングをク
ロッキングさせるための信号が、前記集積回路で発生さ
れなければならないためである。また、前記変換器の入
力に接続された前記アナログ低域フィルタは、サンプリ
ング回路を関連スイッチング過度電流によって高利得の
ＩＦ増幅が行われる集積回路から絶縁させる。
積回路の内部に構成されていない場合には、ＱＡＭＡＤ
Ｃ信号及びＶＳＢＡＤＣ信号を、基底帯にそれぞれシン
クロダイニングさせるための回路を含む集積回路内に前
記ＡＤＣがふくまれるようにすることが有利であり、そ
の理由はＡＤＣによる最終ＩＦ信号のサンプリングをク
ロッキングさせるための信号が、前記集積回路で発生さ
れなければならないためである。また、前記変換器の入
力に接続された前記アナログ低域フィルタは、サンプリ
ング回路を関連スイッチング過度電流によって高利得の
ＩＦ増幅が行われる集積回路から絶縁させる。
【００５７】図３には、ＱＡＭＤＴＶ信号を基底帯にシ
ンクロダイニングさせるためのＱＡＭシンクロダイニン
グ回路２５が具体的に示されている。このＱＡＭシンク
ロダイニング回路２５は、前記ＱＡＭシンクロダイニン
グ回路２５の出力信号の実数部分を発生させるためのＱ
ＡＭ同位相（in-phase）同期検出器２５０と、前記ＱＡ
Ｍシンクロダイニング回路２５の出力信号の虚数部分を
発生させるためのＱＡＭ直交位相同期検出器２５５を含
む。前記ＱＡＭシンクロダイニング回路２５は、さらに
ディジタル加算器２５６、ディジタル減算器２５７、及
び第１ないし第４ディジタル乗算器２５１〜２５４を含
む。前記ＱＡＭ同位相同期検出器２５０は、前記ＱＡＭ
シンクロダイニング回路２５の出力信号の実数部分を発
生させるよう、前記乗算器２５１、２５２と、この乗算
器２５１、２５２の乗算出力信号を加算する前記加算器
２５６を含む。第１ディジタル乗算器２５１は、実数／
複素数サンプル変換器２４から供給される最終ＩＦ信号
の実数ディジタルサンプルにＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ２
７内のコサインＱＡＭ複素搬送波ルックアップテーブル
２７１から読取されたＱＡＭ搬送波のコサイン値を示す
ディジタルサンプルを乗算し、第２ディジタル乗算器２
５２は、実数／複素数サンプル変換器２４から供給され
る最終ＩＦ信号の虚数ディジタルサンプルにＱＡＭ複素
搬送波ＲＯＭ２７内のサインＱＡＭ複素搬送波ルックア
ップテーブル２７２から読取されたＱＡＭ搬送波サイン
値を示すディジタルサンプルを乗算する。前記ＱＡＭ直
交位相同期検出器２５５は、前記ＱＡＭシンクロダイニ
ング回路２５の出力信号の虚数部分を発生させるよう
に、前記乗算器２５３、２５４と、この乗算器２５３、
２５４の乗算出力信号を減算する前記減算器２５７を含
む。第３ディジタル乗算器２５３は、実数／複素数サン
プル変換器２４から供給される最終ＩＦ信号の実数ディ
ジタルサンプルにＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ２７内のルッ
クアップテーブル２７２から読取されたＱＡＭ搬送波サ
イン値を示すディジタルサンプルを乗算し、第４ディジ
タル乗算器２５４は、実数／複素数サンプル変換器２４
から供給される最終ＩＦ信号の虚数ディジタルサンプル
にＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ２７内のコサインＱＡＭ複素
搬送波ルックアップテーブル２７１から読取されたＱＡ
Ｍ搬送波のコサイン値を示すディジタルサンプルを乗算
する。
ンクロダイニングさせるためのＱＡＭシンクロダイニン
グ回路２５が具体的に示されている。このＱＡＭシンク
ロダイニング回路２５は、前記ＱＡＭシンクロダイニン
グ回路２５の出力信号の実数部分を発生させるためのＱ
ＡＭ同位相（in-phase）同期検出器２５０と、前記ＱＡ
Ｍシンクロダイニング回路２５の出力信号の虚数部分を
発生させるためのＱＡＭ直交位相同期検出器２５５を含
む。前記ＱＡＭシンクロダイニング回路２５は、さらに
ディジタル加算器２５６、ディジタル減算器２５７、及
び第１ないし第４ディジタル乗算器２５１〜２５４を含
む。前記ＱＡＭ同位相同期検出器２５０は、前記ＱＡＭ
シンクロダイニング回路２５の出力信号の実数部分を発
生させるよう、前記乗算器２５１、２５２と、この乗算
器２５１、２５２の乗算出力信号を加算する前記加算器
２５６を含む。第１ディジタル乗算器２５１は、実数／
複素数サンプル変換器２４から供給される最終ＩＦ信号
の実数ディジタルサンプルにＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ２
７内のコサインＱＡＭ複素搬送波ルックアップテーブル
２７１から読取されたＱＡＭ搬送波のコサイン値を示す
ディジタルサンプルを乗算し、第２ディジタル乗算器２
５２は、実数／複素数サンプル変換器２４から供給され
る最終ＩＦ信号の虚数ディジタルサンプルにＱＡＭ複素
搬送波ＲＯＭ２７内のサインＱＡＭ複素搬送波ルックア
ップテーブル２７２から読取されたＱＡＭ搬送波サイン
値を示すディジタルサンプルを乗算する。前記ＱＡＭ直
交位相同期検出器２５５は、前記ＱＡＭシンクロダイニ
ング回路２５の出力信号の虚数部分を発生させるよう
に、前記乗算器２５３、２５４と、この乗算器２５３、
２５４の乗算出力信号を減算する前記減算器２５７を含
む。第３ディジタル乗算器２５３は、実数／複素数サン
プル変換器２４から供給される最終ＩＦ信号の実数ディ
ジタルサンプルにＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ２７内のルッ
クアップテーブル２７２から読取されたＱＡＭ搬送波サ
イン値を示すディジタルサンプルを乗算し、第４ディジ
タル乗算器２５４は、実数／複素数サンプル変換器２４
から供給される最終ＩＦ信号の虚数ディジタルサンプル
にＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ２７内のコサインＱＡＭ複素
搬送波ルックアップテーブル２７１から読取されたＱＡ
Ｍ搬送波のコサイン値を示すディジタルサンプルを乗算
する。
【００５８】また、図３には、ＶＳＢＤＴＶ信号を基底
帯にシンクロダイニングさせるためのＶＳＢシンクロダ
イニング回路３０が具体的に示されている。このＶＳＢ
シンクロダイニング回路３０は、このＶＳＢシンクロダ
イニング回路３０の出力信号の実数部分を発生させるた
めのＶＳＢ同位相同期検出器３００と、前記ＶＳＢシン
クロダイニング回路３０の出力信号の虚数部分を発生さ
せるためのＶＳＢ直交位相同期検出器３０５を含んでい
る。前記ＶＳＢシンクロダイニング回路３０は、さらに
ディジタル加算器３０６、ディジタル減算器３０７、及
び第１ないし第４ディジタル乗算器３０１〜３０４を含
んでいる。前記ＶＳＢ同位相同期検出器３００は、前記
ＶＳＢシンクロダイニング回路３０の出力信号の実数部
分を発生させるように、前記乗算器３０１、３０２と、
この乗算器３０１、３０２の乗算出力信号を加算する前
記加算器３０６を含んでいる。第１ディジタル乗算器３
０１は、実数／複素数サンプル変換器２４から供給され
る最終ＩＦ信号の実数ディジタルサンプルにＶＳＢ複素
搬送波ＲＯＭ３１内のコサインＶＳＢ複素搬送波ルック
アップテーブル３１１から読取されたＶＳＢ搬送波のコ
サイン値を示すディジタルサンプルを乗算し、第２ディ
ジタル乗算器３０２は実数／複素数サンプル変換器２４
から供給される最終ＩＦ信号の虚数ディジタルサンプル
にＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１内のサインＶＳＢ複素搬
送波ルックアップテーブル３１２から読取されたＶＳＢ
搬送波サイン値を示すディジタルサンプルを乗算する。
前記ＶＳＢ直交位相同期検出器３０５は、前記ＶＳＢシ
ンクロダイニング回路３０の出力信号の虚数部分を発生
させるように、前記乗算器３０３、３０４と、この乗算
器３０３、３０４の乗算出力信号を減算する前記減算器
３０７を含んでいる。第３ディジタル乗算器３０３は、
実数／複素数サンプル変換器２４から供給される最終Ｉ
Ｆ信号の実数ディジタルサンプルにＶＳＢ複素搬送波Ｒ
ＯＭ３１内のサインＶＳＢ複素搬送波ルックアップテー
ブル３１２から読取されたＶＳＢ搬送波のサイン値を示
すディジタルサンプルを乗算し、第４ディジタル乗算器
３０４は実数／複素数サンプル変換器２４から供給され
る最終ＩＦ信号の虚数ディジタルサンプルにＶＳＢ複素
搬送波ＲＯＭ３１内のコサインＶＳＢ複素搬送波ルック
アップテーブル３１１から読取されたＶＳＢ搬送波のコ
サイン値を示すディジタルサンプルを乗算する。
帯にシンクロダイニングさせるためのＶＳＢシンクロダ
イニング回路３０が具体的に示されている。このＶＳＢ
シンクロダイニング回路３０は、このＶＳＢシンクロダ
イニング回路３０の出力信号の実数部分を発生させるた
めのＶＳＢ同位相同期検出器３００と、前記ＶＳＢシン
クロダイニング回路３０の出力信号の虚数部分を発生さ
せるためのＶＳＢ直交位相同期検出器３０５を含んでい
る。前記ＶＳＢシンクロダイニング回路３０は、さらに
ディジタル加算器３０６、ディジタル減算器３０７、及
び第１ないし第４ディジタル乗算器３０１〜３０４を含
んでいる。前記ＶＳＢ同位相同期検出器３００は、前記
ＶＳＢシンクロダイニング回路３０の出力信号の実数部
分を発生させるように、前記乗算器３０１、３０２と、
この乗算器３０１、３０２の乗算出力信号を加算する前
記加算器３０６を含んでいる。第１ディジタル乗算器３
０１は、実数／複素数サンプル変換器２４から供給され
る最終ＩＦ信号の実数ディジタルサンプルにＶＳＢ複素
搬送波ＲＯＭ３１内のコサインＶＳＢ複素搬送波ルック
アップテーブル３１１から読取されたＶＳＢ搬送波のコ
サイン値を示すディジタルサンプルを乗算し、第２ディ
ジタル乗算器３０２は実数／複素数サンプル変換器２４
から供給される最終ＩＦ信号の虚数ディジタルサンプル
にＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１内のサインＶＳＢ複素搬
送波ルックアップテーブル３１２から読取されたＶＳＢ
搬送波サイン値を示すディジタルサンプルを乗算する。
前記ＶＳＢ直交位相同期検出器３０５は、前記ＶＳＢシ
ンクロダイニング回路３０の出力信号の虚数部分を発生
させるように、前記乗算器３０３、３０４と、この乗算
器３０３、３０４の乗算出力信号を減算する前記減算器
３０７を含んでいる。第３ディジタル乗算器３０３は、
実数／複素数サンプル変換器２４から供給される最終Ｉ
Ｆ信号の実数ディジタルサンプルにＶＳＢ複素搬送波Ｒ
ＯＭ３１内のサインＶＳＢ複素搬送波ルックアップテー
ブル３１２から読取されたＶＳＢ搬送波のサイン値を示
すディジタルサンプルを乗算し、第４ディジタル乗算器
３０４は実数／複素数サンプル変換器２４から供給され
る最終ＩＦ信号の虚数ディジタルサンプルにＶＳＢ複素
搬送波ＲＯＭ３１内のコサインＶＳＢ複素搬送波ルック
アップテーブル３１１から読取されたＶＳＢ搬送波のコ
サイン値を示すディジタルサンプルを乗算する。
【００５９】図４には、前記サンプルクロック発生器２
３の代表的な構成が具体的に示されている。すなわち、
サンプルクロック発生器２３は、公称周波数が２１．５
２ＭＨｚであるシソイド的発振信号を発生させる２１．
５ＭＨｚＶＣＯ２３０（以下、“２１．５ＭＨｚＶＣＯ
２３０”という）を含む。この２１．５ＭＨｚＶＣＯ２
３０は、発生される発振信号の周波数及び位相が自動周
波数及び位相制御（ＡＦＰＣ）信号電圧により制御され
るようになっている制御型発振器である。前記ＡＦＰＣ
信号電圧は、２１．５ＭＨｚＶＣＯ２３０の発振信号に
対する分周された応答信号をＤＡＣ２３２から供給され
る１０．７６ＭＨｚの基準搬送波と比較する自動周波数
及び位相制御（ＡＦＰＣ）検出器２３１により発生され
る。好ましくは、２１．５ＭＨｚＶＣＯ２３０は、その
発振信号の固有周波数及び位相を安定化させるためのク
リスタルを使用する形態で構成されている。対称クリッ
パ又はリミッタ２３３により、前記シソイド的発振信号
に対して本質的に矩形波である応答信号が発生され、こ
の信号は、ＡＤＣ２２内で最終ＩＦ信号のサンプリング
に対するタイミングを合わせるための第１クロック信号
として使用される。前記第１クロック信号の遷移に対す
る分周プリッププロップ２３４が、所定方式で応答して
２１．５ＭＨｚＶＣＯ２３０の発振信号の周波数の１／
２である１０．７６ＭＨｚの基本周波数を有するさらに
他の矩形波を発生させることになる。２１．５ＭＨｚＶ
ＣＯ２３０の発振信号に対するこの分周応答信号は、Ｄ
ＡＣ２３２から供給される１０．７６ＭＨｚの基準搬送
波との比較のためＡＦＰＣ検出器２３１に供給される。
また、分周プリッププロップ２３４は、１０．７６ＭＨ
ｚの基本周波数を有する矩形波出力信号をＡＮＤ回路２
３５に供給して、この矩形波信号を図１に示す２：１デ
シメータ３５により使用される第２クロック信号を発生
させるよう第１クロック信号とＡＮＤ演算されるように
する。
３の代表的な構成が具体的に示されている。すなわち、
サンプルクロック発生器２３は、公称周波数が２１．５
２ＭＨｚであるシソイド的発振信号を発生させる２１．
５ＭＨｚＶＣＯ２３０（以下、“２１．５ＭＨｚＶＣＯ
２３０”という）を含む。この２１．５ＭＨｚＶＣＯ２
３０は、発生される発振信号の周波数及び位相が自動周
波数及び位相制御（ＡＦＰＣ）信号電圧により制御され
るようになっている制御型発振器である。前記ＡＦＰＣ
信号電圧は、２１．５ＭＨｚＶＣＯ２３０の発振信号に
対する分周された応答信号をＤＡＣ２３２から供給され
る１０．７６ＭＨｚの基準搬送波と比較する自動周波数
及び位相制御（ＡＦＰＣ）検出器２３１により発生され
る。好ましくは、２１．５ＭＨｚＶＣＯ２３０は、その
発振信号の固有周波数及び位相を安定化させるためのク
リスタルを使用する形態で構成されている。対称クリッ
パ又はリミッタ２３３により、前記シソイド的発振信号
に対して本質的に矩形波である応答信号が発生され、こ
の信号は、ＡＤＣ２２内で最終ＩＦ信号のサンプリング
に対するタイミングを合わせるための第１クロック信号
として使用される。前記第１クロック信号の遷移に対す
る分周プリッププロップ２３４が、所定方式で応答して
２１．５ＭＨｚＶＣＯ２３０の発振信号の周波数の１／
２である１０．７６ＭＨｚの基本周波数を有するさらに
他の矩形波を発生させることになる。２１．５ＭＨｚＶ
ＣＯ２３０の発振信号に対するこの分周応答信号は、Ｄ
ＡＣ２３２から供給される１０．７６ＭＨｚの基準搬送
波との比較のためＡＦＰＣ検出器２３１に供給される。
また、分周プリッププロップ２３４は、１０．７６ＭＨ
ｚの基本周波数を有する矩形波出力信号をＡＮＤ回路２
３５に供給して、この矩形波信号を図１に示す２：１デ
シメータ３５により使用される第２クロック信号を発生
させるよう第１クロック信号とＡＮＤ演算されるように
する。
【００６０】ＤＡＣ２３２から供給される２１．５２Ｍ
Ｈｚの基準搬送波は、シンボル周波数（又はボー周波
数）の副高調波に相当する周波数を有する信号成分であ
る、基底帯にシンクロダイニングされた受信ＤＴＶ信号
の成分を抽出した後、周波数乗算回路内で前記シンボル
周波数の副高調波を適当な乗数で乗算することにより発
生される。ＲＦ Designで１９９２年１０月に発刊したK
enneth J. Buresの論文“Understanding Timing Recove
ry and Jitter in Digital Transmission Systems-Part
1”で証明されたように、従来には、アナログ体系でボ
ー周波数がない所定形態のシンボルコードからシンボル
タイミング情報を復元させることは、前記シンボルコー
ドをボー周波数の高調波を中心周波数とする狭帯域フィ
ルタリング処理を行い、次いで周波数選択フィルタリン
グにより前記ボー周波数が抽出され得る高調波を発生さ
せる自乗演算又は他の非線形過程を行うことにより可能
であるとの認識があった。より低いシンボルコード速度
に使用する狭帯域フィルタとしては、ＬＣフィルタと位
相同期ループ（phase-locked loop：ＰＬＬ）が挙げら
れ、より高いシンボルコード速度で使用し得るものとし
てはＳＡＷフィルタが適する。図４及び図５に示すサン
プルクロック発生器２３でのシンボル復元過程に関連し
て特異なものは、一般に知られているシンボルタイミン
グ情報を復元させる本方法がディジタル化されたシンボ
ルコードストリームのシンボル周波数の所定約数を選択
するためサンプルクロック発生器自体によりクロッキン
グされる素子を有する有限インパルス応答型ディジタル
帯域通過フィルタを使用してディジタル体系に使用し得
るように変形される点である。従来には、前記修正方法
の場合には、その方法の結果によりサンプリング速度自
体が制御されるとき、ディジタルサンプリング過程の効
果を評価し難いため、実施可能性の保障がないものと予
想してきた。
Ｈｚの基準搬送波は、シンボル周波数（又はボー周波
数）の副高調波に相当する周波数を有する信号成分であ
る、基底帯にシンクロダイニングされた受信ＤＴＶ信号
の成分を抽出した後、周波数乗算回路内で前記シンボル
周波数の副高調波を適当な乗数で乗算することにより発
生される。ＲＦ Designで１９９２年１０月に発刊したK
enneth J. Buresの論文“Understanding Timing Recove
ry and Jitter in Digital Transmission Systems-Part
1”で証明されたように、従来には、アナログ体系でボ
ー周波数がない所定形態のシンボルコードからシンボル
タイミング情報を復元させることは、前記シンボルコー
ドをボー周波数の高調波を中心周波数とする狭帯域フィ
ルタリング処理を行い、次いで周波数選択フィルタリン
グにより前記ボー周波数が抽出され得る高調波を発生さ
せる自乗演算又は他の非線形過程を行うことにより可能
であるとの認識があった。より低いシンボルコード速度
に使用する狭帯域フィルタとしては、ＬＣフィルタと位
相同期ループ（phase-locked loop：ＰＬＬ）が挙げら
れ、より高いシンボルコード速度で使用し得るものとし
てはＳＡＷフィルタが適する。図４及び図５に示すサン
プルクロック発生器２３でのシンボル復元過程に関連し
て特異なものは、一般に知られているシンボルタイミン
グ情報を復元させる本方法がディジタル化されたシンボ
ルコードストリームのシンボル周波数の所定約数を選択
するためサンプルクロック発生器自体によりクロッキン
グされる素子を有する有限インパルス応答型ディジタル
帯域通過フィルタを使用してディジタル体系に使用し得
るように変形される点である。従来には、前記修正方法
の場合には、その方法の結果によりサンプリング速度自
体が制御されるとき、ディジタルサンプリング過程の効
果を評価し難いため、実施可能性の保障がないものと予
想してきた。
【００６１】しかし、ＡＦＰＣエラー信号を発生させる
に使用される周波数が電圧制御型発振器２３０の発振周
波数の約数に中心周波数を有している帯域通過ＦＩＲデ
ィジタルフィルタの帯域内に存在してＡＦＰＣループが
前記２１．５ＭＨｚＶＣＯ２３０の周波数及び位相をロ
ックさせ得るようにすると、前記変形方法の実施が可能
である。実際に、この変形方法は、帯域通過ＦＩＲディ
ジタルフィルタが前記サンプルクロック発生器によりク
ロッキングされるトラッキングフィルタとして動作する
点で有利である。２１．５ＭＨｚＶＣＯ２３０の周波数
及び位相がロックされた状態では、帯域通過フィルタの
中心周波数に正確に一致しないシンボル速度副高調波及
び高調波により引き起こされる位相差効果は存在しな
い。以下、本変更方法をまず受信ＤＴＶ信号が１０．７
６ＭＨｚのシンボル周波数を有するＶＳＢ信号であると
仮定した状態で、かつその後には受信ＤＴＶ信号が５．
３８ＭＨｚのシンボル周波数を有するＱＡＭ信号である
と仮定した状態で具体的に説明する。
に使用される周波数が電圧制御型発振器２３０の発振周
波数の約数に中心周波数を有している帯域通過ＦＩＲデ
ィジタルフィルタの帯域内に存在してＡＦＰＣループが
前記２１．５ＭＨｚＶＣＯ２３０の周波数及び位相をロ
ックさせ得るようにすると、前記変形方法の実施が可能
である。実際に、この変形方法は、帯域通過ＦＩＲディ
ジタルフィルタが前記サンプルクロック発生器によりク
ロッキングされるトラッキングフィルタとして動作する
点で有利である。２１．５ＭＨｚＶＣＯ２３０の周波数
及び位相がロックされた状態では、帯域通過フィルタの
中心周波数に正確に一致しないシンボル速度副高調波及
び高調波により引き起こされる位相差効果は存在しな
い。以下、本変更方法をまず受信ＤＴＶ信号が１０．７
６ＭＨｚのシンボル周波数を有するＶＳＢ信号であると
仮定した状態で、かつその後には受信ＤＴＶ信号が５．
３８ＭＨｚのシンボル周波数を有するＱＡＭ信号である
と仮定した状態で具体的に説明する。
【００６２】受信されたＤＴＶ信号に含まれてその受信
ＤＴＶ信号がＶＳＢ信号であることを示すパイロット搬
送波を検出するＶＳＢパイロット搬送波存在検出器３４
に対して５．３８ＭＨｚ基準信号選択器２３６が応答す
るようになり、この５．３８ＭＨｚ基準信号選択器２３
６が前記パイロット搬送波の検出に対する応答信号に応
じて、ＶＳＢ同位相同期検出器３００から供給される前
記ＤＴＶ信号の実数サンプルを選択し得る。この選択さ
れた実数サンプルは、前記ＶＳＢ信号からシンボル周波
数の１次副高調波を選択するための、５．３８ＭＨｚの
中心周波数を有する選択応答信号を提供する帯域ＦＩＲ
通過ディジタルフィルタ２３７（以下、“５．３８ＭＨ
ｚデジタルＢＰＦ２３７”という）に印加される。前記
５．３８ＭＨｚデジタルＢＰＦ２３７の応答信号は自乗
回路２３８により自乗され、その自乗回路２３８は、
５．３８ＭＨｚの２次高調波として強い１０．７６ＭＨ
ｚ成分を含むフィルタ２３７の応答信号の高調波を発生
させる。１０．７６ＭＨｚの中心周波数を有する選択応
答信号を提供する帯域ＦＩＲディジタルフィルタ２３９
（以下、“１０．７６ＭＨｚディジタルＢＰＦ２３９”
という）により前記２次高調波が、１０．７６ＭＨｚの
基準搬送波アナログ出力信号を示すディジタル入力信号
としてＤＡＣ２３２に印加できるように選択される。
ＤＴＶ信号がＶＳＢ信号であることを示すパイロット搬
送波を検出するＶＳＢパイロット搬送波存在検出器３４
に対して５．３８ＭＨｚ基準信号選択器２３６が応答す
るようになり、この５．３８ＭＨｚ基準信号選択器２３
６が前記パイロット搬送波の検出に対する応答信号に応
じて、ＶＳＢ同位相同期検出器３００から供給される前
記ＤＴＶ信号の実数サンプルを選択し得る。この選択さ
れた実数サンプルは、前記ＶＳＢ信号からシンボル周波
数の１次副高調波を選択するための、５．３８ＭＨｚの
中心周波数を有する選択応答信号を提供する帯域ＦＩＲ
通過ディジタルフィルタ２３７（以下、“５．３８ＭＨ
ｚデジタルＢＰＦ２３７”という）に印加される。前記
５．３８ＭＨｚデジタルＢＰＦ２３７の応答信号は自乗
回路２３８により自乗され、その自乗回路２３８は、
５．３８ＭＨｚの２次高調波として強い１０．７６ＭＨ
ｚ成分を含むフィルタ２３７の応答信号の高調波を発生
させる。１０．７６ＭＨｚの中心周波数を有する選択応
答信号を提供する帯域ＦＩＲディジタルフィルタ２３９
（以下、“１０．７６ＭＨｚディジタルＢＰＦ２３９”
という）により前記２次高調波が、１０．７６ＭＨｚの
基準搬送波アナログ出力信号を示すディジタル入力信号
としてＤＡＣ２３２に印加できるように選択される。
【００６３】また、前記５．３８ＭＨｚ基準信号選択器
２３６は、ＶＳＢパイロット搬送波存在検出器３４が受
信ＤＴＶ信号に含まれて、その受信ＤＴＶ信号がＱＡＭ
信号であることを示すパイロット搬送波を検出しなかっ
た場合、それに対する応答信号を発生して、５．３８Ｍ
Ｈｚの中心周波数を有する選択応答信号を提供する５．
３８ＭＨｚディジタルＢＰＦ２３７に印加する自乗回路
２３Ａの出力信号が選択されるようにする。基底帯ＱＡ
Ｍ信号のシンボル周波数の２．６９ＭＨｚの１次副高調
波を選択するため、２．６９ＭＨｚの中心周波数を有す
る選択応答信号を提供する帯域ＦＩＲディジタルフィル
タ２３Ｂにより、強い５．３８ＭＨｚ成分を含むフィル
タ２３Ｂ（以下、“２．６９ＭＨｚディジタルＢＰＦ２
３Ｂ”という）の応答信号の高調波を発生させる自乗回
路２３Ａに入力信号が供給される。この基底帯ＱＡＭ信
号は、図４に示すように、ＱＡＭ同位相同期検出器２５
０から又はＱＡＭ直交位相同期検出器２５５から供給で
きる。
２３６は、ＶＳＢパイロット搬送波存在検出器３４が受
信ＤＴＶ信号に含まれて、その受信ＤＴＶ信号がＱＡＭ
信号であることを示すパイロット搬送波を検出しなかっ
た場合、それに対する応答信号を発生して、５．３８Ｍ
Ｈｚの中心周波数を有する選択応答信号を提供する５．
３８ＭＨｚディジタルＢＰＦ２３７に印加する自乗回路
２３Ａの出力信号が選択されるようにする。基底帯ＱＡ
Ｍ信号のシンボル周波数の２．６９ＭＨｚの１次副高調
波を選択するため、２．６９ＭＨｚの中心周波数を有す
る選択応答信号を提供する帯域ＦＩＲディジタルフィル
タ２３Ｂにより、強い５．３８ＭＨｚ成分を含むフィル
タ２３Ｂ（以下、“２．６９ＭＨｚディジタルＢＰＦ２
３Ｂ”という）の応答信号の高調波を発生させる自乗回
路２３Ａに入力信号が供給される。この基底帯ＱＡＭ信
号は、図４に示すように、ＱＡＭ同位相同期検出器２５
０から又はＱＡＭ直交位相同期検出器２５５から供給で
きる。
【００６４】図４には、自乗回路２３８が乗算器及び被
乗算器すべてで５．３８ＭＨｚディジタルＢＰＦ２３７
の応答信号を受信するディジタル乗算器として示され、
前記自乗回路２３Ａも乗算器及び被乗算器すべてで２．
６９ＭＨｚディジタルＢＰＦ２３Ｂの応答信号を受信す
るディジタル乗算器として示されている。自乗回路２３
８、２３Ａの各々は論理ゲートを使用してディジタル乗
算器として構成できるが、より高い動作速度のため自乗
ルックアップテーブルを貯蔵するＲＯＭで構成される。
先行フィルタの応答信号の高調波を発生させることに関
連しては、前記自乗回路の代わりに絶対値回路を使用す
ることも可能であるが、この場合には弱い２次高調波が
発生するため好ましくない。
乗算器すべてで５．３８ＭＨｚディジタルＢＰＦ２３７
の応答信号を受信するディジタル乗算器として示され、
前記自乗回路２３Ａも乗算器及び被乗算器すべてで２．
６９ＭＨｚディジタルＢＰＦ２３Ｂの応答信号を受信す
るディジタル乗算器として示されている。自乗回路２３
８、２３Ａの各々は論理ゲートを使用してディジタル乗
算器として構成できるが、より高い動作速度のため自乗
ルックアップテーブルを貯蔵するＲＯＭで構成される。
先行フィルタの応答信号の高調波を発生させることに関
連しては、前記自乗回路の代わりに絶対値回路を使用す
ることも可能であるが、この場合には弱い２次高調波が
発生するため好ましくない。
【００６５】また、図４には、最終中間周波数に変換さ
れ互いに直交位相関係を有するＱＡＭ搬送波の２位相に
対する複素数ディジタル表現信号を提供するＱＡＭ複素
搬送波ＲＯＭ２７のコサインＱＡＭ複素搬送波ルックア
ップテーブル２７１及びサインＱＡＭ複素搬送波ルック
アップテーブル２７２にアドレス信号を供給する第１ア
ドレス発生器２８の代表的構成が具体的に示されてい
る。第２基本アドレス信号を発生させるよう第１アドレ
ス発生器２８に備えられた第１アドレスカウンタ２８１
により第１クロック信号の遷移が計数される。前記第１
基本アドレス信号は、ディジタル加算器２８２に第１被
加数として印加される。また、ディジタル加算器２８２
には第２被加数として第１アドレス訂正信号が印加され
て、前記第１基本アドレス信号に加算され、これにより
ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ２７のコサインＱＡＭ複素搬送
波ルックアップテーブル２７１とサインＱＡＭ複素搬送
波ルックアップテーブル２７２のすべてをアドレスさせ
るための訂正された第１アドレス信号が合出力信号とし
て発生される。ＱＡＭ同位相同期検出器２５０により基
底帯にシンクロダイニングされたＱＡＭ信号の実数サン
プルのシケンス及びＱＡＭ直交位相同期検出器２５５に
より基底帯にシンクロダイニングされたＱＡＭ信号の虚
数サンプルのシケンスに対してシンボルクロック回転検
出器２８３が応答するようになっており、このシンボル
クロック回転検出器２８３は、シンボル周波数の約数で
ある最終中間周波数にヘテロダイニングされた受信ＱＡ
Ｍ信号から立証されるよう、第１クロック信号に応じて
受信器で行われるシンボルクロッキングと送信器で行わ
れるシンボルクロッキング間の位相誤合わせ（misphasi
ng）を検出する。このようなシンボルクロック回転検出
器２８３としては多くの形態が知られているが、一例と
して本明細書に引用され１９９２年５月１９日付でA.D.
Kucarに“METHOD AND APPARATUS FOR CARRIER SYNCHRON
IZATION AND DATA DETECTION”との名称で承認された米
合衆国特許第５，１１５，４５４号に記載されたものを
挙げ得る。受信器で行われシンボルクロック回転検出器
２８３により検出されるシンボルクロッキングの位相誤
合わせをサンプル平均化ディジタルＬＰＦ２８４が数多
いサンプル（一例として数百万個）を用いて平均化さ
せ、これにより前記第１基本アドレス信号を訂正し得る
ように加算器２８２に供給される前記第１アドレス訂正
信号が発生される。このように数多いサンプルに対する
平均化は、少ない数のサンプルを累積させた後、継続さ
れるサンプル累積のため、その累積されたサンプルを減
少されたサンプル速度で順方向にダンプ（dump）させ、
累積及びサブサンプリングをサブサンプリング速度をだ
んだん減少させながら数回繰り返す過程により行える。
れ互いに直交位相関係を有するＱＡＭ搬送波の２位相に
対する複素数ディジタル表現信号を提供するＱＡＭ複素
搬送波ＲＯＭ２７のコサインＱＡＭ複素搬送波ルックア
ップテーブル２７１及びサインＱＡＭ複素搬送波ルック
アップテーブル２７２にアドレス信号を供給する第１ア
ドレス発生器２８の代表的構成が具体的に示されてい
る。第２基本アドレス信号を発生させるよう第１アドレ
ス発生器２８に備えられた第１アドレスカウンタ２８１
により第１クロック信号の遷移が計数される。前記第１
基本アドレス信号は、ディジタル加算器２８２に第１被
加数として印加される。また、ディジタル加算器２８２
には第２被加数として第１アドレス訂正信号が印加され
て、前記第１基本アドレス信号に加算され、これにより
ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ２７のコサインＱＡＭ複素搬送
波ルックアップテーブル２７１とサインＱＡＭ複素搬送
波ルックアップテーブル２７２のすべてをアドレスさせ
るための訂正された第１アドレス信号が合出力信号とし
て発生される。ＱＡＭ同位相同期検出器２５０により基
底帯にシンクロダイニングされたＱＡＭ信号の実数サン
プルのシケンス及びＱＡＭ直交位相同期検出器２５５に
より基底帯にシンクロダイニングされたＱＡＭ信号の虚
数サンプルのシケンスに対してシンボルクロック回転検
出器２８３が応答するようになっており、このシンボル
クロック回転検出器２８３は、シンボル周波数の約数で
ある最終中間周波数にヘテロダイニングされた受信ＱＡ
Ｍ信号から立証されるよう、第１クロック信号に応じて
受信器で行われるシンボルクロッキングと送信器で行わ
れるシンボルクロッキング間の位相誤合わせ（misphasi
ng）を検出する。このようなシンボルクロック回転検出
器２８３としては多くの形態が知られているが、一例と
して本明細書に引用され１９９２年５月１９日付でA.D.
Kucarに“METHOD AND APPARATUS FOR CARRIER SYNCHRON
IZATION AND DATA DETECTION”との名称で承認された米
合衆国特許第５，１１５，４５４号に記載されたものを
挙げ得る。受信器で行われシンボルクロック回転検出器
２８３により検出されるシンボルクロッキングの位相誤
合わせをサンプル平均化ディジタルＬＰＦ２８４が数多
いサンプル（一例として数百万個）を用いて平均化さ
せ、これにより前記第１基本アドレス信号を訂正し得る
ように加算器２８２に供給される前記第１アドレス訂正
信号が発生される。このように数多いサンプルに対する
平均化は、少ない数のサンプルを累積させた後、継続さ
れるサンプル累積のため、その累積されたサンプルを減
少されたサンプル速度で順方向にダンプ（dump）させ、
累積及びサブサンプリングをサブサンプリング速度をだ
んだん減少させながら数回繰り返す過程により行える。
【００６６】また、図４には、最終中間周波数に変換さ
れ互いに直交位相関係を有するＶＳＢ搬送波の２位相に
対する複素ディジタル表現信号を提供するＶＳＢ複素搬
送波ＲＯＭ３１のコサインＶＳＢ複素搬送波ルックアッ
プテーブル３１１及びサインＶＳＢ複素搬送波ルックア
ップテーブル３１２にアドレス信号を供給する第２アド
レス発生器３２の代表的構成が具体的に示されている。
第２基本アドレス信号を発生させるよう第２アドレス発
生器３２に備えられた第２アドレスカウンタ３２１によ
り第１クロック信号の遷移が計数される。前記第２基本
アドレス信号は、ディジタル加算器３２２に第１被加数
として印加される。ディジタル加算器３２２に、はさら
に被加数として第２アドレス訂正信号が印加されて前記
第２基本アドレス信号に加算され、これによりＲＯＭ３
１のコサインルックアップテーブル部３１１とサインル
ックアップテーブル部３１２すべてをアドレスさせるた
めの訂正された第２アドレス信号が合出力信号として発
生される。
れ互いに直交位相関係を有するＶＳＢ搬送波の２位相に
対する複素ディジタル表現信号を提供するＶＳＢ複素搬
送波ＲＯＭ３１のコサインＶＳＢ複素搬送波ルックアッ
プテーブル３１１及びサインＶＳＢ複素搬送波ルックア
ップテーブル３１２にアドレス信号を供給する第２アド
レス発生器３２の代表的構成が具体的に示されている。
第２基本アドレス信号を発生させるよう第２アドレス発
生器３２に備えられた第２アドレスカウンタ３２１によ
り第１クロック信号の遷移が計数される。前記第２基本
アドレス信号は、ディジタル加算器３２２に第１被加数
として印加される。ディジタル加算器３２２に、はさら
に被加数として第２アドレス訂正信号が印加されて前記
第２基本アドレス信号に加算され、これによりＲＯＭ３
１のコサインルックアップテーブル部３１１とサインル
ックアップテーブル部３１２すべてをアドレスさせるた
めの訂正された第２アドレス信号が合出力信号として発
生される。
【００６７】また、図４には同位相同期検出器３００か
らのサンプルを量子化器３２４に入力信号として印加す
る前に、所定数のサンプル周期だけ遅延させるためのク
ロック型ディジタル遅延ライン３２３が示されている。
前記量子化器３２４は、それが現在受信したサンプルに
より最も近似した量子化レベルを入力信号として供給す
る。量子化レベルは、ＶＳＢ信号を伴うパイロット搬送
波のエネルギーから推定又はＶＳＢ信号の包絡線（enve
lope）検出結果から推定し得る。量子化器３２４により
その出力信号として選択される最も近似した量子化レベ
ルは、ディジタル加算／減算器３２５により量子化器３
２４の入力信号として減算される。前記加算／減算器３
２５は、出力端にクロック型ラッチを含むクロック型素
子として動作する。加算／減算器３２５の差出力信号は
復元されるべきシンボルレベルから実際に復元されたシ
ンボルレベルの退去（departure）を示すが、その退去
の極性が先行するシンボル位相誤合わせ又は遅延される
シンボル位相誤合わせのいずれに起因するかは解決すべ
き状態に残っていることになる。
らのサンプルを量子化器３２４に入力信号として印加す
る前に、所定数のサンプル周期だけ遅延させるためのク
ロック型ディジタル遅延ライン３２３が示されている。
前記量子化器３２４は、それが現在受信したサンプルに
より最も近似した量子化レベルを入力信号として供給す
る。量子化レベルは、ＶＳＢ信号を伴うパイロット搬送
波のエネルギーから推定又はＶＳＢ信号の包絡線（enve
lope）検出結果から推定し得る。量子化器３２４により
その出力信号として選択される最も近似した量子化レベ
ルは、ディジタル加算／減算器３２５により量子化器３
２４の入力信号として減算される。前記加算／減算器３
２５は、出力端にクロック型ラッチを含むクロック型素
子として動作する。加算／減算器３２５の差出力信号は
復元されるべきシンボルレベルから実際に復元されたシ
ンボルレベルの退去（departure）を示すが、その退去
の極性が先行するシンボル位相誤合わせ又は遅延される
シンボル位相誤合わせのいずれに起因するかは解決すべ
き状態に残っていることになる。
【００６８】クロック型ディジタル遅延ライン３２３に
入力信号として印加される同位相同期検出器３００から
のサンプルは遅延なしに平均自乗誤差（mean-square-er
ror；ＭＳＥ）勾配検出フィルタ３２６に入力信号とし
て印加される。ＭＳＥ勾配検出フィルタ３２６は（−１
／２）、１、０、（−１）、（＋１／２）カーネルを有
する有限インパルス応答（ＦＩＲ）型ディジタルフィル
タであり、第１サンプリングクロックにより動作がクロ
ックされるように構成されている。クロック型ディジタ
ル遅延ライン３２３により提供される前記サンプル周期
の数は、ＭＳＥ勾配検出フィルタ３２６の応答信号が加
算／減算器３２５からの差信号と一時的な整列状態を有
するように決められる。このため、前記加算／減算器３
２５からの差信号は、ディジタル乗算器３２７によりＭ
ＳＥ勾配検出フィルタ３２６の応答信号と乗算される。
２の補数フィルタである前記ＭＳＥ勾配検出フィルタ３
２６の応答信号の符号ビット及びその後の最上位ビット
のみで乗算が可能であり、これによりディジタル乗算器
３２７の構成を単純化させ得る。ディジタル乗算器３２
７から出力される乗算信号のサンプルは受信器で行われ
るシンボルクロッキングの位相誤合わせを示すサンプル
であり、前記シンボルクロッキングの位相誤合わせは、
第２基本アドレスを訂正するよう加算器３２２に供給さ
れる第２アドレス訂正信号を発生させるためのサンプル
平均化ディジタルＬＰＦ３２８による数多いサンプル
（一例として、数百万個）を使用して平均化される。
入力信号として印加される同位相同期検出器３００から
のサンプルは遅延なしに平均自乗誤差（mean-square-er
ror；ＭＳＥ）勾配検出フィルタ３２６に入力信号とし
て印加される。ＭＳＥ勾配検出フィルタ３２６は（−１
／２）、１、０、（−１）、（＋１／２）カーネルを有
する有限インパルス応答（ＦＩＲ）型ディジタルフィル
タであり、第１サンプリングクロックにより動作がクロ
ックされるように構成されている。クロック型ディジタ
ル遅延ライン３２３により提供される前記サンプル周期
の数は、ＭＳＥ勾配検出フィルタ３２６の応答信号が加
算／減算器３２５からの差信号と一時的な整列状態を有
するように決められる。このため、前記加算／減算器３
２５からの差信号は、ディジタル乗算器３２７によりＭ
ＳＥ勾配検出フィルタ３２６の応答信号と乗算される。
２の補数フィルタである前記ＭＳＥ勾配検出フィルタ３
２６の応答信号の符号ビット及びその後の最上位ビット
のみで乗算が可能であり、これによりディジタル乗算器
３２７の構成を単純化させ得る。ディジタル乗算器３２
７から出力される乗算信号のサンプルは受信器で行われ
るシンボルクロッキングの位相誤合わせを示すサンプル
であり、前記シンボルクロッキングの位相誤合わせは、
第２基本アドレスを訂正するよう加算器３２２に供給さ
れる第２アドレス訂正信号を発生させるためのサンプル
平均化ディジタルＬＰＦ３２８による数多いサンプル
（一例として、数百万個）を使用して平均化される。
【００６９】図４に示す第２アドレス発生器３２に使用
されるシンボル同期技術はS.U.H.Qureshiにより１９７
６年１２月号IEEE Transaction on Communicationの132
6−1330頁に掲載されたその論文“Timing Recovery for
Equalized Partial-ResponseSystems”のパルス振幅変
調（ＰＡＭ）信号の使用に関連した一般技術と同じもの
である。ＶＳＢ信号のシンボル同期に関連して使用され
るこのようなシンボル同期技術は、特に本明細書に引用
している本発明者の先出願等に記載されている。図４及
び図５に示す一般形態の第２アドレス発生器３２の場
合、クロック型ディジタル遅延ライン３２３は別の素子
として存在しなく、その代わりにＭＳＥ勾配検出フィル
タ３２６と一時的に整列される加算／減算器３２５から
の差信号に対して所定のサンプル周期数だけ遅延された
状態で量子化器３２４に入力される入力信号は、ＭＳＥ
勾配検出フィルタ３２６に内装されているタップ型ディ
ジタル遅延ラインから発生される。前記タップ型ディジ
タル遅延ラインは、フィルタ３２６の応答信号を発生さ
せるよう合算される前に、前記（−１／２）、１、０、
（−１）、（＋１／２）カーネルにより加重処理される
差動遅延されたサンプルを供給する。
されるシンボル同期技術はS.U.H.Qureshiにより１９７
６年１２月号IEEE Transaction on Communicationの132
6−1330頁に掲載されたその論文“Timing Recovery for
Equalized Partial-ResponseSystems”のパルス振幅変
調（ＰＡＭ）信号の使用に関連した一般技術と同じもの
である。ＶＳＢ信号のシンボル同期に関連して使用され
るこのようなシンボル同期技術は、特に本明細書に引用
している本発明者の先出願等に記載されている。図４及
び図５に示す一般形態の第２アドレス発生器３２の場
合、クロック型ディジタル遅延ライン３２３は別の素子
として存在しなく、その代わりにＭＳＥ勾配検出フィル
タ３２６と一時的に整列される加算／減算器３２５から
の差信号に対して所定のサンプル周期数だけ遅延された
状態で量子化器３２４に入力される入力信号は、ＭＳＥ
勾配検出フィルタ３２６に内装されているタップ型ディ
ジタル遅延ラインから発生される。前記タップ型ディジ
タル遅延ラインは、フィルタ３２６の応答信号を発生さ
せるよう合算される前に、前記（−１／２）、１、０、
（−１）、（＋１／２）カーネルにより加重処理される
差動遅延されたサンプルを供給する。
【００７０】ＱＡＭ ＤＴＶ信号の搬送波とＶＳＢＤＴ
Ｖ信号の搬送波は、互いに２．６９ＭＨｚだけ差がある
最終中間周波数にそれぞれ変換され、その理由は、ＱＡ
ＭＤＴＶ信号の搬送波は、帯域幅が６ＭＨｚであるＴＶ
チャンネルの中心に位置し、これに反してＶＳＢＤＴＶ
信号の搬送波は帯域幅が６ＭＨｚであるＴＶチャンネル
の最低周波数より単に３１０ＫＨｚだけ高い周波数を有
するためである。図１の多重変換チューナ５内の第１、
第２、第３局部発振器１１、１６、２０の周波数は、Ｑ
ＡＭＤＴＶ信号の残留側波帯及び全側波帯をそのＱＡＭ
ＤＴＶ信号の搬送波よりそれぞれ高く、低くしつつＶＳ
ＢＤＴＶ信号搬送波の変換中間周波数をＱＡＭＤＴＶ信
号搬送波の変換中間周波数より高くするように選択でき
る。これとは異なる実施例として、ＱＡＭＤＴＶ信号の
残留側波帯及び全側波帯をそのＱＡＭＤＴＶ信号の搬送
波よりそれぞれ低く、高くしつつＶＳＢＤＴＶ信号搬送
波の変換中間周波数をＱＡＭＤＴＶ信号搬送波の変換中
間周波数より低くするように第１、第２、第３局部発振
器１１、１６、２０の周波数を選択することもできる。
Ｖ信号の搬送波は、互いに２．６９ＭＨｚだけ差がある
最終中間周波数にそれぞれ変換され、その理由は、ＱＡ
ＭＤＴＶ信号の搬送波は、帯域幅が６ＭＨｚであるＴＶ
チャンネルの中心に位置し、これに反してＶＳＢＤＴＶ
信号の搬送波は帯域幅が６ＭＨｚであるＴＶチャンネル
の最低周波数より単に３１０ＫＨｚだけ高い周波数を有
するためである。図１の多重変換チューナ５内の第１、
第２、第３局部発振器１１、１６、２０の周波数は、Ｑ
ＡＭＤＴＶ信号の残留側波帯及び全側波帯をそのＱＡＭ
ＤＴＶ信号の搬送波よりそれぞれ高く、低くしつつＶＳ
ＢＤＴＶ信号搬送波の変換中間周波数をＱＡＭＤＴＶ信
号搬送波の変換中間周波数より高くするように選択でき
る。これとは異なる実施例として、ＱＡＭＤＴＶ信号の
残留側波帯及び全側波帯をそのＱＡＭＤＴＶ信号の搬送
波よりそれぞれ低く、高くしつつＶＳＢＤＴＶ信号搬送
波の変換中間周波数をＱＡＭＤＴＶ信号搬送波の変換中
間周波数より低くするように第１、第２、第３局部発振
器１１、１６、２０の周波数を選択することもできる。
【００７１】最終ＩＦ信号の最低周波数に対する最高周
波数の比を大略８：１未満に維持させて、実数／複素数
サンプル変換器２４に対するフィルタリング要件を緩和
させ得るように、前記最終ＩＦ信号の最低周波数は、１
ＭＨｚ以上となることが好ましい。ＱＡＭ信号単独に対
するこのような選択を満足させるための、最終ＩＦ信号
のＱＡＭ搬送波に対する最終搬送波周波数は３．６９Ｍ
Ｈｚである。また、ＶＳＢ信号単独に対する前記選択を
満足させるための、最終ＩＦ信号のＶＳＢ搬送波に対す
る最終搬送波周波数は、ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数
が残留側波帯の周波数より高くなければならないものと
仮定する場合には１．３１ＭＨｚであり、ＶＳＢ信号の
全側波帯の周波数が残留側波帯の周波数より低くなけれ
ばならないものと仮定する場合には６．３８ＭＨｚであ
る。ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数がその残留側波帯の
周波数より高くなければならないものと仮定する場合に
は、ＶＳＢ信号搬送波の搬送波周波数が最小限１．３１
ＭＨｚとなるため、ＱＡＭ搬送波の搬送波周波数は最小
限４．００ＭＨｚとなる。ＶＳＢ信号の全側波帯の周波
数がその残留側波帯の周波数より低くなければならない
ものと仮定する場合には、ＶＳＢ信号搬送波の搬送波周
波数が最小限６．３８ＭＨｚとなるため、ＱＡＭ搬送波
の搬送波周波数は最小限３．６９ＭＨｚとなる。
波数の比を大略８：１未満に維持させて、実数／複素数
サンプル変換器２４に対するフィルタリング要件を緩和
させ得るように、前記最終ＩＦ信号の最低周波数は、１
ＭＨｚ以上となることが好ましい。ＱＡＭ信号単独に対
するこのような選択を満足させるための、最終ＩＦ信号
のＱＡＭ搬送波に対する最終搬送波周波数は３．６９Ｍ
Ｈｚである。また、ＶＳＢ信号単独に対する前記選択を
満足させるための、最終ＩＦ信号のＶＳＢ搬送波に対す
る最終搬送波周波数は、ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数
が残留側波帯の周波数より高くなければならないものと
仮定する場合には１．３１ＭＨｚであり、ＶＳＢ信号の
全側波帯の周波数が残留側波帯の周波数より低くなけれ
ばならないものと仮定する場合には６．３８ＭＨｚであ
る。ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数がその残留側波帯の
周波数より高くなければならないものと仮定する場合に
は、ＶＳＢ信号搬送波の搬送波周波数が最小限１．３１
ＭＨｚとなるため、ＱＡＭ搬送波の搬送波周波数は最小
限４．００ＭＨｚとなる。ＶＳＢ信号の全側波帯の周波
数がその残留側波帯の周波数より低くなければならない
ものと仮定する場合には、ＶＳＢ信号搬送波の搬送波周
波数が最小限６．３８ＭＨｚとなるため、ＱＡＭ搬送波
の搬送波周波数は最小限３．６９ＭＨｚとなる。
【００７２】帯域通過ＡＤＣ２２でのサンプル速度がサ
ンプルクロック発生器２３からの第１クロック信号によ
り秒当たり２１．５２＊１０6個のサンプルに当たるサ
ンプル速度と設定されると、ＱＡＭＤＴＶ信号の搬送波
に対する変換中間周波数は、５．３８ＭＨｚより高くな
くなることが好ましく、この場合、前記中間周波数は、
サイクル当たり最小限４回サンプリングできる。ＶＳＢ
信号の全側波帯の周波数がその残留側波帯の周波数より
高くなければならないものと仮定する場合には、このよ
うな選択により最終ＩＦ信号の最低周波数が２．３８Ｍ
Ｈｚより高ければならなく、ＶＳＢ信号の搬送波も２．
６９ＭＨｚより高ければならない制約がある。図１１に
は、前記のような条件のためＶＳＢ搬送波がどのように
１．３１〜２．６９ＭＨｚの周波数帯に制限され、ＱＡ
Ｍ搬送波がどんなに４．００〜５．３８ＭＨｚの周波数
帯に制限されるかが例示されている。
ンプルクロック発生器２３からの第１クロック信号によ
り秒当たり２１．５２＊１０6個のサンプルに当たるサ
ンプル速度と設定されると、ＱＡＭＤＴＶ信号の搬送波
に対する変換中間周波数は、５．３８ＭＨｚより高くな
くなることが好ましく、この場合、前記中間周波数は、
サイクル当たり最小限４回サンプリングできる。ＶＳＢ
信号の全側波帯の周波数がその残留側波帯の周波数より
高くなければならないものと仮定する場合には、このよ
うな選択により最終ＩＦ信号の最低周波数が２．３８Ｍ
Ｈｚより高ければならなく、ＶＳＢ信号の搬送波も２．
６９ＭＨｚより高ければならない制約がある。図１１に
は、前記のような条件のためＶＳＢ搬送波がどのように
１．３１〜２．６９ＭＨｚの周波数帯に制限され、ＱＡ
Ｍ搬送波がどんなに４．００〜５．３８ＭＨｚの周波数
帯に制限されるかが例示されている。
【００７３】ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数がその残留
側波帯の周波数より低くなければならないものと仮定す
る場合、ＶＳＢ信号の搬送波は、３．６９〜５．３８Ｍ
Ｈｚの周波数帯に制限される。したがって、ＶＳＢ信号
の搬送波は、搬送波間で２．６９ＭＨｚのオフセットが
維持されるように６．３８〜８．０７ＭＨｚの周波数帯
に制限される。図１２には、ＱＡＭ搬送波が３．６９〜
５．３８ＭＨｚの周波数帯に制限され、ＶＳＢ搬送波が
６．３８〜８．０７ＭＨｚの周波数帯に制限される場合
が例示されている。
側波帯の周波数より低くなければならないものと仮定す
る場合、ＶＳＢ信号の搬送波は、３．６９〜５．３８Ｍ
Ｈｚの周波数帯に制限される。したがって、ＶＳＢ信号
の搬送波は、搬送波間で２．６９ＭＨｚのオフセットが
維持されるように６．３８〜８．０７ＭＨｚの周波数帯
に制限される。図１２には、ＱＡＭ搬送波が３．６９〜
５．３８ＭＨｚの周波数帯に制限され、ＶＳＢ搬送波が
６．３８〜８．０７ＭＨｚの周波数帯に制限される場合
が例示されている。
【００７４】ＱＡＭ搬送波をＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ２
７のサイン−コサインＱＡＭ複素搬送波ルックアップテ
ーブル２７２、２７１に基づいて連続的に記述し得るよ
うにするためには、ＱＡＭ搬送波から変換された最終中
間周波数は、２１．５２ＭＨｚの倍数の約数となるべき
である。一方、ＶＳＢ搬送波をＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ
３１のサイン−コサインＶＳＢ複素搬送波ルックアップ
テーブルに基づいて連続的に記述し得るようにするため
には、ＶＳＢ搬送波から変換された最終中間周波数は、
秒当たり２１．５２＊１０6個のサンプルに当たるサン
プル速度の倍数の約数となるべきである。搬送波から変
換され２１．５２ＭＨｚの（ｍ／ｎ）倍に相当する最終
中間周波数は、ＲＯＭ内に貯蔵されたサイン−コサイン
ルックアップテーブルの値の数を適宜少なく維持し得る
ように小さいｎ値を有することが好ましい（ここで言及
される変数“ｍ”、“ｎ”は、本明細書の発明が解決し
ようとする課題の部分で言及した変数“Ｍ”、“Ｎ”と
は関係ない）。
７のサイン−コサインＱＡＭ複素搬送波ルックアップテ
ーブル２７２、２７１に基づいて連続的に記述し得るよ
うにするためには、ＱＡＭ搬送波から変換された最終中
間周波数は、２１．５２ＭＨｚの倍数の約数となるべき
である。一方、ＶＳＢ搬送波をＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ
３１のサイン−コサインＶＳＢ複素搬送波ルックアップ
テーブルに基づいて連続的に記述し得るようにするため
には、ＶＳＢ搬送波から変換された最終中間周波数は、
秒当たり２１．５２＊１０6個のサンプルに当たるサン
プル速度の倍数の約数となるべきである。搬送波から変
換され２１．５２ＭＨｚの（ｍ／ｎ）倍に相当する最終
中間周波数は、ＲＯＭ内に貯蔵されたサイン−コサイン
ルックアップテーブルの値の数を適宜少なく維持し得る
ように小さいｎ値を有することが好ましい（ここで言及
される変数“ｍ”、“ｎ”は、本明細書の発明が解決し
ようとする課題の部分で言及した変数“Ｍ”、“Ｎ”と
は関係ない）。
【００７５】それぞれＱＡＭＤＴＶ信号の搬送波及びＶ
ＳＢＤＴＶ信号の搬送波から変換される中間周波数とし
て前記概念に符合する中間周波数は、米合衆国特許第
５，５０６，６３６号に記載された過程から探し得る。
問題の周波数範囲について、高調波面でサンプリングク
ロック速度が関係する１０．７６ＭＨｚＶＳＢシンボル
速度で連続する高調波の副高調波テーブルを構成する。
その後、要求される２．６９ＭＨｚの周波数差を示す同
一高調波の副高調波対をその適切な利点に関連して搬送
波としてみなす。
ＳＢＤＴＶ信号の搬送波から変換される中間周波数とし
て前記概念に符合する中間周波数は、米合衆国特許第
５，５０６，６３６号に記載された過程から探し得る。
問題の周波数範囲について、高調波面でサンプリングク
ロック速度が関係する１０．７６ＭＨｚＶＳＢシンボル
速度で連続する高調波の副高調波テーブルを構成する。
その後、要求される２．６９ＭＨｚの周波数差を示す同
一高調波の副高調波対をその適切な利点に関連して搬送
波としてみなす。
【００７６】２１．５２ＭＨｚ高調波の副高調波として
５．３８ＭＨｚ及び２．３９ＭＨｚの第３及び７次副高
調波は、大略要求される２．６９ＭＨｚのオフセットを
示し、よって全側波帯の周波数が残留側波帯の周波数よ
り高くなるＱＡＭ搬送波とＶＳＢ搬送波として使用する
ことに適する。このような副高調波間の２．６９ＭＨｚ
オフセットは、ＶＳＢ搬送波を同一チャンネル干渉性Ｎ
ＴＳＣビデオ搬送波から公称ＮＴＳＣ水平走査周波数の
５９．７５倍だけオフセットさせるに要求されるＱＡＭ
搬送波及びＶＳＢ搬送波間のオフセットである２，６９
０，１２２．４Ｈｚと異なり、秒当たり１０，７６２，
２３７．７６２個のサンプルに当たるシンボル速度の１
／４、つまり２，６９０，５９９．４Ｈｚである。この
ように小さい４３７Ｈｚの周波数不一致は、図１の多重
変換チューナ５に備えられた第２局部発振器１６の自動
周波数及び位相制御により易しく調整される。ＱＡＭ、
ＶＳＢ搬送波が最終ＩＦ信号での２１．５２ＭＨｚの高
調波に対する第３及び７次副高調波に近似するように変
換されると、ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ２７、ＶＳＢ複素
搬送波ＲＯＭ３１のアドレス処理を非常に単純化するこ
とができ、その理由は貯蔵されたサイン及びコサイン関
数間に反復対称がなされる利点があり、これによりＲＯ
Ｍ２７、３１に印加されるアドレス信号のビット数を減
少させ得るためである。
５．３８ＭＨｚ及び２．３９ＭＨｚの第３及び７次副高
調波は、大略要求される２．６９ＭＨｚのオフセットを
示し、よって全側波帯の周波数が残留側波帯の周波数よ
り高くなるＱＡＭ搬送波とＶＳＢ搬送波として使用する
ことに適する。このような副高調波間の２．６９ＭＨｚ
オフセットは、ＶＳＢ搬送波を同一チャンネル干渉性Ｎ
ＴＳＣビデオ搬送波から公称ＮＴＳＣ水平走査周波数の
５９．７５倍だけオフセットさせるに要求されるＱＡＭ
搬送波及びＶＳＢ搬送波間のオフセットである２，６９
０，１２２．４Ｈｚと異なり、秒当たり１０，７６２，
２３７．７６２個のサンプルに当たるシンボル速度の１
／４、つまり２，６９０，５９９．４Ｈｚである。この
ように小さい４３７Ｈｚの周波数不一致は、図１の多重
変換チューナ５に備えられた第２局部発振器１６の自動
周波数及び位相制御により易しく調整される。ＱＡＭ、
ＶＳＢ搬送波が最終ＩＦ信号での２１．５２ＭＨｚの高
調波に対する第３及び７次副高調波に近似するように変
換されると、ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ２７、ＶＳＢ複素
搬送波ＲＯＭ３１のアドレス処理を非常に単純化するこ
とができ、その理由は貯蔵されたサイン及びコサイン関
数間に反復対称がなされる利点があり、これによりＲＯ
Ｍ２７、３１に印加されるアドレス信号のビット数を減
少させ得るためである。
【００７７】２１．５２ＭＨｚサンプリング周波数の２
次高調波は、４３．０５ＭＨｚであり、この副高調波か
ら互いに大略２．６９ＭＨｚだけオフセットされている
副高調波対を探し得る。４３．０５ＭＨｚ高調波の７次
及び１５次副高調波は、前記２１．５２ＭＨｚ高調波の
第３及び７次副高調波である。４３．０５ＭＨｚ高調波
の副高調波として４．３０５ＭＨｚ及び１．５９４ＭＨ
ｚの９次及び２６次副高調波は要求される２．６９ＭＨ
ｚのオフセットに対して２０ＫＨｚ又は０．７４％のエ
ラーを示し、それぞれＱＡＭ搬送波及びＶＳＢ搬送波と
して作用し得る。このエラーは、３０ＫＨｚ内であり、
ＮＴＳＣ ＴＶ受信器に関連した従来の商業的設計構成
で許容される誤同調（mistuning）範囲内にあるもので
ある。しかし、４３．０５ＭＨｚ高調波の２６次副高調
波に対するサイン／コサインVSB複素搬送波ルックアッ
プテーブル３１２、３１１を貯蔵しているVSB複素搬送
波ＲＯＭ３１は、過多の数のサンプルを貯蔵すべきであ
り、４３．０５ＭＨｚ高調波の９次副高調波に対するサ
イン／コサインQAM複素搬送波ルックアップテーブル２
７２、２７１を貯蔵しているＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ２
７も適当な数のサンプルを貯蔵すべきである。
次高調波は、４３．０５ＭＨｚであり、この副高調波か
ら互いに大略２．６９ＭＨｚだけオフセットされている
副高調波対を探し得る。４３．０５ＭＨｚ高調波の７次
及び１５次副高調波は、前記２１．５２ＭＨｚ高調波の
第３及び７次副高調波である。４３．０５ＭＨｚ高調波
の副高調波として４．３０５ＭＨｚ及び１．５９４ＭＨ
ｚの９次及び２６次副高調波は要求される２．６９ＭＨ
ｚのオフセットに対して２０ＫＨｚ又は０．７４％のエ
ラーを示し、それぞれＱＡＭ搬送波及びＶＳＢ搬送波と
して作用し得る。このエラーは、３０ＫＨｚ内であり、
ＮＴＳＣ ＴＶ受信器に関連した従来の商業的設計構成
で許容される誤同調（mistuning）範囲内にあるもので
ある。しかし、４３．０５ＭＨｚ高調波の２６次副高調
波に対するサイン／コサインVSB複素搬送波ルックアッ
プテーブル３１２、３１１を貯蔵しているVSB複素搬送
波ＲＯＭ３１は、過多の数のサンプルを貯蔵すべきであ
り、４３．０５ＭＨｚ高調波の９次副高調波に対するサ
イン／コサインQAM複素搬送波ルックアップテーブル２
７２、２７１を貯蔵しているＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ２
７も適当な数のサンプルを貯蔵すべきである。
【００７８】２１．５２ＭＨｚサンプリング周波数の３
次高調波は、６４．５７ＭＨｚであり、これの副高調波
は、４３．０５ＭＨｚ高調波の副高調波又は６４．５７
ＭＨｚ高調波のさらに他の副高調波から大略２．６９Ｍ
Ｈｚだけオフセットされている副高調波を探すことによ
り探し得る。６４．５７ＭＨｚ高調波の副高調波として
４．９６７ＭＨｚの１２次副高調波及び４３．０５ＭＨ
ｚ高調波の副高調波として２．２６５ＭＨｚの１８次副
高調波は要求される２．６９ＭＨｚのオフセットに対し
て１２ＫＨｚ又は０．４５％のエラーを示し、それぞれ
全側波帯の周波数が残留側波帯の周波数より高くなって
いるＱＡＭ搬送波及びＶＳＢ搬送波として作用し得る。
このエラーは３０ＫＨｚ内であり、ＮＴＳＣ ＴＶ受信
器に関連した従来の商業的設計構成で許容される誤同調
範囲内にあるものである。しかし、６４．５７ＭＨｚ高
調波の１２次副高調波に対するサイン／コサインＱＡＭ
複素搬送波ルックアップテーブル２７２、２７１を貯蔵
しているＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ２７は、過多の数のサ
ンプルを貯蔵すべきであり、４３．０５ＭＨｚ高調波の
１８次副高調波に対するサイン／コサインＱＡＭ複素搬
送波ルックアップテーブル２７２、２７１を貯蔵してい
るＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１も適当な数のサンプルを
貯蔵すべきである。
次高調波は、６４．５７ＭＨｚであり、これの副高調波
は、４３．０５ＭＨｚ高調波の副高調波又は６４．５７
ＭＨｚ高調波のさらに他の副高調波から大略２．６９Ｍ
Ｈｚだけオフセットされている副高調波を探すことによ
り探し得る。６４．５７ＭＨｚ高調波の副高調波として
４．９６７ＭＨｚの１２次副高調波及び４３．０５ＭＨ
ｚ高調波の副高調波として２．２６５ＭＨｚの１８次副
高調波は要求される２．６９ＭＨｚのオフセットに対し
て１２ＫＨｚ又は０．４５％のエラーを示し、それぞれ
全側波帯の周波数が残留側波帯の周波数より高くなって
いるＱＡＭ搬送波及びＶＳＢ搬送波として作用し得る。
このエラーは３０ＫＨｚ内であり、ＮＴＳＣ ＴＶ受信
器に関連した従来の商業的設計構成で許容される誤同調
範囲内にあるものである。しかし、６４．５７ＭＨｚ高
調波の１２次副高調波に対するサイン／コサインＱＡＭ
複素搬送波ルックアップテーブル２７２、２７１を貯蔵
しているＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ２７は、過多の数のサ
ンプルを貯蔵すべきであり、４３．０５ＭＨｚ高調波の
１８次副高調波に対するサイン／コサインＱＡＭ複素搬
送波ルックアップテーブル２７２、２７１を貯蔵してい
るＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１も適当な数のサンプルを
貯蔵すべきである。
【００７９】６４．５７ＭＨｚ高調波の７次副高調波
は、２１．５２ＭＨｚ高調波の３次副高調波から要求さ
れる２．６９ＭＨｚだけ、ほぼ正確にオフセットされた
８．０７ＭＨｚの周波数を有している。２１．５２ＭＨ
ｚ高調波の副高調波として５．３８ＭＨｚの３次副高調
波、そして６４．５７ＭＨｚ高調波の副高調波として
８．０７ＭＨｚの７次副高調波は、それぞれ全側波帯の
周波数が残留側波帯の周波数より低くなっているＱＡＭ
搬送波及びＶＳＢ搬送波として使用するに適する。
は、２１．５２ＭＨｚ高調波の３次副高調波から要求さ
れる２．６９ＭＨｚだけ、ほぼ正確にオフセットされた
８．０７ＭＨｚの周波数を有している。２１．５２ＭＨ
ｚ高調波の副高調波として５．３８ＭＨｚの３次副高調
波、そして６４．５７ＭＨｚ高調波の副高調波として
８．０７ＭＨｚの７次副高調波は、それぞれ全側波帯の
周波数が残留側波帯の周波数より低くなっているＱＡＭ
搬送波及びＶＳＢ搬送波として使用するに適する。
【００８０】図１の多重変換チューナ５内の第１、第
２、第３局部発振器１１、１６、２０の周波数は、ＶＳ
ＢＤＴＶ信号の搬送波から変換される中間周波数が、Ｑ
ＡＭＤＴＶ信号に対する推定シンボル速度に当たりＶＳ
ＢＤＴＶ信号に対する基準シンボル速度の１／２に当た
る５．３８ＭＨｚとなるように選択することが好まし
い。したがって、ＶＳＢ搬送波が最終ＩＦ信号でその全
側波帯の周波数が残留側波帯の周波数より高くなるよう
に周波数変換が行われる場合、最終ＩＦ信号でのＱＡＭ
搬送波の周波数は、２．６９ＭＨｚとなることが好まし
い。これとは異なる実施例として、ＶＳＢ搬送波が最終
ＩＦ信号でその全側波帯の周波数が残留側波帯の周波数
より低くなるように周波数変換が行われる場合、最終Ｉ
Ｆ信号でのＱＡＭ搬送波の周波数は、８．０７ＭＨｚと
なることが好ましい。
２、第３局部発振器１１、１６、２０の周波数は、ＶＳ
ＢＤＴＶ信号の搬送波から変換される中間周波数が、Ｑ
ＡＭＤＴＶ信号に対する推定シンボル速度に当たりＶＳ
ＢＤＴＶ信号に対する基準シンボル速度の１／２に当た
る５．３８ＭＨｚとなるように選択することが好まし
い。したがって、ＶＳＢ搬送波が最終ＩＦ信号でその全
側波帯の周波数が残留側波帯の周波数より高くなるよう
に周波数変換が行われる場合、最終ＩＦ信号でのＱＡＭ
搬送波の周波数は、２．６９ＭＨｚとなることが好まし
い。これとは異なる実施例として、ＶＳＢ搬送波が最終
ＩＦ信号でその全側波帯の周波数が残留側波帯の周波数
より低くなるように周波数変換が行われる場合、最終Ｉ
Ｆ信号でのＱＡＭ搬送波の周波数は、８．０７ＭＨｚと
なることが好ましい。
【００８１】また、４３．０５ＭＨｚ高調波のすべての
副高調波及び６４．５７ＭＨｚ高調波のすべての副高調
波は、４３．０５ＭＨｚ高調波の３次高調波及び６４．
５７ＭＨｚ高調波の２次高調波である１２９．１５ＭＨ
ｚ高調波の副高調波となる。２．６９ＭＨｚ、５．６８
ＭＨｚ、そして８．０７ＭＨｚの周波数は、それぞれ１
２９．１５ＭＨｚ高調波の４７次、２３次そして１５次
副高調波である。また、たとえ搬送波間の高調波関係を
１０．７６ＭＨｚＶＳＢシンボル速度の２次高調波であ
る２１．５２ＭＨｚサンプリング速度の高調波に関連し
て考察したが、この考察は、１０．７６ＭＨｚシンボル
速度の偶数高調波に関連しても可能である。また、搬送
波間の可能な高調波関係に対するより完全な考察のため
には、１０．７６ＭＨｚＶＳＢシンボル速度の奇数高調
波、つまり最小限３次高調波に関連して考察し得る。
２．６９ＭＨｚ、５．６８ＭＨｚ、そして８．０７ＭＨ
ｚ周波数は、それぞれＱＡＭ信号の１０．７６ＭＨｚシ
ンボル速度の３倍に当たる３２．２９ＭＨｚ高調波の１
１次、５次、そして３次副高調波である。
副高調波及び６４．５７ＭＨｚ高調波のすべての副高調
波は、４３．０５ＭＨｚ高調波の３次高調波及び６４．
５７ＭＨｚ高調波の２次高調波である１２９．１５ＭＨ
ｚ高調波の副高調波となる。２．６９ＭＨｚ、５．６８
ＭＨｚ、そして８．０７ＭＨｚの周波数は、それぞれ１
２９．１５ＭＨｚ高調波の４７次、２３次そして１５次
副高調波である。また、たとえ搬送波間の高調波関係を
１０．７６ＭＨｚＶＳＢシンボル速度の２次高調波であ
る２１．５２ＭＨｚサンプリング速度の高調波に関連し
て考察したが、この考察は、１０．７６ＭＨｚシンボル
速度の偶数高調波に関連しても可能である。また、搬送
波間の可能な高調波関係に対するより完全な考察のため
には、１０．７６ＭＨｚＶＳＢシンボル速度の奇数高調
波、つまり最小限３次高調波に関連して考察し得る。
２．６９ＭＨｚ、５．６８ＭＨｚ、そして８．０７ＭＨ
ｚ周波数は、それぞれＱＡＭ信号の１０．７６ＭＨｚシ
ンボル速度の３倍に当たる３２．２９ＭＨｚ高調波の１
１次、５次、そして３次副高調波である。
【００８２】ディジタルシステム用のアナログ／ディジ
タル変換回路に関連した技術分野で当業者であれば、デ
ィジタル化のためのアナログ信号のサンプリングを多様
なサンプリングウィンドウ幅を使用して行えることを認
知し得る。前記説明では、各サンプリングウィンドウの
期間が２１．５２ＭＨｚ周期の１／２となるよう秒当た
り２１．５２＊１０6個のサンプルに当たるサンプル速
度を採択するものと仮定した。対称クリッパ又はリミッ
タ２３３から出力されるパルスは必要であれば、前記期
間のほぼ２倍まで延長できる。他の可能な実施例として
は、前記アナログ／ディジタル変換回路をそれぞれ２
１．５２ＭＨｚ周期の１／２だけ延長されたサンプリン
グウィンドウの二つのスタッガ型（staggered）セット
を使用し得るよう、かつ秒当たり４３．０５＊１０6個
のサンプルに当たる組合されたサンプル速度で位相をス
タッガリングさせる方式でディジタル化を行えるように
設計することを挙げ得る。秒当たり４３．０５＊１０6
個のサンプルに当たるサンプル速度で最終ＩＦ信号をデ
ィジタル化させることにより自動位相及び周波数制御正
確度が改善される。
タル変換回路に関連した技術分野で当業者であれば、デ
ィジタル化のためのアナログ信号のサンプリングを多様
なサンプリングウィンドウ幅を使用して行えることを認
知し得る。前記説明では、各サンプリングウィンドウの
期間が２１．５２ＭＨｚ周期の１／２となるよう秒当た
り２１．５２＊１０6個のサンプルに当たるサンプル速
度を採択するものと仮定した。対称クリッパ又はリミッ
タ２３３から出力されるパルスは必要であれば、前記期
間のほぼ２倍まで延長できる。他の可能な実施例として
は、前記アナログ／ディジタル変換回路をそれぞれ２
１．５２ＭＨｚ周期の１／２だけ延長されたサンプリン
グウィンドウの二つのスタッガ型（staggered）セット
を使用し得るよう、かつ秒当たり４３．０５＊１０6個
のサンプルに当たる組合されたサンプル速度で位相をス
タッガリングさせる方式でディジタル化を行えるように
設計することを挙げ得る。秒当たり４３．０５＊１０6
個のサンプルに当たるサンプル速度で最終ＩＦ信号をデ
ィジタル化させることにより自動位相及び周波数制御正
確度が改善される。
【００８３】図５には２１．５２ＭＨｚ高調波の３次及
び７次副高調波を、それぞれＱＡＭ、ＶＳＢＭＨｚ搬送
波から変換された最終中間周波数として使用するとき、
可能な図４の回路の変形回路が示されている。図４に示
す第２アドレス発生器３２に対する変形素子である図５
の第２アドレス発生器３２０の場合には、サンプリング
速度が秒当たり２１．５２＊１０6個のサンプルに当た
るとき、モジューラ８を計数してＱＡＭ複素搬送波ＲＯ
Ｍ２７に対する二つのアドレス処理サイクル及びＶＳＢ
複素搬送波ＲＯＭ３１の代わりに使用されるＶＳＢ複素
搬送波ＲＯＭ３１０に対する一つのアドレス処理サイク
ルを発生させる第２アドレスカウンタ３２１を含む。前
記第２アドレスカウンタ３２１から出力される計数値の
最下位ビットは、第１アドレスカウンタ２８１から出力
される第１基本アドレスを代替させることに使用され
る。
び７次副高調波を、それぞれＱＡＭ、ＶＳＢＭＨｚ搬送
波から変換された最終中間周波数として使用するとき、
可能な図４の回路の変形回路が示されている。図４に示
す第２アドレス発生器３２に対する変形素子である図５
の第２アドレス発生器３２０の場合には、サンプリング
速度が秒当たり２１．５２＊１０6個のサンプルに当た
るとき、モジューラ８を計数してＱＡＭ複素搬送波ＲＯ
Ｍ２７に対する二つのアドレス処理サイクル及びＶＳＢ
複素搬送波ＲＯＭ３１の代わりに使用されるＶＳＢ複素
搬送波ＲＯＭ３１０に対する一つのアドレス処理サイク
ルを発生させる第２アドレスカウンタ３２１を含む。前
記第２アドレスカウンタ３２１から出力される計数値の
最下位ビットは、第１アドレスカウンタ２８１から出力
される第１基本アドレスを代替させることに使用され
る。
【００８４】図４に示す第１アドレス発生器２８の変形
素子である図５の第１アドレス発生器２８０には、図４
の第１アドレスカウンタ２８１が省略され、前記第１ア
ドレスカウンタ２８１からの計数値の代わりに、図５に
示す第２アドレスカウンタ３２１の最下位ビットが第１
基本アドレスとして加算器２８２に印加される。図４の
ＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１に代替されるＶＳＢ複素搬
送波ＲＯＭ３１０はＶＳＢ搬送波コサイン値のただ１／
２サイクルのみを貯蔵するコサインＶＳＢ複素搬送波ル
ックアップテーブル３１３と、ＶＳＢ搬送波のサイン値
のただ１／２サイクルのみを貯蔵するサインＶＳＢ複素
搬送波ルックアップテーブル３１４とを含んでいる。Ｖ
ＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１０の前記コサインＶＳＢ複素
搬送波ルックアップテーブル３１３、サインＶＳＢ複素
搬送波ルックアップテーブル３１４は加算器３２２の合
出力信号の最下位ビットによりアドレスされる。加算器
３２２の合出力信号の最上位ビットは選択ビット補数器
３１５によりＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１０のコサイン
ＶＳＢ複素搬送波ルックアップテーブル３１３から読取
されたＶＳＢ搬送波コサイン値のビットの各々と論理合
演算されて、ディジタル加算器３１７に対する第１被加
数を発生させ、前記加算器３２２の合出力信号の最上位
ビットは、加算器３１７に対する第２被加数入力を発生
させるように重要度の増加方向にゼロ付加（zero exten
sion）が行われる。加算器３１７からの合出力は、ＶＳ
Ｂ搬送波の全サイクルを決めるよう八つの第１クロック
周期間に八つのＱＡＭ搬送波コサイン値を提供する。加
算器３２２の合出力信号の最上位ビットは、さらに選択
ビット補数器３１６によりＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１
０のサインＶＳＢ複素搬送波ルックアップテーブル３１
４から読取されたＶＳＢ搬送波サイン値のビットの各々
と論理合演算されて、ディジタル加算器３１８に対する
第１被加数を発生させ、前記加算器３２２の合出力信号
の最上位ビットは、加算器３１８に対する第２被加数入
力を発生させるように重要度の増加方向にゼロ付加が行
われる。加算器３１８からの合出力は、ＶＳＢ搬送波の
全サイクルを決めるよう八つの第１クロック周期間に八
つのＱＡＭ搬送波サイン値を提供する。
素子である図５の第１アドレス発生器２８０には、図４
の第１アドレスカウンタ２８１が省略され、前記第１ア
ドレスカウンタ２８１からの計数値の代わりに、図５に
示す第２アドレスカウンタ３２１の最下位ビットが第１
基本アドレスとして加算器２８２に印加される。図４の
ＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１に代替されるＶＳＢ複素搬
送波ＲＯＭ３１０はＶＳＢ搬送波コサイン値のただ１／
２サイクルのみを貯蔵するコサインＶＳＢ複素搬送波ル
ックアップテーブル３１３と、ＶＳＢ搬送波のサイン値
のただ１／２サイクルのみを貯蔵するサインＶＳＢ複素
搬送波ルックアップテーブル３１４とを含んでいる。Ｖ
ＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１０の前記コサインＶＳＢ複素
搬送波ルックアップテーブル３１３、サインＶＳＢ複素
搬送波ルックアップテーブル３１４は加算器３２２の合
出力信号の最下位ビットによりアドレスされる。加算器
３２２の合出力信号の最上位ビットは選択ビット補数器
３１５によりＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１０のコサイン
ＶＳＢ複素搬送波ルックアップテーブル３１３から読取
されたＶＳＢ搬送波コサイン値のビットの各々と論理合
演算されて、ディジタル加算器３１７に対する第１被加
数を発生させ、前記加算器３２２の合出力信号の最上位
ビットは、加算器３１７に対する第２被加数入力を発生
させるように重要度の増加方向にゼロ付加（zero exten
sion）が行われる。加算器３１７からの合出力は、ＶＳ
Ｂ搬送波の全サイクルを決めるよう八つの第１クロック
周期間に八つのＱＡＭ搬送波コサイン値を提供する。加
算器３２２の合出力信号の最上位ビットは、さらに選択
ビット補数器３１６によりＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１
０のサインＶＳＢ複素搬送波ルックアップテーブル３１
４から読取されたＶＳＢ搬送波サイン値のビットの各々
と論理合演算されて、ディジタル加算器３１８に対する
第１被加数を発生させ、前記加算器３２２の合出力信号
の最上位ビットは、加算器３１８に対する第２被加数入
力を発生させるように重要度の増加方向にゼロ付加が行
われる。加算器３１８からの合出力は、ＶＳＢ搬送波の
全サイクルを決めるよう八つの第１クロック周期間に八
つのＱＡＭ搬送波サイン値を提供する。
【００８５】図５の回路又は図４の回路は、さらに３
２．２９ＭＨｚ高調波の５次及び３次副高調波をそれぞ
れＱＡＭ、ＶＳＢＭＨｚ搬送波から変換された最終中間
周波数として使用する場合にも使用可能である。この場
合、もちろんＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１０のコサイン
ＶＳＢ複素搬送波ルックアップテーブル３１３、サイン
ＶＳＢ複素搬送波ルックアップテーブル３１４の内容
は、より高い周波数である８．０７ＭＨｚ搬送波用とし
て修正される。
２．２９ＭＨｚ高調波の５次及び３次副高調波をそれぞ
れＱＡＭ、ＶＳＢＭＨｚ搬送波から変換された最終中間
周波数として使用する場合にも使用可能である。この場
合、もちろんＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ３１０のコサイン
ＶＳＢ複素搬送波ルックアップテーブル３１３、サイン
ＶＳＢ複素搬送波ルックアップテーブル３１４の内容
は、より高い周波数である８．０７ＭＨｚ搬送波用とし
て修正される。
【００８６】ディジタル回路設計分野の当業者であれ
ば、図４の場合、コサイン機能及びサイン機能の対称性
の利点又はその２機能の位相に対する９０°オフセット
の利点を取っているＲＯＭを使用して、他のハードウェ
ア的構成の簡単化を成し得る点を理解し得る。また、デ
ィジタル回路設計分野で熟練され前記説明を理解した者
であれば、２１．５ＭＨｚＶＣＯ２３０から出力され
て、対称クリッパ２３３により矩形波に変換される発振
信号を５．３８ＭＨｚディジタルＢＰＦ２３７により選
択された１０．７６ＭＨｚ信号に対する周波数遞倍器の
応答信号と周波数側面で比較する前記２１．５ＭＨｚＶ
ＣＯ２３０用のＡＦＰＣ検出器を有するように前記図４
及び図５の回路を変形させ得る点を理解し得る。
ば、図４の場合、コサイン機能及びサイン機能の対称性
の利点又はその２機能の位相に対する９０°オフセット
の利点を取っているＲＯＭを使用して、他のハードウェ
ア的構成の簡単化を成し得る点を理解し得る。また、デ
ィジタル回路設計分野で熟練され前記説明を理解した者
であれば、２１．５ＭＨｚＶＣＯ２３０から出力され
て、対称クリッパ２３３により矩形波に変換される発振
信号を５．３８ＭＨｚディジタルＢＰＦ２３７により選
択された１０．７６ＭＨｚ信号に対する周波数遞倍器の
応答信号と周波数側面で比較する前記２１．５ＭＨｚＶ
ＣＯ２３０用のＡＦＰＣ検出器を有するように前記図４
及び図５の回路を変形させ得る点を理解し得る。
【００８７】また、ディジタル回路設計分野の当業者で
あれば、前記説明を参考するとＡＤＣ２２がディジタル
化処理中に秒当たり４３．０５＊１０6個のサンプルに
当たるサンプル速度でサンプリングを行うようになった
回路を構成し得る。２１．５ＭＨｚＶＣＯ２３０は４
３．０５ＭＨｚの発振信号を供給するＶＣＯで代替さ
れ、一例としてＶＣＯ２３０から出力されて対称クリッ
パ２３３により矩形波に変換され、プリッププロップ２
３４により分周される発振信号は、５．３８ＭＨｚディ
ジタルＢＰＦ２３７により選択された１０．７６ＭＨｚ
信号に対する周波数遞倍器の応答信号と周波数面で比較
される。２：１デシメータ３５は、４：１デシメータで
代替でき、プリッププロップ２３４からの矩形波出力信
号は、４：１デシメータに対して速度の減少されたサン
プルクロック信号を発生させるための基盤を提供するよ
うにさらに他のプリッププロップにより２の因数で除算
できる。
あれば、前記説明を参考するとＡＤＣ２２がディジタル
化処理中に秒当たり４３．０５＊１０6個のサンプルに
当たるサンプル速度でサンプリングを行うようになった
回路を構成し得る。２１．５ＭＨｚＶＣＯ２３０は４
３．０５ＭＨｚの発振信号を供給するＶＣＯで代替さ
れ、一例としてＶＣＯ２３０から出力されて対称クリッ
パ２３３により矩形波に変換され、プリッププロップ２
３４により分周される発振信号は、５．３８ＭＨｚディ
ジタルＢＰＦ２３７により選択された１０．７６ＭＨｚ
信号に対する周波数遞倍器の応答信号と周波数面で比較
される。２：１デシメータ３５は、４：１デシメータで
代替でき、プリッププロップ２３４からの矩形波出力信
号は、４：１デシメータに対して速度の減少されたサン
プルクロック信号を発生させるための基盤を提供するよ
うにさらに他のプリッププロップにより２の因数で除算
できる。
【００８８】図６には実数／複素数サンプル変換器２４
が採択し得る構成が示され、この場合、実数／複素数サ
ンプル変換器２４は、次の構成、つまり（ａ）実数（Ｒ
ｅ）ディジタルサンプルに対するヒルベルト変換応答信
号として虚数（Ｉｍ）ディジタルサンプルを発生させる
線形位相、有限インパルス応答（ＦＩＲ）型ディジタル
フィルタ６０（以下、“ヒルベルト変換ＦＩＲフィルタ
６０”という）と、（ｂ）前記ヒルベルト変換ＦＩＲフ
ィルタ６０の遅延時間を補償するようにヒルベルト変換
ＦＩＲフィルタ６０に内装されているクロック型ラッチ
素子６１〜６６により提供できる、前記実数ディジタル
サンプルに対する補償、クロック型ディジタル遅延器と
を含む。
が採択し得る構成が示され、この場合、実数／複素数サ
ンプル変換器２４は、次の構成、つまり（ａ）実数（Ｒ
ｅ）ディジタルサンプルに対するヒルベルト変換応答信
号として虚数（Ｉｍ）ディジタルサンプルを発生させる
線形位相、有限インパルス応答（ＦＩＲ）型ディジタル
フィルタ６０（以下、“ヒルベルト変換ＦＩＲフィルタ
６０”という）と、（ｂ）前記ヒルベルト変換ＦＩＲフ
ィルタ６０の遅延時間を補償するようにヒルベルト変換
ＦＩＲフィルタ６０に内装されているクロック型ラッチ
素子６１〜６６により提供できる、前記実数ディジタル
サンプルに対する補償、クロック型ディジタル遅延器と
を含む。
【００８９】“IEEE TRANSACTIONS ON AEROSPACE AND E
LECTRONIC SYSTEMS”、第ＡＥＳ-１８券第４号（１９８
２年１１月）、７３６-７３９頁に掲載されたD.W.Rice
とK.H.Wuの論文“Quadrature Sampling with High Dyna
mic Range”には、同位相及び直交位相サンプリング過
程を実施することに前記回路を使用したものに関して記
載されている。最終ＩＦ信号の６ＭＨｚ幅の周波数帯
は、最小限１ＭＨｚ又はその程度の最低周波数を有する
ため、ヒルベルト変換に使用されるＦＩＲフィルタ６０
に使用される、ゼロがない加重値を有するタップを七つ
で少なく使用することが可能である。
LECTRONIC SYSTEMS”、第ＡＥＳ-１８券第４号（１９８
２年１１月）、７３６-７３９頁に掲載されたD.W.Rice
とK.H.Wuの論文“Quadrature Sampling with High Dyna
mic Range”には、同位相及び直交位相サンプリング過
程を実施することに前記回路を使用したものに関して記
載されている。最終ＩＦ信号の６ＭＨｚ幅の周波数帯
は、最小限１ＭＨｚ又はその程度の最低周波数を有する
ため、ヒルベルト変換に使用されるＦＩＲフィルタ６０
に使用される、ゼロがない加重値を有するタップを七つ
で少なく使用することが可能である。
【００９０】このように七つのタップを有するヒルベル
ト変換ＦＩＲフィルタ６０は、ヒルベルト変換応答信号
を発生させるように取ったサンプルを加重処理し合算す
る１−サンプル遅延素子６１、６２、６３、６４、６
５、６６のカスケード（cascade）接続を含む。前記ヒ
ルベルト変換は、線形位相特性を有し、これによりヒル
ベルト変換ＦＩＲフィルタ６０のタップ加重値は、メデ
ィアン（median）遅延に対して対称性を表す。したがっ
て、共通に加重処理される遅延素子６１への入力信号と
遅延素子６６からの出力信号は、ディジタル加算器６７
により合算され、共通に加重処理される遅延素子６１か
らの出力信号と遅延素子６５からの出力信号は、ディジ
タル加算器６８により合算され、共通に加重処理される
遅延素子６２からの出力信号と遅延素子６４からの出力
信号は、ディジタル加算器６８により合算される。遅延
素子６４からの出力信号はＲＯＭ７０に入力アドレスと
して印加され、そのＲＯＭ７０は、前記信号をＷ0大き
さの適当な加重値で乗算する。ディジタル加算器６９か
らの合出力信号は、読取専用メモリ７１に入力アドレス
として印加され、そのＲＯＭ７１は、前記信号をＷ1大
きさの適当な加重値で乗算する。ディジタル加算器６８
からの合出力信号は、ＲＯＭ７２に入力アドレスとして
印加され、そのＲＯＭ７２は、前記信号Ｗ2大きさの適
当な加重値で乗算する。ディジタル加算器６７からの合
出力信号は、ＲＯＭ７３に入力アドレスとして印加さ
れ、そのＲＯＭ７３は、前記信号をＷ3大きさの適当な
加重値で乗算する。ＲＯＭ７０、７１、７２、７３が被
乗数固定型乗算器として使用されることにより、乗算に
関連した遅延が無視できる程度に短くなりえる。ＲＯＭ
７０、７１、７２、７３の出力信号はそのＲＯＭ７０、
７１、７２、７３に貯蔵されている加重値Ｗ0、Ｗ1、Ｗ
2、Ｗ3に符号を適宜付加するよう加算器又は減算器とし
て動作する符号型ディジタル加算器７４、７５、７６の
ツリー構造により組合される。加算器６７、６８、６
９、７４、７５、７６は、それぞれ一つのサンプルに対
する遅延を示して七つのタップを持っているＦＩＲフィ
ルタ６０で、六つのサンプルに対する遅延を示させるク
ロック型加算器として仮定される。このような遅延を補
償するフィルタ６０の入力信号の遅延は、六つの１−サ
ンプル遅延素子６１、６２、６３、６４、６５、６６の
カスケード接続により提供される。ＲＯＭ７０に対する
入力アドレスは、遅延素子６３の出力ではなく遅延素子
６４の出力から取られ、これにより遅延素子６４の１−
サンプル遅延により加算器６７、６８、６９の１−サン
プル遅延が補償される。
ト変換ＦＩＲフィルタ６０は、ヒルベルト変換応答信号
を発生させるように取ったサンプルを加重処理し合算す
る１−サンプル遅延素子６１、６２、６３、６４、６
５、６６のカスケード（cascade）接続を含む。前記ヒ
ルベルト変換は、線形位相特性を有し、これによりヒル
ベルト変換ＦＩＲフィルタ６０のタップ加重値は、メデ
ィアン（median）遅延に対して対称性を表す。したがっ
て、共通に加重処理される遅延素子６１への入力信号と
遅延素子６６からの出力信号は、ディジタル加算器６７
により合算され、共通に加重処理される遅延素子６１か
らの出力信号と遅延素子６５からの出力信号は、ディジ
タル加算器６８により合算され、共通に加重処理される
遅延素子６２からの出力信号と遅延素子６４からの出力
信号は、ディジタル加算器６８により合算される。遅延
素子６４からの出力信号はＲＯＭ７０に入力アドレスと
して印加され、そのＲＯＭ７０は、前記信号をＷ0大き
さの適当な加重値で乗算する。ディジタル加算器６９か
らの合出力信号は、読取専用メモリ７１に入力アドレス
として印加され、そのＲＯＭ７１は、前記信号をＷ1大
きさの適当な加重値で乗算する。ディジタル加算器６８
からの合出力信号は、ＲＯＭ７２に入力アドレスとして
印加され、そのＲＯＭ７２は、前記信号Ｗ2大きさの適
当な加重値で乗算する。ディジタル加算器６７からの合
出力信号は、ＲＯＭ７３に入力アドレスとして印加さ
れ、そのＲＯＭ７３は、前記信号をＷ3大きさの適当な
加重値で乗算する。ＲＯＭ７０、７１、７２、７３が被
乗数固定型乗算器として使用されることにより、乗算に
関連した遅延が無視できる程度に短くなりえる。ＲＯＭ
７０、７１、７２、７３の出力信号はそのＲＯＭ７０、
７１、７２、７３に貯蔵されている加重値Ｗ0、Ｗ1、Ｗ
2、Ｗ3に符号を適宜付加するよう加算器又は減算器とし
て動作する符号型ディジタル加算器７４、７５、７６の
ツリー構造により組合される。加算器６７、６８、６
９、７４、７５、７６は、それぞれ一つのサンプルに対
する遅延を示して七つのタップを持っているＦＩＲフィ
ルタ６０で、六つのサンプルに対する遅延を示させるク
ロック型加算器として仮定される。このような遅延を補
償するフィルタ６０の入力信号の遅延は、六つの１−サ
ンプル遅延素子６１、６２、６３、６４、６５、６６の
カスケード接続により提供される。ＲＯＭ７０に対する
入力アドレスは、遅延素子６３の出力ではなく遅延素子
６４の出力から取られ、これにより遅延素子６４の１−
サンプル遅延により加算器６７、６８、６９の１−サン
プル遅延が補償される。
【００９１】“IEEE TRANSACTIONS ON AEROSPACE AND E
LECTRONIC SYSTEMS”、第ＡＥＳ-２０券第６号（１９８
４年１１月）、８２１〜８２４頁に掲載されたC.M.Rade
rの論文“A Simple Method for Sampling In-Phase and
Quadrature Components”にはディジタル化された帯域
通過信号に対して行われる複素数動機検出に対する改善
に関連して記載されている。Raderは前記ヒルベルト変
換ＦＩＲフィルタ及びRice及びWuの遅延補償ＦＩＲフィ
ルタの代わりにヤコビ（Jacobian）楕円関数に基づいて
設計されディジタル化された帯域信号に対して一定π／
２の位相応答差を示す一対の全帯域通過（all-pass）デ
ィジタルフィルタを使用している。無限インパルス応答
（ＩＩＲ）型に構成されるこのような全通過ディジタル
の適合した構成の場合は、次のようなシステム関数を有
する。 Ｈ1（ｚ）＝ｚ-1（ｚ-2−ａ2）／（１−ａ2ｚ-2） ａ2＝0.5846832 Ｈ2（ｚ）＝−（ｚ-2−ｂ2）／（１−ｂ2ｚ-2） ｂ2＝0.1380250 Raderは、一度は“ａ2”であり、もう一度は“ｂ2”で
ある、単に２度の乗算を要求するフィルタ構成に関して
記載している。
LECTRONIC SYSTEMS”、第ＡＥＳ-２０券第６号（１９８
４年１１月）、８２１〜８２４頁に掲載されたC.M.Rade
rの論文“A Simple Method for Sampling In-Phase and
Quadrature Components”にはディジタル化された帯域
通過信号に対して行われる複素数動機検出に対する改善
に関連して記載されている。Raderは前記ヒルベルト変
換ＦＩＲフィルタ及びRice及びWuの遅延補償ＦＩＲフィ
ルタの代わりにヤコビ（Jacobian）楕円関数に基づいて
設計されディジタル化された帯域信号に対して一定π／
２の位相応答差を示す一対の全帯域通過（all-pass）デ
ィジタルフィルタを使用している。無限インパルス応答
（ＩＩＲ）型に構成されるこのような全通過ディジタル
の適合した構成の場合は、次のようなシステム関数を有
する。 Ｈ1（ｚ）＝ｚ-1（ｚ-2−ａ2）／（１−ａ2ｚ-2） ａ2＝0.5846832 Ｈ2（ｚ）＝−（ｚ-2−ｂ2）／（１−ｂ2ｚ-2） ｂ2＝0.1380250 Raderは、一度は“ａ2”であり、もう一度は“ｂ2”で
ある、単に２度の乗算を要求するフィルタ構成に関して
記載している。
【００９２】図７には、実数／複素数サンプル変換器２
４の他の形態が示されている。ここで、C.M.Raderが記
載しているヤコビ楕円関数に基づいて設計された形態を
有する一対の全帯域通過ディジタルフィルタ８０、９０
（以下、“Ｈ1フィルタ８０、Ｈ2９０”という）が含ま
れる。Ｈ1及びＨ2フィルタ８０、９０は、ディジタル化
された帯域信号に対する一定π／２の位相応答差を示
す。ＶＳＢ信号をシンクロダイニングさせるとき、実数
サンプルを過度にサンプリングさせると、シンボル同期
をよりよくし得るため、本発明者は、遅延網回路での追
加減少を提供するためサブサンプリングを用いるRader
の全帯域通過フィルタを用いないようにしている。
４の他の形態が示されている。ここで、C.M.Raderが記
載しているヤコビ楕円関数に基づいて設計された形態を
有する一対の全帯域通過ディジタルフィルタ８０、９０
（以下、“Ｈ1フィルタ８０、Ｈ2９０”という）が含ま
れる。Ｈ1及びＨ2フィルタ８０、９０は、ディジタル化
された帯域信号に対する一定π／２の位相応答差を示
す。ＶＳＢ信号をシンクロダイニングさせるとき、実数
サンプルを過度にサンプリングさせると、シンボル同期
をよりよくし得るため、本発明者は、遅延網回路での追
加減少を提供するためサブサンプリングを用いるRader
の全帯域通過フィルタを用いないようにしている。
【００９３】システム関数Ｈ1（ｚ）＝ｚ-1（ｚ-2−
ａ2）／（１−ａ2ｚ-2）（ここで、十進演算時ａ2＝0.5
846832）を提供するＨ1フィルタ８０の構造は図７に示
され、次のように動作されるようになっている。すなわ
ち、帯域通過ＡＤＣ２２から出力されるサンプルはクロ
ック型遅延素子８８の１ＡＤＣサンプルクロック期間だ
け遅延された後、ノード８９に印加される。ノード８９
に印加された前記信号は、再度カスケード接続されたク
ロック型遅延素子８１、８２で２ＡＤＣサンプルクロッ
ク期間だけ遅延された後、ディジタル加算器８３に第１
被加数信号として印加される。加算器８３の合出力信号
は、Ｈ1フィルタ８０から出力される実数応答信号とな
る。また、前記加算器８３の合出力信号は、カスケード
接続されたクロック型遅延素子８４、８５で２ＡＤＣサ
ンプルクロック期間だけ遅延された後、ノード８９の信
号を減数入力信号として受信するディジタル減算器８６
に被減数入力信号として印加される。前記ディジタル減
算器８６の結果差出力信号は、２進演算を用いてａ2被
乗数信号を乗算するディジタル乗算器８７に乗算入力信
号として供給される。結果乗算出力信号は、ディジタル
加算器８３に第２被加数信号として印加される。
ａ2）／（１−ａ2ｚ-2）（ここで、十進演算時ａ2＝0.5
846832）を提供するＨ1フィルタ８０の構造は図７に示
され、次のように動作されるようになっている。すなわ
ち、帯域通過ＡＤＣ２２から出力されるサンプルはクロ
ック型遅延素子８８の１ＡＤＣサンプルクロック期間だ
け遅延された後、ノード８９に印加される。ノード８９
に印加された前記信号は、再度カスケード接続されたク
ロック型遅延素子８１、８２で２ＡＤＣサンプルクロッ
ク期間だけ遅延された後、ディジタル加算器８３に第１
被加数信号として印加される。加算器８３の合出力信号
は、Ｈ1フィルタ８０から出力される実数応答信号とな
る。また、前記加算器８３の合出力信号は、カスケード
接続されたクロック型遅延素子８４、８５で２ＡＤＣサ
ンプルクロック期間だけ遅延された後、ノード８９の信
号を減数入力信号として受信するディジタル減算器８６
に被減数入力信号として印加される。前記ディジタル減
算器８６の結果差出力信号は、２進演算を用いてａ2被
乗数信号を乗算するディジタル乗算器８７に乗算入力信
号として供給される。結果乗算出力信号は、ディジタル
加算器８３に第２被加数信号として印加される。
【００９４】システム関数Ｈ2（ｚ）＝−（ｚ-2−ｂ2）
／（１−ｂ2ｚ-2）（ここで、十進演算時ｂ2＝0.138025
0）を提供するＨ2フィルタ９０の構造は図７に示され、
次のように動作されるようになっている。すなわち、帯
域通過ＡＤＣ２２から出力されるサンプルは、カスケー
ド接続されたクロック型遅延素子９１、２２で２ＡＤＣ
サンプルクロック期間だけ遅延された後、ディジタル加
算器９３に第１被加数として印加される。加算器９３の
合出力信号は、Ｈ2フィルタ９０から出力される虚数応
答信号となる。前記加算器９３の合出力信号は、さらに
カスケード接続されたクロック型遅延素子９４、９５で
２ＡＤＣサンプルクロック期間だけ遅延された後、ディ
ジタル減算器９６に被減数入力信号として印加される。
前記ディジタル減算器９６は、ＡＤＣ２２からサンプル
を減数入力信号として受信する。ディジタル減算器９６
の結果差出力信号は、２進演算を用いて、ｂ2被乗数信
号を乗算するディジタル乗算器９７に乗算入力信号とし
て供給される。結果乗積出力信号は、ディジタル加算器
９３に第２被加数信号として印加される。
／（１−ｂ2ｚ-2）（ここで、十進演算時ｂ2＝0.138025
0）を提供するＨ2フィルタ９０の構造は図７に示され、
次のように動作されるようになっている。すなわち、帯
域通過ＡＤＣ２２から出力されるサンプルは、カスケー
ド接続されたクロック型遅延素子９１、２２で２ＡＤＣ
サンプルクロック期間だけ遅延された後、ディジタル加
算器９３に第１被加数として印加される。加算器９３の
合出力信号は、Ｈ2フィルタ９０から出力される虚数応
答信号となる。前記加算器９３の合出力信号は、さらに
カスケード接続されたクロック型遅延素子９４、９５で
２ＡＤＣサンプルクロック期間だけ遅延された後、ディ
ジタル減算器９６に被減数入力信号として印加される。
前記ディジタル減算器９６は、ＡＤＣ２２からサンプル
を減数入力信号として受信する。ディジタル減算器９６
の結果差出力信号は、２進演算を用いて、ｂ2被乗数信
号を乗算するディジタル乗算器９７に乗算入力信号とし
て供給される。結果乗積出力信号は、ディジタル加算器
９３に第２被加数信号として印加される。
【００９５】図８には、図７の実数／複素数サンプル変
換器２４（図８、図９、図１０の説明では“複素数信号
フィルタ”という）複素数信号フィルタを、次のように
変形させて得た複素数信号フィルタが示されている。す
なわち、クロック型遅延素子８８の位置をＡＤＣ２２の
ディジタル出力信号を遅延させなく、その代わりに加算
器８３の合出力信号を遅延させるようシフトさせ、帯域
通過ＡＤＣ２２のディジタル出力信号をノード８９に遅
延なしに印加し、位置シフトされたクロック型遅延素子
８８の出力ポートに実数応答信号が提供されるようにす
る。位置シフトされたクロック型遅延素子８１の出力ポ
ートに提供される実数応答信号は、クロック型遅延素子
８４の出力ポートに提供される応答信号と同じである。
したがって、前記実数応答信号は、位置シフトされたク
ロック型遅延素子８１の出力ポートから提供されなく、
クロック型遅延素子８４の出力ポートから提供され、よ
って位置シフトされたクロック型遅延素子８１はそれ以
上必要ではない。
換器２４（図８、図９、図１０の説明では“複素数信号
フィルタ”という）複素数信号フィルタを、次のように
変形させて得た複素数信号フィルタが示されている。す
なわち、クロック型遅延素子８８の位置をＡＤＣ２２の
ディジタル出力信号を遅延させなく、その代わりに加算
器８３の合出力信号を遅延させるようシフトさせ、帯域
通過ＡＤＣ２２のディジタル出力信号をノード８９に遅
延なしに印加し、位置シフトされたクロック型遅延素子
８８の出力ポートに実数応答信号が提供されるようにす
る。位置シフトされたクロック型遅延素子８１の出力ポ
ートに提供される実数応答信号は、クロック型遅延素子
８４の出力ポートに提供される応答信号と同じである。
したがって、前記実数応答信号は、位置シフトされたク
ロック型遅延素子８１の出力ポートから提供されなく、
クロック型遅延素子８４の出力ポートから提供され、よ
って位置シフトされたクロック型遅延素子８１はそれ以
上必要ではない。
【００９６】図９には、図８の複素数信号のフィルタを
次のように変形させて得た複素数信号フィルタが示され
ている。すなわち、加算器８３に対する第１被加数信号
をカスケード接続されたクロック型遅延素子８１、８２
から取らなく、カスケード接続されたクロック型遅延素
子９１、９２から取る。したがって、前記カスケード接
続されたクロック型遅延素子８１、８２はそれ以上必要
がない。図９の複素数信号フィルタは、余分のクロック
型遅延素子を省略している点で図７及び図８の複素数信
号フィルタに比べて好ましいものである。
次のように変形させて得た複素数信号フィルタが示され
ている。すなわち、加算器８３に対する第１被加数信号
をカスケード接続されたクロック型遅延素子８１、８２
から取らなく、カスケード接続されたクロック型遅延素
子９１、９２から取る。したがって、前記カスケード接
続されたクロック型遅延素子８１、８２はそれ以上必要
がない。図９の複素数信号フィルタは、余分のクロック
型遅延素子を省略している点で図７及び図８の複素数信
号フィルタに比べて好ましいものである。
【００９７】図１０は、ディジタル化された帯域信号に
対する実数応答信号Reと虚数応答信号Im間の一定π／２
の位相差を発生させる複素数信号フィルタの詳細ブロッ
ク図であり、この複素数信号フィルタは“QUADRATURE D
EMODULATOR”との名称で１９９１年１１月２７日付で公
告されたT.F.S.Ngの英国特許出願第2 244 410 A号に記
載された複素数信号フィルタに類似する。前記Ｎｇのフ
ィルタはRaderのＩＩＲフィルタでなくＦＩＲ型フィル
タである。図１０の複素数信号フィルタは、２：１デシ
メーションがフィルタリングの前に行われなく、フィル
タリング後に行われる点でＮｇのフィルタと違う点を持
っている。
対する実数応答信号Reと虚数応答信号Im間の一定π／２
の位相差を発生させる複素数信号フィルタの詳細ブロッ
ク図であり、この複素数信号フィルタは“QUADRATURE D
EMODULATOR”との名称で１９９１年１１月２７日付で公
告されたT.F.S.Ngの英国特許出願第2 244 410 A号に記
載された複素数信号フィルタに類似する。前記Ｎｇのフ
ィルタはRaderのＩＩＲフィルタでなくＦＩＲ型フィル
タである。図１０の複素数信号フィルタは、２：１デシ
メーションがフィルタリングの前に行われなく、フィル
タリング後に行われる点でＮｇのフィルタと違う点を持
っている。
【００９８】前記フィルタは、実数及び虚数フィルタリ
ングが共有タップ型遅延ラインにより支援される。図１
０に示すように、前記共有タップ型遅延ラインは、ＡＤ
Ｃ２２のようにシンボル伝送速度の４倍に当たる速度で
クロッキングされるラッチのようなカスケード接続され
た単一クロック遅延素子１００〜１１４でなる。所定設
計の場合、単一クロック遅延素子１００は省略するか帯
域通過ＡＤＣ２２に含ませることができる。図６の複素
数フィルタに含まれるディジタル加算器及びディジタル
減算器はそれぞれ単一クロック期間の遅延を有するよう
に、シンボル伝送速度の４倍に当たる速度でクロッキン
グされるものと仮定する。ディジタル乗算器は２の整数
自乗（integral power）による乗算の場合、ワイヤドプ
レースシフト（wired place shift）であるものと仮定
するか、ＲＯＭから提供されるものと仮定し、これによ
りクロッキング動作が関連される限り各乗算の遅延はゼ
ロとなる。Ｎｇのフィルタでの結果信号の解像度は、最
小限８ビットであるものと仮定する。
ングが共有タップ型遅延ラインにより支援される。図１
０に示すように、前記共有タップ型遅延ラインは、ＡＤ
Ｃ２２のようにシンボル伝送速度の４倍に当たる速度で
クロッキングされるラッチのようなカスケード接続され
た単一クロック遅延素子１００〜１１４でなる。所定設
計の場合、単一クロック遅延素子１００は省略するか帯
域通過ＡＤＣ２２に含ませることができる。図６の複素
数フィルタに含まれるディジタル加算器及びディジタル
減算器はそれぞれ単一クロック期間の遅延を有するよう
に、シンボル伝送速度の４倍に当たる速度でクロッキン
グされるものと仮定する。ディジタル乗算器は２の整数
自乗（integral power）による乗算の場合、ワイヤドプ
レースシフト（wired place shift）であるものと仮定
するか、ＲＯＭから提供されるものと仮定し、これによ
りクロッキング動作が関連される限り各乗算の遅延はゼ
ロとなる。Ｎｇのフィルタでの結果信号の解像度は、最
小限８ビットであるものと仮定する。
【００９９】実数応答信号Ｈ1（ｚ）を発生させ得るよ
う前記実数応答フィルタは、Ｎｇが説明している例ごと
に、タップ加重値Ｗ0＝４、Ｗ1＝０、Ｗ2＝−１２、Ｗ3
＝−７２、Ｗ4＝７２、Ｗ5＝１２、Ｗ6＝０、Ｗ7＝−４
を印加するものと仮定する。前記実数応答フィルタは単
一クロック遅延素子１００〜１１４の他に、遅延素子１
００の応答信号から遅延素子１１４の応答信号を減算す
るためのディジタル減算器１２１と、その減算器１２１
の差動応答信号を４の因数で加重化させるディジタル乗
算器１２２と、遅延素子１０９の応答信号から遅延素子
１０３の応答信号を減算するためのディジタル減算器１
２５と、その減算器１２５の差動応答信号を１２の因数
で加重化させるためのディジタル乗算器１２６と、遅延
素子１０７の応答信号から遅延素子１０５の応答信号を
減算するためのディジタル減算器１２７と、その減算器
１２７の差動応答信号を７２の因数で加重化させるため
の乗算器１２８と、前記ディジタル乗算器１２６、１２
８の乗積信号を合算するためのディジタル加算器１２９
と、前記ディジタル乗算器１２２の乗積信号を前記加算
器１２９の合出力信号と合算するためのディジタル加算
器１３０と、その加算器１３０からの合出力信号に対す
るデシメーション処理された応答信号での実数フィルタ
応答信号Reを発生させるための２：１デシメータ１３１
とを含む。
う前記実数応答フィルタは、Ｎｇが説明している例ごと
に、タップ加重値Ｗ0＝４、Ｗ1＝０、Ｗ2＝−１２、Ｗ3
＝−７２、Ｗ4＝７２、Ｗ5＝１２、Ｗ6＝０、Ｗ7＝−４
を印加するものと仮定する。前記実数応答フィルタは単
一クロック遅延素子１００〜１１４の他に、遅延素子１
００の応答信号から遅延素子１１４の応答信号を減算す
るためのディジタル減算器１２１と、その減算器１２１
の差動応答信号を４の因数で加重化させるディジタル乗
算器１２２と、遅延素子１０９の応答信号から遅延素子
１０３の応答信号を減算するためのディジタル減算器１
２５と、その減算器１２５の差動応答信号を１２の因数
で加重化させるためのディジタル乗算器１２６と、遅延
素子１０７の応答信号から遅延素子１０５の応答信号を
減算するためのディジタル減算器１２７と、その減算器
１２７の差動応答信号を７２の因数で加重化させるため
の乗算器１２８と、前記ディジタル乗算器１２６、１２
８の乗積信号を合算するためのディジタル加算器１２９
と、前記ディジタル乗算器１２２の乗積信号を前記加算
器１２９の合出力信号と合算するためのディジタル加算
器１３０と、その加算器１３０からの合出力信号に対す
るデシメーション処理された応答信号での実数フィルタ
応答信号Reを発生させるための２：１デシメータ１３１
とを含む。
【０１００】減算器１２１は、加算器１２９の遅延を補
償するため、単一クロック期間遅延を導入するよう、Ａ
ＤＣ２２の出力信号から遅延素子１１３の応答信号を減
算する代わりに遅延素子１００の応答信号から遅延素子
１１４の応答信号を減算する。Ｗ1＝０、Ｗ6＝０である
ため、遅延素子１０１の応答信号から遅延素子１１１の
応答信号を減算するためのディジタル減算器１２３又は
そのディジタル減算器１２３の差動応答信号を加重化さ
せるためのディジタル乗算器１２４が存在しない。その
結果、乗算器１２４からの乗積と乗算器１２２からの乗
積を合算するためのディジタル加算器は存在しない。そ
の結果、加算器１２９の遅延を補償する必要性がある。
償するため、単一クロック期間遅延を導入するよう、Ａ
ＤＣ２２の出力信号から遅延素子１１３の応答信号を減
算する代わりに遅延素子１００の応答信号から遅延素子
１１４の応答信号を減算する。Ｗ1＝０、Ｗ6＝０である
ため、遅延素子１０１の応答信号から遅延素子１１１の
応答信号を減算するためのディジタル減算器１２３又は
そのディジタル減算器１２３の差動応答信号を加重化さ
せるためのディジタル乗算器１２４が存在しない。その
結果、乗算器１２４からの乗積と乗算器１２２からの乗
積を合算するためのディジタル加算器は存在しない。そ
の結果、加算器１２９の遅延を補償する必要性がある。
【０１０１】虚数応答信号Ｈ1（ｚ）を発生させ得るよ
う前記虚数応答フィルタは、Ｎｇが説明している例から
訂正されたタップ加重値Ｗ8＝８、Ｗ9＝１４、Ｗ10＝２
２、Ｗ11＝９６、Ｗ12＝２２、Ｗ13＝１４、Ｗ14＝８を
印加するものと仮定する。前記虚数応答フィルタは、単
一クロック遅延素子１００〜１１２の他に、遅延素子１
１２の応答信号を遅延素子１００の応答信号に加算する
ためのディジタル加算器１４１と、その加算器１２１の
合応答信号を８の因数で加重化させるディジタル乗算器
１４２と、遅延素子１１０の応答信号を遅延素子１０２
の応答信号に加算するためのディジタル加算器１４３
と、その加算器１４３の合応答信号を１４の因数で加重
化させるディジタル乗算器１４４と、遅延素子１０８の
応答信号を遅延素子１０４の応答信号に加算するための
ディジタル加算器１４５と、その加算器１４５の合応答
信号を２２の因数で加重化させるディジタル乗算器１４
６と、遅延素子１０７の応答信号を９６の因数で加重化
させるディジタル乗算器１４７と、前記ディジタル乗算
器１４２、１４４の乗積信号を合算するためのディジタ
ル加算器１４８と、前記ディジタル乗算器１４６、１４
７の乗積信号を合算するためのディジタル加算器１４９
と、前記加算器１４８、１４９からの合出力信号を合算
するためのディジタル加算器１５０と、その加算器１５
０からの合出力信号に対するデシメーション処理された
応答信号での虚数フィルタ応答信号Ｉｍを発生させるた
めの２：１デシメータ１５１とを含む。
う前記虚数応答フィルタは、Ｎｇが説明している例から
訂正されたタップ加重値Ｗ8＝８、Ｗ9＝１４、Ｗ10＝２
２、Ｗ11＝９６、Ｗ12＝２２、Ｗ13＝１４、Ｗ14＝８を
印加するものと仮定する。前記虚数応答フィルタは、単
一クロック遅延素子１００〜１１２の他に、遅延素子１
１２の応答信号を遅延素子１００の応答信号に加算する
ためのディジタル加算器１４１と、その加算器１２１の
合応答信号を８の因数で加重化させるディジタル乗算器
１４２と、遅延素子１１０の応答信号を遅延素子１０２
の応答信号に加算するためのディジタル加算器１４３
と、その加算器１４３の合応答信号を１４の因数で加重
化させるディジタル乗算器１４４と、遅延素子１０８の
応答信号を遅延素子１０４の応答信号に加算するための
ディジタル加算器１４５と、その加算器１４５の合応答
信号を２２の因数で加重化させるディジタル乗算器１４
６と、遅延素子１０７の応答信号を９６の因数で加重化
させるディジタル乗算器１４７と、前記ディジタル乗算
器１４２、１４４の乗積信号を合算するためのディジタ
ル加算器１４８と、前記ディジタル乗算器１４６、１４
７の乗積信号を合算するためのディジタル加算器１４９
と、前記加算器１４８、１４９からの合出力信号を合算
するためのディジタル加算器１５０と、その加算器１５
０からの合出力信号に対するデシメーション処理された
応答信号での虚数フィルタ応答信号Ｉｍを発生させるた
めの２：１デシメータ１５１とを含む。
【０１０２】ディジタル乗算器１４７は、加算器１４
１、１４３、１４５の各々の単一クロック期間遅延を補
償するため単一クロック期間遅延を導入するように遅延
素子１０６の応答信号を加重化させる代わりに遅延素子
１０７の応答信号を９６の因数で加重化させている。
１、１４３、１４５の各々の単一クロック期間遅延を補
償するため単一クロック期間遅延を導入するように遅延
素子１０６の応答信号を加重化させる代わりに遅延素子
１０７の応答信号を９６の因数で加重化させている。
【０１０３】たとえ十分に好ましいものではないが、本
発明の他の実施例として、２次元シンボルデコーディン
グ回路３７及び１次元シンボルデコーディング回路３８
からのトレリスデコーディングされた出力信号をそれぞ
れデータデインターリーバーに供給し、データデインタ
ーリービングが完了されるときまでデータソースのせん
炊くを遅延させることもできる。また、たとえ十分に好
ましいものではないが、本発明のさらに他の実施例とし
て、２次元シンボルデコーディング回路３７のトレリス
コーディングされた出力信号をデータデーインターリー
バーによりデ−インターリービングさせた後、リード−
ソロモンデコーダによりデコーディングさせてエラーの
訂正されたデータの第１ストリームを発生させ、かつ１
次元シンボルデコーディング回路３８のトレリスコーデ
ィングされた出力信号をデータデインターリーバーによ
りデ−インターリービングさせた後、リード−ソロモン
デコーダによりデコーディングさせてエラーの訂正され
たデータの第２ストリームを発生させて、この第１及び
第２エラー訂正データストリーム間でデータ供給源の選
択を行うようにすることもできる。このような実施例の
変形例として、前記第１及び第２エラー訂正データスト
リームをデータ供給源の選択が行われる前に、別のデー
タデランドマイザに供給することもできる。他の変形例
として、ＱＡＭ信号及びＶＳＢ信号用として別のリード
−ソロモンデコーダを使用し得るが、この場合、ＱＡＭ
信号及びＶＳＢ信号すべてに対して一つのデータデイン
ターリーバーを使用するか、第１及び第２エラー訂正デ
ータすべての対して一つのデータデランドマイザを使用
し得る。
発明の他の実施例として、２次元シンボルデコーディン
グ回路３７及び１次元シンボルデコーディング回路３８
からのトレリスデコーディングされた出力信号をそれぞ
れデータデインターリーバーに供給し、データデインタ
ーリービングが完了されるときまでデータソースのせん
炊くを遅延させることもできる。また、たとえ十分に好
ましいものではないが、本発明のさらに他の実施例とし
て、２次元シンボルデコーディング回路３７のトレリス
コーディングされた出力信号をデータデーインターリー
バーによりデ−インターリービングさせた後、リード−
ソロモンデコーダによりデコーディングさせてエラーの
訂正されたデータの第１ストリームを発生させ、かつ１
次元シンボルデコーディング回路３８のトレリスコーデ
ィングされた出力信号をデータデインターリーバーによ
りデ−インターリービングさせた後、リード−ソロモン
デコーダによりデコーディングさせてエラーの訂正され
たデータの第２ストリームを発生させて、この第１及び
第２エラー訂正データストリーム間でデータ供給源の選
択を行うようにすることもできる。このような実施例の
変形例として、前記第１及び第２エラー訂正データスト
リームをデータ供給源の選択が行われる前に、別のデー
タデランドマイザに供給することもできる。他の変形例
として、ＱＡＭ信号及びＶＳＢ信号用として別のリード
−ソロモンデコーダを使用し得るが、この場合、ＱＡＭ
信号及びＶＳＢ信号すべてに対して一つのデータデイン
ターリーバーを使用するか、第１及び第２エラー訂正デ
ータすべての対して一つのデータデランドマイザを使用
し得る。
【０１０４】帯域通過ＡＤＣ２２がディジタル化中に秒
当たり２１．５２＊１０6個のサンプルに当たるサンプ
ル速度ではなく秒当たり４３．０５＊１０6個のサンプ
ルに当たるサンプル速度で、サンプリングを行うように
なっている本発明の実施例の場合、２：１デシメータ３
５は４：１デシメータで代替される。このような変化の
ためには、もちろんサンプルクロック発生器２３に対す
る適切な修正が要求される。シンクロダイニング回路２
５又は３０が、５．３８ＭＨｚより高い搬送波周波数を
有するＤＴＶ信号を基底帯にシンクロダイニングされる
場合には、秒当たり２１．５２＊１０6個のサンプルに
当たるサンプル速度より高いサンプル速度が使用され、
このような状況は、シンクロダイニング回路３０が全側
波帯の周波数より残留側波帯の周波数が大きくなってい
るＱＡＭ信号を基底帯にシンクロダイニングさせるべき
である場合になされる。基底帯信号を２より大きいＮの
因数でデシメーション処理するデシメータは、単にサン
プルを引き出すように設計することよりは、基底帯信号
をプリフィルタ（pre-filter）によりプリフィルタリン
グさせた後、そのプリフィルタの応答信号からサンプル
を引き出すように設計することがよい。
当たり２１．５２＊１０6個のサンプルに当たるサンプ
ル速度ではなく秒当たり４３．０５＊１０6個のサンプ
ルに当たるサンプル速度で、サンプリングを行うように
なっている本発明の実施例の場合、２：１デシメータ３
５は４：１デシメータで代替される。このような変化の
ためには、もちろんサンプルクロック発生器２３に対す
る適切な修正が要求される。シンクロダイニング回路２
５又は３０が、５．３８ＭＨｚより高い搬送波周波数を
有するＤＴＶ信号を基底帯にシンクロダイニングされる
場合には、秒当たり２１．５２＊１０6個のサンプルに
当たるサンプル速度より高いサンプル速度が使用され、
このような状況は、シンクロダイニング回路３０が全側
波帯の周波数より残留側波帯の周波数が大きくなってい
るＱＡＭ信号を基底帯にシンクロダイニングさせるべき
である場合になされる。基底帯信号を２より大きいＮの
因数でデシメーション処理するデシメータは、単にサン
プルを引き出すように設計することよりは、基底帯信号
をプリフィルタ（pre-filter）によりプリフィルタリン
グさせた後、そのプリフィルタの応答信号からサンプル
を引き出すように設計することがよい。
【０１０５】前述した本発明の好ましい実施例では、デ
ィジタル形態のＱＡＭシンクロダイニング回路とＶＳＢ
シンクロダイニング回路を使用している。本発明の好ま
しい実施例において、基底帯信号に対しなく、最終ＩＦ
信号に対して行われるディジタル処理は必ず行われるべ
きアナログ／ディジタル変換過程の回数を減少させ、前
記ＱＡＭシンクロダイニング回路に使用される二つのア
ナログ／ディジタル変換器の変換特性を追跡することに
関連した問題点をすっかり排除させる。
ィジタル形態のＱＡＭシンクロダイニング回路とＶＳＢ
シンクロダイニング回路を使用している。本発明の好ま
しい実施例において、基底帯信号に対しなく、最終ＩＦ
信号に対して行われるディジタル処理は必ず行われるべ
きアナログ／ディジタル変換過程の回数を減少させ、前
記ＱＡＭシンクロダイニング回路に使用される二つのア
ナログ／ディジタル変換器の変換特性を追跡することに
関連した問題点をすっかり排除させる。
【０１０６】しかし、本発明の他の実施例の場合には、
ＱＡＭ信号を基底帯にシンクロダイニングさせる過程を
同位相及び直交位相アナログ同期検出器を使用して行う
ようになっている。この場合、前記同位相及び直交位相
アナログ同期検出器の下流側には、インターリービング
されたＱＡＭサンプルコードの実数サンプルストリーム
を発生させるように、前記同位相アナログ同期検出器か
らの応答信号をディジタル化させ、かつインターリービ
ングされたＱＡＭサンプルコードの虚数サンプルストリ
ームを発生させるように、前記直交位相アナログ同期検
出器からの応答信号をディジタル化させるアナログ／デ
ィジタル変換回路が設置される。
ＱＡＭ信号を基底帯にシンクロダイニングさせる過程を
同位相及び直交位相アナログ同期検出器を使用して行う
ようになっている。この場合、前記同位相及び直交位相
アナログ同期検出器の下流側には、インターリービング
されたＱＡＭサンプルコードの実数サンプルストリーム
を発生させるように、前記同位相アナログ同期検出器か
らの応答信号をディジタル化させ、かつインターリービ
ングされたＱＡＭサンプルコードの虚数サンプルストリ
ームを発生させるように、前記直交位相アナログ同期検
出器からの応答信号をディジタル化させるアナログ／デ
ィジタル変換回路が設置される。
【０１０７】ＡＴＳＣ基準の開発中にフィールドテスト
のために使用されたＤＴＶ受信器形態から採択した本発
明のさらに他の実施例の場合には、ＶＳＢ信号を基底帯
にシンクロダイニングさせる過程をアナログ同期検出器
を使用して行うようになっている。この場合、前記アナ
ログ同期検出器の後端側には、インターリービングされ
たＶＳＢシンボルコードのサンプルストリームを発生さ
せるように、前記アナログ同期検出器からの応答信号を
ディジタル化させるアナログ／ディジタル変換器（ＡＤ
Ｃ）が設置され、その後端側には、基底帯位相追跡器が
設置される。これら実施例の場合、デシメーションフィ
ルタは、基底帯位相トラッカの応答信号から直接入力を
取る。
のために使用されたＤＴＶ受信器形態から採択した本発
明のさらに他の実施例の場合には、ＶＳＢ信号を基底帯
にシンクロダイニングさせる過程をアナログ同期検出器
を使用して行うようになっている。この場合、前記アナ
ログ同期検出器の後端側には、インターリービングされ
たＶＳＢシンボルコードのサンプルストリームを発生さ
せるように、前記アナログ同期検出器からの応答信号を
ディジタル化させるアナログ／ディジタル変換器（ＡＤ
Ｃ）が設置され、その後端側には、基底帯位相追跡器が
設置される。これら実施例の場合、デシメーションフィ
ルタは、基底帯位相トラッカの応答信号から直接入力を
取る。
【０１０８】前記本発明の好ましい実施例においては、
シンボル位相調整の“ラップ−アラウンド（wrap-aroun
d）”を成し得るように、ディジタルシンクロダイニン
グ過程を使用する。シンボル位相調整は、基底帯の帯域
変換時になされ、これによりディジタル搬送波を貯蔵す
るＲＯＭが適宜アドレスされると、開放された線形調整
範囲でではなく閉鎖された調整範囲サイクルでシンボル
位相調整がなされる。基底帯でのみ有効な、シンボル位
相に対する開放された線形調整範囲のみが存在する場合
には、調整範囲の限界に到達するとき、シンボル位相合
わせは、時間変位の形態でジャンプされる。このような
時間ジャンプにより時間変位ジャンプが逆方向になされ
るか、あるいは順方向になされるかによってシンボルコ
ーディングストリームでのシンボルの繰り返し又はシン
ボルコーディングストリームでのシンボル損失が引き起
こされる。このような効果は、好ましくなく時間変位の
ジャンプが発生するデータライン内でのシンボル計数動
作を妨害し、その結果、一時的同期損失が発生する。
シンボル位相調整の“ラップ−アラウンド（wrap-aroun
d）”を成し得るように、ディジタルシンクロダイニン
グ過程を使用する。シンボル位相調整は、基底帯の帯域
変換時になされ、これによりディジタル搬送波を貯蔵す
るＲＯＭが適宜アドレスされると、開放された線形調整
範囲でではなく閉鎖された調整範囲サイクルでシンボル
位相調整がなされる。基底帯でのみ有効な、シンボル位
相に対する開放された線形調整範囲のみが存在する場合
には、調整範囲の限界に到達するとき、シンボル位相合
わせは、時間変位の形態でジャンプされる。このような
時間ジャンプにより時間変位ジャンプが逆方向になされ
るか、あるいは順方向になされるかによってシンボルコ
ーディングストリームでのシンボルの繰り返し又はシン
ボルコーディングストリームでのシンボル損失が引き起
こされる。このような効果は、好ましくなく時間変位の
ジャンプが発生するデータライン内でのシンボル計数動
作を妨害し、その結果、一時的同期損失が発生する。
【０１０９】
【発明の効果】現在、テレビジョン技術者は互いに違う
形態を有する多様なテレビジョン信号、一例として現時
代のＮＴＳＣ信号に類似した解像度を有し、同時に伝送
される四つのテレビジョン信号を伝送するためのＨＤＴ
Ｖ用ディジタル伝送システムの使用を研究している。本
発明は、このような代替伝送方法用の受信器に使用する
に適し、よって添付請求範囲は前記のような受信器を含
み得る程度に十分に広く解釈されるべきであろう。
形態を有する多様なテレビジョン信号、一例として現時
代のＮＴＳＣ信号に類似した解像度を有し、同時に伝送
される四つのテレビジョン信号を伝送するためのＨＤＴ
Ｖ用ディジタル伝送システムの使用を研究している。本
発明は、このような代替伝送方法用の受信器に使用する
に適し、よって添付請求範囲は前記のような受信器を含
み得る程度に十分に広く解釈されるべきであろう。
【図１】 ＱＡＭ形態のＤＴＶ信号内のシンボルを検出
する回路と、ＶＳＢ形態のＤＴＶ信号内のシンボルを検
出する回路と、前記両検出回路から選択されたシンボル
用の振幅及び群遅延等化器とを含む、本発明を具現し得
る形態のＤＴＶ受信器の初端部を示すブロック図であ
る。
する回路と、ＶＳＢ形態のＤＴＶ信号内のシンボルを検
出する回路と、前記両検出回路から選択されたシンボル
用の振幅及び群遅延等化器とを含む、本発明を具現し得
る形態のＤＴＶ受信器の初端部を示すブロック図であ
る。
【図２】 図１には図示しない、本発明を具現し得る形
態の前記ＤＴＶ受信器の残り部を示すブロック図であ
る。
態の前記ＤＴＶ受信器の残り部を示すブロック図であ
る。
【図３】 図１及び図２に示す形態のＤＴＶ信号無線受
信器に使用される回路で、ＱＡＭＤＴＶ信号を基底帯に
シンクロダイニングさせるためのディジタル回路と、Ｖ
ＳＢＤＴＶ信号を基底帯にシンクロダイニングさせるた
めのディジタル回路と、前記両ディジタル回路に対する
入力信号の印加に関連した回路に対する詳細ブロック図
である。
信器に使用される回路で、ＱＡＭＤＴＶ信号を基底帯に
シンクロダイニングさせるためのディジタル回路と、Ｖ
ＳＢＤＴＶ信号を基底帯にシンクロダイニングさせるた
めのディジタル回路と、前記両ディジタル回路に対する
入力信号の印加に関連した回路に対する詳細ブロック図
である。
【図４】 本発明の具現し得る形態の所定のＤＴＶ信号
無線受信器に含まれる回路で、サンプルクロック発生器
と、ディジタルＱＡＭ信号とディジタルＶＳＢ信号をそ
れぞれ最終ＩＦ信号周波数で基底帯にシンクロダイニン
グさせるに使用される複素数搬送波のディジタル表現
（description）信号を供給するＲＯＭと、そのＲＯＭ
用のアドレス発生器とを提供する回路の詳細ブロック図
である。
無線受信器に含まれる回路で、サンプルクロック発生器
と、ディジタルＱＡＭ信号とディジタルＶＳＢ信号をそ
れぞれ最終ＩＦ信号周波数で基底帯にシンクロダイニン
グさせるに使用される複素数搬送波のディジタル表現
（description）信号を供給するＲＯＭと、そのＲＯＭ
用のアドレス発生器とを提供する回路の詳細ブロック図
である。
【図５】 図４の回路に類似した回路で、ディジタルＱ
ＡＭ信号を基底帯にシンクロダイニングさせるために使
用された複素数搬送波のディジタル表現信号を供給する
ＲＯＭ用のアドレス発生器とディジタルＶＳＢ信号を基
底帯にシンクロダイニングさせるために使用された複素
数搬送波のディジタル表現信号を供給するＲＯＭ用のア
ドレス発生器がアドレスカウンタを共有するように変形
された回路の詳細ブロック図である。
ＡＭ信号を基底帯にシンクロダイニングさせるために使
用された複素数搬送波のディジタル表現信号を供給する
ＲＯＭ用のアドレス発生器とディジタルＶＳＢ信号を基
底帯にシンクロダイニングさせるために使用された複素
数搬送波のディジタル表現信号を供給するＲＯＭ用のア
ドレス発生器がアドレスカウンタを共有するように変形
された回路の詳細ブロック図である。
【図６】 本発明を具現するＤＴＶ信号無線受信器でデ
ィジタルサンプルを複素数形態に変換させるための回路
で、実数サンプルから虚数サンプルを発生させるための
ヒルベルト変換フィルタを含み、そのフィルタの遅延に
等化する実数サンプルに対する遅延補償機能を有する回
路の詳細ブロック図である。
ィジタルサンプルを複素数形態に変換させるための回路
で、実数サンプルから虚数サンプルを発生させるための
ヒルベルト変換フィルタを含み、そのフィルタの遅延に
等化する実数サンプルに対する遅延補償機能を有する回
路の詳細ブロック図である。
【図７】 本発明を具現するＤＴＶ信号無線受信器でデ
ィジタルサンプルを複素数形態に変換させるに使用し得
る公知の回路で、ヤコビ楕円関数をもととして設計され
ディジタル化された基底帯信号に対して一定π／２の位
相応答差を示す一対の無限インパルス応答（ＩＩＲ）型
全通過ディジタルフィルタの詳細ブロック図である。
ィジタルサンプルを複素数形態に変換させるに使用し得
る公知の回路で、ヤコビ楕円関数をもととして設計され
ディジタル化された基底帯信号に対して一定π／２の位
相応答差を示す一対の無限インパルス応答（ＩＩＲ）型
全通過ディジタルフィルタの詳細ブロック図である。
【図８】 過度遅延を除去するよう図７のフィルタ回路
に対してなされた変形構成を示すブロック図である。
に対してなされた変形構成を示すブロック図である。
【図９】 過度遅延を除去するよう図７のフィルタ回路
に対してなされた変形構成を示すブロック図である。
に対してなされた変形構成を示すブロック図である。
【図１０】 本発明を具現するＤＴＶ信号無線受信器で
ディジタルサンプルを複素数形態に変換させるに使用し
得る回路で、ディジタル化された基底帯信号に対して一
定π／２の位相応答差を示す一対の有限インパルス応答
（ＦＩＲ）型全通過ディジタルフィルタの詳細ブロック
図である。
ディジタルサンプルを複素数形態に変換させるに使用し
得る回路で、ディジタル化された基底帯信号に対して一
定π／２の位相応答差を示す一対の有限インパルス応答
（ＦＩＲ）型全通過ディジタルフィルタの詳細ブロック
図である。
【図１１】 ＱＡＭＤＴＶ信号とＶＳＢＤＴＶ信号の搬
送波から周波数変換された最終中間周波数に対する制約
を示すグラフで、ＶＳＢＤＴＶ信号の搬送波が最終ＩＦ
信号でのＱＡＭＤＴＶ信号の搬送波より低い周波数を有
してＶＳＢＤＴＶ信号の全側波帯が最終ＩＦ信号でのそ
の残留側波帯より周波数が高くなるとき、そしてディジ
タル化処理時のサンプル速度が秒当たり２１．５２＊１
０6個のサンプルに当たる速度に制限されるときの最終
中間周波数に対する制約を示すグラフである。
送波から周波数変換された最終中間周波数に対する制約
を示すグラフで、ＶＳＢＤＴＶ信号の搬送波が最終ＩＦ
信号でのＱＡＭＤＴＶ信号の搬送波より低い周波数を有
してＶＳＢＤＴＶ信号の全側波帯が最終ＩＦ信号でのそ
の残留側波帯より周波数が高くなるとき、そしてディジ
タル化処理時のサンプル速度が秒当たり２１．５２＊１
０6個のサンプルに当たる速度に制限されるときの最終
中間周波数に対する制約を示すグラフである。
【図１２】 ＱＡＭＤＴＶ信号とＶＳＢＤＴＶ信号の搬
送波から周波数変換された最終中間周波数に対する制約
を示すグラフで、ＶＳＢＤＴＶ信号の搬送波が最終ＩＦ
信号でのＱＡＭＤＴＶ信号の搬送波より高い周波数を有
してＶＳＢＤＴＶ信号の全側波帯が最終ＩＦ信号でのそ
の残留側波帯より周波数が低くなるとき、そしてディジ
タル化処理時のサンプル速度が秒当たり２１．５２＊１
０6個のサンプルに当たる速度に制限されるときの最終
中間周波数に対する制約を示すグラフである。
送波から周波数変換された最終中間周波数に対する制約
を示すグラフで、ＶＳＢＤＴＶ信号の搬送波が最終ＩＦ
信号でのＱＡＭＤＴＶ信号の搬送波より高い周波数を有
してＶＳＢＤＴＶ信号の全側波帯が最終ＩＦ信号でのそ
の残留側波帯より周波数が低くなるとき、そしてディジ
タル化処理時のサンプル速度が秒当たり２１．５２＊１
０6個のサンプルに当たる速度に制限されるときの最終
中間周波数に対する制約を示すグラフである。
【図１３】 図１に図示しない部分で、データ同期復元
方式が図２の場合と違っている、本発明を具現し得るさ
らに他の形態のＤＴＶ受信器の一部を示すブロック図で
ある。
方式が図２の場合と違っている、本発明を具現し得るさ
らに他の形態のＤＴＶ受信器の一部を示すブロック図で
ある。
【符号の説明】 ５ 多重変換チューナ ６ 放送受信アンテナ １０ チャンネル選択器 １１ 周波数合成器 １２ 第１ミクサ １３ ＬＣ映像除去フィルタ １４ 第１中間周波数増幅器 １５ 第１ＳＡＷフィルタ １６ 第２局部発振器 １７ 第２ミクサ １８ 第２ＳＡＷフィルタ １９ 第２中間周波数増幅器 ２０ 第３局部発振器 ２１ 第３ミクサ ２２ 帯域通過ＡＤＣ ２３ サンプルクロック発生器 ２４ 実数／複素数サンプル変換器 ２５ ＱＡＭシンクロダイニング回路 ２６ シンボルデインターリーバー ２７、３１ ＲＯＭ ２８ 第１アドレス発生器 ２９ ディジタル乗算器 ３０ ＶＳＢシンクロダイニング回路 ３２ 第２アドレス発生器 ３３ ディジタル信号多重化器 ３４ パイロット搬送波存在検出器 ３５ ２：１デシメーション回路 ３６ 振幅及び群遅延等化器 ３７ ２次元シンボルデコーディング回路 ３８ １次元シンボルデコーディング回路 ３９ データ供給源選択多重化器 ４０ データデインターリーバー ４１ リード−ソロモンデコーダ ４２ デランドマイザ ４３ パケットソータ ４４、４５ データ同期復元回路 ４６ データ同期選択器
Claims (36)
- 【請求項１】 ディジタルテレビジョン信号受信器にお
いて、 受信チャンネルを選択し、その選択されたチャンネルで
ディジタルテレビジョン（ＤＴＶ）信号をフィルタリン
グ及び増幅用の中間周波数に変換し、前記フィルタリン
グ及び増幅により発生されるアナログ形態の最終中間周
波数出力信号を基底帯にシンクロダイニングさせて基底
帯信号を発生させる無線受信部と、 前記無線受信部に内装され、前記信号の一つをサンプリ
ングして、前記無線受信部から前記基底帯信号がその基
底帯信号を示す第１ディジタルサンプルストリームとし
て供給させるアナログ／ディジタル変換器（ＡＤＣ）
と、 前記第１ディジタルサンプルストリームが前記ＤＴＶ信
号のシンボル速度のＭＮ倍の所定倍数（ここで、ＭＮは
１より大きい正数Ｍと２以上の正の整数Ｎの乗算値）と
およそ同じサンプル速度を有するよう前記ＡＤＣによる
サンプリングのタイミングを合わせるためのサンプルク
ロック信号を供給するサンプルクロック発生器と、 前記第１ディジタルサンプルストリームを受信し、これ
に応答して前記ディジタルサンプルストリームの毎Ｎ番
目ディジタルサンプルのみを前記第１ディジタルサンプ
ルストリームのサンプル速度の１／Ｎに相当するサンプ
ル速度で再生してなる第２ディジタルサンプルストリー
ムを発生させるＮ：１デシメータと、 前記第２ディジタルサンプルストリームに対してチャン
ネル等化を行ってチャンネル等化応答信号を発生させる
チャンネル等化器と、 前記チャンネル等化応答信号内のシンボルをシンボル位
相エラーに対する訂正を行いながらデコーディングしデ
コーディングされたシンボルに対応するビット群を復元
させるシンボルデコーディング回路とを含むことを特徴
とするディジタルテレビジョン信号受信器。 - 【請求項２】 前記サンプルクロック発生器は、 自動周波数及び位相制御信号により制御される周波数で
発振信号を供給する発振器と、 前記発振周波数に応答する速度で前記サンプルクロック
信号を発生させる回路と、 前記第１ディジタルサンプルストリームに対する帯域応
答信号をその中心周波数を前記ＤＴＶ信号のシンボル速
度の副高調波とした状態で供給する有限インパルス応答
（ＦＩＲ）フィルタと、 前記ＤＴＶ信号のシンボル速度の前記副高調波において
前記帯域応答信号の一成分の周波数を乗算させて前記Ｄ
ＴＶ信号のシンボル速度の高調波を発生させる周波数乗
算器と、 前記ＡＤＣのサンプリング速度と前記ＤＴＶ信号のシン
ボル速度の前記高調波間の周波数及び位相エラーを前記
発振器に印加すべき前記自動周波数及び位相制御信号と
して検出する自動周波数及び位相制御検出器とを含むこ
とを特徴とする請求項１記載のディジタルテレビジョン
信号受信器。 - 【請求項３】 Ｎが２であることを特徴とする請求項２
記載のディジタルテレビジョン信号受信器。 - 【請求項４】 Ｍが１であり、Ｎが２であることを特徴
とする請求項２記載のディジタルテレビジョン信号受信
器。 - 【請求項５】 Ｎが２であることを特徴とする請求項１
記載のディジタルテレビジョン信号受信器。 - 【請求項６】 Ｍが１であり、Ｎが２であることを特徴
とする請求項１記載のディジタルテレビジョン信号受信
器。 - 【請求項７】 前記第１ディジタルサンプルストリーム
から抽出されたデータ同期情報を検出するデータ同期復
元回路と、 前記ビット群に対するインターリービング器と、 前記インターリービング器の応答信号を入力信号として
受信するリード−ソロモンデコーダと、 前記ＤＴＶ受信部に伝送される前にランドマイズされた
信号を復元するため前記リード−ソロモンデコーダから
の結果信号に応答するデランドマイザとをさらに含むこ
とを特徴とする請求項１記載のディジタルテレビジョン
信号受信器。 - 【請求項８】 前記データ同期復元回路は前記シンボル
デコーディング回路で前記チャンネル等化器のシンボル
をデコーディングして復元されたビット群に応答してデ
ータ同期を検出する形態に構成されることを特徴とする
請求項７記載のディジタルテレビジョン信号受信器。 - 【請求項９】 前記データ同期復元回路は前記第２ディ
ジタルサンプルストリームに応答してデータ同期を検出
する整合フィルタを使用する形態に構成されることを特
徴とする請求項７記載のディジタルテレビジョン信号受
信器。 - 【請求項１０】 前記データ同期復元回路は前記チャン
ネル等化器によりチャンネル等化が行われた前記第２デ
ィジタルサンプルストリームを受信し得るように接続さ
れていることを特徴とする請求項９記載のディジタルテ
レビジョン信号受信器。 - 【請求項１１】 前記ＡＤＣは前記アナログ形態の最終
中間周波数出力信号をサンプリングし得るように接続さ
れており、基底帯に対する前記アナログ形態の最終中間
周波数出力信号のシンクロダイニングがＱＡＭディジタ
ルテレビジョン信号用のディジタルシンクロダイニング
装置により行われることを特徴とする請求項１記載のデ
ィジタルテレビジョン信号受信器。 - 【請求項１２】 前記シンボルデコーディング回路で前
記チャンネル等化器のシンボルをデコーディングして復
元されたビット群に応答してデータ同期を検出するデー
タ同期復元回路と、 前記ビット群に対するデインターリーバーと、 前記デインターリーバーの応答信号を入力信号として受
信するリード−ソロモンデコーダと、 前記ＤＴＶ受信部に伝送される前にランドマイズされた
信号を復元するため前記リード−ソロモンデコーダから
の結果信号に応答するデランドマイザとをさらに含むこ
とを特徴とする請求項１１記載のディジタルテレビジョ
ン信号受信器。 - 【請求項１３】 前記第２ディジタルサンプルストリー
ムに応答してデータ同期を検出する整合フィルタを使用
するデータ同期復元回路と、 前記ビット群に対するデインターリーバーと、 前記デインターリーバーの応答信号を入力信号として受
信するリード−ソロモンデコーダと、 前記ＤＴＶ受信部に伝送される前にランドマイズされた
信号を復元するため前記リード−ソロモンデコーダから
の結果信号に応答するデランドマイザとをさらに含むこ
とを特徴とする請求項１１記載のディジタルテレビジョ
ン信号受信器。 - 【請求項１４】 前記データ同期復元回路は前記チャン
ネル等化器によりチャンネル等化された前記第２ディジ
タルサンプルストリームを受信し得るように接続されて
いることを特徴とする請求項１３記載のディジタルテレ
ビジョン信号受信器。 - 【請求項１５】 前記サンプルクロック発生器は、 自動周波数及び位相制御信号により制御される周波数で
発振信号を供給する発振器と、 前記発振周波数に応答する速度で前記サンプルクロック
信号を発生させる回路と、 前記第１ディジタルサンプルストリームに対する帯域応
答信号をその中心周波数を前記ＤＴＶ信号のシンボル速
度の副高調波とした状態で供給するＦＩＲフィルタと、 前記ＤＴＶ信号のシンボル速度の前記副高調波で前記帯
域応答信号の一成分の周波数を乗算させて前記ＤＴＶ信
号のシンボル速度の高調波を発生させる周波数乗算器
と、 前記ＡＤＣのサンプリング速度と前記ＤＴＶ信号のシン
ボル速度の前記高調波間の周波数及び位相エラーを前記
発振器に印加すべき前記自動周波数及び位相制御信号と
して検出する自動周波数及び位相制御検出器とを含むこ
とを特徴とする請求項１１記載のディジタルテレビジョ
ン信号受信器。 - 【請求項１６】 前記シンボルデコーディング回路で前
記チャンネル等化器のシンボルをデコーディングして復
元されたビット群に応答してデータ同期を検出するデー
タ同期復元回路と、 前記ビット群に対するデインターリーバーと、 前記デインターリーバーの応答信号を入力信号として受
信するリード−ソロモンデコーダと、 前記ＤＴＶ受信部に伝送される前にランドマイズされた
信号を復元するため前記リードソロモンデコーダからの
結果信号に応答するデランドマイザとをさらに含むこと
を特徴とする請求項１５記載のディジタルテレビジョン
信号受信器。 - 【請求項１７】 前記第２ディジタルサンプルストリー
ムに応答してデータ同期を検出する整合フィルタを使用
するデータ同期復元回路と、 前記ビット群に対するデインターリーバーと、 前記デインターリーバーの応答信号を入力信号として受
信するリード−ソロモンデコーダと、 前記ＤＴＶ受信部に伝送される前にランドマイズされた
信号を復元するため前記リードソロモンデコーダからの
結果信号に応答するデランドマイザとをさらに含むこと
を特徴とする請求項１５記載のディジタルテレビジョン
信号受信器。 - 【請求項１８】 前記データ同期復元回路は前記チャン
ネル等化器によりチャンネル等化された前記第２ディジ
タルサンプルストリームを受信し得るように接続されて
いることを特徴とする請求項１７記載のディジタルテレ
ビジョン信号受信器。 - 【請求項１９】 前記ＡＤＣは前記アナログ形態の最終
中間周波数出力信号をサンプリングし得るように接続さ
れており、基底帯に対する前記アナログ形態の最終中間
周波数出力信号のシンクロダイニングがＱＡＭディジタ
ルテレビジョン信号用のディジタルシンクロダイニング
装置により行われることを特徴とする請求項１記載のデ
ィジタルテレビジョン信号受信器。 - 【請求項２０】 前記シンボルデコーディング回路で前
記チャンネル等化器のシンボルをデコーディングして復
元されたビット群に応答してデータ同期を検出するデー
タ同期復元回路と、 前記ビット群に対するデインターリーバーと、 前記デインターリーバーの応答信号を入力信号として受
信するリード−ソロモンデコーダと、 前記ＤＴＶ受信部に伝送される前にランドマイズされた
信号を復元するため前記リード−ソロモンデコーダから
の結果信号に応答するデランドマイザとをさらに含むこ
とを特徴とする請求項１９記載のディジタルテレビジョ
ン信号受信器。 - 【請求項２１】 前記第２ディジタルサンプルストリー
ムに応答してデータ同期を検出する整合フィルタを使用
するデータ同期復元回路と、 前記ビット群に対するデインターリーバーと、 前記デインターリーバーの応答信号を入力信号として受
信するリード−ソロモンデコーダと、 前記ＤＴＶ受信部に伝送される前にランドマイズされた
信号を復元するため前記リード−ソロモンデコーダから
の結果信号に応答するデランドマイザとをさらに含むこ
とを特徴とする請求項１９記載のディジタルテレビジョ
ン信号受信器。 - 【請求項２２】 前記データ同期復元回路は前記チャン
ネル等化器によりチャンネル等化された前記第２ディジ
タルサンプルストリームを受信し得るように接続されて
いることを特徴とする請求項２１記載のディジタルテレ
ビジョン信号受信器。 - 【請求項２３】 前記サンプルクロック発生器は、 自動周波数及び位相制御信号により制御される周波数で
発振信号を供給する発振器と、 前記発振周波数に応答する速度で前記サンプルクロック
信号を発生させる回路と、 前記第１ディジタルサンプルストリームに対する帯域応
答信号をその中心周波数を前記ＤＴＶ信号のシンボル速
度の副高調波にした状態で供給するＦＩＲフィルタと、 前記ＤＴＶ信号のシンボル速度の前記副高調波で前記帯
域応答信号の一成分の周波数を乗算させて前記ＤＴＶ信
号のシンボル速度の高調波を発生させる周波数乗算器
と、 前記ＡＤＣのサンプリング速度と前記ＤＴＶ信号のシン
ボル速度の前記高調波間の周波数及び位相エラーを前記
発振器に印加すべき前記自動周波数及び位相制御信号と
して検出する自動周波数及び位相制御検出器とを含むこ
とを特徴とする請求項１９記載のディジタルテレビジョ
ン信号受信器。 - 【請求項２４】 前記シンボルデコーディング回路で前
記チャンネル等化器のシンボルをデコーディングして復
元されたビット群に応答してデータ同期を検出するデー
タ同期復元回路と、 前記ビット群に対するデインターリーバーと、 前記デインターリーバーの応答信号を入力信号として受
信するリード−ソロモンデコーダと、 前記ＤＴＶ受信部に伝送される前にランドマイズされた
信号を復元するため前記リード−ソロモンデコーダから
の結果信号に応答するデランドマイザとをさらに含むこ
とを特徴とする請求項２３記載のディジタルテレビジョ
ン信号受信器。 - 【請求項２５】 前記第２ディジタルサンプルストリー
ムに応答してデータ同期を検出する整合フィルタを使用
するデータ同期復元回路と、 前記ビット群に対するデインターリーバーと、 前記デインターリーバーの応答信号を入力信号として受
信するリード−ソロモンデコーダと、 前記ＤＴＶ受信部に伝送される前にランドマイズされた
信号を復元するため前記リード−ソロモンデコーダから
の結果信号に応答するデランドマイザとをさらに含むこ
とを特徴とする請求項２３記載のディジタルテレビジョ
ン信号受信器。 - 【請求項２６】 前記データ同期復元回路は前記チャン
ネル等化器によりチャンネル等化された前記第２ディジ
タルサンプルストリームを受信し得るように接続されて
いることを特徴とする請求項２５記載のディジタルテレ
ビジョン信号受信器。 - 【請求項２７】 ディジタルテレビジョン（ＤＴＶ）信
号からシンボルコードの基底帯ディジタルサンプルを復
元させるためのディジタルテレビジョン受信器におい
て、 第１サンプルクロック信号により前記ＤＴＶ信号をサン
プリングするためのアナログ／ディジタル変換器と、 前記第１サンプルクロック信号を発生させるためのサン
プルクロック発生器とを含み、 前記サンプルクロック発生器は、 発振信号を供給する制御型発振器と、 前記第１サンプルクロック信号を前記発振信号によりタ
イミングを合わせた状態で供給する回路と、 実質的な強度を有する前記シンボルコードのシンボル速
度の副高調波に相当する周波数に中心周波数をおき、前
記シンボルコード基底帯ディジタルサンプルに対する応
答信号として前記シンボルコードのシンボル速度の前記
副高調波を含む第１ディジタルフィルタ応答信号を供給
し得るよう接続されている狭帯域、有限インパルス応答
（ＦＩＲ）型の第１ディジタルフィルタと、 前記第１ディジタルフィルタ応答信号に応答して前記シ
ンボルコードのシンボル速度の前記副高調波の倍数を含
む周波数乗算器応答信号を供給する周波数乗算器と、 前記周波数乗算器応答信号に含まれている前記シンボル
コードのシンボル速度の前記副高調波の倍数及び前記制
御型発振器の発振信号から誘導された信号に応答して前
記制御型発振器用の自動周波数及び位相制御（ＡＦＰ
Ｃ）信号を発生させる自動周波数及び位相制御回路とを
含むことを特徴とするディジタルテレビジョン信号受信
器。 - 【請求項２８】 前記制御型発振器はシンボル周波数の
２倍に相当する周波数でシソイド（cissoid）的発振信
号を供給する形態に構成され、 前記第１サンプルクロック信号を前記発振信号によりタ
イミングを合わせた状態で供給するシンボル周波数の２
倍に相当する前記周波数の本質的に矩形の波を前記第１
サンプルクロック信号として発生させ得るように前記シ
ソイド的発振信号を対称クリッピングさせるクリッパ回
路を含むことを特徴とする請求項２７記載のディジタル
テレビジョン信号受信器。 - 【請求項２９】 前記サンプルクロック発生器は前記シ
ンボル周波数の矩形波を発生させるようシンボル周波数
の２倍に相当する前記周波数の前記本質的に矩形の波に
応答する分周器で接続されたプリッププロップをさらに
含み、前記制御型発振器の発振信号から誘導され前記自
動周波数及び位相制御回路が応答する前記信号は前記シ
ンボル周波数の矩形波に相当することを特徴とする請求
項２８記載のディジタルテレビジョン信号受信器。 - 【請求項３０】 前記ＤＴＶ信号からのシンボルコード
の前記基底帯ディジタルサンプルに応答してその基底帯
ディジタルサンプルの１／２に当たる数のサンプルを有
する出力信号を供給する２：１デシメータと、 前記２：１デシメータからの出力信号に応答するチャン
ネル等化フィルタと、 前記サンプルクロック発生器に内装され、前記クリッパ
回路からのシンボル周波数の２倍に当たる前記周波数の
前記矩形波に対して、かつ前記プリッププロップからの
前記シンボル周波数の前記矩形波に対して、前記２：１
デシメータからの前記出力信号内のサンプルのタイミン
グを合わせるよう前記２：１デシメータに第２サンプル
クロック周波数として供給されるＡＮＤ応答信号を発生
させるＡＮＤゲートとをさらに含むことを特徴とする請
求項２９記載のディジタルテレビジョン信号受信器。 - 【請求項３１】 前記周波数乗算器は、 前記第１ディジタルフィルタの応答信号を自乗演算し、
その第１ディジタルフィルタ応答信号の成分の２次高調
波を含む自乗演算された第１ディジタルフィルタ応答信
号を発生させる第１自乗演算回路と、 前記シンボルコードのシンボル速度に当たる周波数に中
心周波数をおき、前記自乗演算された第１ディジタルフ
ィルタ応答信号をフィルタリングさせ得るように接続さ
れた狭帯域有限インパルス応答型の第２ディジタルフィ
ルタとを含むことを特徴とする請求項３０記載のディジ
タルテレビジョン信号受信器。 - 【請求項３２】 前記第２ディジタルフィルタ応答信号
は前記周波数乗算器の応答信号での前記シンボルコード
のシンボル速度の前記副高調波の前記倍数として前記自
動周波数及び位相制御回路に印加されることを特徴とす
る請求項３１記載のディジタルテレビジョン信号受信
器。 - 【請求項３３】 前記周波数乗算器は、 前記第２ディジタルフィルタの応答信号を自乗演算し、
その第２ディジタルフィルタ応答信号の成分の２次高調
波を含む自乗演算された第２ディジタルフィルタ応答信
号を発生させる第２自乗演算回路と、 前記シンボルコードのシンボル速度の２倍に当たる周波
数に中心周波数をおき、前記自乗演算された第２ディジ
タルフィルタ応答信号をフィルタリングさせて、前記周
波数乗算器の応答信号での前記シンボルコードのシンボ
ル速度の前記副高調波の前記倍数として前記自動周波数
及び位相制御回路に印加される第３ディジタルフィルタ
を供給し得るように接続された狭帯域無限インパルス応
答型の第３ディジタルフィルタとを含むことを特徴とす
る請求項３１記載のディジタルテレビジョン信号受信
器。 - 【請求項３４】 前記周波数乗算器は、 前記第１ディジタルフィルタの応答信号を自乗演算し、
その第１ディジタルフィルタ応答信号の成分の２次高調
波を含む自乗演算された第１ディジタルフィルタ応答信
号を発生させる第１自乗演算回路と、 前記シンボルコードのシンボル速度に当たる周波数に中
心周波数をおき、前記自乗演算された第１ディジタルフ
ィルタ応答信号をフィルタリングさせ得るように接続さ
れた狭帯域有限インパルス応答型の第２ディジタルフィ
ルタとを含むことを特徴とする請求項２７記載のディジ
タルテレビジョン信号受信器。 - 【請求項３５】 前記第２ディジタルフィルタ応答信号
は前記周波数乗算器の応答信号での前記シンボルコード
のシンボル速度の前記副高調波の前記倍数として前記自
動周波数及び位相制御回路に印加されることを特徴とす
る請求項３４記載のディジタルテレビジョン信号受信
器。 - 【請求項３６】 前記周波数乗算器は、 前記第２ディジタルフィルタの応答信号を自乗演算し、
その第２ディジタルフィルタ応答信号の成分の２次高調
波を含む自乗演算された第２ディジタルフィルタ応答信
号を発生させる第２自乗演算回路と、 前記シンボルコードのシンボル速度の２倍に当たる周波
数に中心周波数をおき、前記自乗演算された第２ディジ
タルフィルタ応答信号をフィルタリングさせて、前記周
波数乗算器の応答信号での前記シンボルコードのシンボ
ル速度の前記副高調波の前記倍数として前記自動周波数
及び位相制御回路に印加される第３ディジタルフィルタ
を供給し得るように接続された狭帯域無限インパルス応
答型の第３ディジタルフィルタとを含むことを特徴とす
る請求項３４記載のディジタルテレビジョン信号受信
器。
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|
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Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001320304A (ja) * | 2000-05-05 | 2001-11-16 | Thomson Licensing Sa | 信号処理方法および信号等化方法 |
| KR100353861B1 (ko) * | 1999-11-11 | 2002-09-26 | 한국전자통신연구원 | 주파수 매핑 근사 함수를 이용한 광대역 주파수 자동 채널선택 장치 및 그 방법 |
| JP2006174424A (ja) * | 2004-11-12 | 2006-06-29 | Micronas Gmbh | アナログまたはディジタル的に変調されたｔｖ信号のチャネル・フィルタリング方法および回路 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8059711B2 (en) * | 2003-01-28 | 2011-11-15 | Thomson Licensing | Robust mode staggercasting |
| US7502411B2 (en) * | 2004-03-05 | 2009-03-10 | Silicon Image, Inc. | Method and circuit for adaptive equalization of multiple signals in response to a control signal generated from one of the equalized signals |
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Family Cites Families (4)
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|---|---|---|---|---|
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| US5715012A (en) * | 1996-03-13 | 1998-02-03 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Radio receivers for receiving both VSB and QAM digital HDTV signals |
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-
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100353861B1 (ko) * | 1999-11-11 | 2002-09-26 | 한국전자통신연구원 | 주파수 매핑 근사 함수를 이용한 광대역 주파수 자동 채널선택 장치 및 그 방법 |
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