JP2000270037A - 直交変調器 - Google Patents
直交変調器Info
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- JP2000270037A JP2000270037A JP11074674A JP7467499A JP2000270037A JP 2000270037 A JP2000270037 A JP 2000270037A JP 11074674 A JP11074674 A JP 11074674A JP 7467499 A JP7467499 A JP 7467499A JP 2000270037 A JP2000270037 A JP 2000270037A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
ディジタル無線装置の直交変調回路において、アナログ
回路で発生する変調誤差を、ディジタル回路で数値的に
補償することを特徴とする直交変調誤差補償回路。 【課題】アナログ直交変調において、アナログ素子の特
性のばらつき・経年変化に対応可能であり、かつ、高い
変調精度を確保できる直交変調誤差補償回路を、ディジ
タル回路で実現すること。 【解決手段】アナログ回路で発生する誤差（D/A変換器
のDCオフセット、キャリアの位相ずれ等）をディジタル
回路で検出し、D/A変換する前の信号に、検出した誤差
の逆特性を付加する。
回路で発生する変調誤差を、ディジタル回路で数値的に
補償することを特徴とする直交変調誤差補償回路。 【課題】アナログ直交変調において、アナログ素子の特
性のばらつき・経年変化に対応可能であり、かつ、高い
変調精度を確保できる直交変調誤差補償回路を、ディジ
タル回路で実現すること。 【解決手段】アナログ回路で発生する誤差（D/A変換器
のDCオフセット、キャリアの位相ずれ等）をディジタル
回路で検出し、D/A変換する前の信号に、検出した誤差
の逆特性を付加する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル無線装
置において、直交変調誤差を補償する直交変調器に関わ
るものである。
置において、直交変調誤差を補償する直交変調器に関わ
るものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の直交変調誤差補償する方式として
は、アナログ方式による直交変調器と、直交変調そのも
のをディジタル化したディジタル直交変調器によるもの
とがある。以下、これらの従来例について図３及び図４
並びに図５を用いて説明する。
は、アナログ方式による直交変調器と、直交変調そのも
のをディジタル化したディジタル直交変調器によるもの
とがある。以下、これらの従来例について図３及び図４
並びに図５を用いて説明する。
【０００３】図３はアナログ方式の直交変調器の構成例
を示すブロック図である。51-1，51-2は入力端子、52は
出力端子、17-1，17-2はD/A変換器、18-1，18-2はアナ
ログLPF（Low Pass Filter）、19-1，19-2はD/A変換器D
Cオフセットの除去回路、20-1，20-2はミキサ回路、21
はアナログ加算器、22は位相誤差除去回路、23は90°位
相シフタ、24は発振器である。入力端子51-1はD/A変換
器17-1に接続し、D/A変換器17-1はアナログLPF18-1を介
して除去回路19-1に接続する。同様に、入力端子51-2は
D/A変換器17-2に接続し、D/A変換器17-2はアナログLPF1
8-2を介して除去回路19-2に接続する。除去回路19-1は
ミキサ回路20-1に接続し、また除去回路19-2はミキサ回
路20-2に接続する。ミキサ回路20-1とミキサ回路20-2の
出力はそれぞれアナログ加算器21に接続し、アナログ加
算器21は出力端子52に接続する。発振器24は、LO（ロー
カル）信号の位相誤差除去回路22と90°位相シフタ23と
に接続する。位相誤差除去回路22はミキサ回路20-1に接
続し、90°位相シフタ23はミキサ回路20-2に接続する。
を示すブロック図である。51-1，51-2は入力端子、52は
出力端子、17-1，17-2はD/A変換器、18-1，18-2はアナ
ログLPF（Low Pass Filter）、19-1，19-2はD/A変換器D
Cオフセットの除去回路、20-1，20-2はミキサ回路、21
はアナログ加算器、22は位相誤差除去回路、23は90°位
相シフタ、24は発振器である。入力端子51-1はD/A変換
器17-1に接続し、D/A変換器17-1はアナログLPF18-1を介
して除去回路19-1に接続する。同様に、入力端子51-2は
D/A変換器17-2に接続し、D/A変換器17-2はアナログLPF1
8-2を介して除去回路19-2に接続する。除去回路19-1は
ミキサ回路20-1に接続し、また除去回路19-2はミキサ回
路20-2に接続する。ミキサ回路20-1とミキサ回路20-2の
出力はそれぞれアナログ加算器21に接続し、アナログ加
算器21は出力端子52に接続する。発振器24は、LO（ロー
カル）信号の位相誤差除去回路22と90°位相シフタ23と
に接続する。位相誤差除去回路22はミキサ回路20-1に接
続し、90°位相シフタ23はミキサ回路20-2に接続する。
【０００４】図３において、変調波の同相成分（以下、
I成分と称する）はD/A変換器17-1に入力し、アナログ信
号に変換されて出力される。同様に直交成分（以下、Q
成分と称する）はD/A変換器17-2に入力し、アナログ信
号に変換されて出力される。D/A変換器17-1及びD/A変換
器17-2の出力にはディジタルの折返し成分が含まれるた
め、それぞれ、アナログLPF18-1及びアナログLPF18-2に
より信号成分だけを通過させる。次に、アナログLPF18-
1を通過した信号成分は、DCオフセット除去回路19-1に
入力し、D/A変換器17-1の出力の直流誤差成分を除去す
る。また同様に、次に、アナログLPF18-2を通過した信
号成分は、DCオフセット除去回路19-2に入力し、D/A変
換器17-2の出力の直流誤差成分を除去する。DCオフセッ
トを除去されたI成分とQ成分は、それぞれミキサ回路20
-1と20-2に入力し、その出力がそれぞれアナログ加算器
21に入力し加算されることによって変調波信号が作られ
る。アナログ加算器21からの変調波信号は出力端子52を
介して出力される。ミキサ回路20-1と20-2とで使用する
LO信号は、発振器24で発生された基準周波数信号（ω
IF＝2πf IF、ただし、f IFは中間周波数）が位相誤差
除去回路22を介してミキサ回路20-1に送られたものと、
また90°位相シフタ23に送られ90°移相されミキサ回路
20-2に送られたものである。ここで、位相誤差除去回路
22が、ミキサ回路20-1に送られた信号とミキサ回路20-2
に送られた信号との位相差が正確に90°になるように調
整することによって直交変調誤差を補償するものであ
る。もちろん、位相誤差除去回路22は、90°位相シフタ
23側に接続されてもよい。
I成分と称する）はD/A変換器17-1に入力し、アナログ信
号に変換されて出力される。同様に直交成分（以下、Q
成分と称する）はD/A変換器17-2に入力し、アナログ信
号に変換されて出力される。D/A変換器17-1及びD/A変換
器17-2の出力にはディジタルの折返し成分が含まれるた
め、それぞれ、アナログLPF18-1及びアナログLPF18-2に
より信号成分だけを通過させる。次に、アナログLPF18-
1を通過した信号成分は、DCオフセット除去回路19-1に
入力し、D/A変換器17-1の出力の直流誤差成分を除去す
る。また同様に、次に、アナログLPF18-2を通過した信
号成分は、DCオフセット除去回路19-2に入力し、D/A変
換器17-2の出力の直流誤差成分を除去する。DCオフセッ
トを除去されたI成分とQ成分は、それぞれミキサ回路20
-1と20-2に入力し、その出力がそれぞれアナログ加算器
21に入力し加算されることによって変調波信号が作られ
る。アナログ加算器21からの変調波信号は出力端子52を
介して出力される。ミキサ回路20-1と20-2とで使用する
LO信号は、発振器24で発生された基準周波数信号（ω
IF＝2πf IF、ただし、f IFは中間周波数）が位相誤差
除去回路22を介してミキサ回路20-1に送られたものと、
また90°位相シフタ23に送られ90°移相されミキサ回路
20-2に送られたものである。ここで、位相誤差除去回路
22が、ミキサ回路20-1に送られた信号とミキサ回路20-2
に送られた信号との位相差が正確に90°になるように調
整することによって直交変調誤差を補償するものであ
る。もちろん、位相誤差除去回路22は、90°位相シフタ
23側に接続されてもよい。
【０００５】以上述べたようなアナログ方式の変調器に
おける直交変調誤差補償では、位相誤差除去回路の調整
が必要となるため、直交変調器を構成するアナログ回路
素子の特性上のばらつきや、経年変化による特性変化に
対応できない。
おける直交変調誤差補償では、位相誤差除去回路の調整
が必要となるため、直交変調器を構成するアナログ回路
素子の特性上のばらつきや、経年変化による特性変化に
対応できない。
【０００６】図４は、ディジタル直交変調回路の構成例
を示すブロック図である。51-1，51-2は入力端子、52は
出力端子、25-1，25-2はディジタル乗算器、26-1はLO信
号の余弦波（COSωIF）、26-2はLO信号の正弦波（SINω
IF）、28はディジタル加算器、29はD/A変換器、30はア
ナログBPF（Band Pass Filter）、40はディジタル乗算
器25-1，25-2とディジタル加算器28及びLO信号の余弦波
（COSωIF）と正弦波（SINωIF）26-1，26-2で構成され
る機能ブロックである。入力端子51-1はディジタル乗算
器25-1に接続し、ディジタル乗算器25-1はディジタル加
算器28に接続する。同様に、入力端子51-2はディジタル
乗算器25-2に接続し、ディジタル乗算器25-2もまたディ
ジタル加算器28に接続する。ディジタル加算器28はD/A
変換器29に接続し、D/A変換器29は出力端子52に接続す
る。また、ディジタル乗算器25-1には乗算係数として、
LO信号の余弦波（COSωIF）27が入力する。同様に、デ
ィジタル乗算器25-2には乗算係数として、LO信号の正弦
波（SINωIF）27が入力する。
を示すブロック図である。51-1，51-2は入力端子、52は
出力端子、25-1，25-2はディジタル乗算器、26-1はLO信
号の余弦波（COSωIF）、26-2はLO信号の正弦波（SINω
IF）、28はディジタル加算器、29はD/A変換器、30はア
ナログBPF（Band Pass Filter）、40はディジタル乗算
器25-1，25-2とディジタル加算器28及びLO信号の余弦波
（COSωIF）と正弦波（SINωIF）26-1，26-2で構成され
る機能ブロックである。入力端子51-1はディジタル乗算
器25-1に接続し、ディジタル乗算器25-1はディジタル加
算器28に接続する。同様に、入力端子51-2はディジタル
乗算器25-2に接続し、ディジタル乗算器25-2もまたディ
ジタル加算器28に接続する。ディジタル加算器28はD/A
変換器29に接続し、D/A変換器29は出力端子52に接続す
る。また、ディジタル乗算器25-1には乗算係数として、
LO信号の余弦波（COSωIF）27が入力する。同様に、デ
ィジタル乗算器25-2には乗算係数として、LO信号の正弦
波（SINωIF）27が入力する。
【０００７】図４において、変調波のI成分はディジタ
ル乗算器25-1に入力し、Q成分はディジタル乗算器25-2
に入力する。ディジタル乗算器25-1と25-2では、入力し
たI成分とQ成分とに、それぞれに入力する係数即ち、LO
信号の余弦波（COSωIF）26-1とLO信号の正弦波（SINω
IF）26-2を乗算してディジタル加算器28に送る。ディジ
タル加算器28は入力した２つの信号を加算してD/A変換
器29に送る。D/A変換器29は入力した信号をアナログ値
に変換してアナログBPF30に送る。アナログBPF30は入力
した信号から不要周波数成分を除去して、出力端子52を
介して出力する。
ル乗算器25-1に入力し、Q成分はディジタル乗算器25-2
に入力する。ディジタル乗算器25-1と25-2では、入力し
たI成分とQ成分とに、それぞれに入力する係数即ち、LO
信号の余弦波（COSωIF）26-1とLO信号の正弦波（SINω
IF）26-2を乗算してディジタル加算器28に送る。ディジ
タル加算器28は入力した２つの信号を加算してD/A変換
器29に送る。D/A変換器29は入力した信号をアナログ値
に変換してアナログBPF30に送る。アナログBPF30は入力
した信号から不要周波数成分を除去して、出力端子52を
介して出力する。
【０００８】図４で述べたように、ディジタル変調回路
では、直交変調器の入力信号としてディジタル処理した
I成分とQ成分そのものを使用できる。従って、DCオフセ
ットが存在しない。また、位相関係を90°に保ったLO信
号用の係数（正弦波、余弦波）を使用できるため、位相
誤差も存在しない。
では、直交変調器の入力信号としてディジタル処理した
I成分とQ成分そのものを使用できる。従って、DCオフセ
ットが存在しない。また、位相関係を90°に保ったLO信
号用の係数（正弦波、余弦波）を使用できるため、位相
誤差も存在しない。
【０００９】また、図５は、図４の波線部で囲んだ機能
ブロック40の構成例を示すブロック図である。71-1，71
-2は入力端子、73は出力端子，31，33はスイッチ回路、
32は符号反転回路、34はデータ保持用のラッチ回路であ
る。入力端子71-1はスイッチ回路31の入力A側と接続
し、入力端子71-2はスイッチ回路31の入力B側と接続す
る。スイッチ回路31の出力C側はスイッチ33の入力A側と
符号反転回路32に接続する。符号反転回路32はスイッチ
33の入力B側に接続し、スイッチ33の出力C側はラッチ回
路34に接続する。ラッチ回路34は出力端子73を介して変
調信号を出力する。
ブロック40の構成例を示すブロック図である。71-1，71
-2は入力端子、73は出力端子，31，33はスイッチ回路、
32は符号反転回路、34はデータ保持用のラッチ回路であ
る。入力端子71-1はスイッチ回路31の入力A側と接続
し、入力端子71-2はスイッチ回路31の入力B側と接続す
る。スイッチ回路31の出力C側はスイッチ33の入力A側と
符号反転回路32に接続する。符号反転回路32はスイッチ
33の入力B側に接続し、スイッチ33の出力C側はラッチ回
路34に接続する。ラッチ回路34は出力端子73を介して変
調信号を出力する。
【００１０】図５において、スイッチ回路31とラッチ回
路34はサンプリング周波数FSで動作し、スイッチ回路33
はFS/2で動作する。この動作によって、入力端子71-1か
ら入力したI成分と入力端子71-2から入力したQ成分とは
直交変調される。
路34はサンプリング周波数FSで動作し、スイッチ回路33
はFS/2で動作する。この動作によって、入力端子71-1か
ら入力したI成分と入力端子71-2から入力したQ成分とは
直交変調される。
【００１１】以上の述べたようなディジタル直交変調器
では、直交変調器をディジタル回路で構成するため、DC
オフセットもなく、位相誤差もない。しかし、スプリア
スを回避するため、直交変調器の出力である被変調波を
高QのアナログBPF（例えば、図４のBPF30）でフィルタ
処理する必要があり、この必要上ディジタル直交変調器
の最終段は高いサンプリング周波数で処理するように設
計しなければならなかった。
では、直交変調器をディジタル回路で構成するため、DC
オフセットもなく、位相誤差もない。しかし、スプリア
スを回避するため、直交変調器の出力である被変調波を
高QのアナログBPF（例えば、図４のBPF30）でフィルタ
処理する必要があり、この必要上ディジタル直交変調器
の最終段は高いサンプリング周波数で処理するように設
計しなければならなかった。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】前述の従来技術には、
次のような問題がある。
次のような問題がある。
【００１３】第１の問題として、アナログ方式による直
交変調器では、使用するアナログ回路素子の特性上のば
らつきや、素子の経年変化に対する直交変調誤差の補償
が困難である。
交変調器では、使用するアナログ回路素子の特性上のば
らつきや、素子の経年変化に対する直交変調誤差の補償
が困難である。
【００１４】第２の問題として、ディジタル直交変調器
では、スプリアス回避のため、直交変調器に続く処理で
ある周波数変換の前に、高ＱのアナログBPFが必要であ
る。このBPFの設計条件を緩和するため、ディジタル回
路の最終段を高いサンプリング周波数で処理する必要が
ある。
では、スプリアス回避のため、直交変調器に続く処理で
ある周波数変換の前に、高ＱのアナログBPFが必要であ
る。このBPFの設計条件を緩和するため、ディジタル回
路の最終段を高いサンプリング周波数で処理する必要が
ある。
【００１５】従って本発明では、回路設計条件の緩和
し、素子のばらつき・経年変化に対応可能であり、か
つ、高い変調精度を確保できる直交変調誤差補償回路を
実現することを目的とする。
し、素子のばらつき・経年変化に対応可能であり、か
つ、高い変調精度を確保できる直交変調誤差補償回路を
実現することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明では、次に示す手段を行った。
めに、本発明では、次に示す手段を行った。
【００１７】まず、アナログ回路で直交変調した。そし
て、ディジタル回路で、D/A変換から直交変調までのア
ナログ回路で生じた誤差を検出し、その逆特性をD/A変
換前のデータに付加した。
て、ディジタル回路で、D/A変換から直交変調までのア
ナログ回路で生じた誤差を検出し、その逆特性をD/A変
換前のデータに付加した。
【００１８】以上のようにして、本発明は、アナログ回
路設計条件を緩和し、素子のばらつき・経年変化にも対
応することができる直交変調器を実現したものである。
路設計条件を緩和し、素子のばらつき・経年変化にも対
応することができる直交変調器を実現したものである。
【００１９】更に本発明は、高いサンプリング周波数で
処理するBPF等、高速なディジタル回路の構成を必要と
しないため、部品コストの削減した直交変調器を実現し
たものである。
処理するBPF等、高速なディジタル回路の構成を必要と
しないため、部品コストの削減した直交変調器を実現し
たものである。
【００２０】これにより、アナログ素子の経年変化分も
含めて、ディジタル回路で数値的に変調誤差を補償する
ことが可能となる。
含めて、ディジタル回路で数値的に変調誤差を補償する
ことが可能となる。
【００２１】
【発明の実施形態】以下、本発明の一実施例を図１を用
いて説明する。図１は本発明の直交変調器の構成を示す
ブロック図である。1は誤差検出・補償回路、2-1，2-2
はD/A変換器、3-1，3-2はアナログLPF、4-1，4-2，6，7
はミキサ回路、5はアナログ加算器、8，9は発振器、10
はアナログBPF、11はA/D変換器、12はディジタル直交復
調器、51-1，51-2は入力端子、52は出力端子である。入
力端子51-1と51-2はそれぞれ誤差検出・補償回路1に接
続し、誤差検出・補償回路1はD/A変換器2-1と2-2に接続
する。D/A変換器2-1はアナログLPF3-1に接続し、アナロ
グLPF3-1はミキサ回路4-1を介してアナログ加算器5に接
続する。同様に、D/A変換器2-2はアナログLPF3-2に接続
し、アナログLPF3-2はミキサ回路4-2を介してアナログ
加算器5に接続する。アナログ加算器5は出力端子52に接
続するとともにミキサ回路6に接続する。ミキサ回路6は
アナログBPF10に接続し、アナログBPF10はA/D変換器11
を介してディジタル直交復調器12に接続する。ディジタ
ル直交復調器12は同相成分信号と直交成分信号とをそれ
ぞれ送るために誤差検出・補償回路1と接続する。発振
器8と発振器9とはそれぞれミキサ回路ミキサ回路7に接
続し、ミキサ回路7はミキサ回路6に接続する。破線で囲
まれた、LO信号の余弦波（COSωIF）を入力信号に乗算
するミキサ回路4-1及び、LO信号の正弦波（SINωIF）を
入力信号に乗算するミキサ回路4-2並びにアナログ加算
器5は、アナログ直交変調器を構成している。
いて説明する。図１は本発明の直交変調器の構成を示す
ブロック図である。1は誤差検出・補償回路、2-1，2-2
はD/A変換器、3-1，3-2はアナログLPF、4-1，4-2，6，7
はミキサ回路、5はアナログ加算器、8，9は発振器、10
はアナログBPF、11はA/D変換器、12はディジタル直交復
調器、51-1，51-2は入力端子、52は出力端子である。入
力端子51-1と51-2はそれぞれ誤差検出・補償回路1に接
続し、誤差検出・補償回路1はD/A変換器2-1と2-2に接続
する。D/A変換器2-1はアナログLPF3-1に接続し、アナロ
グLPF3-1はミキサ回路4-1を介してアナログ加算器5に接
続する。同様に、D/A変換器2-2はアナログLPF3-2に接続
し、アナログLPF3-2はミキサ回路4-2を介してアナログ
加算器5に接続する。アナログ加算器5は出力端子52に接
続するとともにミキサ回路6に接続する。ミキサ回路6は
アナログBPF10に接続し、アナログBPF10はA/D変換器11
を介してディジタル直交復調器12に接続する。ディジタ
ル直交復調器12は同相成分信号と直交成分信号とをそれ
ぞれ送るために誤差検出・補償回路1と接続する。発振
器8と発振器9とはそれぞれミキサ回路ミキサ回路7に接
続し、ミキサ回路7はミキサ回路6に接続する。破線で囲
まれた、LO信号の余弦波（COSωIF）を入力信号に乗算
するミキサ回路4-1及び、LO信号の正弦波（SINωIF）を
入力信号に乗算するミキサ回路4-2並びにアナログ加算
器5は、アナログ直交変調器を構成している。
【００２２】図１において、変調波のI成分（I）は、誤
差検出・補償回路1を介してD/A変換器2-1に入力し、ア
ナログ信号に変換されて出力される。同様にQ成分（Q）
もまた、誤差検出・補償回路1を介してD/A変換器2-2に
入力し、アナログ信号に変換されて出力される。D/A変
換器2-1及びD/A変換器2-2の出力にはディジタルの折返
し成分（高次のスプリアス）が含まれるため、それぞ
れ、アナログLPF3-1及びアナログLPF3-2により信号成分
だけを通過させる。アナログLPF3-1の出力はミキサ回路
4-1に入力し、アナログLPF3-2の出力はミキサ回路4-2に
入力する。ミキサ回路4-1及びミキサ回路4-2並びにアナ
ログ加算器5とからなるアナログ直交変調器は、アナロ
グLPF3-1及びアナログLPF3-2とから入力した信号を変調
しする。このアナログ直交変調器から出力された被変調
波は、出力端子52を介して出力されるとともに、その一
部がミキサ回路6に送られる。
差検出・補償回路1を介してD/A変換器2-1に入力し、ア
ナログ信号に変換されて出力される。同様にQ成分（Q）
もまた、誤差検出・補償回路1を介してD/A変換器2-2に
入力し、アナログ信号に変換されて出力される。D/A変
換器2-1及びD/A変換器2-2の出力にはディジタルの折返
し成分（高次のスプリアス）が含まれるため、それぞ
れ、アナログLPF3-1及びアナログLPF3-2により信号成分
だけを通過させる。アナログLPF3-1の出力はミキサ回路
4-1に入力し、アナログLPF3-2の出力はミキサ回路4-2に
入力する。ミキサ回路4-1及びミキサ回路4-2並びにアナ
ログ加算器5とからなるアナログ直交変調器は、アナロ
グLPF3-1及びアナログLPF3-2とから入力した信号を変調
しする。このアナログ直交変調器から出力された被変調
波は、出力端子52を介して出力されるとともに、その一
部がミキサ回路6に送られる。
【００２３】このミキサ回路6に帰還された帰還信号
は、ミキサ回路7から入力するLO信号の周波数に周波数
変換される。ミキサ回路7から入力するLO信号の周波数
は、ミキサ回路7とミキサ回路7に入力する２つの発振器
8と発振器9とで構成される回路から得られたものを用い
る。ここで、発振器8の周波数はωIF、発振器9の周波数
はFS/4である。そして、ミキサ回路7から入力するLO信
号の周波数は（ωIF−FS/4）である。即ち、帰還信号の
周波数はωIF、ミキサ回路6に入力するLO周波数は（ω
IF−FS/4）であるので、ミキサ回路6から出力される信
号の周波数は、 ωIF ―（ωIF−FS/4）＝ＦＳ／４ となる。ミキサ回路６で周波数FS/4に変換された帰還信
号は、アナログBPF10に送られる。アナログBPF10に入力
した信号は、不要な周波数成分を除去されて、A/D変換
器11に送られる。A/D変換器11は入力した信号を、ディ
ジタル値に変換して、ディジタル直交復調器12に送る。
ディジタル直交復調器12は、入力した信号をI成分（I
´）とQ成分（Q´）のベースバンド信号に変換し、それ
ぞれ誤差検出・補償回路1に送る。こうして、誤差検出
・補償回路1は原信号I，Qと帰還信号I´，Q´とにより
変調誤差の補償を行う。即ち、誤差検出・補償回路1
は、DCオフセット及び位相誤差を検出し、これらの逆特
性を原信号の同相成分（I），直交成分（Q）に付加した
同相成分（I'），直交成分（Q'）を求める処理が行われ
る。こうして誤差の逆特性が付加された同相成分
（I'），直交成分（Q'）をD/A変換し、直交変調するこ
とにより、D/A変換器のDCオフセット成分、LO信号の位
相誤差成分がキャンセルされる。その結果、変調波には
信号成分のみが残る。
は、ミキサ回路7から入力するLO信号の周波数に周波数
変換される。ミキサ回路7から入力するLO信号の周波数
は、ミキサ回路7とミキサ回路7に入力する２つの発振器
8と発振器9とで構成される回路から得られたものを用い
る。ここで、発振器8の周波数はωIF、発振器9の周波数
はFS/4である。そして、ミキサ回路7から入力するLO信
号の周波数は（ωIF−FS/4）である。即ち、帰還信号の
周波数はωIF、ミキサ回路6に入力するLO周波数は（ω
IF−FS/4）であるので、ミキサ回路6から出力される信
号の周波数は、 ωIF ―（ωIF−FS/4）＝ＦＳ／４ となる。ミキサ回路６で周波数FS/4に変換された帰還信
号は、アナログBPF10に送られる。アナログBPF10に入力
した信号は、不要な周波数成分を除去されて、A/D変換
器11に送られる。A/D変換器11は入力した信号を、ディ
ジタル値に変換して、ディジタル直交復調器12に送る。
ディジタル直交復調器12は、入力した信号をI成分（I
´）とQ成分（Q´）のベースバンド信号に変換し、それ
ぞれ誤差検出・補償回路1に送る。こうして、誤差検出
・補償回路1は原信号I，Qと帰還信号I´，Q´とにより
変調誤差の補償を行う。即ち、誤差検出・補償回路1
は、DCオフセット及び位相誤差を検出し、これらの逆特
性を原信号の同相成分（I），直交成分（Q）に付加した
同相成分（I'），直交成分（Q'）を求める処理が行われ
る。こうして誤差の逆特性が付加された同相成分
（I'），直交成分（Q'）をD/A変換し、直交変調するこ
とにより、D/A変換器のDCオフセット成分、LO信号の位
相誤差成分がキャンセルされる。その結果、変調波には
信号成分のみが残る。
【００２４】図２は、誤差検出・補償回路の内部の構成
の一実施例を示すブロック図である。61-1，61-2は入力
端子、13-1，13-2はディジタル加算器、14は補償量算出
回路、15は 積算回路、16は誤差検出回路、62-1，62-2
は出力端子、63-1，63-2は帰還信号入力端子である。誤
差検出回路16には、入力端子61-1と61-2から、原信号の
同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）とがそれぞれ入力し、
また、帰還信号入力端子63-1と63-2から復調後の同相成
分（ｉ'）と直交成分（ｑ'）とがそれぞれ入力する。誤
差検出回路16は、これらの入力値と 積算回路15内の積
算値を用いて、現在行っている補償における未補償量
を求める。 積算回路15は、未補償量 を積算する回路で
ある。積算回路15の初期値はゼロであり、積算結果は直
交変調系の固有誤差に相当する値となる。補償量算出回
路14では、 積算回路15の積算出力から、実際に原信号
に付加する補償量を算出する。ディジタル加算器13-1，
13-2において、誤差の逆特性である補償量を原信号の同
相成分（Ｉ）・直交成分（Ｑ）に付加して、得られた出
力の同相成分（Ｉ'）と直交成分（Ｑ'）を出力端子62-1
と62-2からそれぞれ出力する。
の一実施例を示すブロック図である。61-1，61-2は入力
端子、13-1，13-2はディジタル加算器、14は補償量算出
回路、15は 積算回路、16は誤差検出回路、62-1，62-2
は出力端子、63-1，63-2は帰還信号入力端子である。誤
差検出回路16には、入力端子61-1と61-2から、原信号の
同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）とがそれぞれ入力し、
また、帰還信号入力端子63-1と63-2から復調後の同相成
分（ｉ'）と直交成分（ｑ'）とがそれぞれ入力する。誤
差検出回路16は、これらの入力値と 積算回路15内の積
算値を用いて、現在行っている補償における未補償量
を求める。 積算回路15は、未補償量 を積算する回路で
ある。積算回路15の初期値はゼロであり、積算結果は直
交変調系の固有誤差に相当する値となる。補償量算出回
路14では、 積算回路15の積算出力から、実際に原信号
に付加する補償量を算出する。ディジタル加算器13-1，
13-2において、誤差の逆特性である補償量を原信号の同
相成分（Ｉ）・直交成分（Ｑ）に付加して、得られた出
力の同相成分（Ｉ'）と直交成分（Ｑ'）を出力端子62-1
と62-2からそれぞれ出力する。
【００２５】以上により、直交変調誤差の、ディジタル
回路による数値的な補償、並びに、アナログ素子の経年
変化への対応が可能となる。
回路による数値的な補償、並びに、アナログ素子の経年
変化への対応が可能となる。
【００２６】誤差検出・補償回路１から出力される同相
成分（Ｉ′）と直交成分（Ｑ′）は、D/A変換器2-1及び
2-2にそれぞれ入力し、D/A変換器2-1及び2-2の出力時点
でDCオフセット成分がキャンセルされる。また、帰還信
号は、ミキサ回路6及び7においてミキシングされた時点
でLO信号の位相誤差成分がキャンセルされる。こうして
変調誤差が除去され、直交変調の高精度化が実現でき
る。
成分（Ｉ′）と直交成分（Ｑ′）は、D/A変換器2-1及び
2-2にそれぞれ入力し、D/A変換器2-1及び2-2の出力時点
でDCオフセット成分がキャンセルされる。また、帰還信
号は、ミキサ回路6及び7においてミキシングされた時点
でLO信号の位相誤差成分がキャンセルされる。こうして
変調誤差が除去され、直交変調の高精度化が実現でき
る。
【００２７】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、アナロ
グ回路設計条件を緩和をし、素子のばらつき・経年変化
にも対応した、直交変調誤差を補償した直交変調器を実
現できる。
グ回路設計条件を緩和をし、素子のばらつき・経年変化
にも対応した、直交変調誤差を補償した直交変調器を実
現できる。
【００２８】本発明の第２の効果として、最終段に高速
なディジタル回路の必要がないため、部品コストを削減
した直交変調器を実現できる。また、正確に位相関係を
90°に保つことができるため、変調精度の高い直交変調
器を実現できる。
なディジタル回路の必要がないため、部品コストを削減
した直交変調器を実現できる。また、正確に位相関係を
90°に保つことができるため、変調精度の高い直交変調
器を実現できる。
【図１】 本発明の直交変調器の構成の一実施例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】 誤差検出・補償回路の構成の一実施例を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図３】 従来のアナログ回路による直交変調器の構成
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図４】 従来のディジタル直交変調器の構成を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図５】 図４のディジタル直交変調器の構成例を示す
ブロック図。
ブロック図。
【符号の説明】 1：誤差検出・補償回路、 2-1，2-2：D/A変換器、 3-
1，3-2：アナログLPF、 4-1，4-2，6，7：ミキサ回
路、 5：アナログ加算器、 8，9：発振器、 10：ア
ナログBPF、 11：A/D変換器、 12：ディジタル直交復
調器、 13-1，13-2：ディジタル加算器、 14：補償量
算出回路、 15：δｅ積算回路、 16：誤差検出回路、
17-1，17-2：D/A変換器、 18-1，18-2：アナログLP
F、 19-1，19-2：オフセットの除去回路、 20-1，20-
2：ミキサ回路、 21：アナログ加算器、 22：位相誤
差除去回路、 23：90°位相シフタ、 24：発振器、
25-1，25-2：ディジタル乗算器、 26：LO信号の余弦波
（COSωIF）、 27：LO信号の正弦波（SINωIF）、 2
8：ディジタル加算器、 29：D/A変換器、 30：アナロ
グBPF、 31，33：スイッチ回路、 32：符号反転回
路、 34：ラッチ回路、 40：機能ブロック、 51-1，
51-2：入力端子、 52，52′：出力端子、 53：出力端
子、 61-1，61-2：入力端子、 62-1，62-2：出力端
子、 63-1，63-2：帰還信号入力端子、 71-1，71-2：
入力端子、 73：出力端子、
1，3-2：アナログLPF、 4-1，4-2，6，7：ミキサ回
路、 5：アナログ加算器、 8，9：発振器、 10：ア
ナログBPF、 11：A/D変換器、 12：ディジタル直交復
調器、 13-1，13-2：ディジタル加算器、 14：補償量
算出回路、 15：δｅ積算回路、 16：誤差検出回路、
17-1，17-2：D/A変換器、 18-1，18-2：アナログLP
F、 19-1，19-2：オフセットの除去回路、 20-1，20-
2：ミキサ回路、 21：アナログ加算器、 22：位相誤
差除去回路、 23：90°位相シフタ、 24：発振器、
25-1，25-2：ディジタル乗算器、 26：LO信号の余弦波
（COSωIF）、 27：LO信号の正弦波（SINωIF）、 2
8：ディジタル加算器、 29：D/A変換器、 30：アナロ
グBPF、 31，33：スイッチ回路、 32：符号反転回
路、 34：ラッチ回路、 40：機能ブロック、 51-1，
51-2：入力端子、 52，52′：出力端子、 53：出力端
子、 61-1，61-2：入力端子、 62-1，62-2：出力端
子、 63-1，63-2：帰還信号入力端子、 71-1，71-2：
入力端子、 73：出力端子、
Claims (4)
- 【請求項１】 ディジタル信号を入力し、該入力信号を
変調する直交変調器において、 該ディジタル信号をアナログ信号に変換し、該アナログ
信号を直交変調するアナログ直交変調手段と、 該アナログ直交変調手段によって直交変調された信号の
一部を帰還し、ディジタル直交復調するディジタル直交
復調手段とを備え、 該ディジタル直交復調手段によって得られた信号と前記
入力信号とに基いて、振幅誤差・位相誤差を補償するこ
とを特徴とする直交変調器。 - 【請求項２】 請求項１記載の直交変調器において、前
記アナログ直交変調手段に変調周波数信号として入力す
るローカル信号が、位相関係を互いに90°に保った正弦
波と余弦波であることを特徴とする直交変調器。 - 【請求項３】 ディジタル信号を変調する直交変調器に
おいて、 ディジタル信号を入力し、前記変調器によって変調され
た変調信号の一部を帰還してディジタル直交復調した信
号と前記入力したディジタル信号とによって、変調誤差
を検出及び補償する変調誤差検出・補償手段と、 該変調誤差検出・補償手段が出力するディジタル信号
を、直交成分と同相成分ごとにアナログ値に変換するD/
A変換器と、 該D/A変換器の出力信号を変調するするアナログ直交変
調手段と、 該アナログ直交変調手段によって変調された信号の一部
を帰還し、周波数変換する周波数変換手段と、 該周波数変換手段によって変換された信号をディジタル
値に変換するA/D変換器と、 該A/D変換器によってディジタル変換された信号をディ
ジタル直交復調し、前記変調誤差検出・補償手段に入力
するディジタル直交復調器とを備え、 前記アナログ直交変調手段に変調周波数信号として入力
するローカル信号が、位相関係を互いに90°に保った正
弦波と余弦波であることを特徴とする直交変調器。 - 【請求項４】 請求項３記載の直交変調器において、前
記周波数変換手段に入力するローカル信号の周波数が、
前記変調誤差・補償手段を処理するサンプリング周波数
ＦSの1/4であることを特徴とする直交変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11074674A JP2000270037A (ja) | 1999-03-19 | 1999-03-19 | 直交変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11074674A JP2000270037A (ja) | 1999-03-19 | 1999-03-19 | 直交変調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000270037A true JP2000270037A (ja) | 2000-09-29 |
Family
ID=13554022
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11074674A Pending JP2000270037A (ja) | 1999-03-19 | 1999-03-19 | 直交変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000270037A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100429980B1 (ko) * | 2001-12-24 | 2004-05-03 | 엘지전자 주식회사 | Ａｑｍ 에러보상장치 및 방법 |
| EP1879342A2 (en) | 2006-07-12 | 2008-01-16 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Calculation of quadrature error compensation values |
| US7388926B2 (en) | 2004-04-21 | 2008-06-17 | Fujitsu Limited | Quadrature modulation system |
| JP2010213107A (ja) * | 2009-03-11 | 2010-09-24 | Fujitsu Semiconductor Ltd | 通信装置 |
| US7848449B2 (en) | 2003-09-05 | 2010-12-07 | Fujitsu Limited | Offset compensation device |
| US8737843B2 (en) | 2001-05-31 | 2014-05-27 | Teradvance Communications, Llc | Method and system for a polarization mode dispersion tolerant optical homodyne detection system with optimized transmission modulation |
-
1999
- 1999-03-19 JP JP11074674A patent/JP2000270037A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8737843B2 (en) | 2001-05-31 | 2014-05-27 | Teradvance Communications, Llc | Method and system for a polarization mode dispersion tolerant optical homodyne detection system with optimized transmission modulation |
| US8995844B2 (en) | 2001-05-31 | 2015-03-31 | Teradvance Communications Llc | Method and system for a polarization mode dispersion tolerant optical homodyne detection system with optimized transmission modulation |
| KR100429980B1 (ko) * | 2001-12-24 | 2004-05-03 | 엘지전자 주식회사 | Ａｑｍ 에러보상장치 및 방법 |
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| US7388926B2 (en) | 2004-04-21 | 2008-06-17 | Fujitsu Limited | Quadrature modulation system |
| EP2501091A2 (en) | 2004-04-21 | 2012-09-19 | Fujitsu Limited | A quadrature modulation system |
| EP1879342A2 (en) | 2006-07-12 | 2008-01-16 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Calculation of quadrature error compensation values |
| US7778354B2 (en) | 2006-07-12 | 2010-08-17 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Communicating apparatus, method of calculating set value of orthogonal error compensation and orthogonal error compensation program |
| JP2010213107A (ja) * | 2009-03-11 | 2010-09-24 | Fujitsu Semiconductor Ltd | 通信装置 |
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