CN1144437C - 调相信号载波恢复方法及装置 - Google Patents

Abstract

揭示了一种包括具有经改进载波恢复电路(35)的解调器(25)的有线电视调制解调器(20)。有线电视调制解调器(20)解调调相信号，它包括诸如正交幅度调制(QAM)信息的相位和幅度调制信号。载波恢复电路(35)包括最好通过由数字信号处理器执行的程序实现的相位检测功能件(40)，它根据累加在所述调制星座图中的一些点或所有点上的经校正输入信号(x”)的复数函数来产生微分信号g(x”)。

Description

调相信号载波恢复方法及装置

本发明涉及数据通信的领域，更具体地说，涉及在这种通信中用到的调相信号载波恢复。

如该领域熟知的那样，目前高数据速率数字信号通信普遍采用若干调制技术。这些调制技术一般用于将传送的数字信息编码成模拟信号，其方法是将特定数量的位组成“码元”，然后根据传送序列中每个码元的数字值调制载波信号。

实现这种调制的一种重要的方法是调相，其中至少由与在串行流中的前一码元相关的码元相位部分编码每个传送信号的值。例如，在相移键控法中，码元间的相对相移完全规定码元值，因而不涉及调幅。通常的一种相移键控法是四相移相键控(QPSK)，其中码元对码元的相对相移是90°的倍数(故名为正交)。因而，QPSK调制对两位数字码元值进行编码。

另一种调制包括相位和幅度的调制，从而对每个码元编码成幅值(即，限定值组中的一个值)和相对相移(也选作限定相移组中的一个)。将一种这样的调制称为正交调幅(QAM)。一般由在所规定的幅值“星座图”中的组成单元数标注QAM调制技术。例如，16-QAM是指码元幅度可占用复数空间16个点中的一个的调制方案。现在，在调制解调器通信系统中，256-QAM普遍用于将8位数字码元值(即，字节)编码成在复数空间中的256个点。

当然，在每种这样的调制中，都以载波频率传送已调信号。载波频率决定通过特定实体和逻辑通信设施传送数字信号值(码元)的速率，该设施由同轴电缆、光纤或双扭线实现。

载波恢复是指已调信号接收端处执行的处理，其方法是从输入信号去除载波频率，然后使剩下的幅度和相位信息可解码成每个码元的数字值。在传统高性能数字通信接收机中，例如，有线电视调制解调器等，在若干级执行这种载波恢复。一般，执行第一解调操作，也称作下混频操作，以将输入信号完美地降至集中在直流附近的频谱。实际上，在该点处的解调信号是按如下表示的低频信号：

$S\left(t\right)e^{j(2\mathrm{\π\Δfot}+\mathrm{\θo})}+n$ S(t)与精确的星座图码元相对应(因为包括相位信息，是复数)。然而，由于这种第一级解调不十分精确，所以解调信号一般保持一点随时间变化的相位误差。在这个表达式中，θ_o是给定码元的相位误差，而Δf_o是误差频率，这个相位误差在该频率下随着时间变化。项n是指出现在输入信号中的随机噪声。按照可行码元值的复数星座图，人们可以认为第一级解调信号具有与星座图S(t)偏离其原位的旋转角θ_o相对应的相位误差，其中角度旋转以误差频率Δf_o随着时间而变化。

载波恢复还包括从解调信号中去除相位误差、留下真正的复数信号S(t)用于解码的处理过程。通常，将这个附加处理称为去角旋。锁相环(PLL)是执行这种载波恢复的常用电路。如此技术基本原理所示，PLL一般包括相位检测电路，它将输入信号与PLL输出信号相比较，而且产生与它们之间的相位差相对应的误差信号，然后，在根据误差信号调制输出信号中使用这种误差信号(一般滤出高频变量)，从而输出信号最终“锁”定在输入信号上。时间上稳定的输出信号由此去除了依赖于时间的相位误差，因而适合于解码。

在调制解调器高数据速率载波恢复方案中，已发现相位检测处理是十分重要的。通过对每个码元的较多二进制位进行编码，从而增加在调制星座图中的点数，可以增加调制信号的数据速率。当然，这还导致相邻星座图点之间相位间隔较小，载波恢复处理中需要精确相位检测。此外，由相位寄存器产生作为相位误差的函数相位校正增益不但在提供高性能载波恢复中，而且在避免错误锁定状态中都是很重要的。

在现有技术中，一种传统的相位估计器称为“幂型估计器”。由Lindsey和Simon所著的“电信系统工程”(General Publishing Company，1973)，第71-80页，关注这点。在这些系统中，将输入信号自乘到足够高次幂，从而有效地去除相位信息，只留下关于相位误差的信息。这些幂型相位估计器对于纯调相信号(PSK)很有用，但不适合诸如QAM等调制方案，其中数据的相位分布不均匀，因而不易检索相位误差。

现在，参照图1，描述另一种传统的相位检测方案，在图1中示出传统载波恢复电路的例子。在这个例子中，载波恢复电路2接收下列形式的解调输入信号：

x’＝xe^jθ+n其中，x相当于实际信号，n相当于随机(高斯白)噪声相对应，θ是载波恢复电路2要去除的剩余相位误差。将这个输入信号施于乘法器4的一个输入端，其中将相位校正因子

施于该信号，以试图在乘法器输出端处的相位误差减至零。乘法器4的输出是具有与输入相位误差θ和施于它的估计相位校正 之差相对应的相位误差ε的信号。因此，相位检测器6要导出输入信号的相位估计

该估计低通环路滤波器8滤波之后，施于相位发生器10已产生相位校正因子 低通环路滤波器8可包括一些类型的累加或积分，特别是，在相位检测器6产生概率函数的微分形式的相位估计

根据这个传统相位估计方法，相位检测器6进行操作，其方法是使概率函数p(θ|x’)最大，并识别导致这个最大值的角度θ，可认为该角度是所检测的输入信号x’的相位误差。在应用Bayes’规则并考虑到相位角度独立于星座图点x以及相位误差θ的概率分布是一致的之后，可以考虑下列概率函数表达式：

$\log p\left(x^{\′}\right|x,\mathrm{\θ})=K-\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\left|\right|x^{\′}-{\mathrm{xe}}^{\mathrm{j\θ}}{\left|\right|}^2$

其中，σ_n ²是高斯噪声的噪声功率，而K是常数。平方项的展开将概率函数的对数改成：

$\log p\left(x^{\′}\right|x,\mathrm{\θ})=K-\frac{{\left|\right|x^{\′}\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_n^2}-\frac{{\left|\right|x\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_n^2}+\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}2\mathrm{Re}\left\{x^{\′*}{\mathrm{xe}}^{\mathrm{j\θ}}\right\}$

当然，实际信号值x是事前未知的，因而将这个概率函数最佳估计成x在整个星座图的总和，具体如下：

$\log p\left(x^{\′}\right|\mathrm{\θ})=\log \underset{\mathrm{allx}}{\mathrm{\Σ}}p\left(x^{\′}\right|\mathrm{\θ},x)p\left(x\right)$

可认为这个表达式的精确评估如下：

$p\left(x^{\′}\right|\mathrm{\θ})=\stackrel{\≈}{K}{e}^{-\frac{{\left|\right|x\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_n^2}}\underset{\mathrm{allx}}{\mathrm{\Σ}}\left(e^{\frac{{\left|\right|x\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_n^2}+\frac{2\mathrm{Re}\{x^{\′*}{\mathrm{xe}}^{\mathrm{j\θ}}}{{\mathrm{\σ}}_n^2}}p\left(x\right)\right)$

对于码元值x在N点星座图中的均匀概率分布，可认为总和如下：

$\underset{\mathrm{allx}}{\mathrm{\Σ}}p\left(x\right)=\frac{1}{N}$

从而将θ代入下列等式，即给出x’的期望概率函数：

$p\left(x^{\′}\right|\mathrm{\θ})=\stackrel{\≈}{K}\underset{\mathrm{allx}}{\mathrm{\Σ}}{e}^{-{\left|\right|x\left|\right|}^2}{e}^{2\mathrm{Re}\left\{x^{\′*}{\mathrm{xe}}^{\mathrm{j\θ}}\right\}}$

主要是因为计算的复杂性，根据这个方法，一般通过对概率函数p(x’|θ)的各种估计，评估这个表达式。此外，传统上按照理解函数的微分在最大值处为零，通过评估概率函数p(x’|θ)的微分，来判定概率函数p(x’|θ)的最大值。这种评估概率函数p(x’|θ)的一个例子，如图1载波恢复电路2中相位检测器6执行的传统面向判决的相位评估处理中所用到的那样，利用概率函数的泰勒级数展开。这种方法和其它传统估计适合非调幅信号，诸如QPSK调制。然而，这些评估一般将明显的误差引入QAM信号，特别是在星座图值数N变得很大，诸如64或256，的情况下。

已知的载波恢复有效性度量是所谓的S曲线。S曲线示出作为相位误差的函数的相位检测器电路(例如，图1的相位检测器)的相位校正信号输出。一般，由于曲线通过图的原点(导致零校正信号的零相位误差)，并随着相位误差的增加幅度增加(而且与误差具有相同的极性)，此曲线对实际电路在理想状态下为正弦曲线，所以名为S曲线。对于诸如那些如图1所示的载波恢复电路的典型例子，特别是在对概率函数进行估计的情况下，如上所述，S曲线离理想状态很远。图2是对于如图1所示和如上所述传统面向判决载波恢复电路的S曲线，用于64QAM调制方案。从图2可明显看到，相位校正信号表现很好，只有很小的相位误差，但是以较大的相位误差迅速降落。此外，在这个S曲线中出现错误的零点FZ，表示某些非零相位误差也可产生零校正信号，把相位误差锁入恢复的信号中。

因此，本发明的目的在于，提供能对幅度和相位调制信号进行高度精确的相位检测的载波恢复电路和方法。

本发明的另一个目的在于提供通过现代的数字信号处理器技术能够容易地实现的电路和方法。

本发明的又一个目的在于提供在相位检测中使用精确形式的概率函数微分的电路和方法。

本发明的又一个目的在于提供对于诸如有线电视调制解调器的高带宽应用十分有用的电路和方法。

对于熟悉本技术领域的一般人员而言，在参考下列说明书以及它的附图之后，本发明的其它目的和优点将显而易见。

可将本发明做成一种载波恢复电路，其中通过产生概率函数的微分来进行相位检测。根据本发明，通过累加至少在调制星座图中一部分点上的复数算子，执行对这个微分的评估。所得微分信号与当时相位检测器检测的相位误差相对应，并在滤波和积分之后，作为相位校正施加到输入信号。对微分信号的评估最好利用随机噪声功率的递增评估，以保证S曲线的稳定性。也可通过只累加小幅值星座图点评估微分概率函数，以保证计算效率。根据本发明的另一个实施例，结合QAM或其它调幅信号应用泰勒级数评估。

图1是根据现有技术的载波恢复电路的方框电路图。

图2是传统载波恢复电路实施例的相位校正信号对相位误差曲线图。

图3是根据本发明的较佳实施例构成的有线电视调制解调器的方框电路图。

图4是根据本发明的较佳实施例构成的在图3的有线电视调制解调器中的载波恢复电路的方框电路图。

图5是示出根据本发明第一较佳实施例的图4载波恢复电路中相位检测器的操作的方框电路图。

图6是根据本发明较佳实施例的图4载波恢复电路的操作流程图。

图7是根据图6的处理过程和根据本发明较佳实施例操作的图5载波恢复电路实施例的相位校正信号对相位误差S曲线图。

图8是根据本发明第二较佳实施例的图4载波恢复电路的操作流程图。

图9是根据本发明第三较佳实施例的图4载波恢复电路的操作流程图。

图10示出分别根据图8和9的处理过程和根据本发明第二和第三较佳实施例操作的图5载波恢复电路实施例的误差校正信号对相位误差S曲线图。

现在，参照图3，描述关于调制解调器20的本发明较佳实施例的结构和操作。应理解，本发明在除了有线电视调制解调器之外的多种应用中(例如，在数字用户线调制解调器(xDSL调制解调器)、无线通信和其它实际通信系统中)，对于调相信号的解调和载波恢复会有用且有利的。因此，结合有线电视调制解调器20描述本发明的较佳实施例，因为考虑到熟悉本技术领域的人员在参照本说明书之后能够容易地在其它应用中实施本发明。

如图3所示，有线电视调制解调器20提供通过传统同轴电缆C，在诸如个人计算机(或者，“哑”终端、基于Web的电视，等等)一类的工作站和有线电视业务提供者之间的通信。如此技术领域正在盛行的那样，有线电视业务提供者包括诸如有线电视公司以及电话电信通信公司等实体，从而电缆C用作高带宽通信设施，既用于电视通信和其它视频编程，也用于诸如互连网访问一类的双向数据通信。调谐器22直接连到电缆C，以按所需频率在电缆C上产生双向通信。计划由有线电视调制解调器20发送和接收的数据通信具有高数据速率，因而通常会利用调相信号进行。信号的调制还可包括与调相组合的调幅，诸如出现在数字调制的正交调幅(QAM)中的；另一方面，对于这里所述的一些例子，可将这些信号的调制限定为调相，诸如四相移相键控(QPSK)的情况。如在现有技术中已知和如上所述的那样，在传统QAM、QPSK和其它调制方案中利用的调相是差分调相，其中每个码元的编码与前一码元的相关码元的相对相移相对应(至少部分对应)。结果，在有线电视调制解调器20中不需要绝对相位标准。

在有线电视调制解调器20的发送侧(系指从工作站到电缆C的数据传输)，根据特定协议(例如，PCI、USB、以太网)，接口28接收来自工作站的数字数据，而且把这个数据传送到媒体接入控制器(MAC)26。根据实施的各种协议，MAC26控制有线电视调制解调器20的整个操作以发送和接收数据。由MAC26将从工作站发送的数据施于脉冲串调制器29，它将数字数据适当地编码和调制成所需格式。例如，脉冲串调制器29可以执行Reed-Solomon编码以纠错和检错，而且将根据所需协议(例如，QAM，QPSK)调制编码数据。脉冲串调制器29还可以包括数字-模拟变换(DAC)性能，从而它到调谐器22的输出信号是具有选择以补偿电缆损耗的增益的已调模拟信号。于是，根据特定实施方案，调谐器22将这个已调信号施于电缆C。

本发明特别涉及有线电视调制解调器20的接收侧，其中将在电缆C上接收到的来自有线电视业务提供者的已调信号解调成供工作站使用的数字数据。在接收侧，调谐器22把输入已调信号传送到解调器25。如下面进一步详细描述的那样，解调器25把已调模拟信号转换成数字形式、去除载波信号以恢复信号的数据部分，而且按照需要对解调信号执行所需的纠错和同步。把解调器25的输出传送到MAC26，它对解调信号施加适当的协议开销和帧同步，而且通过接口28把该信号传送到工作站。

现在，参照图4，描述根据本发明的较佳实施例的解调器25的一般结构。解调器25的具体体系结构随着应用不同而改变，而且依赖于特定协议和所需的实现。预计熟悉本技术领域的人员在参考本说明书之后能够在这种变通体系结构中容易地实施本发明。

解调器25包括模拟“前端”(AFE)30，它接收来自调谐器22的已调模拟信号。利用适合执行诸如粗增益设定和模拟-数字变换(ADC)等功能的一块或多块集成电路，一般可实现AFE30。根据解调器25的这个特定例子，而且考虑到由调谐器22接收到已调信号调相的(也可以是调幅的)，AFE30最好把接收到的数字化信号分成同相和正交分量，分别在I、Q线上用并行的数字字传送，然后由数字下混频器32接收。数字下混频器32是传统电路，用于产生第一级解调，并把数字化同相和正交信号的频谱中心下变频到纯直流，从而只留下已调信号的信号部分及其中组合的任何噪声和剩余误差。然后，分别由抽选器/滤波器33I、33Q对下混频同相和正交数字信号滤波，以进一步将信号整形；例如，可将平方根升余弦滤波器实施成抽选器/滤波器33I、33Q。然后，向均衡器功能件34提供滤波后的去混频数字化同相和正交采样，该功能件从中去除码元间干扰(ISI)；均衡器功能件34在I、Q线分别向载波恢复电路35提供同相和正交数字码元值。

下面，进一步详细描述载波恢复电路35。一般，载波恢复电路35有效地去除任何载波相位(和频率)偏移，从而理想地提供与在特定QAM或QPSK值星座图中的点序列相对应的输出，根据它调制输入信号。如上所述，QAM在星座图中包含相位和幅度调制，从而每个采样值与相位和幅度组合预定组中的一个相对应。另一方面，只作QPSK调相，从而只由相对相位判定在QPSK星座图中的每个可获得的组合。将来自载波恢复电路35的恢复信号加到纠错功能件36。纠错功能件36是传统的电路，用于执行诸如独特字检测电路的功能以描绘在发送流中的数据分组或信元，还用于进行Reed-Solomon解码以作检错和纠错。通过接口38，将来自纠错功能件36的输出的所得信号传送到MAC26；接口38可包括FIFO缓冲器等，从而促使输入/输出数据速率去耦合。

现在，参照图5，描述根据本发明的较佳实施例的载波恢复电路35。作为功能块的相互连接，图5示出后面要说明的载波恢复电路35的结构。然而，预计利用高性能数字信号处理器(DSP)，诸如利用可从Texas InstrumentsIncorporated(本发明的受让人)购得的TMS320c6x型DSP，能够最佳地实现载波恢复电路35。下面还将进一步提到，预计熟悉本技术领域的人员通过对用于这种可编程高性能处理电路的程序进行编码，能够容易地实现载波恢复电路35的功能和操作。然而，为了清楚地描述由载波恢复电路35提供的功能，图5按分立电路功能块示出这些功能。

如图5所示，乘法器39以同相分量x’I和正交分量x’Q的形式接收输入信号x’。如上面参照图4所述，输入信号x’是具有在直流附近的中心频率的下混频信号，而且它包括相位误差θ和随机噪声n，具体如下：

                            x’＝xe^jθ+n

其中，复数值x是指实际信号的值(即，在QAM或QPSK星座图中的一个点)。乘法器39的第二输入接收来自相位校正功能件46的相位校正 其中 是相位校正角度，它近似于在上述输入信号x’中的相位误差θ。根据本发明的这个实施例，把乘法器39的输出传送到在图4的解调器中的纠错功能件36，而且还传送到相位检测功能件40。相位检测功能件40用下面所述的方法，根据在输入信号x’中的实际相位误差θ和相位校正信号 的当前评估产生微分信号g(x”)。将微分信号(x”)施于低通滤波器42，并由累加功能件44积分，以更新施于相位校正功能件46的相位校正信号

它反过来产生相位校正

根据本发明的较佳实施例，如上所述，利用数字信号处理器实现载波恢复电路35。在这种实现方法中，如图5所示的每根信号线与数字操作相对应。当然，预计利用模拟功能件或混合信号功能件(即，一些数字功能件加一些模拟功能件，并适当执行模拟-数字和数字-模拟变换)，也可以实现载波恢复电路35的这些功能，只要保持所需精度。然而，为了实现现代有线电视调制解调器，预计载波恢复电缆35的全数字实现方案，对结果的精确度以及获得所需数据速率均较佳。

现在，将详细描述根据本发明较佳实施例的相位检测功能件40的操作原理。相位检测功能件40通过使输入信号x’的概率函数最大，有效地产生对实际相位误差θ和当前相位校正 之差的评估ε，因而使概率函数最大的相位角提供对实际误差的真实评估ε。如上所述，人们必须考虑到，实际输入值x是事前未知的，因而必须使概率函数

在整个星座图中的总和最大。概率函数p(x’|θ)的精确表示如下：

$p\left(x^{\′}\right|\mathrm{\θ})=\stackrel{\≈}{K}\underset{\mathrm{allx}}{\mathrm{\Σ}}\exp (-{\left|\right|x\left|\right|}^2)\exp \left(2\mathrm{Re}\right\{x^{\′*}{\mathrm{xe}}^{\mathrm{j\θ}}\left\}\right)$

其中， 是常数。

根据本发明的较佳实施例，不运用对这个功率函数p(x’|θ)的评估(如在传统相位校正中，诸如面向判决相位检测那样)，而是由相位检测电路40评估这个概率函数的微分来产生如图5所示微分信号g(x”)。低通滤波器42和累加功能件44对微分信号g(x”)滤波和积分后，产生相位校正信号

在这点上，考虑下列概率函数p(x’|θ)的微分，其中σ_n ²与输入信号x’的噪声功率相对应：

$\frac{d}{\mathrm{d\θ}}p\left(x^{\′}\right|\mathrm{\θ})=\frac{\stackrel{\≈}{K}}{N}{e}^{-\frac{{\left|\right|x^{\′}\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_n^2}}\underset{x}{\mathrm{\Σ}}\exp (-\frac{{\left|\right|x\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_n^2})\exp \left(2\frac{\mathrm{Re}\{x^{\′*}{\mathrm{xe}}^{\mathrm{j\θ}}}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\right)\frac{d}{\mathrm{d\θ}}\left[\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\mathrm{Re}\right\{x^{\′*}{\mathrm{xe}}^{\mathrm{j\θ}}\left\}\right]$

考虑到

            Re{(a+jb)(cosθ+jsinθ)}＝a cosθ-bsinθ

和

$\frac{d}{\mathrm{d\θ}}\mathrm{Re}\left\{(a+\mathrm{jb})(\cos \mathrm{\θ}+j\sin \mathrm{\θ})\right\}=-a\sin \mathrm{\θ}-b\cos \mathrm{\θ}=-\mathrm{Im}\left\{(a+\mathrm{jb})e^{\mathrm{j\θ}}\right\}$

人们可将概率函数p(x’|θ)的微分的上述表达式容易地表达成：

$\frac{d}{\mathrm{d\θ}}p\left(x^{\′}\right|\mathrm{\θ})=\frac{\stackrel{\≈}{K}}{N}\exp (-\frac{{\left|\right|x^{\′}\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_n^2})\underset{n}{\mathrm{\Σ}}\left[\exp (-\frac{{\left|\right|x\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_n^2})\exp \left(2\frac{\mathrm{Re}\left\{x^{\′*}{\mathrm{xe}}^{\mathrm{j\θ}}\right\}}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\right)\mathrm{Im}\right\{x^{\′*}{\mathrm{xe}}^{\mathrm{j\θ}}\left\}\right]$

参照图5，可认为施于相位检测功能件40(以及检错和均衡功能件36)的乘法器39的输出是如下的信号x”：

$x^{,,}=x^{,}{e}^{-j\widehat{\mathrm{\θ}}}=(x{e}^{j\widehat{\mathrm{\θ}}}+n)e^{-j\widehat{\mathrm{\θ}}}$

其中，根据相位误差评估

产生相位校正 依照输出信号x”，并考虑到：

$x^{,*}{e}^{j\widehat{\mathrm{\θ}}}=\left(x^{,}{e}^{-j\widehat{\mathrm{\θ}}}\right)*$

根据本发明的较佳实施例的相位检测功能件40可以评估微分信号g(x”)如下：

$g\left(x^{\′\′}\right)=\frac{d}{\mathrm{d\θ}}p\left(x^{\′}\right|\mathrm{\θ}){|}_{\widehat{\mathrm{\θ}}}=\underset{x}{\mathrm{\Σ}}\left[\exp (-\frac{{\left|\right|x\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_n^2})\exp \left(2\frac{\mathrm{Re}\left\{x^{\′\′*}x\right\}}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\right)\mathrm{Im}\right\{x^{\′\′*}x\left\}\right]$ x的累加是指特定调制模式的每个星座图点的累加。例如256QAM，可对由相位检测功能件40接收到的信号x”的每个实例，进行QAM星座图256个幅度-相位组合中每个组合的累加。又如64QPSK，QPSK星座图的64个相位角中每个相位角进行累加(幅度保持不变)。

由前面描述可见，根据相位检测功能件40的输入x”和调制星座图的输入x”并以精确形式(即，不要求评估、递归运算等等)，直接产生微分信号g(x”)。根据本发明较佳实施例的相位检测功能件40产生的微分信号g(x”)提供重要特性。首先，微分信号(x”)的表达式对于输入信号x’的幅度不进行假设，因而普遍适合于各种调相信号，包括幅度和相位调制信号(例如，QAM)和恒幅调相信号(例如，QPSK)。其次，观测到微分信号g(x”)的S曲线性能好，对此后面会说明。

在这点上，发现为了稳定性，将噪声概率因子σ_n ²从它实际电平增加到更高电平十分有用。

现在，参照图4和5，就图6的流程图，描述根据本发明较佳实施例的，载波恢复电路35的一般操作。这个操作以处理48开始，其中载波恢复电路35分别接收数字同相和正交分量值x’I、x’Q，它们已由下混频器32(图4)数字化下混频以具有在直流或附近的中心频率。在处理50中，将这些同相和正交分量x’I、x’Q与当前相位校正 相乘。在图5中，由接收来自相位产生功能件46的相位校正 的乘法器功能件39示出这个操作。实际上，利用传统复数乘指令，运用由存储在寄存器或其他存储器中的同相和正交分量表示的相位校正 可在数字信号处理器中容易地执行处理50。

处理50的结果与传送到纠错功能件36(图4)的复数输出信号x”相对应。此外，在处理52中用这个复数输出信号x”(即，具有同相和正交分量)导出微分信号g(x”)。借助于例如由数字信号处理器执行指令程序(这种程序与图5的相位检测功能件40相对应)，载波恢复电路30执行处理52，以根据下列微分函数，产生数字信号值(或复数形式的值)：

$g\left(x^{\′\′}\right)=\frac{d}{\mathrm{d\θ}}p\left(x^{\′}\right|\mathrm{\θ})=\underset{x}{\mathrm{\Σ}}\left[\exp (-\frac{{\left|\right|x\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2})\exp \left(2\frac{\mathrm{Re}\left\{x^{\′\′*}x\right\}}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}\right)\mathrm{Im}\right\{x^{\′\′*}x\left\}\right]$

如图6所示，处理51向处理52提供在输入信号x’中的大于实际噪声功率的放大噪声功率值σ_nA ²，以改进在载波恢复电路35的S曲线响应中的稳定性。将信号x”和每个星座图点x看作数字同相和正交值的成对值(即，实分量和虚分量值)，则预计熟悉本技术领域的人员能够容易地产生适合执行上述累加的所需程序指令。实际上，预计利用载波恢复电路35中的现代高性能数字信号处理性能(诸如可由上述TMS320cx DSP提供的)，可以很快地执行处理52，而且相当于电缆C(图3)已调输入信号的接收为实时执行。

回到图6，最好利用适当的数字低通滤波器，在处理54中对处理52的输出进行滤波，以产生最后所得相位校正信号

可将相位校正信号

简单地表示为在该点处的角度(以弧度为单位)，例如，表示为在+π和-π之间的值，从而代表加给输入信号x’的校正因子。然后，执行处理56以在处理56中产生复数相位校正滤波和产生处理54、56与在图5的功能框图中的滤波器功能件42、累加功能件44以及相位校正产生功能件46相对应。最好由单位量复数值(即，与实分量和虚分量相对应的值对)表示最后所得相位校正 以能方便地施于输入信号x’的下一个值；照此，控制进到在图6的流程中的处理48，重复该处理过程。

图7示出为具体实现本发明的较佳实施例计划的S曲线的例子。在图7的例子中，对256QAM信号的情况，示出在上面就图6描述的方法的性能。在这个例子中，对于12dB SNR的输入信号，将放大的噪声功率σ_nA ²设为至少等于10的值。如图7所示，S曲线具有良好的性能，没有任何错误零。

回到图3和4，将来自载波恢复电路35的输出信号x”施于纠错功能件36，以检测数据分组和信元的边界和开销，并为检错和纠错进行Reed-Solomon解码。然后，通过接口38把纠错功能件36的输出传送到MAC26。如上所述，在施加适当的协议开销和帧同步之后，MAC26通过接口28把接收到的解调信号传送到工作站。于是，工作站能够以所需方法来处理通信。

如上所述，根据本发明的较佳实施例，微分信号g(x”)以精确的形式产生，因而在去角旋或调相信号载波恢复方面很有利。由于输入信号x’的幅度不进行假设，所以可将本发明的较佳实施例用于幅度和相位调制信号(例如，QAM)或用于恒幅调相信号(例如，QPSK)。其次，已观测到微分信号g(x”)的S曲线具有良好的性能，对此后面会说明。在这点上，发现为了稳定性，将噪声功率因子σ_n ²从它的实际电平增加到更高电平十分有用。

根据本发明的另一个实施例，观测到由那些幅值较小的星座图点大量加权就图6的例子导出的微分信号g(x”)。再参照上述微分：

$g\left(x^{\′\′}\right)=\frac{d}{\mathrm{d\θ}}p\left(x^{\′}\right|\mathrm{\θ})=\underset{x}{\mathrm{\Σ}}\left[\exp (-\frac{{\left|\right|x\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2})\exp \left(2\frac{\mathrm{Re}\left\{x^{\′\′*}x\right\}}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}\right)\mathrm{Im}\right\{x^{\′\′*}x\left\}\right]$

$\exp [-\frac{{\left|\right|x\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}]$ 项随着x幅值的平方而按指数减小。照此，根据本发明的第二实施例，即使相对简单的QAM星座图(16点以上)，也可通过仅仅累加星座图的小幅值组成单元获得显著的计算效率。当然，由于在QPSK星座图中的点幅值相同(即，不包括幅度调制)，这种简单化没有特定好处。

现在，参照图8，也参照图4和5，描述根据本发明的第二较佳实施例，执行对QAM信号的载波恢复的方法。在图8中，与图6中相同的标号指相同的处理；由于这些处理与图6的那些基本一致，这里不就图8进行额外描述。

在处理48中接收同相和正交输入信号x’分量，并在处理50中应用当前相位校正 之后，根据本发明另一个实施例的载波恢复电路35接着执行处理52’，通过该处理只将在QAM星座图中的小幅值点编入累和。为了上述的稳定性，最好在处理52’中使用来自处理51的放大噪声功率电平。

这点上，在用以评估微分信号g(x”)的累加运算中，可以只考虑由下列等式表达的星座图中的4个小幅值点：

                            x＝±1±j

这将累加运算简化为下列等式：

$g\left(x^{\′\′}\right)=\exp (-\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2})(\exp \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}({x^{\′\′}}_r+{x^{\′\′}}_i)\right)({x^{\′\′}}_r+{x^{\′\′}}_i)+\exp \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}({x^{\′\′}}_r-{x^{\′\′}}_i)\right)(-{x^{\′\′}}_r-{x^{\′\′}}_i)$

$+\exp \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}(-{x^{\′\′}}_r+{x^{\′\′}}_i)\right)({x^{\′\′}}_r+{x^{\′\′}}_i)+\exp \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}(-{x^{\′\′}}_r-{x^{\′\′}}_i)\right)({{-x}^{\′\′}}_r+{x^{\′\′}}_i))$

在这个例子中，在处理50的相位校正之后，x”_r和x”_i与输入信号x”的实分量和虚分量(同相分量和正交分量)相对应。利用简单的复数运算，不难将这个表达式减少至：

$g\left(x^{\′\′}\right)=\exp (-\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2})\left(\right[\exp \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}({x^{\′\′}}_r+{x^{\′\′}}_i)\right)-\exp (-\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}({x^{\′\′}}_r-{x^{\′\′}}_i))]({x^{\′\′}}_r+{x^{\′\′}}_i)$

$-[\exp \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}({x^{\′\′}}_r-{x^{\′\′}}_i)\right)-\exp (-\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}({x^{\′\′}}_r-{x^{\′\′}}_i))]({x^{\′\′}}_r+{x^{\′\′}}_i))$

上式又简化为：

$g\left(x^{\′\′}\right)={2e}^{-\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}}[\cosh \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}({x^{\′\′}}_r+{x^{\′\′}}_i)\right)({x^{\′\′}}_r-{x^{\′\′}}_i)-\sinh \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}({x^{\′\′}}_r-{x^{\′\′}}_i)\right)({x^{\′\′}}_r-{x^{\′\′}}_i)]$

因而，

$g\left(x^{\′\′}\right)=4e^{-\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}}[\cosh \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}\left({x^{\′\′}}_r\right)\right)\sinh \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}\left({x^{\′\′}}_i\right)\right){x^{\′\′}}_r-\sinh \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}\left({x^{\′\′}}_r\right)\right)\cosh \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}\left({x^{\′\′}}_i\right)\right){x^{\′\′}}_i]$

根据本发明的这个第二较佳实施例，例如通过由数字信号处理器执行指令的程序，处理52’评估g(x”)的上述表示式；由熟悉本技术领域的人员在参照本说明书后可容易地编码这种程序。另外，或者结合这种程序，可将存储器中的查询表用于评估双曲线函数cosh和sinh。在任一情况下，预计一般以比上文对图6所述那样在整个星座图上产生微分信号(x”)中执行的累加更快的速度执行根据本发明第二较佳实施例的处理52’中的评估。

如图8所示，一旦在处理52’中评估了微分信号g(x”)，其余载波恢复操作按上述方法继续进行，即在处理54中将微分信号g(x”)滤波后，用于在处理56中产生新的相位校正信号

现在，结合图4和5，参照图9，描述通过本发明的第三较佳实施例对QAM信号执行载波恢复的方法；本发明的第三较佳实施例对QAM信号的情况提供进一步处理效率。再者，用与图6和8中使用的相同标号表示图9中的相同处理过程，因为这些处理过程基本相同。

根据本发明的较佳实施例，用进一步简化在图8的处理52’中用到的表达式的方法，由载波恢复电路35评估微分信号g(x”)。如上所述，在处理52’中的微分信号g(x”)评估如下：

$g\left(x^{\′\′}\right)={4e}^{-\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}}[\cosh \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}\left({x^{\′\′}}_r\right)\right)\sinh \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}\left({x^{\′\′}}_i\right)\right){x^{\′\′}}_r-\sinh \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}\left({x^{\′\′}}_r\right)\right)\cosh \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}\left({x^{\′\′}}_i\right)\right){x^{\′\′}}_i]$

然而，通过假定信噪比容限不是特别小或特别大，可进一步简化这个表达式，从而下列双曲线函数的泰勒级数近似值是合理的：

                           sinh(x)＝x

$\cosh \left(x\right)=1+\frac{X^2}{2}$

将这些近似值代入g(x”)的上述表达式，并忽略恒等项，得出下列等式：

$g\left(x^{\′\′}\right)=[(1+\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^4}\left(x_r^{\′\′2}\right))\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}{x^{\′\′}}_i{x^{\′\′}}_r-\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^3}{x^{\′\′}}_r{x^{\′\′}}_i(1+\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^4}{x}_i^{\′\′2})]$

这简化为：

$g\left(x^{\′\′}\right)=\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^2}{x^{\′\′}}_i{x^{\′\′}}_r\left[\frac{4}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^4}(x_r^{\′\′2}-x_i^{\′\′2})\right]$

于是，

$g\left(x^{\′\′}\right)=\frac{8}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{nA}}^6}{x^{\′\′}}_i{x^{\′\′}}_r[x_r^{\′\′2}-x_i^{\′\′2}]$

此外，通过忽略恒等项，成为

$g\left(x^{\′\′}\right)={x^{\′\′}}_i{x^{\′\′}}_r[x_r^{\′\′2}-x_i^{\′\′2}]$

微分信号g(x”)的这个最终表达式与对不包括调幅的QPSK和其它PSK信号作出的泰勒级数评估相对应。然而，根据本发明的较佳实施例，如上文对处理52”的微分表达式信号的推导所述，发现泰勒级数评估还对QAM和其它相位和幅度调制信号有效。相信没有这个微分，诸如QAM等调幅信号采用泰勒级数评估是无效的，因而以前在现有技术中没有使用这种方法。然而，从上面的描述可见，在处理52”中所需的计算的复杂度相对较低，使得载波恢复电路35可用于解调QAM信号，即使处理能力是不容易获得的。相信通过直接计算或通过在存储器中的查询表来写入适当的计算机程序以执行处理52”，这会落在在熟悉本技术领域的人员的能力范围内。

如图9所示，产生微分信号g(x”)之后是低通滤波处理54，然后在处理56中产生新的相位校正信号

以更新由载波恢复电路35采用的相位校正。

已观测各图8和9的替换处理52’和52”以提供良好的S曲线性能，现就图10进行讨论。曲线60表示相位校正处理52’的性能，其中对256QAM信号执行4点累加，而曲线62代表其中也对256QAM信号使用泰勒级数评估的相位校正处理52”的性能。为了比较曲线60和62相互关联归一化。如图10所示，处理52’和52”都提供良好的S曲线性能，没有错误锁定点，而且实际上二者相等，且等同于图7中所示的处理52。处理52’和52”进一步提供获得具有进一步改进的处理效率的性能的有利之处。

在本发明的每个上述实施例中，在调相信号(包括调相又调幅的信号)载波恢复过程中获得许多有利之处。由于评估的表达式的精确性，在整个相位误差范围内，获得良好的相位检测和相位误差校正。此外，本发明还特别适合按现代数字信号处理器执行的程序指令来实现。

虽然按照本发明的较佳实施例，描述本发明，但是当然预计，对于熟悉本发明的普通人员在参考本说明书和它的附图之后而言，对这些实施例进行获得本发明优点和有利之处的变更和替换，是显而易见的。预计这些变更和替换是落在这里所附的本发明的权利要求书的范围内。

Claims (19)

1.一种执行信号载波恢复的方法，其中用编码每个码元以与幅度-相位星座图上多个点中的一个点相对应的方式对所述信号作相位调制，其特征在于，所述方法包括下列步骤：

将调相信号下混频到在直流附近的中心频率，其中调相信号包括噪声功率；

对所述下混频信号的第一码元施加相位校正信号以产生经校正码元；

在评估步骤之前，将所述噪声功率值放大到高于所述下混频信号中的随机噪声的度量；

通过累加在所述星座图中多个点中至少两个上的所述经校正码元的复数函数，来评估与在所述经校正码元中的相位误差相对应的微分信号；

响应于所述微分信号产生新的相位校正信号；

对所述下混频调相信号的多个码元重复所述施加、评估和产生步骤。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述评估步骤包括累加在所述星座图的所有所述多个点上的所述码元的所述复数函数。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述调相信号不调幅。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述调相信号还调幅。

5.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述复数函数等于：

$\exp (-\frac{{\left|\right|x\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_n^2})\exp \left(2\frac{\mathrm{Re}\left\{x^{\′\′*}x\right\}}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\right)\mathrm{Im}\left\{x^{\′\′*}x\right\}$ 其中，x”为所述经校正码元，x为所述星座图的多个点中的一个点，σ_n ²为所述下混频信号中的随机噪声的度量。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述评估步骤包括累加在少于所述星座图中所有所述多个点的点上的所述码元的所述复数函数。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述调相信号还调幅。

8.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述评估步骤累加在所述星座图的4个小幅值点上的所述复数函数，所述4个点相互之间呈正交相位关系。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述评估步骤包括：

通过对所述经校正码元评估下列函数，来产生与在所述经校正码元中的相位误差相对应的微分信号：

${x^{\′\′}}_i{x^{\′\′}}_r[x_r^{\′\′2}-x_i^{\′\′2}]$ 其中，x”_r和x”_i分别为所述经校正码元的同相和正交分量的幅度。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述相位和幅度调制信号相当于正交幅度调制信号。

11.一种用于对信号解码的调制解调器，其中用编码每个码元以与幅度-相位星座图上多个点中的一个点相对应的方式对所述信号作相位调制，其特征在于，包括：

调谐器，用于接收所述调相信号；

解调器，包括配置以执行下列功能的载波恢复电路：

下混频器，与所述调谐器耦合，用于将所述调相信号滤波到在直流附近的中心频率；

载波恢复电路，与所述下混频器耦合并配置以对所述经滤波调相信号的每个码元执行下列操作：

对所述码元施加相位校正信号以产生经校正码元；

通过累加在所述星座图中多个点中至少两个上的所述经校正码元的复数函数，来评估与在所述经校正码元中的相位误差相对应的微分信号；

响应于所述微分信号产生新的相位校正信号；

接口，与所述解调器耦合，用于将所述经校正码元传送到工作站；

其中所述复数函数包括设为高于在所述下混频信号中的随机噪声的度量的噪声功率值。

12.如权利要求11所述的调制解调器，其特征在于，所述载波恢复电路包括可编程数字信号处理器。

13.如权利要求11所述的调制解调器，其特征在于，所述载波恢复电路通过累加在所述星座图的所有所述多个点上的所述码元的复数函数，来执行所述评估操作。

14.如权利要求13所述的调制解调器，其特征在于，所述复数函数等于：

$\exp (-\frac{{\left|\right|x\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}_n^2})\exp \left(2\frac{\mathrm{Re}\left\{x^{\′\′*}x\right\}}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\right)\mathrm{Im}\left\{x^{\′\′*}x\right\}$ x”为所述经校正码元，x为所述星座图的所述多个点中的一个点，σ_n ²等于设为高于在所述下混频信号中的随机噪声的度量的噪声功率值。

15.如权利要求11所述的调制解调器，其特征在于，所述载波恢复电路通过累加在少于所述星座图中所有所述多个点的点上的所述码元的复数函数来执行所述评估操作。

16.如权利要求15所述的调制解调器，其特征在于，所述载波恢复电路通过累加所述星座图的4个小幅值点，来自执行所述评估操作。

17.如权利要求15所述的调制解调器，其特征在于，所述评估操作评估下列函数：

${4e}^{-\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_n^2}}[\cosh \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\left({x^{\′\′}}_r\right)\right)\sinh \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\left({x^{\′\′}}_i\right)\right){x^{\′\′}}_r-\sinh \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\left({x^{\′\′}}_r\right)\right)\cosh \left(\frac{2}{{\mathrm{\σ}}_n^2}\left({x^{\′\′}}_i\right)\right){x^{\′\′}}_i]$ 其中x”_r和x”_i分别为所述经校正码元的同相和正交分量的幅度，σ_n ²等于设为高于在所述下混频信号中的随机噪声的度量的噪声功率电平。

18.如权利要求11所述的调制解调器，其特征在于，所述载波恢复电路被配置以执行下列操作：

通过对所述经校正码元评估下列函数，来产生与在所述经校正码元中的相位误差相对应的微分信号：

${x^{\′\′}}_i{x^{\′\′}}_r[x_r^{\′\′2}-x_i^{\′\′2}]$ 其中，x”_r和x”_i分别为所述经校正码元的同相和正交分量的幅度。

19.如权利要求18所述的调制解调器，其特征在于，所述相位和幅度调制信号相当于正交幅度调制信号。

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