JP4067707B2

JP4067707B2 - ディジタル復調装置

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Publication number: JP4067707B2
Application number: JP22963399A
Authority: JP
Inventors: 宏達勝田
Original assignee: Kenwood KK
Current assignee: Kenwood KK
Priority date: 1999-08-16
Filing date: 1999-08-16
Publication date: 2008-03-26
Anticipated expiration: 2019-08-16
Also published as: JP2001053820A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル通信におけるＲＯＭに記憶された演算テーブルを用いた復調装置に関し、特に広帯域受信信号のダイナミックレンジを変換することによって、必要とするＲＯＭの容量を低減する復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、急激なディジタル回路技術の発達により、アナログ回路で実現していた機能をディジタル回路で実現する例が増えており、無線通信分野においても、受信したアナログ信号をディジタル化し、これをディジタル信号処理技術によってチャネル選択、或いは変復調する技術が盛んに用いられている。
図２（ａ）は、従来のディジタル信号処理技術を用いた受信機の復調装置の一例を示す構成概要図である。同図に示すように、本復調装置は、ミキサ２１ａ、２１ｂとローカル信号発生器２２と９０°位相器２３とローパスフィルタ２４ａ、２４ｂとから成る直交復調器２０、Ａ／Ｄ変換器２５ａ、２５ｂ及び復調部８とで構成される。
【０００３】
同図において、受信信号が直交復調器２０のミキサ２１ａ及び２１ｂに入力されると、前記ミキサ２１ａにおいては、前記受信信号とローカル信号発生器２２からのローカル信号とが合成され、所望の周波数の直交復調信号の同相成分が得られる。また、前記ミキサ２１ｂにおいては、前記受信信号と、９０°位相器２３で位相が９０°ずれたローカル信号発生器２２からのローカル信号とが合成され、所望の周波数の直交復調信号の直交成分が得られる。
前記ミキサ２１ａ、２１ｂの出力信号は、それぞれローパスフィルタ２４ａ、２４ｂにおいて希望するチャネル信号以外の信号が除去されて、チャネル選択が行われる。前記ローパスフィルタ２４ａ、２４ｂから出力されたチャネル信号は、それぞれＡ／Ｄ変換器２５ａ、２５ｂにおいてディジタル信号に変換され、同相成分Ｅ₁(t)と直交成分Ｅ₂(t)として復調部８に出力される。
上記のように選択されたチャネル信号に対し、正常な受信性能を得るためには復調装置出力としてＳ／Ｎ＝４０ｄＢを確保することが必要である。これをＡ／Ｄ変換器の量子化ビット数に換算すると５ビットとなるから、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを５ビット以上とすればよい。したがって、前記Ａ／Ｄ変換器２５ａ、２５ｂには汎用の８ビットＡ／Ｄ変換器を使用することができる。
【０００４】
図２（ｂ）は、選択されたチャネル信号に適用されている通信システムの変調方式に応じて復調が可能なように、各種復調回路を有する前記復調部８の一例を示す機能ブロック図で、ＰＭ復調回路８ａ、微分回路８ｂ、ＡＭ復調回路８ｃで構成される。
同図において、前記Ａ／Ｄ変換器２５ａ、２５ｂから出力された直交復調信号は、該直交復調信号がＰＭ変調波の場合はＰＭ復調回路８ａにおけるarc tan（逆正接）演算処理によって復調信号が得られ、前記直交復調信号がＦＭ変調波の場合は前記ＰＭ復調回路８ａの出力信号を更に微分回路８ｂにおいて微分演算処理することによって復調信号が得られる。さらに、前記直交復調信号がＡＭ変調波の場合は、ＡＭ復調回路８ｃにおける平方根演算処理により復調信号が得られる。
通常、arc tan（逆正接）、微分、平方根等の初等関数の演算処理回路は、ＲＯＭ（Read Only Memory）による演算テーブルで構成される。そして、例えばＦＭ変調波をＲＯＭによる演算テーブルで復調する場合、Ａ／Ｄ変換器２５ａ、２５ｂの出力Ｅ₁(t)及びＥ₂(t)は、それぞれＲＯＭによる演算テーブルのアドレスとしてＰＭ復調回路８ａに入力され、その演算結果θ＝tan^-1(Ｅ₁(t)／Ｅ₂(t)) が微分回路８ｂに出力される。微分回路８ｂにおいては、前記ＰＭ復調回路８ａ出力を微分（Δθ／Δｔ）することによってＦＭ復調出力が得られる。
前記ＰＭ復調回路８ａの瞬時出力をθ₁、θ₂、θ₃・・、Δｔ＝１／ｆｓ (ｆｓ：サンプリング周波数)とすると、サンプリング周波数は一定であるので、前記ＦＭ復調出力Δθ／Δｔの値は、前記ＰＭ復調回路８ａの出力（瞬時位相）の１データごとの差分（θ₁−θ₂、θ₂−θ₃・・）をとることによって得られる。
例えば、前記Ａ／Ｄ変換器２５ａ、２５ｂからの出力信号の量子化ビット数が５であった場合、上述のarc tan（逆正接）演算用の演算テーブルに必要な前記ＲＯＭの容量は、２⁵×２⁵＝１,０２４ワードあればよい。
上記のような初等関数の演算処理をＤＳＰ(Digital Signal Processor)で処理する場合、現状のＤＳＰに搭載されているＲＯＭは、数Ｍワードの容量を持つので十分対応することができる。
【０００５】
図３（ａ）は、従来の広帯域ディジタル無線機の復調装置の他の一例を示す構成概要図である。同図に示すように、本広帯域ディジタル無線機の復調装置は、Ａ／Ｄ変換器１と、ミキサ２ａ、２ｂとローカル信号発生器３と９０°位相器４とローパスフィルタ５ａ、５ｂとから成るディジタル化された直交復調器１０と、復調部１１とで構成される。即ち、この例では直交復調器１０を含む復調装置全体をディジタル化したものである。
なお、前記復調部１１は、図３（ｂ）に示すようにＰＭ復調回路１１ａと微分回路１１ｂとＡＭ復調回路１１ｃとから成り、図２（ｂ）と同様の機能を有する。
図３（ａ）において、復調装置の受信入力は所望のチャネル以外の信号も含む広帯域の信号である。この広帯域の信号を受信してＡ／Ｄ変換する場合、広いダイナミックレンジを有するＡ／Ｄ変換器が必要となる。
現状において、高周波信号をＡ／Ｄ変換するために必要な数〜数１０ＭＨｚの高速のサンプリング速度を有するＡ／Ｄ変換器として、量子化ビット数が最大で１２ビット程度のものが入手可能となっているので、前記Ａ／Ｄ変換器１には、ビット数が１２ビットのダイナミックレンジをもつものを用いたとして説明する。
【０００６】
同図において、受信信号はＡ／Ｄ変換器１でディジタル信号に変換され、ディジタル回路で構成された直交復調器１０のミキサ２ａ、２ｂに出力される。前記ミキサ２ａ、２ｂに入力した受信信号は、直交復調器１０において、図２（ａ）に示したアナログの直交復調器２０の各部と同様の動作でディジタル的に処理されて直交復調され、ローパスフィルタ５ａ、５ｂでチャネル選択されて、その出力信号Ｅ₁(t)、Ｅ₂(t)が復調部１１に出力される。
前記復調部１１は、図２（ｂ）に示すように、選択されたチャネルに適用されている通信システムの変調方式に応じて復調が可能なような、ＰＭ復調回路１１ａ、微分回路１１ｂ、ＡＭ復調回路１１ｃで構成される。該復調部１１の機能は図２の復調部８と同様である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
前記復調部１１において、例えばＦＭ変調された受信信号を復調する場合、量子化ビット数１２ビットの前記Ａ／Ｄ変換器１でディジタル化された直交復調器出力の同相成分Ｅ₁(t)及び直交成分Ｅ₂(t)は、ＰＭ復調回路１１ａでarc tan（逆正接）演算処理が行われる。
前記のarc tan（逆正接）演算処理をＲＯＭの演算テーブルで処理するとき、このＲＯＭに必要な処理容量は、２¹²×２¹²＝16,777,216ワード＝約１６Ｍワードとなる。
しかしながら、上記の演算処理をＤＳＰ(Digital Signal Processor)に搭載されているＲＯＭで行おうとしても、前述のように、現状のＤＳＰ搭載のＲＯＭの容量は精々数Ｍワードであるから、到底、上記の膨大な容量を必要とする演算テーブルをＤＳＰのＲＯＭに搭載することは不可能である。
そのため、従来の広帯域ディジタル受信機においては、ＤＳＰのほかに演算テーブル専用のＲＯＭを復調回路として設けなければならなかった。また、専用のＲＯＭを用いないでＤＳＰで上記演算を行うためには、arc tan（逆正接）の演算の場合、例えばマクローリン展開による近似計算等、複雑な演算処理が必要となる。
即ち、復調装置に専用ＲＯＭを設けると、回路の共通化による機器生産性の向上が阻害されてコストアップが生じ、また、専用ＲＯＭを設けずに近似計算によって対処したとしても、多大の時間を要して高速な演算処理ができなくなるという問題があった。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、ＤＳＰに搭載可能な小容量のＲＯＭで広帯域受信信号を復調できる受信機を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明においては、Ａ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換された広帯域受信信号を直交復調手段にて直交復調した後にチャネル選択された信号を、ＲＯＭに記憶された初等関数演算テーブルを用いた復調回路によって復調する復調装置において、前記復調回路の前段において、前記直交復調手段にて直交復調した後にチャネル選択された信号の全振幅の最大値を検知し、該最大値が所定の量子化幅のダイナミックレンジのフルレンジとなるように前記信号を所定の量子化ビット数で再量子化し、該再量子化した信号を前記復調回路に入力するように構成したことを特徴とする。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図面に示した実施の形態に基づいて説明する。図１は、本発明に係わる広帯域ディジタル受信機の復調装置の構成概要図である。
同図に示すように、本広帯域ディジタル無線機の復調装置は、量子化ビット数が１２のＡ／Ｄ変換器１と、ミキサ２ａ、２ｂとローカル信号発生器３と９０°位相器４とローパスフィルタ５ａ、５ｂとから成るディジタル化された直交復調器１０と、信号レベルの量子化によるダイナミックレンジを所定の幅に調整するＤＲＣ(Dynamic Range Control)回路６と、前記ＤＲＣ回路６の動作を制御する制御回路７と、ＰＭ復調回路８ａと微分回路８ｂとＡＭ復調回路８ｃとから成る復調部８とで構成される。
前記Ａ／Ｄ変換器１及び直交復調器１０の機能及び動作は、図３（ａ）のＡ／Ｄ変換器１及び直交復調器１０の機能及び動作と同じであるので、以降の説明は、本発明の特徴的な構成であるＤＲＣ回路６と制御回路７及び復調部８の動作を中心にして説明する。
【００１０】
図１において、広帯域受信入力は、Ａ／Ｄ変換器１でディジタル信号に変換され、ミキサ２ａ、２ｂで周波数変換される。さらに、前記ミキサ２ａ、２ｂの出力信号からローパスフィルタ５ａ、５ｂにおいて所望のチャネルが選択され、このチャネル信号が前記ＤＲＣ回路６に入力される。
前記ＤＲＣ回路６にチャネル信号が入力すると、制御回路７はその入力信号の全振幅の最大値を検知し、この最大値が所定の量子化幅のダイナミックレンジのフルレンジとなるとなるよう前記ＤＲＣ回路６に制御信号を送出する。
この制御信号を受けて前記ＤＲＣ回路６は、入力信号を所定の量子化ビット数で再量子化してダイナミックレンジを変換し、復調部８に出力する。
従来例で説明したように、復調装置出力のＳ／Ｎ＝４０ｄＢを得るためのダイナミックレンジは、量子化ビット数にして５ビットで十分であるから、本実施例においては、前記ＤＲＣ回路６に入力した１２ビットで量子化されているチャネル信号は、その全振幅の最大値が量子化ビット数５ビットで量子化したダイナミックレンジのフルレンジとなるように制御して再量子化し、その再量子化した信号を復調部８に出力する。
【００１１】
ここで、前述の再量子化の手順について説明する。例えば、前記直交復調器１０出力の同相成分をｅ₁＝A cosθ、直交成分をｅ₂＝A sinθとする。
前記ＤＲＣ回路６において、入力したチャネル信号の最大振幅値Ａｍの時の同相成分と直交成分の二乗和 (Am cosθ)²＋( Am sinθ) ²＝Ａm²の平方根から最大振幅Ａｍを求め、該Ａｍで直交記復調器１０出力信号ｅ₁、ｅ₂を除算して、Ａｍで正規化された復調器出力信号ｅｎ₁、ｅｎ₂を得る。
次に、正規化された信号ｅｎ₁、ｅｎ₂に２⁵の１／２、即ち１６を乗算し、更に小数点以下を切り捨てることによって、１２ビットのダイナミックレンジの信号ｅ₁、ｅ₂は、量子化ビット数が５のダイナミックレンジをもつ信号Ｅ₁、Ｅ₂に変換される。
【００１２】
前記復調部８は、ＰＭ復調回路８ａと微分回路８ｂとＡＭ復調回路８ｃとから成り、それぞれの回路はＲＯＭによる演算テーブルで構成されている。
そして、上述のように、量子化ビット数が５のダイナミックレンジのチャネル信号Ｅ₁(t) 、Ｅ₂(t) が、例えば、ＦＭ変調波の場合は、前記ＤＲＣ回路６の出力Ｅ₁(t) 及びＥ₂(t) は、それぞれ前記ＰＭ復調回路８ａに演算テーブルのアドレスとして入力し、その演算結果θ＝tan^-1(Ｅ₁(t)／Ｅ₂(t)) を微分回路８ｂに出力する。微分回路８ｂにおいては、前記ＰＭ復調回路８ａ出力を微分（Δθ／Δｔ）することによってＦＭ復調出力が得られる。上記ＰＭ復調回路８ａのarc tan（逆正接）の演算に必要なＲＯＭの容量は、２⁵×２⁵＝１,０２４ワードあればよく、現状のＤＳＰに搭載されているＲＯＭで十分対応することができる。
【００１３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＤＲＣ回路によってディジタル無線機復調装置に入力する広帯域受信信号のダイナミックレンジを大幅に低減するようにしたので、復調装置を構成する初等関数演算テーブルは、小容量のＲＯＭで構成することができる。
このため、広帯域ディジタル無線機に使用されている一般的なＤＳＰに搭載された小容量のＲＯＭで復調部を構成することができ、したがって、専用のＲＯＭを用意する必要や複雑な近似計算を行う必要がなく、信号処理時間が高速で、回路規模が小型、低コストの無線機を提供するうえで大きな効果を上げることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）は、本発明に係わる広帯域ディジタル受信機の復調装置の実施の一形態例を示す構成概要図、
（ｂ）は、各種通信システムの変調方式に応じて復調が可能な図１（ａ）の復調部９の一例を示す機能ブロック図。
【図２】（ａ）は、従来のディジタル信号処理技術を用いた受信機の復調装置の一例を示した構成概要図、
（ｂ）は、各種通信システムの変調方式に応じて復調が可能な図１（ａ）の復調部９の一例を示す機能ブロック図。
【図３】（ａ）は、従来の広帯域ディジタル受信機の復調装置の一例を示した構成概要図、
（ｂ）は、各種通信システムの変調方式に応じて復調が可能な図３（ａ）の復調部１１の一例を示す機能ブロック図。
【符号の説明】
１・・Ａ／Ｄ変換器、２ａ、２ｂ・・ミキサ、３・・ローカル信号発生器、
４・・９０°位相器、５ａ、５ｂ・・ローパスフィルタ、６・・ＤＲＣ回路、
７・・制御回路、８・・復調部、８ａ・・ＰＭ復調回路、８ｂ・・微分回路、
８ｃ・・ＡＭ復調回路、１０・・直交復調器、１１・・復調部、１１ａ・・ＰＭ復調回路、１１ｂ・・微分回路、１１ｃ・・ＡＭ復調回路、
２０・・直交復調器、２１ａ、２１ｂ・・ミキサ、２２・・ローカル信号発生器、２３・・９０°位相器、２４ａ、２４ｂ・・ローパスフィルタ、
２５ａ、２５ｂ・・Ａ／Ｄ変換器

Claims

Ａ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換された広帯域受信信号を直交復調手段にて直交復調した後にチャネル選択された信号を、ＲＯＭに記憶された初等関数演算テーブルを用いた復調回路によって復調する復調装置において、
前記復調回路の前段において、前記直交復調手段にて直交復調した後にチャネル選択された信号の全振幅の最大値を検知し、該最大値が所定の量子化幅のダイナミックレンジのフルレンジとなるように前記信号を所定の量子化ビット数で再量子化し、該再量子化した信号を前記復調回路に入力するように構成したことを特徴とするディジタル復調装置。