JP2011244237A - Ｓｓｂ変調回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 複素周波数変換とＬＰＦの組合せにより、演算の処理量を軽減できるＳＳＢ変調回路を提供する。
【解決手段】 変調の場合に、入力した低周波信号をＣＯＳテーブル６と乗算器４での乗算処理、ＳＩＮテーブル７と乗算器５での乗算処理により同相信号と直交信号へ変換する直交変換手段と、その後ＣＯＳテーブル８及びＳＩＮテーブル１１と乗算器９，１０，１２，１３での乗算の組合せである複素周波数変換を複素周波数変換部２８で行った後に、ＬＰＦ１６，１７で低帯域を通過させる処理を行い、同相信号へはＣＯＳテーブル１９と乗算器１８での乗算処理、直交信号へはＳＩＮテーブル２０と乗算器２１での乗算処理を行った後に合成器２２で合成処理を行ってＳＳＢ変調成分を得るＳＳＢ変調回路である。
【選択図】 図１

Description

本発明は、送受信装置におけるデジタル信号処理によるＳＳＢ（Single Side Band:単側波帯）変調処理方式及びＳＳＢ復調処理方式に係り、特に、計算量を大幅に軽減し、回路規模を小さくしたＳＳＢ変調回路に関する。

［従来の技術］
本発明は、デジタル信号処理によりＳＳＢ変調処理を行う送信装置及びデジタル信号処理によりＳＳＢ復調処理を行う受信装置において、従来の処理方法ではヒルベルトフィルタ処理を行う必要があった。
そのため、３ｋＨｚの帯域内で０．３〜２．７ｋＨｚの通過帯域幅において、７０ｄＢ以上の十分な側波帯抑圧比を得るためには、ヒルベルトフィルタのタップ数を例えば３００タップ程度とする必要があり、演算量が多いという問題点があった。

［従来のＳＳＢ変調回路：図７］
次に、従来のＳＳＢ変調回路について図７を参照しながら説明する。図７は、従来のＳＳＢ変調回路の構成ブロック図である。
従来のＳＳＢ変調回路は、図７に示すように、入力された低周波信号が低周波信号増幅３０１で増幅され、アンチエリアシングフィルタのＬＰＦ（低域通過フィルタ：Low Pass Filter）３０２により帯域制限されＡＤ（アナログ／デジタル）変換器３０３に入力される。
ＡＤ変換器３０３はアナログ信号をデジタル信号に変換し、そのデジタル信号は、デジタル信号処理部３１６に入力される。

デジタル信号処理部３１６でＳＳＢ変調処理を行う構成は、遅延部３０９と、ヒルベルト変換フィルタ３０８と、正弦波テーブル（ＳＩＮテーブル）３０６と、余弦波テーブル（ＣＯＳテーブル）３０５と、遅延部３０９からの出力とＳＩＮテーブル３０６からの出力を乗算する乗算器３０４と、ヒルベルト変換フィルタ３０８からの出力とＣＯＳテーブル３０５からの出力を乗算する乗算器３０７と、乗算器３０４からの出力と乗算器３０７からの出力を合成する合成器３１０とを備えている。

［従来のＳＳＢ変調動作］
図７におけるＳＳＢ変調処理（デジタル信号処理）動作の概略は、低周波信号がヒルベルト変換フィルタ３０８及び遅延部３０９に入力される。
そして、ヒルベルト変換フィルタ３０８でヒルベルト変換（９０度移相）された信号が乗算器３０７に入力され、遅延部３０９でヒルベルト変換フィルタ３０８と同一の遅延時間だけ遅延された信号が乗算器３０４に入力される。
更に、乗算器３０７で遅延部３０９からの出力とＳＩＮテーブル３０６からの値が乗算されると共に、乗算器３０７でＣＯＳテーブル３０５からの値とヒルベルト変換フィルタ３０８からの出力が乗算され、乗算器３０４と乗算器３０７での乗算結果が合成器３１０で加算（又は減算）されて変調出力となる。

今、変調を行う入力信号（低周波信号）をＥm｛sin（pt）｝（pを低周波信号の角周波数、Ｅmを低周波信号の振幅とする。）とするとヒルベルト変換フィルタ３０８の出力はＥm｛sin（pt＋９０°）｝となる。
そして、ＳＩＮ（正弦波）テーブル３０６の搬送波信号をＥc｛sin（ω_ｃｔ）｝
とすると、ＣＯＳ（余弦波）テーブル３０５の出力はＥc｛cos（ω_ｃｔ）｝となる。

乗算器３０７の出力は、乗算器３０７及びヒルベルト変換フィルタ３０８の利得に関する係数をＫ_１とすると次式となる。
Ｋ_１・Ｅm ・Ｅc｛sin（pt＋９０°）｝｛sin（ω_ｃｔ＋９０°）｝
＝Ｋ_１・Ｅm ・Ｅc｛cos（pt）｝｛cos（ω_ｃｔ）｝

同様にして、乗算器３０４の出力は、乗算器３０４の利得及び遅延部３０９に関する係数をＫ_２とすると、Ｋ_２・Ｅm ・Ｅc｛sin（pt）｝｛sin（ω_ｃｔ）｝となる。
従って、合成器３１０の出力は乗算器３０４と乗算器３０７の利得が同一（Ｋ_１＝Ｋ_２＝Ｋ）として各々の和を取ると、
Ｋ・Ｅm ・Ｅc｛cos（pt）｝｛cos（ω_ｃｔ）｝＋Ｋ・Ｅm ・Ｅc｛sin（pt）｝｛sin（ω_ｃｔ）｝
＝Ｋ・Ｅm ・Ｅc｛cos（ω_ｃｔ−pt）｝ （１）
となり下側波帯が得られる。

同様にして、乗算器３０４と乗算器３０７の利得が同一として各々の差を取ると、
Ｋ・Ｅm ・Ｅc｛cos（pt）｝｛cos（ω_ｃｔ）｝−Ｋ・Ｅm ・Ｅc｛sin（pt）｝｛sin（ω_ｃｔ）｝
＝Ｋ・Ｅm ・Ｅc｛cos（ω_ｃｔ＋pt）｝ （２）
となり上側波帯が得られる。

この振幅特性と位相特性いずれかでも誤差がある場合、復調出力信号には不要な側波帯の信号が漏えいすることになる。誤差の原因はヒルベルト変換フィルタのタップ数が少ない場合に９０°の移相が低周波信号の周波数によって異なる場合や９０°の移相に対する偏差が生じる。

変調入力信号の移相量（ヒルベルト変換フィルタ３０８での移相量）を９０°＋δとする。また、ＳＩＮテーブル３０６とＣＯＳテーブル３０５の９０°の位相差は、デジタル信号処理を行うため偏差がないものとする。

この場合の希望信号出力に対する不要側波帯出力の比は、
不要側波帯出力／希望波出力＝
√｛(Ｋ_１ ^２＋Ｋ_２ ^２−２・Ｋ_１・Ｋ_２cos（δ）)／（Ｋ_１ ^２＋Ｋ_２ ^２＋２・Ｋ_１・Ｋ_２cos（δ））｝ （３）
Ｋ_１＝Ｋ_２の場合には、√｛(１−cos（δ）)／（１＋cos（δ））｝ （４）
δ＝０のときは、（Ｋ_１−Ｋ_２）／（Ｋ_１＋Ｋ_２） （５）
で表される。

従って、理想的なチャネルの分離が行われるためには、Ｋ_１＝Ｋ_２の条件に加えてδ＝０が同時に成立することが必要である。このＫ_１とＫ_２及びδの誤差（振幅特性と位相特性の誤差）、すなわち９０°移相処理（ヒルベルト変換処理）の特性が重要になる。

デジタル信号処理による処理ではこの９０°移相処理をヒルベルト（変換）フィルタにより実現できるが、設計に関しては十分注意を要する。最大６０ｄＢの不要側波帯減衰量を得るためには、例としてＫ_１＝Ｋ_２の場合にδの最大許容値は０．１°が要求される。このような性能はアナログ素子では不可能であり、デジタル信号処理の方が実現可能性があり、図７の構成においてヒルベルト変換フィルタで実現した場合、６０ｄＢの不要側波帯減衰量では約１２０タップ程度、７０ｄＢ以上であれば約３００タップ程度のＦＩＲ（Finite Impulse Response :有限インパルス応答 )フィルタでの演算を要する。

［従来のＳＳＢ復調回路：図８］
次に、従来のＳＳＢを復調する方法としてデジタル信号処理で行う方法を述べる。図８は、従来のデジタル信号処理におけるＳＳＢ復調回路の構成ブロック図である。
図８に示す従来のＳＳＢ復調回路におけるデジタル信号処理部は、ＩＦ信号を入力する乗算器４０７，４１０と、乗算器４０７に余弦波（ＣＯＳ）信号を出力する余弦波（ＣＯＳ）テーブル４０９と、乗算器４１０に正弦波（ＳＩＮ）信号を出力する正弦波（ＳＩＮ）テーブル４０８と、乗算器４０７の出力をヒルベルト変換するヒルベルト変換フィルタ４１１と、乗算器４１０の出力を遅延させる遅延部４１２と、ヒルベルト変換器フィルタ４１１，遅延部４１２の出力を加算又は減算して復調出力を得る合成器４１３とから構成されている。

尚、デジタル信号処理部の入力段には、空中線より受信信号を入力し、帯域ろ波を行う帯域ろ波器４０１と、帯域ろ波された信号について低雑音を増幅する低雑音増幅器４０２と、低雑音増幅器４０２からの出力信号と局部発振器４０４からの信号を混合する混合器４０３と、混合器４０３からの出力信号の低周波を通過させるＬＰＦ４０５と、ＬＰＦ４０５からの出力をアナログからデジタルに変換するＡＤ変換器４０６が設けられている。
また、デジタル信号処理部の出力段には、合成器４１３からの出力をデジタルからアナログに変換するＤＡ変換器４１４と、ＤＡ変換器４１４からの出力信号の低周波を通過させるＬＰＦ４１５が設けられている。

いま、受信機の中間周波段の出力として復調搬送波の上下にＰチャネル、Ｑチャネルの２つの信号があるとすると入力信号＝Ｐ｛sin（Ｗ_ｃｔ＋pt）｝＋Ｑ｛sin（Ｗ_ｃｔ−qt）｝とする。
ＰとＱは、各々のチャネルにおける信号の振幅である。

乗算器４０７に供給されるＣＯＳテーブル４０９の搬送波をＥc｛cos（Ｗ_ｃｔ＋△）｝＝Ｅc｛sin（Ｗ_ｃｔ＋９０°＋△）、乗算器４１０に供給されるＳＩＮテーブル４０８の搬送波をＥc｛sin（Ｗ_ｃｔ）｝とすると、乗算器４０７及び乗算器４１０から出力される信号はそれぞれ次式となる。
ここで、△はＣＯＳテーブル４０８及びＳＩＮテーブル４０９の偏差であり、デジタル信号処理なので実用上無視できる為「０」とする。

乗算器４０７の出力Ｅ_１＝Ｐsin（pt）−Ｑsin（qt）＝Ｐsin（pt）＋Ｑsin（qt＋１８０°） （６）
乗算器４１０の出力Ｅ_２＝Ｐcos（pt）＋Ｑcos（qt）＝Ｐsin（pt＋９０゜）＋Ｑsin（qt＋９０゜） （７）
ここで、ヒルベルトフィルタ４１１の出力は、誤差をδとすると、Ｂ｛Ｐsin（pt＋９０°＋δ）＋Ｑsin（qt−９０゜＋δ）｝になる。
遅延部４１２の出力は、Ａ｛Ｐsin（pt＋９０゜）＋Ｑsin（qt＋９０゜）｝＝Ａ｛Ｐcos（pt）＋Ｑcos（qt）｝となる。ＡとＢは振幅値の係数である。

ここで、合成器４１３による加算処理による２つの和出力は、δ＝０のときに次式となる。
和信号＝Ａ｛Ｐcos（pt）＋Ｑcos（qt）｝＋Ｂ｛Ｐcos（pt）−Ｑcos（qt）｝
更に、Ａ＝Ｂの場合に、
和信号＝２ＡＰcos（pt） （８）
となり、和信号として上側波帯のＰチャネルだけが現われる。

合成器４１３で差信号とすると、
差信号＝Ａ｛Ｐcos（pt）＋Ｑcos（qt）｝−Ｂ｛Ｐcos（pt）−Ｑcos（qt）｝
更に、Ａ＝Ｂの場合に、
差信号＝２ＡＱcos（qt） （９）
となり、差信号として下側波帯のＱチャネルだけが現われる。

この振幅特性と位相特性いずれかでも誤差がある場合、復調出力信号には不要な側波帯の信号が漏えいすることになる。その希望信号出力に対する比は、和信号及び差信号共に次式となる。
不要側波帯出力／希望波出力
＝√｛（Ａ^２＋Ｂ^２−２ＡＢcos（δ））／（Ａ^２＋Ｂ^２＋２ＡＢcos（δ））｝ （１０）

従って、理想的なチャネルの分離が行われるためには、Ａ＝Ｂの条件に加えて、δ＝０が同時に成立することが必要である。
よって、δ＝０、Ａ＝Ｂとしたときの不要側波帯の除去特性がこの復調器の性能となる。このδの誤差、すなわちヒルベルトフィルタ４１１の特性が重要になる。このδの誤差に関しては和信号及び差信号いずれも同じであり次式で表せる。

例としてＡ＝Ｂとすると、
不要側波帯出力／希望波出力＝√｛（１−cos（δ））／（1＋cos（δ））｝
＝tan（δ／２） （１１）

最大６０ｄＢの不要側波帯減衰比を得るためには、式（１１）によりδの最大許容値は０．１°が要求される。このような性能はヒルベルトフィルタのタップ数が１２０タップ程度は必要である。式（１０）により振幅偏差と位相偏差の両者を勘案すれば７０ｄＢ程度の性能がＳＳＢ復調器では要求されるため、ヒルベルトフィルタのタップ数が３００タップ程度以上必要となる。

［関連技術］
尚、関連する先行技術として、特開２００１−２８４９６６号公報「ＳＳＢ変調方式及びＳＳＢ復調方式」（出願人：株式会社日立国際電気／特許文献１）がある。
特許文献１には、入力を順次遅延させる遅延手段と、入力若しくは遅延出力をインパルス応答の中心に対して対称となる出力同士を減算する減算手段と、減算出力とヒルベルト変換の伝達関数を乗算する乗算手段と、乗算出力を加算する加算手段とを備えるヒルベルト変換フィルタを有するＳＳＢ変調方式及びＳＳＢ復調方式が示されている。

特開２００１−２８４９６６号公報

しかしながら、従来の送信装置におけるデジタル信号処理によるＳＳＢ変調回路及び受信装置におけるデジタル信号処理によるＳＳＢ復調回路では、従来のヒルベルトフィルタ処理を行う必要があるため、３ｋＨｚの帯域内で０．３〜２．７ｋＨｚの通過帯域幅において、７０ｄＢ以上の十分な側波帯抑圧比を得るためにはヒルベルトフィルタのタップ数を例えば３００タップ程度とする必要があり、演算量が多いという問題点があった。

［発明の目的］
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、複素周波数変換とＬＰＦの組合せにより、演算の処理量を軽減できるＳＳＢ変調回路を提供することを目的とする。

上記従来例の問題点を解決するための本発明は、デジタル信号処理によりＳＳＢ変調処理を行うＳＳＢ変調回路であって、ＳＳＢ変調を行う信号を分岐して、第１の周波数の余弦波信号と第１の周波数の正弦波信号を別々に乗算して、同相信号と直交信号のデジタル信号を出力する直交変換部と、前記同相信号及び前記直交信号に対して、上側波帯又は下側波帯の一方の中心周波数が「０」となるよう複素周波数変換を行う複素周波数変換部と、前記複素周波数変換された同相信号及び直交信号に対して、前記中心周波数が「０」となるようにした信号帯域のみを抽出する低域通過フィルタと、前記低域通過フィルタから出力される同相信号と直交信号に対して、該同相信号に第２の周波数の余弦波信号を乗算し、該直交信号に第２の周波数の正弦波信号を乗算し、各々の乗算結果を合成する合成処理部とを有することを特徴とする。

デジタル信号処理によりＳＳＢ復調処理を行うＳＳＢ復調回路であって、
ＳＳＢ変調された信号に対して局部発振器からの信号を乗算して同相信号を出力すると共に、前記ＳＳＢ変調された信号に対して前記局部発振器からの信号を９０度移相処理した信号を乗算して直交信号を出力する直交変換部と、
前記同相信号及び前記直交信号に対して、上側波帯又は下側波帯の一方の中心周波数が「０」となるよう複素周波数変換を行う複素周波数変換部と、
前記複素周波数変換された同相信号及び直交信号に対して、前記中心周波数が「０」となるようにした信号帯域のみを抽出する低域通過フィルタと、
前記低域通過フィルタから出力される同相信号と直交信号に対して、該同相信号に第２の周波数の余弦波信号を乗算し、該直交信号に第２の周波数の正弦波信号を乗算し、各々の乗算結果を合成する合成処理部とを有することを特徴とするＳＳＢ復調回路。

デジタル信号処理によりＳＳＢ復調処理を行うＳＳＢ復調回路であって、
ＳＳＢ変調された信号を分岐して、第１の周波数の余弦波信号と第１の周波数の正弦波信号を別々に乗算して、同相信号と直交信号のデジタル信号を出力する直交変換部と、
前記同相信号及び前記直交信号に対して、上側波帯又は下側波帯の一方の中心周波数が「０」となるよう複素周波数変換を行う複素周波数変換部と、
前記複素周波数変換された同相信号及び直交信号に対して、前記中心周波数が「０」となるようにした信号帯域のみを抽出する低域通過フィルタと、
前記低域通過フィルタから出力される同相信号と直交信号に対して、該同相信号に第２の周波数の余弦波信号を乗算し、該直交信号に第２の周波数の正弦波信号を乗算し、各々の乗算結果を合成する合成処理部とを有することを特徴とするＳＳＢ復調回路。

本発明によれば、直交変換部が、ＳＳＢ変調を行う信号を分岐して、第１の周波数の余弦波信号と第１の周波数の正弦波信号を別々に乗算して、同相信号と直交信号のデジタル信号を出力し、複素周波数変換部が、同相信号及び直交信号に対して、上側波帯又は下側波帯の一方の中心周波数が「０」となるよう複素周波数変換を行い、低域通過フィルタが、複素周波数変換された同相信号及び直交信号に対して、中心周波数が「０」となるようにした信号帯域のみを抽出し、合成処理部が、低域通過フィルタから出力される同相信号と直交信号に対して、該同相信号に第２の周波数の余弦波信号を乗算し、該直交信号に第２の周波数の正弦波信号を乗算し、各々の乗算結果を合成するＳＳＢ変調回路としているので、複素周波数変換部における複数周波数変換処理と低域通過フィルタにおけるろ波により、演算の処理量を軽減できる効果がある。

本発明の実施の形態に係るＳＳＢ変調回路の構成ブロック図である。 ＳＳＢ変調処理１の波形を示す図である。 ＳＳＢ変調処理２の波形を示す図である。 本発明の実施の形態に係る第１のＳＳＢ復調回路の構成ブロック図である。 ＳＳＢ復調処理の波形を示す図である。 本発明の実施の形態に係る第２のＳＳＢ復調回路の構成ブロック図である。 従来のＳＳＢ変調回路の構成ブロック図である。 従来のデジタル信号処理におけるＳＳＢ復調回路の構成ブロック図である。

本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
［実施の形態の概要］
本発明の実施の形態に係るＳＳＢ変調回路は、送信機において用いられ、送信（変調）の場合に、入力した低周波信号をＣＯＳテーブルの乗算処理、ＳＩＮテーブルの乗算処理により同相信号と直交信号へ変換する手段と、その後ＣＯＳテーブル又はＳＩＮテーブルの乗算の組合せである複素周波数変換を行った後に、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）で低帯域を通過させる処理を行い、同相信号へはＣＯＳテーブルの乗算処理、直交信号へはＳＩＮテーブルの乗算処理を行った後に合成処理によりＳＳＢの変調処理を行うものである。

また、本発明の実施の形態に係るＳＳＢ復調回路は、受信機において用いられ、従来のフィルベルトフィルタを使用する方式に替えて、受信（復調）の場合は入力信号を同相信号と直交信号へ変換する手段と、その後ＣＯＳテーブル又はＳＩＮテーブルの乗算の組合せである複素周波数変換を行った後に、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）で低帯域を通過させる処理を行い、同相信号へはＣＯＳテーブルの乗算処理、直交信号へはＳＩＮテーブルの乗算処理を行った後に合成処理によりＳＳＢの復調処理を行うものである。

複素周波数変換では正弦波及び余弦波のテーブルにより乗算器が４個及び加算（減算）器が２個で構成されているために、ヒルベルトフィルタ処理より処理量を大幅に低減することが可能である。

つまり、変調処理及び復調処理において、いずれもＳＩＮテーブル及びＣＯＳテーブルにより乗算処理を行うものであり、ヒルベルトフィルタのようにタップ数が３００タップ以上と多く、それに伴う乗算処理に比べると上記ＬＰＦ処理のフィルタタップ数が各々最大でも６０タップ程度であることや、上記ＣＯＳテーブル及びＳＩＮテーブルの乗算並びにその組合せである複素周波数変換の乗算処理の個数が１サンプリング当たり合計８個であることを加味しても総合的な乗算回数が大幅に処理が軽減できる。

［本ＳＳＢ変調回路：図１］
本発明の実施の形態に係るＳＳＢ変調回路について図１を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施の形態に係るＳＳＢ変調回路の構成ブロック図である。
本発明の実施の形態に係るＳＳＢ変調回路（本ＳＳＢ変調回路）は、図１に示すように、低周波増幅器１と、ＬＰＦ２と、ＡＤ変換器３と、乗算器４と、乗算器５と、ＣＯＳテーブル６と、ＳＩＮテーブル７と、ＣＯＳテーブル８と、乗算器９と、乗算器１０と、ＳＩＮテーブル１１と、乗算器１２と、乗算器１３と、加算器１４と、加算器１５と、ＬＰＦ１６と、ＬＰＦ１７と、乗算器１８と、ＣＯＳテーブル１９と、ＳＩＮテーブル２０と、乗算器２１と、合成器２２と、ＤＡ変換器２３と、ＬＰＦ２４と、混合器２５と、局部発振器２６と、ＢＰＦ（Band Pass Filter：帯域通過フィルタ）２７とを基本的に有している。

ここで、乗算器４から合成器２２までが、デジタル信号処理部を構成している。
また、ＣＯＳテーブル８から加算器１５までが、複素周波数変換部２８を構成している。
尚、請求項における「直交変換部」は、乗算器４、乗算器５、ＣＯＳテーブル６、ＳＩＮテーブル７に相当し、「複素周波数変換部」は、複素周波数変換部２８に相当し、「低域通過フィルタ」は、ＬＰＦ１６、ＬＰＦ１７に相当し、「合成処理部」は、乗算器１８、ＣＯＳテーブル１９、ＳＩＮテーブル２０、乗算器２１、合成器２２に相当している。

［本ＳＳＢ変調回路の各部］
本ＳＳＢ変調回路の各部について具体的に説明する。
低周波増幅器１は、入力した低周波信号を増幅し、ＬＰＦ２に出力する。
ＬＰＦ２は、アンチエリアシングフィルタであり、低周波増幅器１から入力された信号について低帯域を通過させてＡＤ変換器３に出力する。
ＡＤ変換器３は、ＬＰＦ２からの信号をアナログ／デジタル変換して乗算器４と乗算器５に出力する。

乗算器４は、ＡＤ変換器３からのデジタル信号を同相信号にするためにＣＯＳテーブル６からデータを入力し、デジタル信号とデータとを乗算し、乗算器９と乗算器１０に出力する。
つまり、乗算器４は、第１の周波数の余弦波信号を低周波信号のデジタル信号に乗算して角周波数に変換し、同相信号を出力する。
また、乗算器５は、ＡＤ変換器３からのデジタル信号を直交信号にするためにＳＩＮテーブル７からデータを入力し、デジタル信号とデータとを乗算し、乗算器１２と乗算器１３に出力する。
つまり、乗算器５は、第１の周波数の正弦波信号を低周波信号のデジタル信号に乗算して角周波数に変換し、直交信号を出力する。
ＣＯＳテーブル６は、同相信号に変換するための第１の周波数の余弦波のデータ（角周波数）を記憶する。
ＳＩＮテーブル７は、直交信号に変換するための第１の周波数の正弦波のデータ（角周波数）を記憶する。

ＣＯＳテーブル８は、ＵＳＢ（上側波帯）又はＬＳＢ（下側波帯）のいずれか一方の中心周波数をベースバンドの周波数「０」に変換するための余弦波のデータを記憶する。
乗算器９は、乗算器４からの出力とＣＯＳテーブル８からのデータを乗算し、加算器１４に出力する。
乗算器１０は、乗算器４からの出力とＳＩＮテーブル１１からのデータを乗算し、加算器１５に出力する。
ＳＩＮテーブル１１は、ＵＳＢ（上側波帯）又はＬＳＢ（下側波帯）のいずれか一方の中心周波数をベースバンドの周波数「０」に変換するための正弦波のデータを記憶する。

乗算器１２は、乗算器５からの出力とＳＩＮテーブル１１からのデータを乗算し、加算器１４に出力する。
乗算器１３は、乗算器５からの出力とＣＯＳテーブル８からのデータを乗算し、加算器１５に出力する。

つまり、乗算器９では、同相信号に余弦波信号を乗算することで、ＵＳＢ又はＬＳＢのいずれか一方の中心周波数をベースバンドの周波数「０」に変換する周波数変換を行っている。
また、乗算器１０では、同相信号に正弦波信号を乗算することで、ＵＳＢ又はＬＳＢのいずれか一方の中心周波数をベースバンドの周波数「０」に変換する周波数変換を行っている。
また、乗算器１２では、直交信号に正弦波を乗算することで、ＵＳＢ又はＬＳＢのいずれか一方の中心周波数をベースバンドの周波数「０」に変換する周波数変換を行っている。
また、乗算器１３では、直交信号に余弦波を乗算することで、ＵＳＢ又はＬＳＢのいずれか一方の中心周波数をベースバンドの周波数「０」に変換する周波数変換を行っている。

加算器１４は、乗算器９の出力と乗算器１２の出力を加算し、同相出力としてＬＰＦ１６に出力する。つまり、周波数変換された同相信号（余弦波乗算）と周波数変換された直交信号（正弦波乗算）が加算されることで、同相出力が複素周波数変換されたことになる。
加算器１５は、乗算器１３の出力から乗算器１０の出力を減算し、直交出力としてＬＰＦ１７に出力する。つまり、周波数変換された直交信号（余弦波乗算）から周波数変換された同相信号（正弦波乗算）が減算されることで、直交出力が複素周波数変換されたことになる。

ＬＰＦ１６は、加算器１４からの出力について低帯域を通過させ、乗算器１８に出力する。つまり、同相出力について、中心周波数をベースバンドの周波数「０」に変換した周波数帯域のみを通過させる処理を行う。
ＬＰＦ１７は、加算器１５からの出力について低帯域を通過させ、乗算器２１に出力する。つまり、直交出力について、中心周波数をベースバンドの周波数「０」に変換した周波数帯域のみを通過させる処理を行う。

乗算器１８は、ＬＰＦ１６からの出力とＣＯＳテーブル１９からのデータを乗算し、合成器２２に出力する。つまり、同相出力を第２の周波数に変換する処理を行う。
ＣＯＳテーブル１９は、第２の周波数の余弦波のデータ（角周波数）を記憶する。
ＳＩＮテーブル２０は、第２の周波数の正弦波のデータ（角周波数）を記憶する。
乗算器２１は、ＬＰＦ１７からの出力とＳＩＮテーブル２０からのデータを乗算し、合成器２２に出力する。つまり、直交出力を第２の周波数に変換する処理を行う。
合成器２２は、乗算器１８からの出力と乗算器２１からの出力を合成してＤＡ変換器２３に出力する。当該合成器２２において、ＳＳＢ変調波が得られる。

ＤＡ変換器２３は、合成器２２からの出力をデジタル／アナログ変換して、アナログ信号をＬＰＦ２４に出力する。
ＬＰＦ２４は、ＤＡ変換器２３からの出力について低帯域を通過させる。
混合器２５は、ＬＰＦ２４からの出力と局部発振器２６の発振信号を混合し、ＢＰＦ２７に出力する。
局部発振器２６は、無線送信を行うための基準信号を発振する。
ＢＰＦ２７は、混合器２５からの出力について特定帯域を通過させてアンテナに出力する。

［本ＳＳＢ変調回路の動作］
本ＳＳＢ変調回路の動作について説明する。
入力された低周波信号は低周波増幅器１により増幅され、アンチエリアシングフィルタの目的のＬＰＦ２により周波数的にサンプリング周波数に対して折り返し位置にある信号が除去され、ＡＤ変換器３によりアナログからデジタル信号へ変換される。

デジタル信号処理部では、入力された信号がＣＯＳテーブル６からのデータと乗算器４により乗算され、同相信号になる。また、入力された信号がＳＩＮテーブル７からのデータと乗算器５により乗算され、直交信号になる。

［同相信号と直交信号：図２（ａ）］
同相信号と直交信号に変換された信号は、図２（ａ）で示される。図２は、ＳＳＢ変調処理１の波形を示す図である。図２（ａ）では、直交変調処理後の波形を示している。図では、縦軸が電力（振幅）を示し、横軸が周波数を示している。
入力信号を直交変調すると、周波数ｆｃに対してΔｆ下側に下側波帯（ＬＳＢ：Lower Side Band）が、Δｆ上側に上側波帯（ＵＳＢ：Upper Side Band）が形成される。

同相信号とＣＯＳテーブル８の出力を乗算器９で乗算した出力と、直交信号とＳＩＮテーブル１１の出力を乗算器１２で乗算した信号とを、加算器１４で加算して複素周波数変換部２８の同相出力とする。

直交信号とＣＯＳテーブル８の出力を乗算器１３で乗算した出力から、同相信号とＳＩＮテーブル１１の出力を乗算器１０で乗算した信号を、加算器１５で減算して複素周波数変換部２８の直交出力とする。

［複素周波数変換のＵＳＢ信号：図２（ｂ）］
複素周波数変換部２８の出力は、所望の変調波がＵＳＢ（上側波帯）の場合、図２（ｂ）で示されるように、ＵＳＢ（上側波帯）の中心周波数がベースバンドの周波数「０」になるように変換される。

［複素周波数変換のＬＳＢ信号：図２（ｃ）］
ＬＳＢ（下側波帯）が所望の変調波の場合も図２（ｃ）で示されるように、ＬＳＢ（下側波帯）の中心周波数がベースバンドの周波数「０」になるように変換される。
所望の変調波がＵＳＢの場合か、ＬＳＢの場合かを選択する場合には、ＣＯＳテーブル８及びＳＩＮテーブル１１の周波数を変更すればよいので、ＵＳＢ／ＬＳＢ切り替え信号をＣＯＳテーブル８及びＳＩＮテーブル１１に入力して各々のテーブルの値を変更する。

［ＬＰＦ処理後のＵＳＢ信号：図３（ｄ）］
複素周波数変換部２８の同相出力と直交出力は、各々ＬＰＦ１６及びＬＰＦ１７の低域通過フィルタにより低帯域の信号を通過させる。この２つのＬＰＦにより図３（ｄ）で示されるように、所望波がＵＳＢの場合はＬＳＢが除去される。図３は、ＳＳＢ変調処理２の波形を示す図である。

［ＬＰＦ処理後のＬＳＢ信号：図３（ｅ）］
図３（ｅ）に示すように、所望波がＬＳＢの場合はＬＰＦ１６及びＬＰＦ１７によりＵＳＢが除去される。

［周波数変換処理後のＵＳＢ信号：図３（ｆ）］
その後、ＣＯＳテーブル１９とＬＰＦ１６の出力が乗算器１８で乗算された出力と、ＳＩＮテーブル２０とＬＰＦ１７の出力が乗算器２１で乗算された出力とが、合成器２２で加算又は減算されて、ＳＳＢ変調波として出力される。
周波数変換処理後のＳＳＢ変調波がＵＳＢ信号の場合は、図３（ｆ）で示されるようなＳＳＢ変調波として出力される。

［周波数変換処理後のＬＳＢ信号：図３（ｇ）］
また、周波数変換処理後のＳＳＢ変調波がＬＳＢ信号の場合は、図３（ｇ）で示されるようなＳＳＢ変調波として出力される。

図１において、入力された低周波信号をcos（pt）とする。乗算器４の出力は、ＣＯＳテーブル６の角周波数をω_ctとすると、次式となる。
｛cos（pt）｝｛cos（ω_ct）｝
＝（１／２）｛cos（ω_ct＋pt）＋cos（ω_ct−pt）｝ （１２）

乗算器５の出力は、ＳＩＮテーブル７の角周波数もＣＯＳテーブル６と同じω_ctとすると、次式となる。
｛cos（pt）｝｛sin（ω_ct）｝
＝（１／２）｛sin（ω_ct＋pt）＋sin（ω_ct−pt）｝ （１３）

乗算器９の出力は、ＣＯＳテーブル８の角周波数をω_c′'tとすると、ＣＯＳテーブル８と乗算器４の出力が乗算器９で乗算され、次式となる。
（１／２）｛sin（ω_ct＋pt）＋sin（ω_ct−pt）｝cos（ω_c′t）
＝（１／４）｛cos（ω_c′t−ω_ct−pt）＋cos（ω_c′t−ω_ct＋pt）｝ （１４）

乗算器１２の出力は、ＳＩＮテーブル１１の角周波数をω_c′tとすると、ＳＩＮテーブル１１と乗算器５の出力が乗算器１２で乗算され、次式となる。
（１／２）｛cos（ω_ct＋pt）＋cos（ω_ct−pt）｝sin（ω_c′t）
＝（１／４）｛cos（ω_c′t−ω_ct−pt）＋cos（ω_c′t−ω_ct＋pt）｝ （１５）

乗算器１０の出力は、ＳＩＮテーブル１１の角周波数をω_c′tとすると、ＳＩＮテーブル１１と乗算器４の出力が乗算器１０で乗算され、次式となる。
（１／２）｛cos（ω_ct＋pt）＋cos（ω_ct−pt）｝sin（ω_c′t）
＝（１／４）｛sin（ω_c′t−ω_ct−pt）＋sin（ω_c′t−ω_ct＋pt）｝ （１６）

乗算器１３の出力は、ＣＯＳテーブル８の角周波数をω_c′tとすると、ＣＯＳテーブル８と乗算器５の出力が乗算器１３で乗算され、次式となる。
（１／２）｛sin（ω_ct＋pt）＋sin（ω_ct−pt）｝cos（ω_c′t）
＝（１／４）｛sin（ω_ct−ω_c′t−pt）＋sin（ω_ct−ω_c′t＋pt）｝ （１７）

加算器１４では、乗算器９と乗算器１２の出力が加算（式（８）＋式（９））され、次式となる。
Ｅ₊₁₄＝（１／２）｛cos（ω_c′t−ω_ct−pt）＋cos（ω_c′t−ω_ct＋pt）｝ （１８）

加算器１５では、乗算器１０の反転出力と乗算器１３の出力が加算（式（１１）−式（１０））され、次式となる。
Ｅ₊₁₅＝−（１／２）｛sin（ω_c′t−ω_ct−pt）＋sin（ω_c′t−ω_ct＋pt）｝ （１９）

加算器１４及び加算器１５の同相信号及び直交信号の各々の出力はｆ_C' ＞ ｆ_Cとして、図２（ｂ）における（ｆ_C'−ｆ_C）＝Δｆ／２（Δｆは変調される信号の必要な帯域）となるようにｆ_C' を選ぶようにする。
この場合は、図２（ｂ）に示すように、ＵＳＢが所望のＳＳＢ変調信号の場合である。

図２（ｃ）に示すように、ＬＳＢが所望のＳＳＢ変調信号の場合は、ｆ_C ＞ ｆ_C'として、図２（ｃ）における（ｆ_C −ｆ_C'）＝Δｆ／２（Δｆは変調される信号の必要な帯域）となるようにｆ_C' を選ぶようにする。

ＬＰＦ１６及びＬＰＦ１７においてＵＳＢの場合は、各々式（１２）及び式（１３）でcos（ω_c′t−ω_ct＋pt）及びsin（ω_c′t−ω_ct＋pt）の成分が抽出される。ＬＳＢの場合は各々cos（ω_c′t−ω_ct−pt）及びsin（ω_c′t−ω_ct−pt）が抽出される。

ＬＰＦ１６の出力信号は、乗算器１８で角周波数がω_c′′のＣＯＳテーブル１９と乗算され、ＵＳＢの場合、次式となる。この場合、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）２７により三角関数の乗算における周波数の和の成分のみ出力されるものとすると、次式となる。
（１／２）｛cos（ω_c′t−ω_ct＋pt）｝｛cos（ω_c′′t）｝
＝（１／４）｛cos（ω_c′′t＋ω_c′t−ω_ct＋pt）｝ （２０）

ＢＰＦ２７でなくとも図示されていないデジタル信号処理においてＢＰＦ処理を行ってもよい。尚、ω_c′，ω_c及びω_c′′の周波数関係と当該ＢＰＦの特性については要求されるＳＳＢの側帯波抑圧比に対してＢＰＦの不要波抑圧比が同等以上となるように設計されることを想定している。
更に、差の信号の場合にはＵＳＢとＬＳＢが反転するが、予め図１のＵＳＢ／ＬＳＢの切り替えの極性により対応できる。差の信号の場合、ＢＰＦ２７に替えてＬＰＦ２４で抽出してもよい。

ＬＰＦ１７の出力信号は、乗算器２１で角周波数がω_c′′のＳＩＮテーブル２０と乗算され、乗算器２１の出力は、ＵＳＢの場合において和の信号をＢＰＦで抽出すると、次式となる。
（１／２）｛−sin（ω_c′t−ω_ct＋pt）｝｛sin（ω_c′′t）｝
＝（１／４）｛cos（ω_c′′t＋ω_c′t−ω_ct＋pt）｝ （２１）

合成器２２で式（１４）と式（１５）を加算することにより、ＵＳＢ波（ＳＳＢ変調波）である（１／２）｛cos（ω_c′′t＋ω_c′t−ω_ct＋pt）｝が得られる。
尚、式（６）〜式（１５）の係数は計算の課程によるものなので、実際の信号は変調信号として適切な振幅の係数が増幅作用により乗じるものとする。

ＬＳＢの場合もＵＳＢの場合と同様に、和の信号を抽出するとして、cos（ω_c′′t＋ω_c′t−ω_ct−pt）の変調波成分が得られる。
以上により、図３（ｆ）又は（ｇ）に示すように、ＳＳＢ変調波（ＵＳＢ又はＬＳＢ）が得られる。

［第１のＳＳＢ復調回路：図４］
次に、本発明の実施の形態に係る第１のＳＳＢ復調回路について図４を参照しながら説明する。図４は、本発明の実施の形態に係る第１のＳＳＢ復調回路の構成ブロック図である。
本発明の実施の形態に係る第１のＳＳＢ復調回路（第１のＳＳＢ復調回路）は、図４に示すように、帯域ろ波器１０１と、低雑音増幅器１０２と、乗算器１０３と、乗算器１０４と、局部発振器１０５と、９０度移相器１０６と、ＬＰＦ１０７と、ＬＰＦ１０８と、ＡＤ変換器１０９と、ＡＤ変換器１１０と、乗算器１１１と、乗算器１１２と、乗算器１１３と、乗算器１１４と、ＣＯＳテーブル１１５と、ＳＩＮテーブル１１６と、加算器１１７と、加算器１１８と、ＬＰＦ１１９と、ＬＰＦ１２０と、乗算器１２１と、ＣＯＳテーブル１２２と、ＳＩＮテーブル１２３と、乗算器１２４と、合成器１２５と、ＤＡ変換器１２６と、ＬＰＦ１２７とを基本的に有している。

ここで、乗算器１１１からＤＡ変換器１２６までが、デジタル信号処理部を構成している。
また、乗算器１１１から加算器１１８までが、複素周波数変換部１２８を構成している。複素周波数変換部１２８ｍｐ構成及び動作は、図１の複素周波数変換部２８と同様である。
尚、課題を解決するための手段に記載した「直交変換部」は、乗算器１０３、乗算器１０４、局部発振器１０５、９０度移相器１０６、ＬＰＦ１０７、ＬＰＦ１０８、ＡＤ変換器１０９、ＡＤ変換器１１０に相当し、「複素周波数変換部」は、複素周波数変換部１２８に相当し、「低域通過フィルタ」は、ＬＰＦ１１９、ＬＰＦ１２０に相当し、「合成処理部」は、乗算器１２１、ＣＯＳテーブル１２２、ＳＩＮテーブル１２３、乗算器１２４、合成器１２５に相当している。

［第１のＳＳＢ復調回路の動作］
次に、第１のＳＳＢ復調回路における動作を説明する。
復調処理においても変調処理と同様の処理方法により復調を行う。
入力されたＳＳＢ変調波の信号は、帯域ろ波器１０１により必要な帯域に制限され、低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）１０２で所要の増幅度まで増幅され、乗算器１０３及び乗算器１０４に入力される。

局部発信器１０５の信号は、乗算器１０３に入力され、入力された受信信号と乗算（混合）されて、ＬＰＦ１０７（アンチエリアシングフィルタ）に入力される。
局部発信器１０５の他方の出力は、９０度移相器１０６により９０度移相され、乗算器１０４に入力され、入力された受信信号と乗算（混合）されて、ＬＰＦ１０８（アンチエリアシングフィルタ）に入力される。

ＬＰＦ１０７及びＬＰＦ１０８の出力は、各々同相信号及び直交信号としてＡＤ変換器１０９及びＡＤ変換器１１０に入力され、各々アナログ信号からデジタル信号に変換されて複素周波数変換部１２８に入力される。

複素周波数変換部１２８では、入力された同相信号とＣＯＳテーブル１１５の出力を乗算器１１１で乗算した出力と、直交信号とＳＩＮテーブル１１６の出力を乗算器１１３で乗算した信号を加算器１１７で加算して複素周波数変換部１２８の同相出力とする。
複素周波数変換部１２８では、入力された直交信号とＣＯＳテーブル１１５の出力を乗算器１１４で乗算した出力から、同相信号とＳＩＮテーブル１１６の出力を乗算器１１２で乗算した信号を加算器１１８で減算して複素周波数変換部１２８の直交出力とする。

［ＳＳＢ復調処理：図５］
図５に、図４のＳＳＢ復調回路におけるＳＳＢ復調処理を示す、図５は、ＳＳＢ復調処理の波形を示す図である。
図５において、ＳＳＢ変調波（ＵＳＢ）が希望波の場合を示しているが、図１及び図２，３の場合と同様に、図４の構成でＣＯＳテーブル１１５とＳＩＮテーブル１１６の周波数を切り替えることによりＬＳＢが希望波の場合とすることができる。

［直交変調処理後の波形：図５（ａ）］
図５（ａ）では、上記アナログ処理でＳＳＢ変調波（ＵＳＢ）が直交復調され、ＬＰＦ１０７及びＬＰＦ１０８に入力され、その出力がＡＤ変換１０９及びＡＤ変換１１０に入力された信号を表している。
この場合、ＳＳＢ変調波（ＵＳＢ）の搬送周波数ｆcがベースバンドの周波数「０」に変換される。

［複素周波数変換処理後図５（ｂ）］
ＡＤ変換器１０９とＡＤ変換器１１０から出力された信号は複素周波数変換部１２８に入力され、その出力は図５（ｂ）で示されるように、ＵＳＢ（上側波帯）の中心周波数がベースバンドの周波数「０」になるように変換される。

［ＬＰＦ処理後の波形：図５（ｃ）］
複素周波数変換部１２８の同相出力と直交出力は、各々ＬＰＦ１１９及びＬＰＦ１２０の低域通過フィルタにより低帯域が通過される。このＬＰＦにより図５（ｃ）で示されるように、ＬＳＢ（下側波帯）が除去される。

［周波数変換後の波形：図５（ｄ）］
その後、ＣＯＳテーブル１２２からの出力とＬＰＦ１１９の出力が乗算器１２１で乗算され、ＳＩＮテーブル１２３からの出力とＬＰＦ１２０の出力が乗算器１２４で乗算され、乗算器１２１の出力と乗算器１２４の出力が合成器１２５で合成されて、周波数変換が行なわれて、ＵＳＢのＳＳＢ復調波すなわち低周波信号が出力される。
その低周波信号が、ＤＡ変換器１２６及びＬＰＦ１２７（スムージングフィルタ）により図５（ｄ）で示されるように出力される。
ＳＳＢ復調処理は、受信（復調）する所望波がＵＳＢの場合であるが、図１のＳＳＢ変調処理と同様の原理によりＵＳＢとＬＳＢを切り替える。

［第２のＳＳＢ復調回路：図６］
次に、本発明の実施の形態に係る第２のＳＳＢ復調回路（第２のＳＳＢ復調回路）について図６を参照しながら説明する。図６は、本発明の実施の形態に係る第２のＳＳＢ復調回路の構成ブロック図である。
図６では、ＡＤ変換器に入力される信号がＩＦ（中間周波数）の場合である。

図６の第２のＳＳＢ復調回路において、図４のＳＳＢ復調回路との相違点は、図４のＳＳＢ復調回路では、局部発振器１０５、９０度移相器１０６等を用いてアナログ処理にて同相信号と直交信号を生成したが、図６のＳＳＢ復調回路では、デジタル変換した信号を分岐して、ＣＯＳテーブル２０８と乗算器２０７及びＳＩＮテーブル２０９と乗算器２１０を用いて同相信号と直交信号を生成していることである。

尚、課題を解決するための手段に記載した「直交変換部」は、乗算器２０７、ＣＯＳテーブル２０８、ＳＩＮテーブル２０９、乗算器２１０に相当し、「複素周波数変換部」は、複素周波数変換部２１９に相当し、「低域通過フィルタ」は、ＬＰＦ２２０、ＬＰＦ２２１に相当し、「合成処理部」は、乗算器２２２、ＣＯＳテーブル２２３、ＳＩＮテーブル２２４、乗算器２２５、合成器２２６に相当している。

［第２のＳＳＢ復調回路の動作］
入力されたＳＳＢ変調波の信号は、帯域ろ波器２０１により必要な帯域に制限され、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２０２で所要の増幅度まで増幅され、乗算器２０３に出力される。
局部発信器２０４の信号は、乗算器２０３に入力され、低雑音増幅器２０２から入力した受信信号と乗算器２０３で乗算（混合）され、ＬＰＦ２０５（アンチエリアシングフィルタ）に入力される。

ＬＰＦ２０５の出力は、ＡＤ変換器２０６に入力され、各々アナログ信号からデジタル信号に変換されて乗算器２０７及び乗算器２１０に入力され、乗算器２０７で入力信号とＣＯＳテーブル２０８の出力が乗算され、乗算器２１０で入力信号とＳＩＮテーブル２０９の出力が乗算され、各々同相信号及び直交信号となり、複素周波数変換部２１９に入力される。

図５（ａ）では図４のＳＳＢ復調回路での処理と同様に、上記デジタル処理で直交復調された様子（複素周波数変換部２１９の入力信号）を示している。
複素周波数変換部２１９では、入力した同相信号とＣＯＳテーブル２１１の出力を乗算器２１２で乗算し、直交信号とＳＩＮテーブル２１４の出力を乗算器２１５で乗算し、乗算器２１２の出力と乗算器２１５の出力を加算器２１７で加算して複素周波数変換部２１９の同相出力とする。

また、複素周波数変換部２１９では、入力した直交信号とＣＯＳテーブル２１１の出力を乗算器２１６で乗算し、同相信号とＳＩＮテーブル２１４の出力を乗算器２１３で乗算し、乗算器２１６の出力と乗算器２１３の出力を加算器２１８で減算して複素周波数変換部２１９の直交出力とする。

複素周波数変換部２１９の出力は、図５（ｂ）で示されるように、ＵＳＢ（上側波帯）の中心周波数がベースバンドの周波数「０」になるように変換される。
複素周波数変換部２１９の同相出力と直交出力は、各々ＬＰＦ２２０及びＬＰＦ２２１の低域通過フィルタにより低帯域が通過される。このＬＰＦにより図５（ｃ）で示されるように、ＬＳＢ（下側波帯）が除去される。

その後、ＣＯＳテーブル２２３とＬＰＦ２２０の出力が乗算器２２２で乗算され、ＳＩＮテーブル２２４とＬＰＦ２２１の出力が乗算器２２５で乗算され、乗算器２２２からの出力と乗算器２２５からの出力が合成器２２６で合成されて周波数変換される。
そして、ＤＡ変換器２２７及びＬＰＦ２２８（スムージングフィルタ）により図５（ｄ）で示されるように、ＵＳＢが希望波の場合のＳＳＢ復調波として出力される。

図６における以上の処理の説明は、ＳＳＢ復調処理において、受信（復調）する所望波がＵＳＢの場合であるが、図１のＳＳＢ変調回路での処理と同様の原理によりＵＳＢとＬＳＢを切り替えることができるものである。

尚、図４のＳＳＢ復調回路は、図６のＳＳＢ復調回路の乗算器２０７を図４のアナログ処理の乗算器１０３に、図６のＣＯＳテーブル２０８を図４の局部発振器１０５に、図６の乗算器２１０を図４の乗算器１０４に、図６のＳＩＮテーブル２０９を図４の局部発振器１０５と９０度移相器１０６に、各々置き換えたものである。

図４は、アナログ処理でベースバンド帯域に高周波信号を変換するダイレクトコンバージョン方式の受信機において本発明の処理方式を適用して、ＳＳＢ変調信号以外の他のデジタル変調信号を復調する受信機と兼用、又は変調方式を切り替えて使用する場合に適用できる。

尚、デジタル信号処理については、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array），ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等の論理回路を構成できるハードウエアあるいは数値演算を行うソフトウエアのいずれでも実現可能である。

［実施の形態の効果］
以上詳細に説明したように、本発明の実施の形態によれば、従来のＳＳＢ変調処理及びＳＳＢ復調処理をデジタル信号処理で行う場合において、ヒルベルトフィルタを使用することによりフィルタのタップ数が多くなり演算量が多いという問題点を解決するものである。

本実施の形態では、ヒルベルトフィルタを使用する場合と比較して、不要波成分の同等の除去比を得るために、ＣＯＳテーブル又はＳＩＮテーブルの乗算による複素周波数変換又は周波数変換の処理により従来のヒルベルトフィルタを使用した場合にタップ数が多いことにより乗算回数が増大してしまうという問題点に対して、計算量を大幅に軽減するＳＳＢ変調処理及びＳＳＢ復調処理方式を提供するものである。

本発明は、複素周波数変換とＬＰＦの組合せにより、演算の処理量を軽減できるＳＳＢ変調回路に好適である。

１…低周波増幅器、 ２…ＬＰＦ、 ３…ＡＤ変換器、 ４…乗算器、 ５…乗算器、 ６…ＣＯＳテーブル、 ７…ＳＩＮテーブル、 ８…ＣＯＳテーブル、 ９…乗算器、 １０…乗算器、 １１…ＳＩＮテーブル、 １２…乗算器、 １３…乗算器、 １４…加算器、 １５…加算器、 １６…ＬＰＦ、 １７…ＬＰＦ、 １８…乗算器、 １９…ＣＯＳテーブル、 ２０…ＳＩＮテーブル、 ２１…乗算器、 ２２…合成器、 ２３…ＤＡ変換器、 ２４…ＬＰＦ、 ２５…混合器、 ２６…局部発振器、 ２７…ＢＰＦ、 ２８…複素周波数変換部、 １０１…帯域ろ波器、 １０２…低雑音増幅器、 １０３…乗算器、 １０４…乗算器、 １０５…局部発振器、 １０６…９０度移相器、 １０７…ＬＰＦ、 １０８…ＬＰＦ、 １０９…ＡＤ変換器、 １１０…ＡＤ変換器、 １１１…乗算器、 １１２…乗算器、 １１３…乗算器、 １１４…乗算器、 １１５…ＣＯＳテーブル、 １１６…ＳＩＮテーブル、 １１７…加算器、 １１８…加算器、 １１９…ＬＰＦ、 １２０…ＬＰＦ、 １２１…乗算器、 １２２…ＣＯＳテーブル、 １２３…ＳＩＮテーブル、 １２４…乗算器、 １２５…合成器、 １２６…ＤＡ変換器、 １２７…ＬＰＦ、 １２８…複素周波数変換部、 ２０１…帯域ろ波器、 ２０２…低雑音増幅器、 ２０３…乗算器、 ２０４…局部発振器、 ２０５…ＬＰＦ、 ２０６…ＡＤ変換器、 ２０７…乗算器、 ２０８…ＣＯＳテーブル、 ２０９…ＳＩＮテーブル、 ２１０…乗算器、 ２１１…ＣＯＳテーブル、 ２１２…乗算器、 ２１３…乗算器、 ２１４…ＳＩＮテーブル、 ２１５…乗算器、 ２１６…乗算器、 ２１７…加算器、 ２１８…加算器、 ２１９…複素周波数変換部、 ２２０…ＬＰＦ、 ２２１…ＬＰＦ、 ２２２…乗算器、 ２２３…ＣＯＳテーブル、 ２２４…ＳＩＮテーブル、 ２２５…乗算器、 ２２６…合成器、 ２２７…ＤＡ変換器、 ２２８…ＬＰＦ

Claims (1)

1. デジタル信号処理によりＳＳＢ変調処理を行うＳＳＢ変調回路であって、
   ＳＳＢ変調を行う信号を分岐して、第１の周波数の余弦波信号と第１の周波数の正弦波信号を別々に乗算して、同相信号と直交信号のデジタル信号を出力する直交変換部と、
   前記同相信号及び前記直交信号に対して、上側波帯又は下側波帯の一方の中心周波数が「０」となるよう複素周波数変換を行う複素周波数変換部と、
   前記複素周波数変換された同相信号及び直交信号に対して、前記中心周波数が「０」となるようにした信号帯域のみを抽出する低域通過フィルタと、
   前記低域通過フィルタから出力される同相信号と直交信号に対して、該同相信号に第２の周波数の余弦波信号を乗算し、該直交信号に第２の周波数の正弦波信号を乗算し、各々の乗算結果を合成する合成処理部とを有することを特徴とするＳＳＢ変調回路。

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