JP5847762B2 - 振幅変調信号を復調するための方法および装置 - Google Patents

Description

本開示は、振幅変調信号の復調のための方法および装置に関する。

ＡＭ復調のための同期式の方法においては、局部発振器の位相と、受信されたＡＭ信号の搬送波の位相とを同期させる必要がある。これらの位相が不整合である場合、誘発された位相オフセットのコサインで乗算されたベースバンドメッセージ信号が復調信号に含まれる。そのため、公知の復調回路は典型的には、複雑なハードウェアを含むことが多い（例えば、局部発振器の周波数および位相を復調すべき信号にロックするための位相ロックループ（ＰＬＬ））。このハードウェアの場合、非効率であり、貴重なオンチップ空間が占有される。

第１の局面によれば、振幅変調（ＡＭ）信号の復調方法が提供される。上記方法は、以下を含む：アナログ領域内において上記ＡＭ信号を受信することと、上記ＡＭ信号のデジタル表現を生成することと、上記デジタル領域内において、上記デジタル表現と、１つ以上のデジタル合成された局部発振器信号とを乗算することにより、第１の信号（Ｉ）および第２の信号（Ｑ）を生成することであって、上記第２の信号（Ｑ）は、上記第１の信号から実質的に９０度だけ位相がずれている、ことと、上記第１の信号および上記第２の信号を処理して、上記受信されたＡＭ信号を復調すること。

上記受信されたＡＭ信号を上記デジタル領域内において処理することにより、アナログ混合器に固有である、利得と位相との不均衡に関連する効果は完全に廃絶される。よって、本発明の実施形態において、上記ＡＭ搬送波と上記デジタル合成された局部発振器信号（単数または複数）との間の位相オフセットに起因する上記第１の信号と第２の信号の中に導入された誤差を後続処理においてすべて完全にまたは実質的にキャンセルすることが可能になる。その結果、デジタル直交混合（ｄｉｇｉｔａｌ ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｍｉｘｉｎｇ）に起因する信号対ノイズ比（ＳＮＲ）の劣化が実質的に無くなる。

上記処理ステップは、上記第１の信号の２乗および上記第２の信号の２乗の和の平方根をとって、復調デジタル信号を生成することを含み得る。よって、上記乗算ステップ時において導入した位相オフセットに起因する誤差をキャンセルすることができ、その結果、ＤＣオフセットおよび高周波成分を有する、例えばデジタルフィルタによって後の段階において除去することが可能であるスケーリングされたメッセージ信号が残される。

あるいは、上記処理ステップは、上記第１の信号および上記第２の信号を第１のベースバンド信号および第２のベースバンド信号に変換することと、上記第１のベースバンド信号の２乗と、上記第２のベースバンド信号の２乗の和の平方根をとって、復調デジタル信号を生成することとを含み得る。よって、その結果得られた出力は復調デジタルベースバンド信号となり、上記受信されたＡＭ信号の無線周波数（ＲＦ）成分は除去されている。さらに、上記局部発振器信号（単数または複数）と上記ＡＭ搬送波との間に存在する周波数オフセットは全てキャンセルされる。しかし、周波数オフセットが少しでもある場合、上記ベースバンド信号が上記周波数オフセットの値だけシフトする。よって、デジタル的に実行されたローパスフィルタは好適にはそれぞれ、上記周波数オフセット値だけシフトした上記第１のベースバンド信号および第２のベースバンド信号それぞれを通過させるように、十分に高いカットオフを有する。

上記第１の信号および第２の信号の上記第１のベースバンド信号および第２のベースバンド信号への変換は、１つ以上のデジタル的に実行されたローパスフィルタ（例えば、有限インパルス応答フィルタ）を用いて行われ得る。

任意選択的に、上記復調デジタル信号のＤＣ成分の除去は好適には、デジタル推定および減算を用いるかまたは公知のデジタル的に実行されたハイパスフィルタリング技術の利用により、行われる。

その後、上記復調デジタル信号のアナログ表現が生成され得る。任意の公知のデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）を用いて、上記アナログ表現を生成することができる。

上記局所信号および上記ＡＭ信号の搬送波のうち１つ以上間の位相オフセットを計算することも可能である。位相オフセット（Φ）は、
計算をすることによって決定することができる。

上記計算された位相オフセット（Φ）から、上記局部発振器信号と上記ＡＭ搬送波との間に存在する周波数オフセットを全て計算することができる。上記周波数オフセットは、上記位相差の時間に対する導関数を計算することにより、計算することができる。

上記計算された周波数オフセットを用いて、上記周波数オフセットが実質的にゼロになるまで、上記局部発振器信号の周波数を調節することができる。

本発明のいくつかの実施形態において、上記周波数オフセットがゼロである場合、上記計算された位相オフセットを用いて上記乗算を調節して上記局所信号のうちの１つと上記ＡＭ搬送波信号との間のゼロ位相オフセットを達成および（好適には）維持することができる。

上記計算された位相オフセットを用いて、上記乗算ステップにおいて上記第１の信号および第２の信号に発生した誤差をキャンセルすることができる。この段階において誘導された位相オフセットは全て、上記位相オフセットのコサインによって重み付けされた上記復調信号により、反映される。そのため、上記復調デジタル信号は、上記計算された位相オフセットの逆コサイン
によって乗算され得、これにより、上記乗算段階において誘導された位相オフセットに関連する誤差を全て除去することができる。

第２の局面によれば、振幅変調（ＡＭ）信号の復調装置が提供される。上記装置は、以下を含む：受信されたＡＭ信号のデジタル表現を生成するためのアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）と、上記デジタル表現と、局部発振器信号の１つ以上のデジタル表現とを乗算して、第１の信号（Ｉ）および第２の信号（Ｑ）を生成することであって、上記第２の信号（Ｑ）は、上記第１の信号から実質的に９０度だけ位相がずれる、ことと、上記第１の信号および上記第２の信号を処理して、上記受信されたＡＭ信号を復調することとを行うデジタル処理回路。

以下、実施形態について、単に非限定的例示目的だけのために、添付図面を参照して説明する。

ＡＭ信号の復調装置のブロック図である。 図１に示す装置内において実行される機能を示す模式図である。 図１および図２に示すＡＭ信号復調装置の改変例の模式図である。 図１および図２に示すＡＭ信号復調装置の改変例の模式図である。

振幅変調（ＡＭ）は、情報（典型的には音声信号）を無線周波数（ＲＦ）搬送波上に載せて伝送する際に一般的に用いられる技術である。従来、振幅変調（ＡＭ）信号の復調においては、局部発振器とＲＦ搬送波との同期を含み、複雑なハードウェア（例えば、局部発振器の位相および周波数を受信ＡＭ搬送波にロックするための位相ロックループ（ＰＬＬ））が用いられる。このような回路は非効率でありまた嵩高でもあり、チップ上の貴重な空間を占有する。別のアナログ方式も提案されている。しかし、アナログ回路が不完全であるため、位相および周波数誤差が往々にして発生し、その結果、上記ＡＭ搬送波と上記局部発振器との間の位相オフセットおよび周波数オフセットに起因して、復調信号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）が劣化する。本明細書中に記載される実施形態により、複雑なアナログ回路を必要とすること無く復調を行うことが可能となる。

図１は、振幅変調（ＡＭ）信号の復調装置の模式図である。上記装置は、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１２と、デジタル信号処理回路１６と、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）１８とを含む。デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）１８は、デジタル信号処理回路１６のデジタルアウトプットをアナログ信号に変換する為に任意選択的に設けられる。破線２０で示すデジタル領域内において、信号処理回路１６が動作する。一般的に、上記装置は、ＡＭ信号を受信し、上記信号を上記デジタル領域内において復調することができる。動作時において、ＡＭ信号がＡＤＣ１２において受信される。上記ＡＭ信号は、公知の方法を用いて元々の搬送波周波数からシフトされた中間周波数（ＩＦ）とされ得る。あるいは、ホモダイン動作（直接変換）において、ＡＤＣ１２におけるＡＭ入力信号を無線周波数（ＲＦ）受信器から直接受信してもよい。ＡＤＣ１２は、上記ＡＭ入力信号のデジタル表現を生成するように動作することができる。その後、上記デジタル表現は、デジタル信号処理回路１６へと送られ得る。以下にさらに詳述するように、信号処理回路１６は、デジタル的に表現されたＡＭ信号を処理して、上記受信されたＡＭ信号のエンベロープを検出することができ、よって復調デジタル信号を抽出することができる。その後、上記復調デジタル信号は、任意選択のＤＡＣ１８へと出力され得る。任意選択のＤＡＣ１８において、上記復調デジタル信号のアナログ表現への変換が行われ得る。

信号処理回路１６は、専用ハードウェア（例えば、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ））として実行してもよいし、あるいは、適切なプログラマブル処理ハードウェア（例えばデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）またはフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、あるいは特定用途向けおよび非特定用途向けハードウェア双方の混合物）を用いて実行してもよい。

ここで図２を参照して、図１の復調装置１０の模式図が図示されている。信号処理回路１６の実施形態の機能ブロックがより詳細に図示されている。ＡＭ信号のデジタル表現を先ず同一の第１のおよび第２のデジタル表現または語へと分割し、その後、コサイン波２６およびサイン波２８のそれぞれのデジタル表現により、上記第１のおよび第２のデジタル表現または語を第１の乗算器２０および第２の乗算器２２において乗算する。コサイン波２６およびサイン波２８は、ＡＤＣ１２の入力におけるＡＭ信号の搬送波と概念的に同一の周波数を有する。これらのコサイン２４およびサイン２６の表現は、数値制御発振器（ＮＣＯ）２９または（コサイン信号およびサイン信号を表すデジタル語の２つのストリングを出力するように適合された）他の局部発振器により、生成される。よって、乗算器２０および２２ならびにＮＣＯ２９により、直角混合器のデジタル相当物が構成される。正弦信号２６および２８を用いた実施形態について記載してきたが、他のデジタル波形態の近似値（例えば三角波、方形波および鋸歯状波の近似値）も同様に利用可能であることが理解される。その場合、コサイン信号２６およびサイン信号２８に関連して本明細書中に記載した計算の代わりに、他の波形態の近似値の計算を同様に行ってもよい。上述したように、ＮＣＯ２９によって生成される２つのデジタル信号２６および２８は、上記受信されたＡＭ信号の搬送波周波数（ω_ｃ）の周波数と実質的に同じ周波数と、相互間のπ／２ラジアン（９０度）の位相差とを有する。そのため、第１の乗算器２０および第２の乗算器２２において乗算を行うことにより、２つのデジタル成分信号（すなわち、同相成分信号（Ｉ）と、第１の成分信号２６から位相がπ／２ラジアンだけずれた直角成分信号とが）が生成される。同相成分デジタル語および直角成分デジタル語は、以下のようにして表現することができる。

受信されたＡＭ信号は、以下のように定義され得る。
受信されたＡＭ信号＝ｂｃｏｓ（ω_ｃｔ）
ここで、ｂ＝１＋ｋ．ｍ（ｔ）；ｋ−変調指数、ｍ（ｔ）−変調メッセージ。

よって、上記混合された同相成分信号は、以下のように表現することができる。

上記は、三角関数公式を用いると、以下に等しくなる。

ここで、Φは、局部発振器２９とＡＭ搬送波周波数ω_ｃとの間の位相オフセットを示す。

同様に、上記直角成分信号は、以下のように表現することができる。

同様に、三角関数公式を用いて、以下が得られる。

その後、上記混合された同相成分信号および直角成分信号は、第１のデジタル的に実行されたローパスフィルタ３０および第２のデジタル的に実行されたローパスフィルタ３２へと送られ、ここで、同相信号Ｉおよび直角信号Ｑの高周波成分、
が除去され得る。ローパスフィルタ３０および３２は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタとして実行してもよいし、あるいは、他の任意の公知のデジタルフィルタ実行を用いてもよい。その結果得られる出力は、以下のように定義される。
Ｉ＝ｂｃｏｓΦ
Ｑ＝ｂｓｉｎΦ

上記三角関数公式
を用いて、ｂの値を信号処理回路１６によって決定することができる。ここで、ｂは、ＤＣバイアスおよび復調指数ｋに依存する何らかのスケーリングを含む復調メッセージを表す。従って、デジタルローパスフィルタ３０および３２から出力された２つのベースバンド成分語を乗算器３４および３６において２乗することができ、上記２乗出力を加算器３８において加算することができる。その後、平方根４０の関数を、上記加算出力へ適用することができる。上記フィルタリングされた同相語Ｉおよび直角語Ｑの２乗、加算および平方根によってデジタル信号処理回路１６によって行われる機能を数式で示せば、以下のようになる。

その後、出力ｂをデジタル的に実行されたハイパスフィルタ４２（例えば、ＦＩＲフィルタ）へと送って、上記復調デジタル語のＤＣ成分を除去することができる。その結果得られたＤＣオフセットが除去された信号は、元々のメッセージｍ（ｔ）を変調指数ｋによってスケーリングすることによって得られたものである。

任意選択的に、この復調信号をＤＡＣ１８へと送って、後で復調アナログ信号（例えば、音声信号）に変換してもよい。

ＡＭ搬送波に対する局部発振器２９の位相オフセットΦは、Ｑの値から決定することができる。なぜならば、ｓｉｎ（０）＝０であるため、位相オフセットΦがゼロである場合、Ｑもゼロであるからである。よって、Ｑを監視することにより、Ｑがゼロで維持されるように、ＡＭ搬送波に対する局部発振器２９の位相を制御することが可能になる。さらなる実施形態を図３に示す。図３において、この方法が実行される。誤差修正モジュール４４が、直角信号成分を受信する。上記直角信号成分から、ＮＣＯ２９とＡＭ搬送波との間の位相差の測定値を決定することができる。次に、この測定値を用いて、上記受信されたＡＭ搬送波に対する位相オフセットΦがゼロになるように、ＮＣＯ２９の位相を調節することができる。従って、この位相オフセットフィードバックループ４４により、位相オフセットΦを実質的にゼロに維持することが可能になる。これによる効果として、同相信号Ｉから搬送波成分を除去することにより、以下に示すようなデジタルコサイン２６の表現との乗算により、同相搬送波のＡＭ変調がキャンセルされる点がある。

従って、ＡＭ信号の復調において、直角表現Ｑがもはや不要となる。すなわち、ＮＣＯ２９とＡＭ搬送波との間の位相オフセット計算のみにおいて、Ｑが必要となる。任意選択的に、実際の位相オフセットΦの直接的値を以下の式を用いて決定するために、上記同相成分を用いてもよい。

式中、Ｉは上記に定義された同相成分信号であり、Ｑは直角成分信号である。その後、計算されたオフセットを用いてＮＣＯ２９の制御語を制御して、ＮＣＯ２９をＡＭ搬送波と同相にしかつ／または位相オフセットΦをゼロに維持することが可能になる。

デジタル的に実行されたバンドパスフィルタ４６によって同相成分Ｉをフィルタリングして、高周波数搬送波成分およびＤＣオフセットを除去することができる。このようなフィルタリングの結果、復調信号ｍ（ｔ）のデジタル表現が得られる。

位相オフセットΦの時間変数の変化は、ＡＤＣ１２における受信ＡＭ信号の搬送波と、局部発振器との間の周波数不整合の指標であり得る。位相オフセットを経時的に監視することにより、ＡＭ信号の搬送波とデジタル局部発振器信号との間に存在する周波数オフセットｆ_ｏｓを決定し、および好適にはキャンセルすることができる。周波数オフセットｆ_ｏｓは、位相オフセットの第１の導関数を以下に記載のように計算することにより、決定することができる。

周波数オフセットが特定された場合、上記計算されたオフセットを用いて、ＮＣＯ２９の制御語を制御して、局部発振器周波数を入来ＡＭ信号の搬送波と整合させることができる（すなわち、ｆ_ｏｓ＝０）。周波数オフセットｆ_ｏｓを除去した後、位相オフセットΦは、存在したとしても、一定となる。従って、周波数オフセットが特定された場合、ＮＣＯ２９を好適には調節して周波数オフセットを除去した後、ＮＣＯ２９とＡＭ搬送波との間に存在する任意の位相オフセットΦを除去するとよい。

位相および周波数オフセットの監視と、局部発振器２９の対応する調節とは、同時に行われてもよい。すなわち、位相および周波数オフセットの値を装置の動作期間全体において一定間隔でサンプリングしてもよいし、あるいは、特定の状況下のみにおいてサンプリングしてもよい。例えば、初期化段階において、位相および周波数オフセットをゼロまで低減することができる。次に、ＮＣＯ２９の位相および周波数を確実にＡＭ搬送波と同期させるために、位相値および周波数値を定期的にサンプリングしてもよい。検出された、ＮＣＯ２９の同期状態からの外れは、局部発振器を対応して調節することに用いてもよい。各サンプル間の期間は、処理出力および／または特定のハードウェア実行における出力制限および／または復調において必要な精度および品質に依存し得る。

図４に示すさらなる実施形態において、同相語および直角成分語から決定された位相オフセットΦの値は、位相オフセットΦそのものに起因する誤差をキャンセルするために使用することができる。デジタル的に実行されたローパスフィルタ３０により、高周波成分が同相成分信号Ｉから除去される。その後、その結果得られたデジタル信号（Ｉ＝ｂｃｏｓΦ）を乗算器４８において位相オフセットΦの逆コサインで乗算する。これにより、位相オフセットに起因する誤差重み付け（ｃｏｓΦ）がキャンセルされ、その結果復調デジタル信号ｂが残り、その後、上記復調デジタル信号ｂをデジタル的に実行されたハイパスフィルタ４２によってフィルタリングして、ＤＣオフセットを全て除去することができる。

本明細書中に記載される機能は、デジタルハードウェア、ソフトウェアまたはこれらの組み合わせによって実行することが可能であることが理解される。

本明細書中、本開示について、個々の実施形態を用いて説明してきた。しかし、当業者であれば、多様な実施形態または１つ以上の実施形態からの特徴を必要に応じて組み合わせることが可能であることを理解する。また、これらの実施形態において多様な改変が可能であることも理解される。

Claims (12)

1. 振幅変調（ＡＭ）信号を復調する方法であって、
   アナログ領域内において前記ＡＭ信号を受信すること、
   前記ＡＭ信号のデジタル表現を生成すること、および
   デジタル領域において、
   前記デジタル表現と、１つ以上のデジタル生成された局部発振器信号とを乗算して第１の信号（Ｉ）および第２の信号（Ｑ）を生成することであって、前記第２の信号（Ｑ）は、前記第１の信号から位相が実質的に９０度だけずれていることと、
   前記受信されたＡＭ信号を復調して復調デジタル信号を生成するために、前記第１の信号および前記第２の信号を処理することと
   を行うこと、
   を含み、
   前記処理が、
   前記局部発振器信号のうち１つ以上と、前記受信されたＡＭ信号の搬送波との間の位相オフセット（Φ）を計算すること、および、
   前記第１の信号（Ｉ）を、前記計算された位相オフセットの逆コサイン
   によって乗算することを含むことを特徴とする、
   前記方法。
2. 前記信号を処理することが、
   前記第１の信号および前記第２の信号を第１のベースバンド信号および第２のベースバンド信号に変換すること、
   を含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記復調デジタル信号からＤＣ成分を実質的に除去することをさらに含む、請求項１または２に記載の方法。
4. ａ）前記位相オフセット（Φ）は、
   を計算することによって計算される、
   ｂ）前記計算された位相オフセットを用いて、前記局部発振器信号のうち１つ以上を調節して、前記局部発振器信号のうち１つと、前記受信されたＡＭ信号の搬送波との間の位相差を実質的にゼロ度に維持する、
   以上のうちの１つ以上が適用されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
5. 前記局部発振器信号のうち１つ以上と、前記受信されたＡＭ信号の搬送波との間の周波数オフセットを決定することをさらに含む、請求項１〜４のいずれか一項に記載の方法。
6. 前記決定された周波数オフセットを用いて、前記局部発振器信号のうち１つ以上の周波数と、前記受信されたＡＭ信号の搬送波の周波数とを整合させる、請求項５に記載の方法。
7. 振幅変調（ＡＭ）信号を復調するための装置であって、
   受信されたＡＭ信号のデジタル表現を生成するアナログ-デジタル変換器（１２）と、
   デジタル処理回路（１６）であって、
   前記デジタル表現と、１つ以上のデジタル生成された局部発振器信号とを乗算して、第１の信号（Ｉ）および第２の信号（Ｑ）を生成することであって、前記第２の信号（Ｑ）は、前記第１の信号から実質的に９０度だけ位相がずれている、ことと、
   前記受信されたＡＭ信号を復調して復調デジタル信号を生成するために、前記第１の信号（Ｉ）および前記第２の信号（Ｑ）を処理することと、
   を行うための、前記デジタル処理回路（１６）と、
   を含み、
   前記処理が、
   前記局部発振器信号のうち１つ以上と、前記受信されたＡＭ信号の搬送波との間の位相オフセット（Φ）を計算すること、および、
   前記第１の信号（Ｉ）を、前記計算された位相オフセットの逆コサイン
   によって乗算することを含むことを特徴とする、
   前記装置。
8. 前記デジタル処理回路が、
   前記第１の信号および前記第２の信号を第１のベースバンド信号および第２のベースバンド信号へと変換すること、
   を行うようにさらに動作可能である、請求項７に記載の装置。
9. 前記デジタル処理回路が、前記第１の信号および第２の信号を前記第１のベースバンド信号および第２のベースバンド信号へ変換するための少なくとも１つのローパスフィルタ（３０、３２）を含む、請求項８に記載の装置。
10. 前記デジタル処理回路が、前記復調デジタル信号からＤＣ成分を除去するためのハイパスフィルタ（４２）を含む、請求項７〜９のいずれか一項に記載の装置。
11. 前記位相オフセット（Φ）が、
    を計算することにより計算される、請求項７〜１０のいずれか一項に記載の装置。
12. 以下が適用される、
    ａ）前記デジタル処理回路（１６）は数値制御発振器（２９）を含み、前記位相オフセットの実質的な実時間値を前記数値制御発振器（２９）へ提供することで、前記数値制御発振器（２９）の周波数が前記受信されたＡＭ信号の搬送波周波数において維持される、請求項７〜１１のいずれか一項に記載の装置。