KR100758264B1 - 스펙트럼 상관관계를 이용한 디지털 티브이 수신기의주파수 동기장치 및 방법 - Google Patents

스펙트럼 상관관계를 이용한 디지털 티브이 수신기의주파수 동기장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 파일럿 신호를 이용하지 않고 기준 스펙트럼과 수신된 스펙트럼 사이의 상관관계를 이용한 스펙트럼 자체 비교를 통해 주파수 동기를 획득함으로써 반송파 주파수 복구 범위를 넓히고 복구에 걸리는 시간을 단축할 수 있도록 한 스펙트럼 상관관계를 이용한 DTV 수신기의 주파수 동기장치 및 방법을 제공한다.
본 발명의 동기방법은 기준신호와 채널 통과 후 주파수 오프셋이 발생한 수신신호를 각각 자기상관하는 단계; 상기 자기상관된 신호를 각각 FFT하여 기준신호 및 수신신호 스펙트럼을 생성하는 단계; 상기 두 스펙트럼을 상호 상관하여 두 스펙트럼이 정확히 교차하는 최대값의 위치를 찾아 이 위치가 상호 상관의 전체 크기의 중심에서 벗어난 정도를 이용하여 주파수 오프셋을 추정하는 단계; 및 상기 추정된 주파수 오프셋을 바탕으로 수신신호의 주파수 오프셋을 보정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
디지털TV, 반송파 복구, 스펙트럼, 상호 상관, 주파수 동기

Description

스펙트럼 상관관계를 이용한 디지털 티브이 수신기의 주파수 동기장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR FREQUENCY SYNCRONOUS OF DIGITAL TV RECEIVER USING SPECTRUM CORRELATION}
도 1은 일반적인 DTV 수신기의 블록 구성도.
도 2는 도 1의 반송파 복구부의 구성도.
도 3a 및 도 3b는 브라질 채널과 이동 수신 채널간의 주파수 오프셋에 따른 NCO 제어신호를 나타낸 도.
도 4는 본 발명에 따른 스펙트럼 상관관계를 이용한 DTV 수신기의 주파수 동기장치의 구성도.
도 5는 본 발명의 동작 흐름도.
도 6은 채널에 따른 상호 상관 결과를 나타낸 도.
도 7 및 도 8은 본 발명에 따른 모의 실험 결과를 나타낸 도.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
10 : 튜너 20 : 아날로그 처리부
30 : A/D변환부 40 : 반송파 복구부
50 : 심벌 타이밍 복구부 60 : 디지털 처리부
70 : 상호 상관부 71a : 기준신호 자기상관부
71b : 수신신호 자기상관부 72a : 기준신호 스펙트럼 생성부
72b : 수신신호 스펙트럼 생성부 73 : 스펙트럼 상호 상관부
80 : 주파수 오프셋 추정부 90 : 이득부
본 발명은 DTV 수신기의 반송파 복구장치에 관한 것으로, 특히 파일럿을 사용하지 않고 기준 스펙트럼과 수신된 스펙트럼 사이의 상관관계를 이용하여 주파수 동기를 획득하여 반송파 주파수 복구 범위를 넓히고 복구에 걸리는 시간을 단축할 수 있도록 하는 스펙트럼 상관관계를 이용한 DTV 수신기의 주파수 동기장치 및 방법에 관한 것이다.
DTV(Digital TV)는 아날로그 TV와 비교할 때 화면의 해상도가 훨씬 높고(예: 1080x1920) 가로방향으로 더 넓으며(영화의 종횡비를 최대한 수용할 수 있도록 16:9로 결정됨) CD수준의 음향이 다채널(최대 5.1채널)로 공급된다.
미국의 경우 DTV의 전송 포맷은 미국의 제니스(Zenith)에서 제안한 잔류측파대(VSB : Vestigial Side Band) 방식을 채택하고 있고, 압축 포맷은 비디오 압축에는 엠펙(MPEG)을, 오디오 압축에는 돌비 AC-3를 채택하고 있으며, 디스플레이 포맷은 기존의 디스플레이 방법과 호환성을 갖도록 규정하고 있다.
이때, 상기 VSB변조는 신호를 진폭 변조했을 때, 반송파를 중심으로 위아래로 생기는 두개의 측대역중 한쪽 측대역 신호를 크게 감쇠시켰을 때의 나머지 부분만을 변조하는 방식이다.
즉, 상하 양측파 대역을 쓰는 DSB(Double Side Band)가 대역 효율이 떨어짐으로 한쪽 측파대만을 사용하는 SSB(Single Side Band)가 대두되었는데 필터 구현상 VSB로 발달하게 되었다.
현재 우리나라의 DTV방송은 미국 표준 규격을 채택하여 VSB 방식을 사용하고 있다.
디지털 방식의 특성상 전송 채널에 의해 왜곡된 신호를 수신기에서 복원하면 잡음이 전혀 없는 선명한 화면을 볼 수 있지만 복원하지 못하면 전혀 볼 수 없는 특징이 있다. 따라서 어떠한 열악한 채널 환경에서도 신호를 복원할 수 있는 수신기가 요구된다.
도 1은 일반적인 DTV수신기의 구성 블록도이다.
송신기에서 VSB변조된 RF(Radio Frequency) 신호는 수신기의 안테나(ANT)를 통해 수신되고 튜너(10)는 사용자가 원하는 특정 채널의 주파수만을 선택한 후, 제1 중간 주파수(Intermediate Frequency : 이하, IF라 칭함) 대역으로 변환하여 출력한다.
아날로그 처리부(20)는 제1 IF신호에 통과대역 필터링 및 이득 등을 제어하여 제2 IF신호로 변환하고, A/D 변환부(30)에서 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한 후, 반송파 복구부(40)로 출력한다.
상기 반송파 복구부(40)는 파일럿 주파수의 위치를 정확하게 복원하여 기저대역 신호로 변환한 후 심벌 타이밍 복구부(50) 및 등화기, 위상 추적기, 오류정정 등으로 이루어진 디지털 처리부(60)로 출력한다. 따라서 반송파 복구부(40)에서 반송파 복구가 제대로 이루어지지 않으면 데이터 복원은 이루어지지 않는다.
반송파 복구에는 일반적으로 도 2와 같은 FPLL(Frequency Phase Locked Loop) 알고리즘을 사용한다. 반송파 복구부(40)의 위상 분리기(41)의 입력 신호는 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 1
Figure 112005044897157-pat00001
Figure 112005044897157-pat00002
는 변조전의 데이터 신호이고,
Figure 112005044897157-pat00003
는
Figure 112005044897157-pat00004
의 직교신호 성분이다. p는 파일럿(Pilot) 신호이다.
Figure 112005044897157-pat00005
는 위상 분리기(41)에서 실수성분(
Figure 112005044897157-pat00006
)와 허수성분(
Figure 112005044897157-pat00007
)로 분리된다.
수학식 2
Figure 112005044897157-pat00008
Figure 112005044897157-pat00009
이렇게 분리된 실수부와 허수부는 파일럿 추출필터(42)를 통과하여 파일럿 주파수 주위의 성분만 남기고 다른 주파수 영역의 데이터 성분을 제거한다.
Figure 112005044897157-pat00010
는 파일럿 주파수 주위의 성분을 나타낸다.
수학식 3
I"(t)=[{I(t)+p}]'cos(w2t + θ)-[Q(t)]'sin(w2t + θ)
Q"(t)=-[{I(t)+p}]'sin(w2t + θ)-[Q(t)]'cos(w2 + θ)
파일럿 추출 필터(42)를 통과한 파일럿 주파수 주위의 성분은 복소 곱셈기(43)에 의해 기저대역 신호로 변환된다.
수학식 4
Figure 112005044897157-pat00011
Figure 112005044897157-pat00012
Figure 112005044897157-pat00013
은 주파수 오프셋 량을 나타낸다. 오차 검출부(44)에서 주파수와 위상의 오프셋 량을 검출해 내고, 오차 검출부(44)의 일시적인 오류를 방지하기 위해 저역통과필터(45)를 통과한다.
저역통과필터(45)의 출력은 수치제어 발진기인 NCO(Numerically Controlled Oscillator)(46)로 입력되어 오차를 정정함으로써 반송파 복구부는
Figure 112005044897157-pat00014
와 θ를 0으로 만든다.
Figure 112005044897157-pat00015
와
Figure 112005044897157-pat00016
는 매우 작기 때문에 오차 검출부(44)의 동작은 파일럿 신호(p)에만 의존한다. 따라서 전송채널에 의해 파일럿 신호(p)의 크기가 0에 가까워지면, 오차 검출부(44)의 입력이 0에 가까워지기 때문에 반송파 복구 범위가 줄어들고 복구하는 시간이 늘어나게 되거나 반송파 복구가 불가능하게 된다.
도 3a 및 도 3b는 브라질 채널과 이동 수신 채널간의 주파수 오프셋에 따른 NCO제어신호를 나타낸 것으로, 도 3과 같이 오프셋의 크기가 커지면 동기 획득이 매우 느리거나 불가능한 것을 볼 수 있다. 특히, 이동 수신 신호는 NCO의 신호가 작아서 더욱 동기 획득이 어려운 것을 알 수 있다.
따라서 기존 DTV 동기기술의 제한적인 동기 획득 범위를 넓히고 빠른 수렴속도를 갖춘 동기방안들이 모색되고 있다.
본 발명은 이러한 문제점을 해결하기 위한 것으로, 본 발명의 목적은 파일럿의 유무에 관계없이 기준 스펙트럼과 수신된 스펙트럼 사이의 상관관계를 이용한 스펙트럼 자체 비교를 통해 주파수 동기를 획득함으로써 반송파 주파수 복구 범위를 넓히고 복구에 걸리는 시간을 단축할 수 있도록 한 스펙트럼 상관관계를 이용한 DTV 수신기의 주파수 동기장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 스펙트럼 상관관계를 이용한 DTV 수신기의 주파수 동기장치는, 튜너로부터 출력되는 제1 중간 주파수 신호에 통과대역 필터링 및 이득을 제어하여 제2 중간 주파수 신호로 변환하는 아날로그 처리부; 상기 아날로그 처리부의 출력을 디지털 신호로 변환하는 A/D변환부; 상기 A/D변환부의 출력으로부터 파일럿 주파수의 위치를 복원하여 기저대역 신호로 변환하는 반송파 복구부를 구비하여 잔류 측파대 변조 방식으로 전송되는 데이터를 수신하여 복조하는 디지털 TV의 수신기에 있어서, 기준신호 및 상기 A/D변환부의 출 력으로부터 채널 통과 후 주파수 오프셋이 발생한 수신신호를 FFT하여 각각의 스펙트럼을 생성하여 상기 두 스펙트럼을 상호 상관하여 두 스펙트럼이 정확히 교차하는 최대값의 위치를 찾아 출력하는 상호 상관부; 및 상기 상호 상관부에서 출력되는 기준 스펙트럼과 수신 스펙트럼이 정확히 교차하는 최대값의 위치가 상호 상관의 전체 크기의 중심에서 벗어난 정도를 이용하여 주파수 오프셋을 추정하여 상기 반송파 복구부의 저역통과필터로 출력하는 주파수 오프셋 추정부;를 를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.
상기 상호 상관부는 기준신호와 상기 A/D변환부를 통해 수신되는 수신신호를 각각 자기상관하는 기준신호 자기상관부 및 수신신호 자기상관부;상기 기준신호 자기상관부 및 수신신호 자기상관부의 출력을 각각 FFT하여 기준신호 스펙트럼 및 수신신호 스펙트럼을 생성하는 기준신호 스펙트럼 생성부 및 수신신호 스펙트럼 생성부; 및 상기 기준신호 스펙트럼 생성부 및 수신신호 스펙트럼 생성부에서 생성된 기준신호 스펙트럼과 수신신호 스펙트럼을 상호 상관하여 기준신호 스펙트럼과 수신신호 스펙트럼이 교차하는 최대값의 위치를 출력하는 스펙트럼 상호 상관부;로 구성됨을 특징으로 한다.
상기 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 스펙트럼 상관관계를 이용한 DTV 수신기의 주파수 동기방법은, 기준신호와 채널 통과 후 주파수 오프셋이 발생한 수신신호를 각각 자기상관하는 단계; 상기 자기상관된 신호를 각각 FFT하여 기준신호 및 수신신호 스펙트럼을 생성하는 단계; 상기 두 스펙트럼을 상호 상관하여 두 스펙트럼이 정확히 교차하는 최대값의 위치를 찾아 이 위치가 상호 상관의 전체 크기의 중심에서 벗어난 정도를 이용하여 주파수 오프셋을 추정하는 단계; 및 상기 추정된 주파수 오프셋을 바탕으로 수신신호의 주파수 오프셋을 보정하는 단계;를 포함하여 이루어짐을 특징으로 한다.
상기 수신신호의 스펙트럼을 오버 샘플링 하거나 시간에 따라 데이터 수를 증가시켜 FFT 크기를 증가시켜 주파수 오프셋 추정 오차를 줄일수 있도록 함을 특징으로 한다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 보다 상세하게 설명한다. 단, 하기 실시예는 본 발명을 예시하는 것일 뿐 본 발명의 내용이 하기 실시예에 한정되는 것은 아니다.
도 4는 본 발명에 따른 스펙트럼 상관관계를 이용한 DTV 수신기의 주파수 동기장치의 구성도를 도시한 것이다.
도시한 바와 같이, 본 발명은 도 1 및 도 2와 같은 DTV 수신기의 반송파 복구 장치에, 상호 상관부(70), 주파수 오프셋 추정부(80) 및 이득부(90)가 추가 구성된다.
상기 상호 상관부(70)는 송신측에서 보내지는 일반적인 신호 즉, 기준신호를 이용하여 기준신호 스펙트럼을 생성하고, 채널 통과 후 주파수 오프셋이 발생한 수신신호의 스펙트럼과 상기 기준신호 스펙트럼을 상호상관(Cross-Correlation)하여 두 스펙트럼이 정확히 교차하는 최대값의 위치를 찾아 출력한다.
상기 기준신호는 ATSC DTV 프레임 구조에 프레임 싱크를 위한 832심볼의 필드 싱크를 오버샘플링 한 알고 있는 정보 데이터를 이용하여 만든 신호로, DTV의 중심 주파수를 가지고 6MHz의 대역폭을 가진 임의의 스펙트럼을 만들어 이를 기준 신호로 이용할 수도 있다.
상기 주파수 오프셋 추정부(80)는 상기 상호 상관부(70)에서 출력되는 기준신호 스펙트럼과 수신신호 스펙트럼이 정확히 교차하는 최대값의 위치가 상호 상관의 전체 크기의 중심에서 얼마나 벗어낫는가를 이용하여 주파수 오프셋의 크기를 추정하여 그 결과를 반송파 복구부(40)의 저역통과필터(45)로 출력한다.
상기 이득부(90)는 반송파 복구부(40)의 오차 검출부(44)의 출력을 입력으로 받아 채널에 의해 왜곡되어 수신측으로 들어온 데이터의 평균 전압 크기와 알고 있는 데이터의 평균 전압크기(8VSB의 8레벨 신호의 평균으로 계산가능)를 비교하여 너무 작거나 너무 클 때 그 비를 곱하여 일정하게 유지시켜주게 된다.
상기 상호 상관부(70)는 기준신호와 A/D변환부(30)를 통해 수신되는 수신신호를 각각 자기상관(Auto-Correlation)하는 기준신호 자기상관부(71a) 및 수신신호 자기상관부(71b), 상기 기준신호 자기상관부(71a) 및 수신신호 자기상관부(71b)의 출력을 각각 FFT(Fast Fourier Transform)하여 기준신호 스펙트럼 및 수신신호 스펙트럼을 생성하는 기준신호 스펙트럼 생성부(72a) 및 수신신호 스펙트럼 생성부(72b), 상기 기준신호 스펙트럼 생성부(72a) 및 수신신호 스펙트럼 생성부(72b)에서 생성된 기준신호 스펙트럼과 수신신호 스펙트럼을 상호상관하여 기준신호 스펙트럼과 수신신호 스펙트럼이 교차하는 최대값의 위치를 출력하는 스펙트럼 상호 상관부(73)로 구성된다.
상기와 같이 구성된 본 발명은 상기 상호 상관부(70) 및 주파수 오프셋 추정 부(80)에서 기준신호와 수신신호의 스펙트럼이 교차하는 최대값의 위치가 중심에서 벗어난 정도로 주파수 오프셋 크기를 추정하여 이를 바탕으로 파일럿의 유무에 관계없이 주파수 동기를 획득할 수 있도록 하며, 이를 도 5의 흐름도와 함께 살펴본다.
본 발명은 먼저, 상호 상관부(70)의 기준신호 자기상관부(71a) 및 수신신호 자기상관부(71b)에서 기준신호와 수신신호를 각각 자기상관한 후(S10a,S10b), 기준신호 스펙트럼 생성부(72a) 및 수신신호 스펙트럼 생성부(72b)에서 각각 FFT하여 기준신호 스펙트럼 및 수신신호 스펙트럼을 생성한다(S20a,S20b).
상기 자기상관은 어떤 시간에서의 신호값과 다른 시간에서의 신호값과의 상관성을 나타내는 것으로, 시간 t에서의 신호값
Figure 112005044897157-pat00017
와 τ만큼의 시간 지연이 있을 때 자기상관관계는 두 신호값의 곱에 대한 평균으로 수학식 5와 같이 정의된다.
수학식 5
Figure 112005044897157-pat00018
Figure 112005044897157-pat00019
는 퓨리에 변환(Fourier Transform)을 통하여 신호의 전력 스펙트럼 밀도(Power Spectrum Density)로 나타낼 수 있다.
다음의 수학식 6에서 상관관계 함수는 시간영역에서는 신호의 상관관계를 나타내는 함수가 되고 주파수 영역에서는 그 신호가 포함하고 있는 에너지 또는 전력의 분포를 나타내는 함수가 된다.
이 관계를 Wiener-Khinchine 이론이라고 한다. 두 함수의 상호 상관 함수는 수학식 7에서와 같이 정의되고, 두 스펙트럼 Sx(f)와 Sy(f)의 상호 상관 함수(Cross-Correlation Function)는 수학식 8과 같이 정의 된다.
수학식 6
Figure 112005044897157-pat00020
Figure 112005044897157-pat00021
수학식 7
Figure 112005044897157-pat00022
수학식 8
Figure 112005044897157-pat00023
기준신호와 채널 통과 후 수신신호의 스펙트럼을 각각 절대값 신호로 바꾸어주고 FFT 크기의 중심으로부터 대칭적으로 만들어진 스펙트럼 중 반만을 사용하여 두 스펙트럼의 상호 상관 함수를 이용하여 두 스펙트럼의 상호 상관관계를 파악한다(S30).
상기 스펙트럼의 절대값을 취하는 부분은 FFT 이후 실수부와 허수부를 각각 제곱하여 루트를 취함으로써 하나의 신호로 만들어주는 부분으로 두 스펙트럼의 상호 상관 바로 이전에 이루어진다.
그리고 스펙트럼의 반만을 사용하는 이유는 기준 스펙트럼과 수신된 스펙트럼을 상기와 같은 방법으로 만들어 내면 중심에서 대칭적으로 두 개의 동일한 스펙 트럼이 만들어지며, 그대로 그 스펙트럼을 이용하게 되면 상호 상관 후 최대값이 대칭적으로 절대값의 크기는 같지만 부호가 다른 두 곳이 나타나게 된다. 따라서 이러한 문제를 없애기 위해 양쪽의 스펙트럼 중 하나만을 사용하여 이용하는 것이다.
수학식 8에서 두 스펙트럼의 상호상관 후 얻은 최대값의 위치는 두 스펙트럼의 정확히 교차하는 위치를 나타내고 상관관계의 중심과 최대값 위치의 차는 수학식 9와 같이 수신된 채널의 주파수 오프셋 정도를 나타낸다(S40).
이때, 수신신호의 스펙트럼을 오버 샘플링 하거나 시간에 따라 데이터 수를 증가시켜 FFT 크기를 증가시키면 주파수 오프셋의 추정 오차를 줄일 수 있다.
기존 FPLL로 이동하기 전에 수학식 10과 같이 판단한 추정 오프셋값으로 저역 통과 필터(45)의 NCO제어신호를 한 번에 바꾸어 주면 빠른 주파수 동기와 위상 동기를 획득할 수 있으며(S50), 이후, FPLL 동작으로 정확한 수렴 값을 얻게 된다.
수학식 9
Figure 112005044897157-pat00024
수학식 10
Figure 112005044897157-pat00025
단위 : [Hz]
도 6은 SNR 15dB에서 주파수 오프셋이 0Hz일 때의 송신 스펙트럼과 수신 스펙트럼의 상호상관 결과이다. 도 6에서와 같이, 0Hz일 때 최대값을 갖는 것을 볼 수 있다. 브라질 채널 뿐만 아니라, 이동수신 채널에서도 상관 특성이 좋은 것을 볼 수 있다.
따라서 주파수 오프셋이 발생하면 상호상관 후의 최대값의 위치로 그 오프셋의 추정 정도를 파악할 수 있게 된다.
도 7 및 도 8은 본 발명에 따른 모의 실험 결과를 나타낸 것이다.
이는 실내 수신 채널인 브라질 D채널과 이동국의 속도가 120km/h인 이동 수신 채널에 따른 기존 FPLL을 이용한 주파수 동기 성능(도 7a, 도 8a)과 본 발명에 따른 동기성능을 각각 나타낸 것으로(도 7b, 도 8b), 본 발명에 따른 동기 성능이 매우 우수함을 알 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위내에서 본 발명을 다양하게 수정 또는 변형하여 실시할 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명은 파이럿을 사용하지 않고 기준 스펙트럼과 수신 스펙트럼의 상관 관계를 이용하여 주파수 오프셋을 1차적으로 보정한 후, 기존의 반송파 복구장치에 의해 반송파를 복구함으로써 반송파 복구 범위가 넓어질 뿐만 아니라 빠르고 정확하게 주파수 동기를 획득할 수 있게 된다.

Claims (6)

  1. 튜너로부터 출력되는 제1 중간 주파수 신호에 통과대역 필터링 및 이득을 제어하여 제2 중간 주파수 신호로 변환하는 아날로그 처리부; 상기 아날로그 처리부의 출력을 디지털 신호로 변환하는 A/D변환부; 상기 A/D변환부의 출력으로부터 파일럿 주파수의 위치를 복원하여 기저대역 신호로 변환하는 반송파 복구부를 구비하여 잔류 측파대 변조 방식으로 전송되는 데이터를 수신하여 복조하는 DTV의 수신기에 있어서,
    기준신호 및 상기 A/D변환부의 출력으로부터 채널 통과 후 주파수 오프셋이 발생한 수신신호를 FFT하여 각각의 스펙트럼을 생성한 후, 상기 두 스펙트럼을 상호 상관하여 두 스펙트럼이 정확히 교차하는 최대값의 위치를 찾아 출력하는 상호 상관부; 및
    상기 상호 상관부에서 출력되는 기준 스펙트럼과 수신 스펙트럼이 정확히 교차하는 최대값의 위치가 상호 상관의 전체 크기의 중심에서 벗어난 정도를 이용하여 주파수 오프셋을 추정하여 상기 반송파 복구부의 저역통과필터로 출력하는 주파수 오프셋 추정부;
    를 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 스펙트럼 상관관계를 이용한 DTV 수신기의 주파수 동기장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 상호 상관부는
    상기 기준신호와 상기 A/D변환부를 통해 수신되는 수신신호를 각각 자기상관하는 기준신호 자기상관부 및 수신신호 자기상관부;
    상기 기준신호 자기상관부 및 수신신호 자기상관부의 출력을 각각 FFT하여 기준신호 스펙트럼 및 수신신호 스펙트럼을 생성하는 기준신호 스펙트럼 생성부 및 수신신호 스펙트럼 생성부; 및
    상기 기준신호 스펙트럼 생성부 및 수신신호 스펙트럼 생성부에서 생성된 기준신호 스펙트럼과 수신신호 스펙트럼을 상호 상관하여 기준신호 스펙트럼과 수신신호 스펙트럼이 교차하는 최대값의 위치를 출력하는 스펙트럼 상호 상관부;
    로 구성됨을 특징으로 하는 스펙트럼 상관관계를 이용한 DTV 수신기의 주파수 동기장치.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 기준신호는
    ATSC DTV 프레임 구조에 프레임 싱크를 위한 832심볼의 필드 싱크를 오버샘플링 한 알고 있는 정보 데이터를 이용하여 만든 신호이거나 또는 DTV의 중심주파수를 가지고 만들어낸 6MHz의 대역폭을 가진 신호인 것을 특징으로 하는 스펙트럼 상관관계를 이용한 DTV 수신기의 주파수 동기장치.
  4. 기준신호와 채널 통과 후 주파수 오프셋이 발생한 수신신호를 각각 자기상관하는 단계;
    상기 자기상관된 신호를 각각 FFT하여 기준신호 및 수신신호 스펙트럼을 생성하는 단계;
    상기 두 스펙트럼을 상호 상관하여 두 스펙트럼이 정확히 교차하는 최대값의 위치를 찾아 이 위치가 상호 상관의 전체 크기의 중심에서 벗어난 정도를 이용하여 주파수 오프셋을 추정하는 단계; 및
    상기 추정된 주파수 오프셋을 바탕으로 수신신호의 주파수 오프셋을 보정하는 단계;
    를 포함하여 이루어짐을 특징으로 하는 스펙트럼 상관관계를 이용한 DTV 수신기의 주파수 동기방법.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 기준신호는
    ATSC DTV 프레임 구조에 프레임 싱크를 위한 832심볼의 필드 싱크를 오버샘플링 한 알고 있는 정보 데이터를 이용하여 만든 신호이거나 또는 DTV의 중심주파수를 가지고 만들어낸 6MHz의 대역폭을 가진 신호인 것을 특징으로 하는 스펙트럼 상관관계를 이용한 DTV 수신기의 주파수 동기방법
  6. 제 4 항에 있어서, 상기 수신신호의 스펙트럼을 오버 샘플링하거나 시간에 따라 데이터 수를 증가시켜 FFT 크기를 증가시켜 주파수 오프셋 추정 오차를 줄일수 있도록 함을 특징으로 하는 스펙트럼 상관관계를 이용한 DTV수신기의 주파수 동기방법.
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20020012399A (ko) * 2000-08-07 2002-02-16 구자홍 반송파 복구 장치
KR20030056269A (ko) * 2001-12-28 2003-07-04 한국전자통신연구원 스펙트럼 가장자리의 전력비교를 이용한 반송파 주파수옵셋 보상장치 및 그 방법
KR20060030236A (ko) * 2004-10-05 2006-04-10 엘지전자 주식회사 디지털 방송 수신기의 반송파 복구 장치 및 방법
KR20060041560A (ko) * 2004-11-09 2006-05-12 엘지전자 주식회사 반송파 복구 장치 및 이를 이용한 디지털 방송 수신기

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20020012399A (ko) * 2000-08-07 2002-02-16 구자홍 반송파 복구 장치
KR20030056269A (ko) * 2001-12-28 2003-07-04 한국전자통신연구원 스펙트럼 가장자리의 전력비교를 이용한 반송파 주파수옵셋 보상장치 및 그 방법
KR20060030236A (ko) * 2004-10-05 2006-04-10 엘지전자 주식회사 디지털 방송 수신기의 반송파 복구 장치 및 방법
KR20060041560A (ko) * 2004-11-09 2006-05-12 엘지전자 주식회사 반송파 복구 장치 및 이를 이용한 디지털 방송 수신기

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