JP2007081653A - Ｓｓｂ信号受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】従来よりも簡易かつ正確にＳＳＢ信号を直交検波して正確な受信信号を得ることが可能なＳＳＢ受信装置を提供する。
【解決手段】搬送波／信号分離回路３０が搬送波が付加されたＳＳＢ信号から搬送波搬成分３１および２つの信号成分３２、３３を分離して出力する。搬送波出力３１を２つに分けて互いに異なる符号または振幅または位相となるような２つの搬送波出力４２、５１を生成する。これら２つの搬送波出力４２、５１を、搬送波成分を除去した２つの信号出力３２、３３に再合成し、２つのＳＳＢ再合成信号６１、７１を生成する。２つのＳＳＢ再合成信号６１、７１をそれぞれ独立に直交検波回路１００、１１０により直交検波し、得られた直交検波出力Ｉ_１、Ｑ_１および直交検波出力Ｉ_２、Ｑ_２を検波信号演算回路２００による簡単な四則演算を行うことで、２つのＳＳＢ再合成信号６１、７１の振幅成分を用いず、位相成分のみから正確な受信信号を得る。
【選択図】 図２

Description

本発明は振幅歪を含む単側帯波（ＳＳＢ）信号の受信装置に関し、特に、中波放送、短波放送、業務用連絡無線などの受信装置に適用して有効な技術に関するものである。

従来、特許文献１の「ＳＳＢ受信装置」にあるように、搬送波付きのＳＳＢ信号を振幅情報からではなく位相情報から復調する方式があった。この方式は、図１に示すように位相検波を行った後、歪除去回路により受信信号を得る方法であった。

特公平６−１８３３３号公報

しかし特許文献１の方法では、原理的に近似解しか得られないため、実用に供するのに十分な復調信号を取り出すためには演算が複雑であるという欠点があった。

本発明は、このような問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、従来よりも簡易かつ正確にＳＳＢ信号を直交検波して正確な受信信号を得ることが可能なＳＳＢ受信装置を提供することにある。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、以下のとおりである。

（１）搬送波が付加されたＳＳＢ信号を復調するＳＳＢ受信装置において、前記搬送波が付加されたＳＳＢ信号を搬送波出力および２つの信号出力に分離する搬送波／信号分離手段と、前記搬送波／信号分離手段から出力された前記搬送波出力を２つに分けて互いに符号が反転するようにした２つの搬送波出力と、前記搬送波／信号分離手段から出力された前記２つの信号出力と、をそれぞれ合成する搬送波・信号再合成手段と、前記搬送波・信号再合成手段の２つの出力をそれぞれ直交検波する直交検波手段と、前記直交検波手段から出力された２つの直交検波出力を演算して復調信号を得る検波信号演算手段と、を備えることを特徴とするものである。

（２）搬送波が付加されたＳＳＢ信号を復調するＳＳＢ受信装置において、前記搬送波が付加されたＳＳＢ信号を搬送波出力および２つの信号出力に分離する搬送波／信号分離手段と、前記搬送波／信号分離手段から出力された前記搬送波出力を２つに分けて互いに振幅が異なるようにした２つの搬送波出力と、前記搬送波／信号分離手段から出力された前記２つの信号出力と、をそれぞれ合成する搬送波・信号再合成手段と、前記搬送波・信号再合成手段の２つの出力をそれぞれ直交検波する直交検波手段と、前記直交検波手段から出力された２つの直交検波出力を演算して復調信号を得る検波信号演算手段と、を備えることを特徴とするものである。

（３）搬送波が付加されたＳＳＢ信号を復調するＳＳＢ受信装置において、前記搬送波が付加されたＳＳＢ信号を搬送波出力および２つの信号出力に分離する搬送波／信号分離手段と、前記搬送波／信号分離手段から出力された前記搬送波出力を２つに分けて互いに位相が異なるようにした２つの搬送波出力と、前記搬送波／信号分離手段から出力された前記２つの信号出力と、をそれぞれ合成する搬送波・信号再合成手段と、前記搬送波・信号再合成手段の２つの出力をそれぞれ直交検波する直交検波手段と、前記直交検波手段から出力された２つの直交検波出力を演算して復調信号を得る検波信号演算手段と、を備えることを特徴とするものである。

（４）前記（１）〜（３）のＳＳＢ信号受信装置において、前記搬送波・信号再合成手段と前記直交検波手段との間に、前記搬送波・信号再合成手段の出力の振幅を制限して出力する振幅制限手段を備え、前記直交検波手段は、前記振幅制限手段によって振幅が制限された前記搬送波・信号再合成回路の２つの出力をそれぞれ直交検波することを特徴とするものである。

本発明では、図２に示すように、さまざまな周波数で受信される受信信号を一定の中間周波信号に変換するための周波数変換のあと、搬送波／信号分離手段（搬送波／信号分離回路）３０が搬送波が付加されたＳＳＢ信号から搬送波出力（搬送波成分）３１および２つの信号出力（信号成分）３２、３３を分離して出力する。搬送波出力３１を２つに分けて互いに異なる符号または振幅または位相となるような２つの搬送波出力４２、５１を生成する。その上でこれら２つの符号または振幅または位相の異なる搬送波出力４２、５１を、搬送波成分を除去した２つの信号出力３２、３３に再合成し、２つのＳＳＢ再合成信号６１、７１を生成する。２つのＳＳＢ再合成信号６１、７１をそれぞれ独立に直交検波回路１００、１１０により直交検波し、得られた直交検波出力Ｉ_１、Ｑ_１および直交検波出力Ｉ_２、Ｑ_２を検波信号演算手段（検波信号演算回路）２００による簡単な四則演算を行うことで、２つのＳＳＢ再合成信号６１、７１の振幅成分を用いず、位相成分のみから正確な受信信号を得る。なお、前記直交検波回路１００、１１０のダイナミックレンジを少なくするため、図３に示すように前記２つのＳＳＢ再合成信号を直交検波する前に振幅制限手段（リミッタ）８０、９０を設けてもよい。

本発明により、従来よりも簡易かつ正確にＳＳＢ信号を直交検波して正確な受信信号を得ることができる。

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、発明の実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。

（第一の実施形態）
図４に本発明の第一の実施形態のＳＳＢ信号受信装置を示す。図４において、２０は搬送波が付加されたＳＳＢ受信信号１０を周波数変換する周波数変換回路であり、３０は周波数変換回路２０のＩＦ信号出力２１から搬送波成分３１と信号成分３２、３３を分離する搬送波／信号分離回路である。４０は搬送波／信号分離回路３０の搬送波出力３１を増幅する増幅器であり、４５０は増幅器４０の出力４１を１８０°位相回転すなわち符号反転させる移相器であり、６０は搬送波／信号分離回路３０の２つの信号出力のうちの一方の信号出力３２と増幅器４０の出力４１を合成する合成器であり、７０は搬送波／信号分離回路３０の２つの信号出力のうちの他方の信号出力３３と１８０°移相器４５０の出力４５１とを合成する合成器である。８０は合成器６０から出力された合成信号６１の振幅を制限するリミッタであり、９０は合成器７０から出力された合成信号４７１の振幅を制限するリミッタである。１００はリミッタ８０の出力８１を直交検波して直交検波出力Ｉ_１１０１、Ｑ_１１０２を出力する直交検波回路であり、１１０はリミッタ９０の出力４９１を直交検波して直交検波出力Ｉ_２１１１、Ｑ_２１１２を出力する直交検波回路である。直交検波回路１００、１１０には増幅器４０の出力４１も入力される。４００は直交検波回路１００の直交検波出力Ｉ_１１０１、Ｑ_１１０２と直交検波回路１１０の直交検波出力Ｉ_２１１１、Ｑ_２１１２とが入力され復調信号１９１を出力する検波信号演算回路である。

検波信号演算回路４００は、乗算器１３０、１４０、加算器１７０、減算器１８０、除算器１９０を備える。乗算器１３０は、直交検波回路１００の同相出力Ｉ_１１０１と直交検波回路１１０の直交出力Ｑ_２１１２を乗算し出力１３１を得る。乗算器１４０は、直交検波回路１００の直交出力Ｑ_１１０２と直交検波回路１１０の同相出力Ｉ_２１１１を乗算し出力１４１を得る。加算器１７０は乗算器１３０の出力１３１と乗算器１４０の出力１４１を加算し出力１７１を得る。減算器１８０は乗算器１３０の出力１３１から乗算器１４０の出力１４１を減算し出力１８１を得る。除算器１９０は加算器１７０の出力１７１を減算器１８０の出力１８１で除算し、復調信号１９１を出力する。

従って、周波数変換回路２０に入力された搬送波が付加されたＳＳＢ受信信号１０は、ＩＦ信号に周波数変換されＩＦ信号出力２１として搬送波／信号分離回路３０に出力される。搬送波／信号分離回路３０に入力されたＩＦ信号出力２１は、搬送波成分３１と位相および振幅が同じ２つの信号成分３２、３３に分離される。

搬送波／信号分離回路３０で分離された搬送波成分３１は、送出時の搬送波抑圧度により決まる搬送波の送出時の振幅を調整するために増幅器４０で増幅され、増幅された搬送波成分４１は２つの搬送波成分に分配される。分配された片方の搬送波成分４２は合成器６０に入力され、搬送波／信号分離回路３０からの信号成分３２と合成されて合成信号６１が生成される。一方、分配されたもう片方の搬送波成分は１８０゜移相器４５０で符号反転され、符号反転された搬送波成分４５１が合成器７０に入力され、搬送波／信号分離回路３０からの信号成分３３と合成されて合成信号４７１が生成される。

合成器６０で生成された合成信号６１はリミッタ８０で振幅が制限され、直交検波回路１００で直交検波され、直交検波出力Ｉ_１１０１、Ｑ_１１０２が検波信号演算回路４００に入力される。また、合成器７０で生成された合成信号４７１はリミッタ９０で振幅が制限され、直交検波回路１１０で直交検波され、直交検波出力Ｉ_２１１１、Ｑ_２１１２が検波信号演算回路４００に入力される。

検波信号演算回路４００は、直交検波回路１００の直交検波出力Ｉ_１１０１、Ｑ_１１０２と直交検波回路１１０の直交検波出力Ｉ_２１１１、Ｑ_２１０２に簡単な四則演算を行うことで、正確な復調信号を出力する。

次に、第一の実施形態のＳＳＢ信号受信装置の動作を、数式を用いて説明する。以下、数式に、図に示した信号の符号と同一の番号を付けて説明する。

ＳＳＢ受信信号１０は、周波数変換回路２０によりＩＦ信号出力２１となって出力される。ＩＦ信号２１における搬送波角周波数をω_ｃ、搬送波の振幅をｃ、ベースバンド信号をｇ(ｔ)、変調指数をｍ、ベースバンド信号のヒルベルト変換をｇ_ｈ(ｔ)とすると、ＳＳＢ信号を受信した場合のＩＦ信号出力２１は、
{c+mg(t)}cosω_ct+mg_h(t)sinω_ct （２１）
で表される。ＩＦ信号出力２１は、搬送波／信号分離回路３０により、搬送波成分３１
c cosω_ct （３１）
および信号成分３２および３３
mg(t)cosω_ct+mg_h(t)sinω_ct （３２，３３）
に分離される。搬送波成分３１は、増幅器４０により２／ｃ倍になるよう増幅され、増幅された搬送波成分４１
2cosω_ct （４１）
として出力される。この信号は４分配され、
cosω_ct （４２）
となり、さらに１８０°移相器４５０により１８０°位相回転、すなわち符号反転された搬送波成分４５１
-cosω_ct （４５１）
となる。搬送波／信号分離回路３０により分離された信号成分３２は、合成器６０により、増幅された搬送波成分４２と合成され、合成信号６１
{1+mg(t)}cosω_ct+mg_h(t)sinω_ct
=√[{1+mg(t)}²+{mg_h(t)}²]cos(ω_ct+φ₁)
=A₁cos(ω_ct+φ₁) （６１）
ただし、
φ₁=arctan[-mg_h(t)/{1+mg(t)}] （６１）'
A₁=√[{1+mg(t)}²+{mg_h(t)}²] （６１）''
となる。一方、搬送波／信号分離回路３０により分離された信号成分３３は、合成器７０により、増幅および符号反転された搬送波成分４５１と合成され、合成信号４７１
{-1+mg(t)}cosω_ct+mg_h(t)sinω_ct
=√[{1-mg(t)}²+{mg_h(t)}²]cos(ω_ct+φ₂)
=A₂cos(ω_ct+φ₂) （４７１）
ただし、
φ₂=arctan[mg_h(t)/{1-mg(t)}] （４７１）'
A₂=√[{1-mg(t)}²+{mg_h(t)}²] （４７１）''
となる。合成信号６１および４７１は、リミッタ８０および９０により振幅が１となるよう振幅制限され、それぞれ
cos(ω_ct+φ₁) （８１）
cos(ω_ct+φ₂) （４９１）
となる。直交検波回路１００および１１０により、それぞれの同相・直交出力１０１、１０２および１１１、１１２は
I₁=cosφ₁ （１０１）
Q₁=-sinφ₁ （１０２）
I₂=cosφ₂ （１１１）
Q₂=-sinφ₂ （１１２）
となる。これらが検波信号演算回路４００に入力される。

検波信号演算回路４００は、直交検波信号出力１０１、１０２および１１１，１１２を演算して、復調信号１９１を出力する。直交検波回路１００から出力される同相・直交出力１０１、１０２は式（１０１）、式（１０２）に示すようにφ_１の関数であり、φ_１は式（６１）'に示すように変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）の関数である。また、直交検波回路１１０から出力される同相・直交出力１１１、１１２は式（１１１）、式（１１２）に示すようにφ_２の関数であり、φ_２は式（４７１）'に示すように変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）の関数である。したがって、直交検波回路１００から出力される同相・直交出力１０１、１０２も直交検波回路１１０から出力される同相・直交出力１１１、１１２も変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）の関数である。したがって、検波信号演算回路４００は、直交検波回路１００から出力される同相・直交出力１０１、１０２と直交検波回路１１０から出力される同相・直交出力１１１、１１２から、変調されたヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）を消去し、変調されたベースバンド信号すなわち復調信号ｍｇ（ｔ）を得る演算を行えばよい。

図４に示す検波信号演算回路４００では次のように演算して復調信号ｍｇ（ｔ）を出力する。信号１０１、１１２および１０２、１１１は乗算器１３０および１４０により乗算され、出力１３１および１４１を得る。

I₁Q₂=-cosφ₁sinφ₂ （１３１）
Q₁I₂=-sinφ₁cosφ₂ （１４１）
信号１３１および１４１は加算器１７０および減算器１８０により加算および減算され、出力１７１および１８１
I₁Q₂+Q₁I₂=-sin(φ₂+φ₁) （１７１）
I₁Q₂-Q₁I₂=-sin(φ₂-φ₁) （１８１）
を得る。信号１７１および１８１は除算器１９０により除算され、出力信号１９１
(I₁Q₂+Q₁I₂)/(I₁Q₂-Q₁I₂)
=sin(φ₂+φ₁)/sin(φ₂-φ₁)
=(tanφ₂+tanφ₁)/(tanφ₂-tanφ₁)
=[mg_h(t)/{1-mg(t)}-mg_h(t)/{1+mg(t)}]/[mg_h(t)/{1-mg(t)}+mg_h(t)/{1+mg(t)}]
=2mg(t)mg_h(t)/2mg_h(t)
=mg(t) （１９１）
を得る。式（１９１）より、出力信号１９１には、変調されたベースバンド信号そのものが得られることがわかる。これにより振幅情報を使用しなくても正確なＳＳＢの復調信号が得られる。なお、式（１９１）の除算にあたっては、ｍｇ_ｈ（ｔ）＝０のとき分子、分母とも０となり除算する際に不定となるが、この場合、前後の値から補完することなどで対処可能である。

したがって、上記の式による計算を回路として具体化した図４の検波信号演算回路４００は２つの直交検波出力を演算して正確な復調信号ｍｇ（ｔ）を得ることができる。また、検波信号演算回路４００は、変調されたヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）を消去し、変調された復調信号ｍｇ（ｔ）を得る演算を行うものであればよいので、検波信号演算回路４００の内部の回路は、上記の計算を回路として具体化した図４に示す回路だけに限定されず、直交検波回路１００、１１０の直交検波出力を演算して復調信号を得る回路であればよい。

（第二の実施形態）
図５にＳＳＢ信号受信装置の第二の実施形態を示す。図５に示す第二の実施形態は、図４に示す第一の実施形態からリミッタ８０、９０を取り除いたＳＳＢ信号受信装置である。したがって、合成器６０、７０までの動作は第一の実施形態と同じであるので説明を省略する。

第二の実施形態のＳＳＢ信号受信装置の動作を、第一の実施形態と異なる部分について、数式を用いて説明する。第一の実施形態で説明したように、合成器６０の出力６１は、
A₁cos(ω_ct+φ₁) （６１）
ただし、
φ₁=arctan[-mg_h(t)/{1+mg(t)}] （６１）'
A₁=√[{1+mg(t)}²+{mg_h(t)}²] （６１）''
である。一方、合成器７０の出力４７１は、
A₂cos(ω_ct+φ₂) （４７１）
ただし、
φ₂=arctan[mg_h(t)/{1-mg(t)}] （４７１）'
A₂=√[{1-mg(t)}²+{mg_h(t)}²] （４７１）''
である。合成信号６１および４７１は、直交検波回路１００および１１０により、それぞれの同相・直交出力５０１、５０２および５１１、５１２
I₁=A₁cosφ₁ （５０１）
Q₁=-A₁sinφ₁ （５０２）
I₂=A₂cosφ₂ （５１１）
Q₂=-A₂sinφ₂ （５１２）
となる。

検波信号演算回路４００は、直交検波回路１００および１１０の直交検波出力５０１、５０２および５１１、５１２を演算して復調信号１９１を出力する。直交検波回路１００から出力される同相・直交出力５０１、５０２は式（５０１）、式（５０２）に示すようにφ_１とＡ_１の関数であり、φ_１とＡ_１は式（６１）'、式（６１）''に示すように変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）の関数である。また、直交検波回路１１０から出力される同相・直交出力５１１、５１２は式（５１１）、式（５１２）に示すようにφ_２とＡ_２の関数であり、φ_２とＡ_２は式（４７１）'、式（４７１）''に示すように変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）の関数である。したがって、直交検波回路１００から出力される同相・直交出力５０１、５０２も直交検波回路１１０から出力される同相・直交出力５１１、５１２も変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）の関数である。したがって、第一の実施形態と同じように、検波信号演算回路４００は変調されたヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）を消去し、復調信号ｍｇ（ｔ）を得る演算を行うものであればよい。

図５に示す検波信号演算回路４００では次のように演算して復調信号ｍｇ（ｔ）を出力する。信号５０１、５１２および５０２、５１１は乗算器１３０および１４０により乗算され、出力５３１および５４１を得る。

I₁Q₂=-A₁A₂cosφ₁sinφ₂ （５３１）
Q₁I₂=-A₁A₂sinφ₁cosφ₂ （５４１）
信号５３１および５４１は加算器１７０および減算器１８０により加算および減算され、出力５７１および５８１
I₁Q₂+Q₁I₂=-A₁A₂sin(φ₂+φ₁) （５７１）
I₁Q₂-Q₁I₂=-A₁A₂sin(φ₂-φ₁) （５８１）
を得る。信号５７１および５８１は除算器１９０により除算され、それぞれの振幅成分Ａ_１Ａ_２が除去されて出力信号１９１
(I₁Q₂+Q₁I₂)/(I₁Q₂-Q₁I₂)
=sin(φ₂+φ₁)/sin(φ₂-φ₁)
=(tanφ₂+tanφ₁)/(tanφ₂-tanφ₁)
=[mg_h(t)/{1-mg(t)}-mg_h(t)/{1+mg(t)}]/[mg_h(t)/{1-mg(t)}+mg_h(t)/{1+mg(t)}]
=2mg(t)mg_h(t)/2mg_h(t)
=mg(t) （１９１）
を得る。式（１９１）より、出力信号１９１には、変調されたベースバンド信号そのものが得られることがわかる。これにより振幅情報を使用せずに正確なＳＳＢの復調信号が得られる。なお、式（１９１）の除算にあたっては、ｍｇ_ｈ（ｔ）＝０のとき分子、分母とも０となり除算する際に不定となるが、この場合、前後の値から補完することなどで対処可能である。

したがって、上記の式による計算を回路として具体化した図５の検波信号演算回路４００は２つの直交検波出力を演算して正確な復調信号ｍｇ（ｔ）を得ることができる。また、検波信号演算回路４００の内部の回路は、第一の実施形態と同様に、上記の計算を回路で具体化した図５に示す回路だけに限定されず、直交検波回路１００、１１０の２つの直交検波出力を演算して復調信号を得る回路であればよい。

（第三の実施形態）
図６にＳＳＢ信号受信装置の第三の実施形態を示す。図６に示す第三の実施形態は、第一の実施形態の１８０°移相器４５０の代わりに増幅器６５０を用い、検波信号演算回路６００内で、加算器１７０の代わりに減算器６６２を用い、加算器１３０と減算器６６２の間に増幅器６６０を設けたものである。したがって、図６の上半分については、直交検波回路１００の直交検波出力１０１、１０２までは第一の実施形態と同じであり、図６の下半分については、増幅器４０の出力４１までが第一の実施形態と同じである。

第三の実施形態のＳＳＢ信号受信装置の動作を、第一の実施形態と異なる部分について、数式を用いて説明する。増幅器４０により増幅された搬送波成分４１は、
2cosω_ct （４１）
である。この信号は４分配され、
cosω_ct （４２）
となり、そのうちの一つが増幅器６５０によりｃ_２（≠１）倍になるよう増幅され、増幅された搬送波成分６５１
c₂ cosω_ct （６５１）
として出力される。搬送波／信号分離回路３０により分離された信号成分３３は増幅された搬送波成分６５１と合成器７０により合成され、合成信号６７１
{c₂+mg(t)}cosω_ct+mg_h(t)sinω_ct
=√[{c₂+mg(t)}²+{mg_h(t)}²]cos(ω_ct+φ₂)
=A₂cos(ω_ct+φ₂) （６７１）
ただし、
φ₂=arctan[-mg_h(t)/{c₂+mg(t)}] （６７１）'
A₂=√[{c₂+mg(t)}²+{mg_h(t)}²] （６７１）''
となる。合成信号６７１は、リミッタ９０により振幅制限され、
cos(ω_ct+φ₂) （６９１）
となる。直交検波回路１００および１１０により、それぞれの同相・直交出力１０１、１０２および６１１、６１２は
I₁=cosφ₁ （１０１）
Q₁=-sinφ₁ （１０２）
I₂=cosφ₂ （６１１）
Q₂=-sinφ₂ （６１２）
となる。これらが検波信号演算回路６００に入力される。

検波信号演算回路６００は、直交検波回路１００および１１０の直交検波出力１０１、１０２および６１１、６１２を演算して復調信号１９１を出力する。直交検波回路１００から出力される同相・直交出力１０１、１０２は式（１０１）、式（１０２）に示すようにφ_１の関数であり、φ_１は式（６１）'に示すように変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）の関数である。また、直交検波回路１１０から出力される同相・直交出力６１１、６１２は式（６１１）、式（６１２）に示すようにφ_２の関数であり、φ_２は式（６７１）'に示すように変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）と増幅器６５０の増幅率ｃ_２の関数である。したがって、直交検波回路１００から出力される同相・直交出力１０１、１０２は、変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）の関数であり、直交検波回路１１０から出力される同相・直交出力６１１、６１２は変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）と増幅器６５０の増幅率ｃ_２の関数である。検波信号演算回路４００は、直交検波回路１００から出力される同相・直交出力１０１、１０２と直交検波回路１１０から出力される同相・直交出力６１１、６１２から、変調されたヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）と増幅器６５０の増幅率ｃ_２を消去し、変調されたベースバンド信号すなわち復調信号ｍｇ（ｔ）を得る演算を行うものであればよい。

図６に示す検波信号演算回路６００では次のように演算して復調信号ｍｇ（ｔ）を出力する。信号１０１、６１２および１０２、６１１は乗算器１３０および１４０により乗算され、出力６３１および６４１を得る。

I₁Q₂=-cosφ₁sinφ₂ （６３１）
Q₁I₂=-sinφ₁cosφ₂ （６４１）
信号６３１は増幅器６６０によりｃ_２倍に増幅され信号６６１となる。減算器６６２により信号６４１から信号６６１が減算され、出力６６３
Q₁I₂-c₂I₁Q₂=-sinφ₁cosφ₂+c₂cosφ₁sinφ₂ （６６３）
となる。また減算器１８０により信号６３１から信号６４１が減算され、出力６８１
I₁Q₂-Q₁I₂=-cosφ₁sinφ₂+sinφ₁cosφ₂ （６８１）
となる。信号６６３および６８１は除算器１９０により除算され、出力信号１９１
(Q₁I₂-c₂I₁Q₂)/(I₁Q₂-Q₁I₂)
=(-sinφ₁cosφ₂+c₂cosφ₁sinφ₂)/(-cosφ₁sinφ₂+sinφ₁cosφ₂)
=(tanφ₁-c₂tanφ₂)/(tanφ₂-tanφ₁)
=[-mg_h(t)/{1+mg(t)}+c₂mg_h(t)/{c₂+mg(t)}]/[-mg_h(t)/{c₂+mg(t)}+mg_h(t)/{1+mg(t)}]
={(-1+c₂)mg(t)mg_h(t)}/{(-1+c₂)mg_h(t)}
=mg(t) （１９１）
を得る。式（１９１）より、出力信号１９１には、変調されたベースバンド信号そのものが得られることがわかる。これにより振幅情報を使用しなくても正確なＳＳＢの復調信号が得られる。なお、式（１９１）の除算にあたっては、ｍｇ_ｈ（ｔ）＝０のとき分子、分母とも０となり除算する際に不定となるが、この場合、前後の値から補完することなどで対処可能である。

したがって、上記の式による計算を回路として具体化した図６の検波信号演算回路６００は２つの直交検波出力を演算して正確な復調信号ｍｇ（ｔ）を得ることができる。また、検波信号演算回路６００は、変調されたヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）と増幅器６５０の増幅率ｃ_２を消去し、復調信号ｍｇ（ｔ）を得る演算を行うものであればよいので、検波信号演算回路６００の内部の回路は、上記の計算を回路で具体化した図６に示す回路だけに限定されず、直交検波回路１００、１１０の２つの直交検波出力を演算して復調信号を得る回路であればよい。

（第四の実施形態）
図７にＳＳＢ信号受信装置の第四の実施形態を示す。図７に示す第四の実施形態は、図６に示す第三の実施形態からリミッタ８０、９０を取り除いたＳＳＢ信号受信装置である。したがって、合成器６０、７０までの動作は第三の実施形態と同じであるので説明を省略する。

第四の実施形態のＳＳＢ信号受信装置の動作を、第三の実施形態と異なる部分について、数式を用いて説明する。既に説明したように、合成器６０の出力６１は、
A₁cos(ω_ct+φ₁) （６１）
ただし、
φ₁=arctan[-mg_h(t)/{1+mg(t)}] （６１）'
A₁=√[{1+mg(t)}²+{mg_h(t)}²] （６１）''
である。一方、合成器７０の出力６７１は、第三の実施形態で説明したように、
A₂cos(ω_ct+φ₂) （６７１）
ただし、
φ₂=arctan[-mg_h(t)/{c₂+mg(t)}] （６７１）'
A₂=√[{c₂+mg(t)}²+{mg_h(t)}²] （６７１）''
である。合成信号６１および６７１は、直交検波回路１００および１１０により、それぞれの同相・直交出力５０１、５０２および７１１、７１２
I₁=A₁cosφ₁ （５０１）
Q₁=-A₁sinφ₁ （５０２）
I₂=A₂cosφ₂ （７１１）
Q₂=-A₂sinφ₂ （７１２）
となる。これらが検波信号演算回路６００に入力される。

検波信号演算回路６００は、直交検波回路１００および１１０の直交検波出力５０１、５０２および７１１、７１２を演算して復調信号１９１を出力する。直交検波回路１００から出力される同相・直交出力５０１、５０２は式（５０１）、式（５０２）に示すようにφ_１とＡ_１の関数であり、φ_１とＡ_１は式（６１）'に示すように変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）の関数である。また、直交検波回路１１０から出力される同相・直交出力７１１、７１２は式（７１１）、式（７１２）に示すようにφ_２とＡ_２の関数であり、φ_２とＡ_２は式（６７１）'、式（６７１）''に示すようにベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）と増幅器６５０の増幅率ｃ_２の関数である。したがって、直交検波回路１００から出力される同相・直交出力５０１、５０２は、変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）の関数であり、直交検波回路１１０から出力される同相・直交出力７１１、７１２は変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）と増幅器６５０の増幅率ｃ_２の関数である。検波信号演算回路６００は、直交検波回路１００から出力される同相・直交出力５０１、５０２と直交検波回路１１０から出力される同相・直交出力７１１、７１２から、変調されたヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）と増幅器６５０の増幅率ｃ_２を消去し、変調されたベースバンド信号すなわち復調信号ｍｇ（ｔ）を得る演算を行うものであればよい。

図７に示す検波信号演算回路６００では次のように演算して復調信号ｍｇ（ｔ）を出力する。信号５０１、５１２および７０２、７１１は乗算器１３０および１４０により乗算され、出力７３１および７４１を得る。

I₁Q₂=-A₁A₂cosφ₁sinφ₂ （７３１）
Q₁I₂=-A₁A₂sinφ₁cosφ₂ （７４１）
信号７３１は増幅器６６０によりｃ_２倍に増幅され信号７６１となる。減算器６６２により信号７４１から信号７６１が減算され、出力７６３
Q₁I₂-c₂I₁Q₂=A₁A₂(-sinφ₁cosφ₂+c₂cosφ₁sinφ₂) （７６３）
となる。また減算器１８０により信号７３１から信号７４１が減算され、出力７８１
I₁Q₂-Q₁I₂=A₁A₂(-cosφ₁sinφ₂+sinφ₁cosφ₂) （７８１）
となる。信号７６３および７８１は除算器１９０により除算され、それぞれの振幅成分Ａ_１Ａ_２が除去されて出力信号１９１
(Q₁I₂-c₂I₁Q₂)/(I₁Q₂-Q₁I₂)
=(-sinφ₁cosφ₂+c₂cosφ₁sinφ₂)/(-cosφ₁sinφ₂+sinφ₁cosφ₂)
=(tanφ₁-c₂tanφ₂)/(tanφ₂-tanφ₁)
=[-mg_h(t)/{1+mg(t)}+c₂mg_h(t)/{c₂+mg(t)}]/[-mg_h(t)/{c₂+mg(t)}+mg_h(t)/{1+mg(t)}]
={(-1+c₂)mg(t)mg_h(t)}/{(-1+c₂)mg_h(t)}
=mg(t) （１９１）
を得る。式（１９１）より、出力信号１９１には、変調されたベースバンド信号そのものが得られることがわかる。これにより振幅情報を使用せずに正確なＳＳＢの復調信号が得られる。なお、式（１９１）の除算にあたっては、ｍｇ_ｈ（ｔ）＝０のとき分子、分母とも０となり除算する際に不定となるが、この場合、前後の値から補完することなどで対処可能である。

したがって、上記の式による計算を回路として具体化した図７の検波信号演算回路６００は２つの直交検波出力を演算して正確な復調信号ｍｇ（ｔ）を得ることができる。また、検波信号演算回路６００の内部の回路は、第三の実施形態と同様に、上記の計算を回路で具体化した図７に示す回路だけに限定されず、直交検波回路１００、１１０の２つの直交検波出力を演算して復調信号を得る回路であればよい。

（第五の実施形態）
図８にＳＳＢ信号受信装置の第五の実施形態を示す。図８に示す第五の実施形態は、第一の実施形態の１８０°移相器４５０の代わりに位相を任意の角度ψ（≠０）移相する移相器８５０を用い、検波信号演算回路８００内で、加算器１７０の代わりに減算器８０５を用い、乗算器８０１、増幅率ｓｉｎψの増幅器８０２、増幅率ｃｏｓψの増幅器８０３を図８に示すように設けたものである。したがって、図８の上半分については、直交検波回路１００の直交検波出力１０１、１０２までは第一の実施形態と同じであり、図８の下半分については、増幅器４０の出力４１までが第一の実施形態と同じである。

第五の実施形態のＳＳＢ信号受信装置の動作を、第一の実施形態と異なる部分について、数式を用いて説明する。増幅器４０により増幅された搬送波成分４１は、
2cosω_ct （４１）
である。この信号は４分配され、
cosω_ct （４２）
となり、さらにそのうちの一つが移相器８５０によりψ（≠０）だけ移相され、移相された搬送波成分８５１
cos(ω_ct+ψ) （８５１）
として出力される。搬送波／信号分離回路３０により分離された信号成分３３は移相された搬送波成分８５１と合成器７０により合成され、合成信号８７１
{cosψ+mg(t)}cosω_ct+{-sinψ+mg_h(t)}sinω_ct
=√[{cosψ+mg(t)}²+{sinψ-mg_h(t)}²]cos(ω_ct+φ₂)
=A₂cos(ω_ct+φ₂) （８７１）
ただし、
φ₂=arctan[{sinψ-mg_h(t)}/{cosψ+mg(t)}] （８７１）'
A₂=√[{cosψ+mg(t)}²+{sinψ-mg_h(t)}²] （８７１）''
となる。合成信号８７１は、リミッタ９０により振幅制限され、
cos(ω_ct+φ₂) （８９１）
となる。直交検波回路１００および１１０により、同相・直交出力１０１、１０２および８１１、８１２は
I₁=cosφ₁ （１０１）
Q₁=-sinφ₁ （１０２）
I₂=cosφ₂ （８１１）
Q₂=-sinφ₂ （８１２）
となる。これらが検波信号演算回路８００に入力される。

検波信号演算回路８００は、直交検波回路１００および１１０の直交検波出力１０１、１０２および８１１、８１２を演算して復調信号１９１を出力する。直交検波回路１００から出力される同相・直交出力１０１、１０２は式（１０１）、式（１０２）に示すようにφ_１の関数であり、φ_１は式（６１）'に示すように変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）の関数である。また、直交検波回路１１０から出力される同相・直交出力８１１、８１２は式（８１１）、式（８１２）に示すようにφ_２の関数であり、φ_２は式（８７１）'に示すように変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）と移相器８５０の移相量ψの関数である。したがって、直交検波回路１００から出力される同相・直交出力１０１、１０２は、変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）の関数であり、直交検波回路１１０から出力される同相・直交出力８１１、８１２は変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）と移相器８５０の移相量ψの関数である。検波信号演算回路８００は、直交検波回路１００から出力される同相・直交出力１０１、１０２と直交検波回路１１０から出力される同相・直交出力８１１、８１２から、変調されたヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）と移相器８５０の移相量ψを消去し、変調されたベースバンド信号すなわち復調信号ｍｇ（ｔ）を得る演算を行うものであればよい。

図８に示す検波信号演算回路８００では次のように演算して復調信号ｍｇ（ｔ）を出力する。信号１０１、８１１は乗算器８０１により乗算され、出力８２１を得る。

I₁I₂=cosφ₁cosφ₂ （８２１）
また信号１０１、８１２および１０２、８１１は乗算器１３０および１４０により乗算され、出力８３１および８４１を得る。

I₁Q₂=-cosφ₁sinφ₂ （８３１）
Q₁I₂=-sinφ₁cosφ₂ （８４１）
信号８２１は増幅器８０２によりｓｉｎψ倍に振幅調整されて信号８０４となる。信号８３１は増幅器８０３によりｃｏｓψ倍に振幅調整され信号８６１となる。減算器８０５により信号８０４および信号８６１を加算した信号から信号８４１が減算され、出力８０６
sinψI₁I₂-Q₁I₂+cosψI₁Q₂
=sinψcosφ₁cosφ₂+sinφ₁cosφ₂-cosψcosφ₁sinφ₂ （８０６）
となる。また減算器１８０により信号８４１から信号８３１が減算され、出力８８１
-I₁Q₂+Q₁I₂=cosφ₁sinφ₂-sinφ₁cosφ₂ （８８１）
となる。信号８０６および８８１は除算器１９０により除算され、出力信号１９１
(sinψI₁Q₂-Q₁I₂+cosψI₁Q₂)/(-I₁Q₂+Q₁I₂)
=(sinψcosφ₁cosφ₂+sinφ₁cosφ₂-cosψcosφ₁sinφ₂)/(cosφ₁sinφ₂-sinφ₁cosφ₂)
=(sinψ+tanφ₁-cosψtanφ₂)/(tanφ₂-tanφ₁)
=[sinψ-mg_h(t)/{1+mg(t)}-cosψ{sinψ-mg_h(t)}/{cosψ+mg(t)}]/[{sinψ-mg_h(t)}/{cosψ+mg(t)}+mg_h(t)/{1+mg(t)}]
=mg(t)[{1+mg(t)}sinψ-(1-cosψ)mg_h(t)]/[{1+mg(t)}sinψ-(1-cosψ)mg_h(t)]
=mg(t) （１９１）
を得る。式（１９１）より、出力信号１９１には、変調されたベースバンド信号そのものが得られることがわかる。これにより振幅情報を使用せずに正確なＳＳＢの復調信号が得られる。なお、式（１９１）の除算にあたっては、［｛１＋ｍｇ（ｔ）｝ｓｉｎψ−（１−ｃｏｓψ）ｍｇ_ｈ（ｔ）］＝０のとき分子、分母とも０となり除算する際に不定となるが、この場合、前後の値から補完することなどで対処可能である。

したがって、上記の式による計算を回路として具体化した図８の検波信号演算回路８００は２つの直交検波出力を演算して正確な復調信号ｍｇ（ｔ）を得ることができる。また、検波信号演算回路８００は、変調されたヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）と移相器８５０の移相量ψを消去し、復調信号ｍｇ（ｔ）を得る演算を行うものであればよいので、検波信号演算回路８００の内部の回路は、上記の計算を回路で具体化した図８に示す回路だけに限定されず、直交検波回路１００、１１０の２つの直交検波出力を演算して復調信号を得る回路であればよい。

（第六の実施形態）
図９にＳＳＢ信号受信装置の第六の実施形態を示す。図９に示す第六の実施形態は、図８に示す第五の実施形態からリミッタ８０、９０を取り除いたＳＳＢ信号受信装置である。したがって、合成器６０、７０までの動作は第五の実施形態と同じであるので説明を省略する。

第六の実施形態のＳＳＢ信号受信装置の動作を、第五の実施形態と異なる部分について、数式を用いて説明する。既に説明したように、合成器６０の出力６１は、
A₁cos(ω_ct+φ₁) （６１）
ただし、
φ₁=arctan[-mg_h(t)/{1+mg(t)}] （６１）'
A₁=√[{1+mg(t)}²+{mg_h(t)}²] （６１）''
となる。一方、合成器７０の出力８７１は、第五の実施形態で説明したように、
A₂cos(ω_ct+φ₂) （８７１）
ただし、
φ₂=arctan[{sinψ-mg_h(t)}/{cosψ+mg(t)}] （８７１）'
A₂=√[{cosψ+mg(t)}²+{sinψ-mg_h(t)}²] （８７１）''
である。合成信号６１および８７１は、直交検波回路１００および１１０により、それぞれの同相・直交出力５０１、５０２および９１１、９１２
I₁=A₁cosφ₁ （５０１）
Q₁=-A₁sinφ₁ （５０２）
I₂=A₂cosφ₂ （９１１）
Q₂=-A₂sinφ_２ （９１２）
となる。これらが検波信号演算回路８００に入力される。

検波信号演算回路８００は、直交検波回路１００および１１０の直交検波出力５０１、５０２および９１１、９１２を演算して復調信号１９１を出力する。直交検波回路１００から出力される同相・直交出力５０１、５０２は式（５０１）、式（５０２）に示すようにφ_１とＡ_１の関数であり、φ_１とＡ_１は式（６１）'に示すように変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）の関数である。また、直交検波回路１１０から出力される同相・直交出力９１１、９１２は式（９１１）、式（９１２）に示すようにφ_２とＡ_２の関数であり、φ_２とＡ_２は式（８７１）'、式（８７１）''に示すようにベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）と移相器８５０の移相量ψの関数である。したがって、直交検波回路１００から出力される同相・直交出力５０１、５０２は、変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）の関数であり、直交検波回路１１０から出力される同相・直交出力９１１、９１２は変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）とヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）と移相器８５０の移相量ψの関数である。検波信号演算回路８００は、直交検波回路１００から出力される同相・直交出力５０１、５０２と直交検波回路１１０から出力される同相・直交出力９１１、９１２から、変調されたヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）と移相器８５０の移相量ψを消去し、変調されたベースバンド信号すなわち復調信号ｍｇ（ｔ）を得る演算を行うものであればよい。

図９に示す検波信号演算回路８００では次のように演算して復調信号ｍｇ（ｔ）を出力する。信号５０１、９１１は乗算器８０１により乗算され、出力９２１を得る。

I₁I₂=A₁A₂cosφ₁cosφ₂ （９２１）
また信号５０１、９１２および５０２、９１１は乗算器１３０および１４０により乗算され、出力９３１および９４１を得る。

I₁Q₂=-A₁A₂cosφ₁sinφ₂ （９３１）
Q₁I₂=-A₁A₂sinφ₁cosφ₂ （９４１）
信号９２１は増幅器８０２によりｓｉｎψ倍に振幅調整されて信号９０４となる。信号９３１は増幅器８０３によりｃｏｓψ倍に振幅調整され信号９６１となる。減算器８０５により信号９０４および信号９６１を加算した信号から信号９４１が減算され、出力９０６
sinψI₁I₂-Q₁I₂+cosψI₁Q₂
=A₁A₂(sinψcosφ₁cosφ₂+sinφ₁cosφ₂-cosψcosφ₁sinφ₂) （９０６）
となる。また減算器１８０により信号９４１から信号９３１が減算され、出力９８１
-I₁Q₂+Q₁I₂=A₁A₂(cosφ₁sinφ₂-sinφ₁cosφ₂) （９８１）
となる。信号９０６および９８１は除算器１９０により除算され、それぞれの振幅成分Ａ_１Ａ_２が除去され、出力信号１９１
(sinψI₁Q₂-Q₁I₂+cosψI₁Q₂)/(-I₁Q₂+Q₁I₂)
=(sinψcosφ₁cosφ₂+sinφ₁cosφ₂-cosψcosφ₁sinφ₂)/(cosφ₁sinφ₂-sinφ₁cosφ₂)
=(sinψ+tanφ₁-cosψtanφ₂)/(tanφ₂-tanφ₁)
=[sinψ-mg_h(t)/{1+mg(t)}-cosψ{sinψ-mg_h(t)}/{cosψ+mg(t)}]/[{sinψ-mg_h(t)}/{cosψ+mg(t)}+mg_h(t)/{1+mg(t)}]
=mg(t)[{1+mg(t)}sinψ-(1-cosψ)mg_h(t)]/[{1+mg(t)}sinψ-(1-cosψ)mg_h(t)]
=mg(t) （１９１）
を得る。式（１９１）より、出力信号１９１には、変調されたベースバンド信号そのものが得られることがわかる。これにより振幅情報を使用しなくても正確なＳＳＢの復調信号が得られる。なお、式（１９１）の除算にあたっては、［｛１＋ｍｇ（ｔ）｝ｓｉｎψ−（１−ｃｏｓψ）ｍｇ_ｈ（ｔ）］＝０のとき分子、分母とも０となり除算する際に不定となるが、この場合、前後の値から補完することなどで対処可能である。

したがって、上記の式による計算を回路として具体化した図９の検波信号演算回路８００は２つの直交検波出力を演算して正確な復調信号ｍｇ（ｔ）を得ることができる。また、検波信号演算回路８００の内部の回路は、第五の実施形態と同様に、上記の計算を回路で具体化した図９に示す回路だけに限定されず、直交検波回路１００、１１０の２つの直交検波出力を演算して復調信号を得る回路であればよい。

以上説明した各実施形態では、検波信号演算回路は、変調されたヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）を消去して、変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）を復調信号として得ているが、復調信号として変調されたヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）でも問題がない場合は、逆に、変調されたベースバンド信号ｍｇ（ｔ）を消去して、変調されたヒルベルト変換ｍｇ_ｈ（ｔ）を復調信号としてもよい。その場合も計算式から検波信号演算回路を得ることができる。

また、各実施形態では、増幅器４０が出力した搬送波成分のうち一方に対して符号または振幅または位相を変えているが、これに限定されず、２つの分けた搬送波成分の符号または位相または増幅率が互いに異なるようにすればよい。また、各実施形態において、増幅器４０の増幅率は２／ｃであるが、任意の増幅率でもよく、また増幅器４０を省略してもよい。これらの場合も、各実施形態における計算と同様な計算を行い、最終的にｍｇ（ｔ）またはｍｇ_h（ｔ）の式を得て、その計算式に基づいて回路を構成することができる。

また、各実施形態では、単側波帯信号として下側波帯信号の場合について説明したが、これに限定されることはなく上側波帯信号にも適用可能なことはいうまでもない。

また、各実施形態のＳＳＢ信号受信装置は回路で構成しているが、各実施形態のＳＳＢ信号受信装置を構成する回路の一部または全部を、ＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）またはＣＰＵと記憶装置に格納したプログラムで構成してもよい。

また、ＳＳＢ−ＡＭ信号やＤＳＢ−ＡＭ信号等の振幅変調信号から搬送波付きのＳＳＢ信号を生成する回路を用いることによって、これらの振幅変調信号を復調する場合であっても位相検波することができるので、フェージングなどの影響を軽減することができる。

以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。

位相検波による従来のＳＳＢ信号受信装置 本発明によるＳＳＢ信号受信装置の第一の基本構成 本発明によるＳＳＢ信号受信装置の第二の基本構成 本発明によるＳＳＢ信号受信装置の第一の実施形態 本発明によるＳＳＢ信号受信装置の第二の実施形態 本発明によるＳＳＢ信号受信装置の第三の実施形態 本発明によるＳＳＢ信号受信装置の第四の実施形態 本発明によるＳＳＢ信号受信装置の第五の実施形態 本発明によるＳＳＢ信号受信装置の第六の実施形態

符号の説明

２０…周波数変換回路、３０…搬送波／信号分離回路、４０…増幅器、５０…増幅／移相器、６０、７０…合成器、８０、９０…リミッタ、１００、１１０…直交検波回路、４００…検波信号演算回路、１３０、１４０…乗算器、１７０…加算器、１８０…減算器、１９０…除算器、４５０…１８０°移相器、６００…検波信号演算回路、６５０…増幅器、６６０…増幅器、６６２…減算器、８００…検波信号演算回路、８０１…乗算器、８０２…増幅器、８０３…増幅器、８０５…減算器、８５０…移相器

Claims (4)

1. 搬送波が付加されたＳＳＢ信号を復調するＳＳＢ受信装置において、
   前記搬送波が付加されたＳＳＢ信号を搬送波出力および２つの信号出力に分離する搬送波／信号分離手段と、
   前記搬送波／信号分離手段から出力された前記搬送波出力を２つに分けて互いに符号が反転するようにした２つの搬送波出力と、前記搬送波／信号分離手段から出力された前記２つの信号出力と、をそれぞれ合成する搬送波・信号再合成手段と、
   前記搬送波・信号再合成手段の２つの出力をそれぞれ直交検波する直交検波手段と、
   前記直交検波手段から出力された２つの直交検波出力を演算して復調信号を得る検波信号演算手段と、
   を備えることを特徴とするＳＳＢ信号受信装置。
2. 搬送波が付加されたＳＳＢ信号を復調するＳＳＢ受信装置において、
   前記搬送波が付加されたＳＳＢ信号を搬送波出力および２つの信号出力に分離する搬送波／信号分離手段と、
   前記搬送波／信号分離手段から出力された前記搬送波出力を２つに分けて互いに振幅が異なるようにした２つの搬送波出力と、前記搬送波／信号分離手段から出力された前記２つの信号出力と、をそれぞれ合成する搬送波・信号再合成手段と、
   前記搬送波・信号再合成手段の２つの出力をそれぞれ直交検波する直交検波手段と、
   前記直交検波手段から出力された２つの直交検波出力を演算して復調信号を得る検波信号演算手段と、
   を備えることを特徴とするＳＳＢ信号受信装置。
3. 搬送波が付加されたＳＳＢ信号を復調するＳＳＢ受信装置において、
   前記搬送波が付加されたＳＳＢ信号を搬送波出力および２つの信号出力に分離する搬送波／信号分離手段と、
   前記搬送波／信号分離手段から出力された前記搬送波出力を２つに分けて互いに位相が異なるようにした２つの搬送波出力と、前記搬送波／信号分離手段から出力された前記２つの信号出力と、をそれぞれ合成する搬送波・信号再合成手段と、
   前記搬送波・信号再合成手段の２つの出力をそれぞれ直交検波する直交検波手段と、
   前記直交検波手段から出力された２つの直交検波出力を演算して復調信号を得る検波信号演算手段と、
   を備えることを特徴とするＳＳＢ信号受信装置。
4. 請求項１ないし３のうちいずれか１項に記載のＳＳＢ信号受信装置において、
   前記搬送波・信号再合成手段と前記直交検波手段との間に、前記搬送波・信号再合成手段の出力の振幅を制限して出力する振幅制限手段を備え、
   前記直交検波手段は、前記振幅制限手段によって振幅が制限された前記搬送波・信号再合成回路の２つの出力をそれぞれ直交検波することを特徴とするＳＳＢ信号受信装置。
   

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