JP3168720B2

JP3168720B2 - ディジタル受信機およびディジタル信号プロセッサ

Info

Publication number: JP3168720B2
Application number: JP23281892A
Authority: JP
Inventors: ディオン・エム・ファンダーバーク; サンジル・パーク; ガース・ディ・ヒルマン
Original assignee: Motorola Solutions Inc; Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1991-08-12
Filing date: 1992-08-07
Publication date: 2001-05-21
Anticipated expiration: 2016-05-21
Also published as: AU645694B2; KR930005406A; EP0527432A3; US5249204A; BR9202921A; JPH07202970A; CA2072709A1; EP0527432A2; AU1838292A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は一般に通信システムに
係わり、さらに特定するに、通信システムでの受信機に
係わる。

【０００２】

【従来の技術】通信システムにおける送信機から受信機
への情報信号の送信中、情報信号は標準として搬送信号
（ｃａｒｒｉｅｒｓｉｇｎａｌ）を変調する。情報信
号は振幅または周波数変調のような各種の方法を用いて
搬送信号を変調できる。搬送信号は変調されるけれど
も、位相エラー成分は一般に、送信機から受信機への送
信中に導入される。例えば、送信された情報信号は送信
の後にかつ受信の前に雲のおおいのような大気状態によ
って変更されることがある。他の望ましくない位相エラ
ーは送信機または受信機における非直線性によって導入
される。位相エラー成分は、変調された情報信号をひず
ませ望ましくない低周波信号として現われる。

【０００３】位相エラー成分によりゆがめられた変調情
報信号を修正するために、位相エラー成分は通常アナロ
グ回路装置にフィードバックループを使用して情報信号
から除去される。位相エラー成分を除去するには、ディ
ジタル方式を使用することもできる。しかしながら、デ
ィジタル方式には、メモリ・アクセスおよび補間の大が
かりな使用を必要とする。それ故、ディジタル位相エラ
ー修正回路を受信機システムで履行するのは極めて高価
であった。

【０００４】振幅変調（ＡＭ）ステレオシステムにおい
て、搬送信号の振幅は標準として、大部分の情報が比較
的小さな帯域の周波数において送信されるように情報信
号により変調される。同様にして、送信される信号と関
連のあるステレオ情報はその周波数帯域内で送信され
る。ＡＭステレオ情報の送信及び受信のための幾つかの
システムが産業上の用途を通して開発された。各システ
ムは、高品質のステレオ音を持ちかつ干渉のほとんどな
い予め決められた帯域の周波数内に２つのオーディオ・
チャネルを付与するための方法を履行する。しかしなが
ら、標準方式の１つであって、直角位相振幅変調を使用
するＡＭステレオ・システムは最も広く使用されている
ので、事実上の産業基準となっている。

【０００５】“Ｃ−ＱＵＡＭ”という商標の下でモトロ
ーラ社により市販されている産業基準のＡＭステレオ・
システムはコンパチブル直角位相振幅変調ステレオ・シ
ステムとも呼ばれる。“Ｃ−ＱＵＡＭ”ステレオ・シス
テムは標準として、主情報信号に対して振幅変調を使用
しかつステレオ情報信号に対して直角位相型の位相変調
を使用したステレオ情報を与える。直角位相変調は、ス
テレオ情報信号の左チャネル（Ｌ）及び右チャネル
（Ｒ）の複合物と、左右チャネル間での差とを、送信の
ために９０°の位相角によって分離するのに使用され
る。送信中、発振器信号はステレオ情報信号の左チャネ
ル及び右チャネルの複合物でもって変調され、そして直
角搬送信号は左チャネルと右チャネルとの間の差でもっ
て変調される。一緒になって、情報搬送信号と直角搬送
信号とは合成信号（ｒｅｓｕｌｔａｎｔｓｉｇｎａｌ）
を与える。その合成信号はその後、制限された合成信号
を与えるために、すべての振幅変調された成分を除去す
るリミッタを通過される。制限された合成信号は増幅さ
れ、そして搬送信号として送信機へ入力される。左及び
右チャネルの複合物はオーディオ入力として送信機に与
えられる。そこで、送信機は搬送周波数における左及び
右チャネルの複合物に位相変調を与え、この場合、その
搬送周波数は送信機の発振器入力に等しい。送信機によ
り放送される信号は、受信機においてステレオ情報信号
の左チャネル及び右チャネルの複合物と、その間での差
とへ分離されなければならない。

【０００６】“Ｃ−ＱＵＡＭ”アナログ・ステレオ受信
機において、ステレオ成分は標準のアナログ回路を用い
て放送信号から抽出される。標準として、放送信号は純
粋な直角情報信号に変換され、そして直角または直角位
相復調器がその放送信号の左及び右チャネルの複合物及
び差を抽出するために使用される。放送信号が直角復調
器に入力される前に、その信号は、位相変調成分を含む
当初の送信される直角位相信号に変換されなければなら
ない。放送信号をその当初の形態へと変換するために、
その信号はエンベロープ検出器及びサイドバンド検出器
でもって復調されなければならない。両エンベロープ検
出器及びサイドバンド検出器により与えられた信号は比
較され、そして得られたエラー信号の利得はサイドバン
ド検出器の入力を変調する。“Ｃ−ＱＵＡＭ”エンコー
ダ及び受信機の動作に関する一層の情報については、１
９８５年、モトローラ社により出版された“モトローラ
“Ｃ−ＱＵＡＭ”ＡＭステレオ・システムの手引”を参
照のこと。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】アナログ方式は放送信
号を適切に復調し、引き続いてその放送信号を左及び右
信号へと分離するけれども、その放送信号の品質はその
アナログ方式の性質によって制限される。特に、上述し
た受信機において使用されるエンベロープ検出器は本質
的に種々な型式の歪を作り出しがちで、それにより、Ａ
Ｍステレオ・システムのオーディオの質を制限する。同
様に、自動車のような特殊な応用において、小さな音響
室と、大きく変動する背景雑音信号とは、ステレオ信号
のオーディオ品質に悪く影響する。音響学的等化は小さ
な音響室を補償するために使用でき、そして適応的雑音
抑制が背景雑音を補償するために与えられても良い。し
かし、音響学的等化及び雑音抑制技術は共にアナログ・
システムで履行するのが非常に困難である。

【０００８】さらに、別個の受信機を各型式のステレオ
フォーマット及びファンクションに対して使用されなけ
ればならない。例えば、別個の受信機がＦＭおよびＡＭ
ステレオ・フォーマットに対して必要である。それ故、
両ＦＭ及びＡＭステレオ・フォーマットを必要とするス
テレオ・システムはそのシステムの仕様に依存して２つ
またはそれ以上の受信機を持たなければならない。

【０００９】故に、高品質のステレオ信号を作り出すた
めに放送信号を復調するＡＭステレオ受信機に対する必
要性がある。また、該ステレオ受信機は、放送信号を歪
ませるいずれかの位相エラー成分を、適時にかつ経済的
な仕方において除去する必要がある。ＡＭ及びＦＭステ
レオのような幾つかのステレオ機能を支持できる受信機
も必要である。さらに、小さな音響室と、変動する背景
雑音とをそれぞれ補償するには、等化及び適応雑音抑制
技術を受信機に含むのが望ましい。また、残響（ｒｅｖ
ｅｒｂｅｒａｔｉｏｎ）のような他の周知の音声エンハ
ンスメント及びエフェクトもいずれかのステレオ・シス
テムに含むのに望ましい特長である。

【００１０】

【課題を解決するための手段および作用】前述の必要性
は本発明でもって達成される。従って、１つの型式で
は、ディジタル受信機でのディジタル変調された情報信
号の復調中における位相エラー修正のための回路及びそ
の動作方法が提供される。この回路は復調された情報信
号を与えるためのディジタル復調手段を持っている。デ
ィジタル復調手段は位相エラー成分を持つディジタル変
調された情報信号を受信するための第１の入力と、推定
された（ｅｓｔｉｍａｔｅｄ）位相エラー修正成分を持
つ搬送信号を受信するための第２の入力とを持ってい
る。さらに、この回路は位相エラー修正成分の予め決め
られた三角関数を与えるための位相エラー検出器手段を
持っている。位相エラー検出器は復調された情報信号を
受信するためにディジタル復調手段に結合されている。
さらに、この回路は、位相エラー修正成分の予め決めら
れた三角関数を受信するために位相エラー検出器手段に
結合された新位相エラー推定値発生器を持っている。こ
の新位相エラー推定値発生器は位相エラー修正成分を与
える。この回路はまた、位相エラー修正信号を受信する
ための入力を持つ数値制御型発振器も持っている。この
数値制御型発振器は、搬送波に推定された位相エラー修
正成分を与えるために復調手段に結合されている。その
後、位相エラー修正成分は復調中にディジタル変調され
た情報信号の位相エラー成分を修正するのに使用され
る。

【００１１】第２の形態では、ハードウェアかまたはソ
フトウェアのいずれか、あるいはその組合わせにおいて
履行されるコンパチブル直角被変調ディジタル・ステレ
オ受信機が与えられる。コンパチブル直角被変調ディジ
タル・ステレオ受信機は同相成分と直角成分とを有する
復調信号を与えるためのディジタル復調手段を持ってい
る。ディジタル復調手段はディジタル変調された入力信
号を受信するための第１の入力と、位相修正成分を持つ
搬送信号を受信するための第２の入力とを持っている。
また、コンパチブル直角被変調ディジタル・ステレオ受
信機は、ディジタル復調手段に結合されていて、同相情
報成分と直角情報成分とを有する選出された（ｄｅｃｉ
ｍａｔｅｄ）信号を与えるためのフィルタ兼選出手段
（ｆｉｌｔｅｒａｎｄｄｅｃｉｍａｔｉｏｎｍｅ
ａｎｓ）を持っている。複合チャネル信号を与えるため
のディジタル・エンベロープ検出器手段もこのコンパチ
ブル直角被変調ディジタル・ステレオ受信機によって与
えられる。ディジタル・エンベロープ検出器手段はフィ
ルタ兼選出手段に結合されていて、そして同相情報成分
を受信するための第１の入力と、直角情報成分を受信す
るための第２の入力とを持っている。また、コンパチブ
ル直角被変調ディジタル・ステレオ受信機は直角情報成
分及び位相修正情報成分を含む修正されたチャネル差信
号を与えるための直角チャネル手段を持っている。この
直角チャネル手段は、直角情報成分を受信するためにフ
ィルタ兼選出手段に結合され、そして複合チャネル信号
を受信するためにディジタル・エンベロープ検出器手段
に結合されている。さらに、このコンパチブル直角被変
調ディジタル・ステレオ受信機は位相信号の予め決めら
れた三角関数を与えるための位相エラー検出器手段を持
っている。位相エラー検出器は、直角情報成分と位相修
正成分を含んでいる位相信号を受信するために、直角チ
ャネル手段に結合されている。さらに、このコンパチブ
ル直角被変調ディジタル・ステレオ受信機は位相修正信
号を与えるための位相エラー推定器（ｐｈａｓｅｅｒ
ｒｏｒｅｓｔｉｍａｔｏｒ）手段を持っている。位相
エラー推定器は位相信号の予め決められた三角関数を受
信するために位相エラー検出器手段に結合されている。

【００１２】これらの及び他の特長、そして利点は添付
図面を参照しての以下の詳細な記載から一層明瞭に理解
されよう。

【００１３】

【実施例】本発明は、変調された入力信号の位相エラー
成分を経済的かつ適時な仕方において修正するディジタ
ル回路及び動作方法を提供する。ここで記述されるディ
ジタル回路及び動作方法は、過度なメモリー・アクセス
または補間（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）を使用せず
に、変調された入力信号の位相エラー成分を修正する。

【００１４】図１には、本発明によるディジタル受信機
における位相エラーを修正するためのディジタル回路５
の実施例が例示されている。このディジタル回路５は、
概略的に、復調器６と、位相エラー検出器７と、位相エ
ラー推定値発生器８と、そして数値制御型発振器９とを
含んでいる。

【００１５】“情報”と名付けられているディジタル変
調された情報信号は送信機（示されていない）によりデ
ィジタル回路５に与えられる。情報信号の１つの例はス
テレオ信号である。該情報信号は位相エラーの修正を必
要とする他の形式の何らかの信号であってもよい。この
情報信号は復調器６の第１の入力に与えられる。復調器
６の第２の入力は“搬送波＋調整”と名付けられた信号
を受信する。そこで、復調器６は“データ出力”と名付
けられた信号を出力する。このデータ出力信号はディジ
タル回路５の外部ユーザと位相エラー検出器７とに与え
られる。

【００１６】位相エラー検出器７の出力はデータ出力信
号の位相エラー成分の三角関数である。検出された位相
エラー成分の三角関数は位相エラー推定値発生器８の入
力に与えられる。引き続いて、位相エラー推定値発生器
８は“位相エラー推定値”と名付けられた信号を、数値
制御型発振器９の入力に与える。引き続いて、数値制御
型発振器９は“搬送波＋調整”信号を復調器６の第２の
入力に与える。

【００１７】本発明によるディジタル受信機での位相エ
ラーを修正するためのディジタル回路５のすべてまたは
一部を履行するソフトウェアプログラムはディジタル信
号プロセッサ（示されていない）内において実行され
る。ここで記述される例において、ディジタル回路５
は、モトローラＤＳＰ５６００１のようなディジタル
信号プロセッサを用いて実現される。しかし、現在入手
できる他のディジタル信号プロセッサをディジタル回路
５を実現するのに使用できる。

【００１８】動作中、“情報”と名付けられた変調され
たディジタル信号は復調器６の第１の入力に与えられ
る。この情報信号は標準として、アナログ／ディジタル
変換器（示されていない）によりディジタル信号に変換
され、そして位相エラーを修正するためのディジタル回
路５に与えられる、より低い周波数に変換された、アナ
ログ信号である。

【００１９】前にも述べたように、情報信号の送信はそ
の情報信号の位相角を変えることになる。位相角におけ
る何等かの変化は、その信号が受信機のユーザに出力さ
れる前に近似されそして修正されなければならず、さも
なければ歪んで聞えることになる。それ故、受信機が品
質の良い出力信号を与えるのを可能にするには、その情
報信号がユーザに与えられる前に、その位相角に対する
変化を検出して修正しなければならない。

【００２０】復調器６は“データ出力”と名付けられた
出力信号を与えるために“情報”信号を復調する。前記
データ出力信号はユーザ回路（図示せず）および位相エ
ラー検出器７に結合される。前記データ出力信号は前記
ユーザ回路によって使用するためのオーディオ情報成分
および前記位相エラー検出器７による検出のための位相
エラー成分を含む。

【００２１】前にも述べたように、情報信号の送信中に
生じる位相エラーは通常、大気の状態かまたは受信機の
非直線性に因る。大気の状態や受信機の非直線性は一般
に、低周波信号でその情報信号の位相を変えることにな
る。故に、位相エラー検出器７は、検出された位相エラ
ー信号を与えるために、データ出力信号から低周波信号
をろ波するために使用される。検出された位相エラー信
号は周期的であるために、低周波の位相エラー信号の三
角関数が位相エラー推定値発生器８に与えられる。位相
エラー検出器７により行われるろ波動作は標準の従来の
論理回路装置かまたは前述の予め決められたソフトウェ
ア・プログラムの一部分を使用して実行される。

【００２２】そこで、位相エラー推定値発生器８は、数
値制御型発振器９に対して位相エラー推定値信号を与え
るために、検出された位相エラー信号の三角関数を算術
的に操作する。位相エラー推定値発生器８により行われ
る算術的操作の例は以下において記述されよう。

【００２３】数値制御型発振器９は、情報信号の位相エ
ラー成分を修正する“搬送波＋調整”信号を与えるため
に、位相エラー推定値信号を使用する。かかる“搬送波
＋調整”信号は、位相エラー推定値信号により与えられ
る新しい位相エラー推定値に等しい位相角を持つ搬送信
号を与える。新しい位相エラー推定値はその情報信号を
変える位相エラーを厳密に推定する。引き続いて、その
情報信号は復調され、そして位相エラー成分は復調器６
によりくり返し修正される。

【００２４】１つの実施例において、本発明は現存する
アナログ・コンパチブル直角振幅変調、“Ｃ−ＱＵＡ
Ｍ”、ステレオ・システム受信機に対して幾つかの利点
を持っている。本発明は、ディジタル“Ｃ−ＱＵＡＭ”
ステレオ・システムを履行することによって振幅変調さ
れた情報信号から高品質のディジタル・ステレオ音を与
える。ここで教示されているディジタル“Ｃ−ＱＵＡ
Ｍ”ステレオ・システムは両ＦＭ及びＡＭステレオ・シ
ステムを支持する万能のステレオシステムを可能にす
る。同様にして、音響学的等化及び適応性雑音抑制技術
は本発明に対しても容易に付加できる。ここで教示され
るＡＭステレオ・システムの音声の品質を改善するため
の特長的機能として、残響のような他の音声エンハンス
メントも容易に含めることができる。同様にして、ここ
で記述される発明は、ルックアップテーブル及び補間ル
ーチンにより通常必要とされているような付加的なソフ
トウェアまたはハードウェアなしに、変調された情報信
号の位相エラー成分を修正するためのディジタル回路及
び方法を提供する。以下は、ディジタル“Ｃ−ＱＵＡ
Ｍ”ステレオ・システムという内容において論議される
けれども、本発明はモデムからあらゆる受信機システム
にわたる通信システムにおいて履行できる。

【００２５】図２には、本発明による“Ｃ−ＱＵＡＭ”
ステレオ受信機１０の実施例が例示されている。“Ｃ−
ＱＵＡＭ”ステレオ受信機は第１の乗算器１２と、第２
の乗算器１４と、数値制御型発振器１６と、選出機能
（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）を持つ第１の低域フィルタ１
８と、選出機能を持つ第２の低域フィルタ２０と、新位
相エラー推定値発生器２２と、ディジタル・エンベロー
プ検出器２４と、ｔａｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）検出器２６
と、相反余弦推定器（ｒｅｃｉｐｒｏｃａｌｃｏｓｉ
ｎｅｅｓｔｉｍａｔｏｒ）２８と、直角チャネル・マ
ニピュレータ３８と、平均化器４０と、加算器４２と、
加算器４４と、高域フィルタ４６と、加算器４８と、帯
域フィルタ５０と、そして２５Ｈｚトーン検出器５２と
を含んでいる。ここで記述される実施例において、新位
相エラー推定値発生器２２、ｔａｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）検
出器２６及び数値制御型発振器１６は変調された情報信
号の位相エラー成分をディジタル的に修正するために使
用される。なお、ここで“Λφ_ｅ”なる表現における
“Λ”は本来“φ_ｅ”の上部にあるべきものであるが、
文字コード上の制限のため“Λ”は“φ_ｅ”の前に置か
れている。

【００２６】“情報”と名付けられているディジタル変
調された情報信号は“Ｃ−ＱＵＡＭ”送信機（示されて
いない）により受信機システム１０に与えられる。情報
信号は両乗算器１２及び１４の第１の入力に与えられ
る。位相エラー信号の余弦値は“Ｉ（ｋ）”として示さ
れ、そして乗算器１２の第２の入力に与えられる。同様
にして、位相エラー信号の正弦値は“Ｑ（ｋ）”として
示され、そして乗算器１４の第２の入力に与えられる。

【００２７】乗算器１２の出力はＳ_Ｉ（ｋ）として示さ
れ、そして選出機能を持つ低域フィルタ１８の入力とし
て変調された情報信号の同相成分を与える。低域フィル
タ１８はＳ_Ｉ（ｋ）信号を選出して、“同相”と名付け
られた出力信号を与える。この同相信号は両ディジタル
・エンベロープ検出器２４及び相反余弦推定器２８への
第１の入力として与えられる。

【００２８】乗算器１４の出力はＳ_Ｑ（ｋ）として示さ
れ、選出機能を持つ低減フイルタ２０への入力として変
調された情報信号の直角（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）成分
を与える。低域フィルタ２０はＳ_Ｑ（ｋ）信号を選出し
て、“直角”と名付けられた出力を与える。この直角信
号は、ディジタル・エンベロープ検出器２４への第２の
入力としてかつ直角チャネル・マニピュレータ３８への
第１の入力として与えられる。

【００２９】ディジタル・エンベロープ検出器２４は
“コンポジット＋搬送波”と名付けられた信号を与え
る。“コンポジット＋搬送波”信号は、相反余弦推定器
２８への第２の入力として、平均化器４０への入力とし
て、そして加算器４２への第１の入力として与えられ
る。相反余弦推定器２８の出力は“相反余弦推定値”と
して示され、直角チャネル・マニピュレータ３８へ第２
の入力を与える。平均化器４０の出力は加算器４２へ第
２の入力を与える。加算器４２の出力は“チャネルズ・
コンポジット”として示され、両加算器４４及び４８に
対する第１の入力を与える。

【００３０】直角チャネル・マニピュレータ３８の出力
は“被修正差（ＭｏｄｉｆｉｅｄＤｉｆｆｅｒｅｎｃ
ｅ）”として示され、そして高域フィルタ４６と、帯域
フィルタ５０と、ｔａｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）検出器２６と
へ入力される。高域フィルタ４６の出力は“チャネルズ
差”と名付けられている信号を両加算器４４及び４８の
第２の入力に与える。加算器４４の出力は“Ｌ（ｎ）”
と名付けられた信号であり、加算器４８の出力は“Ｒ
（ｎ）”と名付けられた信号である。両信号Ｌ（ｎ）及
びＲ（ｎ）は“Ｃ−ＱＵＡＭ”受信機システム１０の外
部ユーザに与えられる。帯域フィルタ５０の出力は２５
Ｈｚトーン検出器５２へ入力を与える。２５Ｈｚトーン
検出器５２の出力は“ｐ（ｎ）”と名付けられた出力を
“Ｃ−ＱＵＡＭ”受信機システム１０の外部ユーザに与
える。

【００３１】ｔａｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）検出器２６の出力
は新位相エラー推定値発生器２２の入力に与えられる。
新位相エラー推定値発生器２２は“ｃｏｓΛφ_ｅ”と名
付けられた信号を数値制御型発振器１６の第１の入力に
与える。同様にして、新位相エラー推定値発生器２２は
“ｓｉｎΛφ_ｅ”と名付けられた信号を数値制御型発振
器１６の第２の入力に与える。数値制御型発振器１６は
引き続いて、調整された位相エラーを反映している信号
の余弦を乗算器１２の第２の入力に与えると共に、調整
された位相エラーを反映している信号の正弦を乗算器１
４の第２の入力に与える。

【００３２】上述した発明の実施例において、乗算器１
２及び１４は情報信号をディジタル的に復調するように
作用する。同様にして、相反余弦推定器２８及び直角チ
ャネル・マニピュレータ３８は一緒になって左及び右オ
ーディオ情報信号間における差を含む“被修正差”信号
を形成するように機能する。さらに、新位相エラー推定
値発生器２２及び数値制御型発振器１６は一緒になって
情報信号の位相エラーを推定して（ｅｓｔｉｍａｔｅ）
修正する。

【００３３】本発明による“Ｃ−ＱＵＡＭ”ディジタル
信号受信機について完全なディジタル動作を与えるソフ
トウェア・プログラムはディジタル信号プロセッサ（示
されていない）内で実行される。ここで記述される例に
おいて、ステレオ受信機システム１０は、モトローラＤ
ＳＰ５６００１のようなディジタル信号プロセッサを用
いて履行される。しかしながら、他のディジタル信号プ
ロセッサでもステレオ受信機システム１０を履行するの
に使用できる。

【００３４】動作中、“情報”と名付けられている変調
されたディジタル信号は両乗算器１２及び１４の第１の
入力に与えられる。標準として、その情報信号は、より
低い周波数に変えられ、アナログ／ディジタル変換器
（示されていない）によりディジタル信号へと変換さ
れ、そして“Ｃ−ＱＵＡＭ”送信機（示されていない）
により受信機システム１０へと送信されるアナログ信号
である。情報信号は標準として、次式にて表わされるこ
とを特徴とする。すなわち：（１）情報＝［Ｃ＋Ｌ（ｋ）＋Ｒ（ｋ）ｃｏｓ｛（ω
_ｃ／ω_ｓ）ｋ＋γ（ｋ）＋φ_ｅ（ｋ）｝］式（１）において、Ｃは情報信号の搬送波の大きさに等
しい一定値であり、Ｌ（ｋ）は予め決められた無次元時
間指数（ｋ）における左オーディオ・チャネル信号の大
きさを示し、そしてＲ（ｋ）は同じ予め決められた時間
指数（ｋ）における右オーディオ・チャネル信号の大き
さを示している。情報信号の角中心周波数はω_ｃに等し
く、そして情報信号の角サンプリング周波数はω_ｓに等
しい。また、値（ｋ）は角サンプリング周波数に対する
角中心周波数の比の時間指数を表示するために与えられ
ている。直角情報信号はγ項により式（１）において反
映され、そして位相エラー情報成分はφ_ｅ項によって表
わされる。直角情報項γは次の形態で表わされる。すな
わち：（２） γ＝ｔａｎ^−１［｛Ｌ（ｋ）−Ｒ（ｋ）＋０．０５ｓｉｎ（２５／ｆ_ｓ）２πｋ｝／｛Ｃ＋Ｌ（ｋ）＋Ｒ（ｋ）｝］上式で、項［０．０５ｓｉｎ｛（２５／ｆ_ｓ）２π
ｋ｝］は従来のＡＭステレオ受信機により基準信号とし
て使用される２５Ｈｚパイロット・トーンである。

【００３５】送信中、アナログ信号の位相角は周囲の状
態によって変えられる。例えば、大気の状態及び受信機
機器での制約は送信されるディジタル信号の位相角を変
えることになる。位相角における何等かの変化は、その
信号が受信機のユーザに出力される前に、近似されて、
修正されなければならず、さもなければその信号は歪ん
で聞えることになる。故に、受信機が質の良いオーディ
オ音を与えるのを可能にするには、アナログ信号がユー
ザに与えられる前に、その信号の位相角に対する変化が
検出されそして修正されなければならない。

【００３６】乗算器１２及び１４は、“Ｓ_Ｉ（ｋ）”と
しての同相サンプルされた出力信号と、“Ｓ_Ｑ（ｋ）”
としての直角位相サンプルされた出力信号とをそれぞれ
与えるために、情報信号を復調する。Ｓ_Ｉ（ｋ）信号を
与えるために、その情報信号は数値制御型発振器１６に
より与えられる“Ｉ（ｋ）”として示されている予め決
められた第１の出力信号と掛け合わされる。Ｉ（ｋ）信
号は、標準として、次の形態を有する。すなわち：（３）Ｉ（ｋ）＝ｃｏｓ｛（ω_ｃ／ω_ｓ）ｋ＋Λφ_ｅ
（ｋ）｝式（２）のΛφ_ｅ（ｋ）項は、受信機システム１０が質
の良いオーディオ信号を与えるのを可能にするのに必要
な位相エラー修正値を与える。故に、乗算器１２が情報
信号とＩ（ｋ）信号とを乗算すると、その結果は次の形
態におけるＳ_Ｉ（ｋ）信号となる。すなわち：（４）Ｓ_Ｉ（ｋ）＝［（Ｃ＋Ｌ（ｋ）＋Ｒ（ｋ））ｃ
ｏｓ｛（ω_ｃ／ω_ｓ）ｋ＋γ（ｋ）＋φ_ｅ（ｋ）｝］×
［ｃｏｓ｛（ω_ｃ／ω_ｓ）ｋ＋φ_ｅ（ｋ）｝］これを簡素化すると、次式を得る。すなわち：（５）Ｓ_Ｉ（ｋ）＝（１／２）［Ｃ（１＋Ｌ（ｋ）＋
Ｒ（ｋ））×ｃｏｓ［γ（ｋ）＋（φ_ｅ−Λφ_ｅ）］］
＋Ｄ（ｋ）ここで、Ｄ（ｋ）は二倍周波数項である。

【００３７】同様にして、Ｓ_Ｑ（ｋ）信号を与えるため
に、情報信号は数値制御型発振器１６により与えられる
“Ｑ（ｋ）”と名付けられている予め決められた第２の
出力信号と掛け合わされる。標準として、Ｑ（ｋ）信号
は次の形態を持っている。すなわち：（６）Ｑ（ｋ）＝−ｓｉｎ｛（ω_ｃ／ω_ｓ）ｋ＋Λφ
_ｅ（ｋ）｝それ故、乗算器１４がその情報信号をＱ（ｋ）信号に乗
算すると、その結果は次の形態におけるＳ_Ｑ（ｋ）信号
となる。すなわち：（７）Ｓ_Ｑ（ｋ）＝［（Ｃ＋Ｌ（ｋ）＋Ｒ（ｋ））ｃ
ｏｓ｛（ω_ｃ／ω_ｓ）ｋ＋γ（ｋ）＋φ_ｅ（ｋ）｝］×
［−ｓｉｎ｛（ω_ｃ／ω_ｓ）ｋ＋Λφ_ｅ（ｋ）｝］上式を簡素化すると、次式を得る。（８）Ｓ_Ｑ（ｋ）＝（１／２）［Ｃ（１＋Ｌ（ｋ）＋
Ｒ（ｋ））×ｓｉｎ｛γ（ｋ）＋（φ_ｅ−Λφ_ｅ）｝］
＋Ｄ（ｋ）上式で、Ｄ（ｋ）は二倍周波数項である。

【００３８】信号Ｓ_Ｉ（ｋ）及びＳ_Ｑ（ｋ）は、情報信
号の復調された同相成分及び復調された直角成分をそれ
ぞれ表わしている。選出機能を有する低域フィルタ１８
及び２０は二倍周波数項Ｄ（ｋ）を除去し、そして信号
Ｓ_Ｉ（ｋ）及びＳ_Ｑ（ｋ）の各々のサンプリング周波数
を低下させる。

【００３９】この例において、選出機能を持つ低域フィ
ルタ１８及び２０は二倍周波数項Ｄ（ｋ）をろ波し、引
き続いて、入力信号Ｓ_Ｉ（ｋ）及びＳ_Ｑ（ｋ）をそれぞ
れ４により選出する。選出（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）
中、入力信号Ｓ_Ｉ（ｋ）及びＳ_Ｑ（ｋ）はその信号の入
力周波数の数分の１の周波数において標本化される。例
えば、低域フィルタ１８が４により選出またはデシメー
ション（または間引き）する場合、Ｓ_Ｉ（ｋ）信号は、
Ｓ_Ｉ（ｋ）が低域フィルタ１８に入力される周波数の４
分の１の周波数において標本化される。それ故、低域フ
ィルタ１８及び２０の各１つから出力される信号は、そ
の信号が入力された周波数の４分の１のサンプリング周
波数を持っている。

【００４０】デシメーションを有する低域フィルタ１８
は、ディジタル・エンベロープ検出器２４及び相反余弦
推定器２８の入力に対して“同相”信号を与える。この
同相信号は次の形態を持つ。すなわち：（９）同相信号＝（１／２）［（Ｃ＋Ｌ（ｎ）＋Ｒ
（ｎ））×ｃｏｓ（γ（ｎ）＋（φ_ｅ−Λφ_ｅ））］式（９）に示されるように、低域フィルタ１８は信号Ｓ
_Ｉ（ｋ）から二倍周波数項Ｄ（ｋ）を除去する。同様
に、その選出は、（ｋ／４）に等しい新しい時間指数ｎ
により反映される。故に、式（５）により与えられる信
号Ｓ_Ｉ（ｋ）は二倍周波数項Ｄ（ｋ）なしにかつ低いサ
ンプリング周波数において与えられる。選出機能付の低
域フィルタ１８は選出プロセスを持つ標準の低域ディジ
タル・フィルタを使用することにより履行される。選出
プロセスを持つ標準の低域ディジタル・フィルタはデー
タプロセッサにおいて実行される一連の従来のソフトウ
ェア命令としてディジタル的に履行される。

【００４１】同様にして、低域フィルタ２０は、ディジ
タル・エンベロープ検出器２４の入力及び直角チャネル
・マニピュレータ３８の入力の両方に対して“直角（ｑ
ｕａｄｒａｔｕｒｅ）”と名付けられた信号を与える。
この直角信号は次の形態を持っている。すなわち：（１０）直角信号＝（１／２）［（Ｃ＋Ｌ（ｎ）＋Ｒ
（ｎ））×ｓｉｎ｛γ（ｎ）＋（φ_ｅ−Λφ_ｅ）｝］式（１０）に示されているように、低域フィルタ２０は
信号Ｓ_Ｑ（ｋ）から二倍周波数項Ｄ（ｋ）を除去する。
同様にして、その選出は（ｋ／４）に等しい新しい時間
指数ｎによって反映される。従って、式（８）により与
えられる信号Ｓ_Ｑ（ｋ）は、二倍周波数項Ｄ（ｋ）なし
にかつ低いサンプリング周波数において与えられる。低
域フィルタ１８と同様に、低域フィルタ２０は選出プロ
セスを持つ標準の低域ディジタル・フィルタを使用する
ことにより履行される。同様にして、選出プロセスを持
つ標準の低域ディジタル・フィルタはデータプロセッサ
において実行される一連のソフトウェア命令としてディ
ジタル的に履行される。

【００４２】同相及び直角信号は受信機システム１０の
残りの部分に対して復調されて選出された同相及び直角
信号をそれぞれ与える。両信号は“コンポジット＋搬送
波”と名付けられた信号を与えるためにディジタル・エ
ンベロープ検出器２４へ入力される。“コンポジット＋
搬送波”信号の値は、同相及び直角信号の両方から決定
され、そして情報信号のエンベロープの値を示している
信号を与える。“コンポジット＋搬送波”信号は次の形
態を取る。すなわち：（１１）コンポジット＋搬送波信号＝｛同相^２（ｎ）
＋直角^２（ｎ）｝^１／２一般に知られている三角恒等式を使用することにより、
式（１１）は次の形態を持つ信号に簡素化できる。すな
わち：（１２）コンポジット＋搬送波信号＝（１／２）｛Ｃ
＋Ｌ（ｎ）＋Ｒ（ｎ）｝ディジタル・エンベロープ検出器２４は、同相及び直角
信号の二乗値を計算するのに従来の乗算器回路（示され
ていない）を使用し、同相及び直角信号の二乗値を加算
するのに従来の加算器回路（示されていない）を使用
し、そして同相及び直角信号の二乗値の複合の平方根を
計算するのに従来の回路を使用している。乗算器回路、
加算器及び平方根を計算する回路は標準としてデータプ
ロセッサに設けられるので、そのデータ・プロセッサが
ディジタル・エンベロープ検出器２４により行われる動
作を実行するのを可能にするソフトウェア・プログラム
は容易に実現できる。

【００４３】ディジタル・エンベロープ検出器２４の出
力である“コンポジット＋搬送波”信号は、加算器４２
に対する第１の入力と、平均化器４０に対する入力と、
相反余弦推定器２８に対する第２の入力とを与える。平
均化器４０は、データ・プロセッサが“コンポジット＋
搬送波”信号を平均化するのを可能にするのにソフトウ
ェア・プログラムを使用する。“コンポジット＋搬送
波”信号の平均は搬送波の大きさ、つまり、エンベロー
プ情報信号の直流成分を与える。平均化器４０の出力は
“搬送波”と名付けられ、次の形態を持つ。（１３）搬送波_新＝β搬送波_旧＋（１−β）×（コン
ポジット＋搬送波）上式で、βは受信機１０のユーザにより決定される平滑
化パラメータである。平滑化パラメータβは、平均化器
４０の出力がエンベロープ情報信号“コンポジット＋搬
送波”の搬送波成分を表わしているほぼ一定の搬送波値
に迅速に収斂するのを可能にするように選ばれるべきで
ある。

【００４４】その搬送波値は否定され、引き続いて、
“チャネルズ・コンポジット”と名付けられた信号を与
えるために、加算器４２によりエンベロープ情報信号
“コンポジット＋搬送波”に加えられる。チャネルズ・
コンポジット信号は次式により与えられる。すなわち：（１４）チャネルズ・コンポジット＝（コンポジット＋搬送波）−（搬送波）＝（１／２）［Ｌ（ｎ）＋Ｒ（ｎ）］チャネルズ・コンポジット信号は情報信号の両左及び右
チャネルからの複合情報を含んでいる。以下に論議され
るように、チャネルズ・コンポジット信号は、受信機シ
ステム１０のユーザに対して分離せる左及び右オーディ
オ情報信号を与えるためにさらに操作されよう。

【００４５】受信機システム１０に対する情報信号入力
から直角情報を得るには、左及び右チャネル間での差を
含む信号がその情報信号から抽出されなければならな
い。さらに、情報信号の送信中に発生される位相エラー
は歪をほとんどまたは全く持たない直角信号を与えるた
めに修正されなければならい。

【００４６】再度指摘するに、式（１０）の直角信号
は、ステレオ情報信号の両左及び右チャネルと、位相エ
ラーφ_ｅ及び位相エラー修正信号Λφ_ｅ間での差とを反
映した成分を含んでいる。情報信号の左及び右チャネル
を決定するには、式（１０）が一層操作されなければな
らない。しかしながら、まず始めに、γ（ｎ）が情報信
号の左及び右チャネルの予め決められた組合せの正接に
等しい式（２）が次の関係を与えるために書き改められ
なければならない。（１５）ｔａｎγ（ｎ）＝ｓｉｎγ（ｎ）／ｃｏｓγ
（ｎ）＝｛Ｌ（ｎ）−Ｒ（ｎ）＋ｐ（ｎ）｝／｛Ｃ＋Ｌ
（ｎ）＋Ｒ（ｎ）｝ここで、ｐ（ｎ）は０．０５ｓｉｎ｛（２５／ｆ_ｓ）２
πｋ｝に等しい変数、つまり、ＡＭステレオに対する２
５Ｈｚパイロットトーンである。

【００４７】次に、情報信号の左チャネルと右チャネル
との間における差と、情報信号の位相と数値制御型発振
器１６により与えられる位相エラー修正信号との間にお
ける差とを得るには、“相反余弦推定値（Ｒｅｃｉｐｒ
ｏｃａｌＣｏｓｉｎｅＥｓｔｉｍａｔｏｒ）”と名
付けられた修正されたエンベロープ情報信号が相反余弦
推定器２８により発生されなければならない。相反余弦
推定器信号は同相信号によって除算された“コンポジッ
ト＋搬送波”信号に等しい。相反余弦推定器２８により
実行される除算機能はソフトウェア・プログラムしてか
またはデータ・プロセッサにおける従来のディジタル除
算器回路として履行される。

【００４８】簡略化された場合、相反余弦推定器信号は
次の形態、すなわち：（１６）相反余弦推定値＝１／｛ｃｏｓ（γ（ｎ）＋
（φ_ｅ−Λφ_ｅ））｝を持ち、この相反余弦推定器信号は直角チャネル・マニ
ピュレータ３８への入力として与えられる。また、直角
信号は、“被修正差（ＭｏｄｉｆｉｅｄＤｉｆｆｅｒ
ｅｎｃｅ）”と名付けられた信号を作り出すために、直
角チャネル・マニピュレータ３８への入力として与えら
れる。直角チャネル・マニピュレータ３８は、修正され
た差信号を作り出すために、その相反余弦推定器信号を
その直角信号に掛け合わせる。直角チャネル・マニピュ
レータ３８により実行される乗算動作の結果は次式にて
示される形態を持っている。すなわち：（１７）被修正差信号＝｛（１／２）（Ｌ（ｎ）−Ｒ
（ｎ）＋ｐ（ｎ））＋（１／２）（Ｃ＋Ｌ（ｎ）＋Ｒ
（ｎ））ｔａｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）｝／｛１−ｔａｎγ
（ｎ）ｔａｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）｝直角チャネル・マニピュレータ３８により行われるファ
ンクションはソフトウェア・プログラムとしてかまたは
データ・プロセッサにおけるディジタル乗算回路として
履行される。そこで、その被修正差信号は、高域フィル
タ４６、帯域フィルタ５０及びｔａｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）
検出器２６への入力として与えられる。

【００４９】予め決められたレベルよりも高い周波数の
みが高域フィルタ４６から出力されるようにすることに
より、パイロット周波数信号ｐ（ｎ）及びｔａｎ（φ_ｅ
−Λφ_ｅ）信号の周波数は高域フィルタ４６から出力さ
れない。代って、高域フィルタ４６は“チャネルズ差
（ＣｈａｎｎｅｌｓＤｉｆｆｅｒｅｎｃｅ）”と名付
けられた信号を両加算器４４及び４８の入力に与える。
このチャネルズ差信号は次式にて示される。すなわち：（１８）チャネルズ差信号＝（１／２）［Ｌ（ｎ）−
Ｒ（ｎ）］チャネルズ差信号は否定され、そして“Ｒ（ｎ）”と名
付けられた信号を作り出すために、加算器４８によりチ
ャネルズ・コンポジット信号に加えられる。信号Ｒ
（ｎ）は受信機１０のユーザに対して右ステレオ情報を
与える。同様にして、チャネルズ差信号は加算器４４に
対する第２の入力を与える。加算器４４は“Ｌ（ｎ）”
と名付けられた信号を与えるために、チャネルズ差信号
及びチャネルズ・コンポジット信号を加算する。この信
号Ｌ（ｎ）は受信機システム１０のユーザに対して左ス
テレオ情報を与える。

【００５０】予め決められた範囲の周波数内での周波数
のみが帯域フィルタ５０から出力されるようにすること
により、同相及び直角情報信号とｔａｎ（φ_ｅ−Λ
φ_ｅ）情報信号とは帯域フイルタ５０から出力されな
い。むしろ、帯域フィルタ５０はパイロット周波数信号
ｐ（ｎ）のみが通過しかつ２５Ｈｚトーン検出器５２へ
と出力されるのを可能にする。信号ｐ（ｎ）を受信する
と、２５Ｈｚトーン検出器５２は、パイロット信号ｐ
（ｎ）があることを示す信号を与える。

【００５１】情報信号の送信中に生じる位相エラーは標
準として、大気の状態または受信機の非直線性に因る。
大気の状態と受信機の非直線性とは一般に、低い周波数
の信号でもって情報信号の位相を変える。従って、基本
的に、ｔａｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）検出器２６は情報信号に
本質的にある位相エラーを検出する低域フィルタであ
る。検出器２６はデータ・プロセッサにより実行される
ソフトウェア・プログラムとしてディジタル的に履行さ
れる従来の低域ディジタル・フィルタ回路である。ｔａ
ｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）検出器２６は新位相エラー推定値発
生器２２の入力に対して“ｔａｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）”と
名付けられた信号を与える。ｔａｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）検
出器２６により実行されるろ波動作は予め決められたソ
フトウェア・プログラムにより制御される標準的かつ従
来の論理回路装置を使用して実行される。モトローラＤ
ＳＰ５６００１と共に使用するために書かれる予め決め
られたソフトウェア・プログラムの例は付録Ｉに与えら
れている。

【００５２】新位相エラー推定値発生器２２がｔａｎ
（φ_ｅ−Λφ_ｅ）信号を受信するときには、新しい位相
エラー信号の余弦及び正弦が与えられる。新しい位相エ
ラー信号の余弦及び正弦は“ｃｏｓΛφ_ｅ”及び“ｓｉ
ｎΛφ_ｅ”とをそれぞれ指定されている。ｃｏｓΛφ_ｅ
およびｓｉｎΛφ_ｅ信号を発生するには、ｘ＝ｔａｎ
（φ_ｅ−Λφ_ｅ）という仮定の下で、次の三角恒等式が
使用される。（１９）ｓｉｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）＝ｘ／｛（１＋
ｘ^２）^−１／２｝（２０）ｃｏｓ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）＝１／｛（１＋
ｘ^２）^−１／２｝

【００５３】ｃｏｓΛφ_ｅ及びｓｉｎΛφ_ｅの値は情報
信号の復調中に数値制御型発振器１６に与えられている
ために、そうした値は既知である。故に、そうした値は
ｃｏｓ_旧Λφ_ｅ及びｓｉｎ_旧Λφ_ｅとして扱われる。情
報信号の位相エラーを一層厳密に近似するために新しい
ｃｏｓΛφ_ｅ信号及び新しいｓｉｎΛφ_ｅ信号を与える
には、次式が解かれる。（２１）ｓｉｎ_新Λφ_ｅ＝ｃｏｓ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）ｓ
ｉｎ_旧Λφ_ｅ＋ｓｉｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）ｃｏｓ_旧Λφ_ｅ（２２）ｃｏｓ_新Λφ_ｅ＝ｃｏｓ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）ｃ
ｏｓ_旧Λφ_ｅ−ｓｉｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）ｓｉｎ_旧Λφ_ｅ

【００５４】ｓｉｎ_新Λφ_ｅ及びｃｏｓ_新Λφ_ｅは新し
いｓｉｎΛφ_ｅ信号及び新しいｃｏｓΛφ_ｅ信号の値を
それぞれ示す。新位相エラー推定値発生器２２により実
行される乗算及び加算動作は、データ・プロセッサにお
ける標準の論理回路装置かまたは予め決められたソフト
ウェア・プログラムによって実行される。

【００５５】その後、ｃｏｓ_新Λφ_ｅ信号及びｓｉｎ_新
Λφ_ｅ信号は数値制御型発振器１６に対して与えられ
る。数値制御型発振器１６は、情報信号を復調するのに
使用される復調信号の余弦及び正弦をそれぞれ発生する
ために、ｃｏｓ_新Λφ_ｅ信号とｓｉｎ_新Λφ_ｅ信号とを
使用する。数値制御型発振器１６は、乗算器１２に対し
て、Ｉ（ｋ）と指定された復調信号の余弦を与える。こ
の信号の余弦は次式により計算される。（２３）Ｉ（ｋ）＝ｃｏｓ｛（ω_ｃ／ω_ｓ）（ｋ）＋Λφ_ｅ｝＝［ｃｏｓ（ω_ｃ／ω_ｓ）（ｋ）ｃｏｓ_新（Λφ_ｅ）］ −［ｓｉｎ（ω_ｃ／ω_ｓ）（ｋ）ｓｉｎ_新Λφ_ｅ］

【００５６】同様にして、数値制御型発振器１６はその
信号の正弦を乗算器１４に与える。Ｑ（ｋ）と指定され
ている復調された信号の正弦は次式により計算される。
すなわち：（２４）Ｑ（ｋ）＝ｓｉｎ｛（ω_ｃ／ω_ｓ）（ｋ）＋Λφ_ｅ｝＝［ｓｉｎ（ω_ｃ／ω_ｓ）（ｋ）ｃｏｓ_新（Λφ_ｅ）］＋ｃｏｓ（ω_ｃ／ω_ｓ）（ｋ）ｓｉｎ_新Λφ_ｅ

【００５７】数値制御型発振器１６により実行される乗
算及び加算動作は、標準でかつ従来の論理回路装置を使
用してかまたはデータ・プロセッサでの予め決められた
ソフトウェア・プログラムにより実行される。情報信号
の次のサンプルは乗算器１２及び１４でもって復調さ
れ、そしてその信号の位相エラーは数値制御型発振器１
６により近似される。従って、その信号の位相角は位相
エラーの正弦及び余弦を計算することにより近似されそ
してくり返し収斂される。ここで注意すべきことは、数
値制御型発振器１６がΛφ_ｅの計算に先立ってデシメー
ションによる出力信号を与える第４回目ごとにのみ、Λ
φ_ｅが調整されることである。

【００５８】さらに、情報信号の中心周波数を慎重に選
ぶことにより、数値制御型発振器１６により出力される
信号は、その情報信号の位相エラーが零に等しいとき、
容易に使用し得る形態へと簡素化される。その中心周波
数とサンプル周波数との間における比が整数比であるよ
うにその情報信号の中心周波数を選ぶことにより、数値
制御型発振器１６の出力は周期性を示すことになる。情
報信号のサンプル周波数と中心周波数との間における比
が整数値である場合、数値制御型発振器１６は余弦及び
正弦信号を与え、その各々は、その位相エラーが零に等
しいとき、周期的に繰り返し可能である。例えば、情報
信号のサンプル周波数と中心周波数との間における比が
１／４′であって、そしてΛφ_ｅは零に等しいと仮定す
る。一般に、余弦及び正弦信号の周期性により、数値制
御型発振器１６からは、余弦信号に対する４つの独特な
値のみと、正弦信号に対する４つの独特な値のみとが出
力される。余弦信号及び正弦信号の各々に対しては４つ
の独特な値のみが発生されるために、余弦及び正弦ルッ
クアップ・テーブル及び補間法に対する必要性は除かれ
る。むしろ、両余弦信号及び正弦信号に対する４つの独
特な値はデータ・プロセッサ内で内部的にまたは従来の
論理回路装置で履行される巡回バッファ（示されていな
い）を通して増分つまりインクリメントすることにより
アクセスされる。式（２３）及び（２４）を使用するこ
とにより、補間及びテーブル・ルックアップルーチン
は、情報信号の位相エラーが零に等しいときには数値制
御型発振器１６の出力を決定するために必要としていな
い。

【００５９】

【発明の効果】ここでは、受信機における変調された情
報信号の位相エラー成分を修正するための回路が与えら
れた。新位相エラー推定値発生器２２と、ｔａｎ（φ_ｅ
−Λφ_ｅ）検出器２６と、そして数値制御型発振器１６
とは一緒になって、初めに、位相エラー成分の三角関数
を決定し、次いで、変調された情報信号の位相エラー成
分を修正する位相エラー修正回路を与える。“Ｃ−ＱＵ
ＡＭ”ステレオ受信機において履行されているけれど
も、ここで記述されている位相エラー修正回路は広い範
囲の通信システムにおいても容易に履行できよう。例え
ば、ここでの位相エラー修正回路はモデムや、ディジタ
ルＦＭステレオ受信機や、またはデータが１つの点から
別な点へと転送されるいずれの応用においても履行でき
る。位相エラー修正回路により行われるステップ及び機
能はソフトウェア・プログラムとしても履行できる。

【００６０】さらに、ここでは、高い品質のステレオ情
報信号を与えるディジタル・コンパチブル直角被変調ス
テレオ受信機が提供される。ディジタル・コンパチブル
直角被変調ステレオ受信機により行われるステップ及び
機能はソフトウェア・プログラムとしても履行される。
ソフトウェア・プログラムはディジタル信号データ・プ
ロセッサにより引き続いて実行されよう。特に、ディジ
タル信号プロセッサ装置の現行のハードウェアは、ここ
で記述されるディジタル“Ｃ−ＱＵＡＭ”ステレオ受信
機システム１０の要件を適切に満たすことになる。

【００６１】また、“Ｃ−ＱＵＡＭ”ステレオ受信機シ
ステム１０は、幾つかの受信機システム機能がソフトウ
ェア・プログラムとして履行されるのを可能にする。例
えば、ＡＭステレオ信号、ＡＭステレオ信号の音量及び
トーン制御、音響学的等化、適応的雑音抑制、そしてデ
ィジタル・オーディオテープ（ＤＡＴ）またはコンパク
ト・ディスク（ＣＤ）へのインタフェースはすべて、ソ
フトウェア・プログラムにより容易に履行される機能で
ある。比較において、従来での“Ｃ−ＱＵＡＭ”ステレ
オ受信機は等化及び適応的雑音抑制を補償するために付
加的な回路装置を必要とする。従って、“Ｃ−ＱＵＡ
Ｍ”ステレオ受信機システム１０は標準のアナログ機器
の拘束により制限されない一層融通性のある受信機シス
テムを与える。さらに、“Ｃ−ＱＵＡＭ”受信機システ
ム１０は従来の“Ｃ−ＱＵＡＭ”受信機システムのアナ
ログ形態よりも少ないコンポーネントで良い。故に、
“Ｃ−ＱＵＡＭ”受信機システム１０のディジタル形態
は、“Ｃ−ＱＵＡＭ”受信機システムのアナログ形態よ
りも大きな信頼性を持っている。

【００６２】また、“Ｃ−ＱＵＡＭ”ステレオ受信機シ
ステム１０は、各種の音声エンハンスメントがＡＭステ
レオ音の品質を改善する特長的機能として含まれるのを
可能にする。例えば、残響は“Ｃ−ＱＵＡＭ”ステレオ
受信機システム１０の動作を制御するのに必要なソフト
ウェア・プログラムに対して極く僅かな変更を加えるこ
とによって含まれる。

【００６３】さらに、“Ｃ−ＱＵＡＭ”ステレオ受信機
システム１０のディジタル形態は万能のステレオ・シス
テムを可能にする。同じディジタル・システム上におけ
る異なる受信機をプログラムすることで、ＡＭステレオ
またはＦＭステレオのような幾つかの異なる機能は対応
するソフトウェア・プログラムをディジタルデータ処理
システムに対して単にロードすることにより履行され
る。故に、ディジタル“Ｃ−ＱＵＡＭ”ステレオ受信機
システム１０は、両ＡＭ及びＦＭステレオ信号を受信す
るステレオシステムを実現する経済的な解決策を与える
と共に、等化や雑音抑制のような種々な音声エンハンス
メントを与える。

【００６４】以上、良く理解されるように、ここで記述
されるディジタル“Ｃ−ＱＵＡＭ”ステレオ受信機シス
テムは各種の音声エンハンスメントを与える。ここで記
述される本発明の実施例は単なる例示であり、ここで記
述された機能を実行するには多くの他の形態も可能であ
る。例えば、複数のソフトウェア・プログラムが受信機
システム１０の各コンポーネントにより実行される算術
機能をそれぞれ行うために設けられる。複数のソフトウ
ェア・プログラムは受信機システム１０のユーザにより
与えられ、そして複数のディジタルデータ・プロセッサ
のいずれか１つにおいて実行される。さらに、複数のソ
フトウェア・プログラムは、複数のディジタルデータ・
プロセッサの各１つが上述した算術機能を行うのを可能
にするように僅かばかり修正することができる。

【００６５】受信機システム１０のコンポーネントの各
１つはソフトウェア・プログラムにおいてディジタル的
に行われかつディジタルデータ処理システムにおいて実
行される。一連のソフトウェア命令は、乗算器１２、第
２の乗算器１４、数値制御型発振器１６、デシメーショ
ン機能を持つ第１の低域フィルタ１８、デシメーション
機能を持つ第２の低域フィルタ２０、新位相エラー推定
値発生器２２、ディジタル・エンベロープ検出器２４、
ｔａｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）検出器２６、相反余弦推定器２
８、直角チャネル・マニピュレータ３８、平均化器４
０、加算器４２、加算器４４、高域フィルタ４６、加算
器４８、帯域フィルタ５０及び２５Ｈｚトーン検出器５
２がここで記述したようなそれぞれの予め決められた機
能を行うのを可能にする。

【００６６】さらに、ソフトウェア・プログラムの形式
及び内容は受信機システム１０のユーザに依存する。ソ
フトウェア・プログラムにより要請される数学的計算を
行うのに使用される回路装置は従来の形態において履行
される。従来の加算器、乗算器及び除算器は標準とし
て、ここで記述された機能を行うソフトウェア・プログ
ラムを履行するために使用される。ｔａｎ（φ_ｅ−Λφ
_ｅ）検出器２６は、推定された位相エラー信号と情報信
号の位相エラーとの間における差の小さな角度的近似に
対する一次関数をいずれかの三角関数に与えることにな
る回路またはソフトウェア・プログラムとして履行され
る。例えば、正弦関数検出器も受信機システム１０にお
いて容易に実施できる。

【００６７】以上、ここでは本発明の原理が記述された
けれども、当業者にとって、ここでの記述は単なる例示
であって、本発明の範囲を限定するものでないものと理
解されよう。従って、添付せる特許請求の範囲は本発明
の精神及び範囲内に入る修正をすべてカバーするもので
ある。

【００６８】付録Ｉこのサブルーチンは、モトローラＤＳＰ５６００１ディ
ジタル信号プロセッサにおける低域フィルタでもってｔ
ａｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）を決定する機能を実行する。この
サブルーチン内で履行されるソフトウェア命令に関する
一層の情報については、１９８９年、モトローラ社によ
って出版された“ＤＳＰ５６０００／ＤＳＰ５６００１
ディジタル信号プロセッサ使用者用マニュアル（ＤＳＰ
５６０００ＵＭ／ＡＤ）”を参照のこと。図１におい
て、このサブルーチンはｔａｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）検出器
２６により代表されている。この検出器に対する入力は
直角チャネル・マニピュレータ３８の出力である。それ
はこのプログラムにおいて、ｑｓｔａｒと呼ばれる。ポ
インタｒ６及びｒ７はｔａｎ（φ_ｅ−Λφ_ｅ）検出器２
６の前の入力及び出力データをそれぞれ指している。１
ｐｆｒ６、１ｐｆｒ７、１ｐｆｃｄｄｒ及びｎｏｍｏｄ
という用語はＤＳＰ５６００１のユーザにより決定され
るオフセット値を示すラベルである。ポインタｒ２は低
域フィルタの係数を指している。モジュロ・アドレスｍ
２，ｍ６及びｍ７は対応的に決定される。ｏｒｇｐ：＄１００ｍｏｖｅｙ：ｑｓｔａｒ，ｙ１直角チャネル・
マニピュレータ３８の出力をレジスタｙ１へと動かす。ｍｏｖｅｘ：１ｐｆｒ６，ｒ６前の入力データ
の場所をポインタｒ６へと動かす。ｍｏｖｅｘ：１ｐｆｒ７，ｒ７前の出力データ
の場所をポインタｒ７へと動かす。ｍｏｖｅｘ：１ｐｆｃｄｄｒ，ｒ２フィルタ係数の
場所をポインタｒ２へと動かす。ｍｏｖｅ＃１，ｍ６モジュロ・アド
レスをセットアップする。ｍｏｖｅｍ６，ｍ７ｍｏｖｅ＃ｎｏｍｏｄ，ｍ２ｍｏｖｅｘ：（ｒ２）＋，ｘ０第１のフィルタ
係数をレジスタｘ０へと動かす。次の５つの命令はろ波作用、レジスタａにおける結果の
累積、係数、古い入力テータ及び古い出力データを通し
た増分を行う。最後の命令に関して、最新の入力データ
は、次のサンプルがろ波されるときでの使用のためのメ
モリ位置に記憶される。フィルタの出力はレジスタｘ１
へ動かされ、その後、新位相エラー推定値発生器２２に
対する入力となる。ｍｐｙｘ０，ｙ１，ａｘ：（ｒ２）＋，ｘ０ｙ：（ｒ６）＋，ｙ０ｍａｃｘ０，ｙ０，ａｘ：（ｒ２）＋，ｘ０ｙ：（ｒ６），ｙ０ｍａｃｘ０，ｙ０，ａｘ：（ｒ２）＋，ｘ０ｙ：（ｒ７）＋，ｙ０ｍａｃｘ０，ｙ０，ａｘ：（ｒ２）＋，ｘ０ｙ：（ｒ７），ｙ０ｍａｃｘ０，ｙ０，ａｙ１，ｙ：（ｒ６）コードの最終ラインはフィルタをレジスタｘ１へと動か
し、そして新しい出力を、ろ波される予定の次のサンプ
ルでの使用のために新しい出力メモリへ動かす。ｍｏｖｅａ，ｘ１ａ，ｙ：（ｒ７）

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による位相エラー修正回路のブロック図
である。

【図２】本発明による位相エラー修正を持つコンパチブ
ル直角被変調ディジタル・ステレオ受信機のブロック図
である。

【符号の説明】

５ディジタル回路６復調器７位相エラー検出器８位相エラー推定値発生器９数値制御型発振器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ディオン・エム・ファンダーバークアメリカ合衆国テキサス州78733、オースチン、クリークス・エッジ・パークウェイ 2900 (72)発明者サンジル・パークアメリカ合衆国テキサス州78734、オースチン、ハースト・クリーク・ロード 212 (72)発明者ガース・ディ・ヒルマンアメリカ合衆国テキサス州78734、オースチン、ラダー・ロード 107

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】ディジタル受信機であって、あるサンプリング周波数でディジタル的に変調された情
報信号を復調しかつサンプリングするための復調器
（６）であって、前記ディジタル的に変調された情報信
号はある中心周波数を有し、前記復調回路は復調された
データ出力を提供するための出力を有し、前記復調され
たデータ出力は情報成分および位相エラー成分を有する
もの、前記復調されたデータ出力の少なくとも位相エラー成分
を受けるよう結合されかつ前記復調されたデータ出力の
位相エラー成分に応じて位相エラー推定信号を提供する
よう結合された位相エラー検出器／推定器（７，８）、
そして前記位相エラー推定信号を受けるよう結合されか
つ前記位相エラー推定信号に応じて前記復調器に修正信
号を提供するよう結合された数値制御型発振器（９）で
あって、前記修正信号は前記サンプリング周波数が前記
中心周波数の整数倍である場合に４つより多くない独自
の周期的な値を有するもの、を具備することを特徴とするディジタル受信機。
【請求項２】前記復調器は、第１の乗算器（１２）であって、該第１の乗算器（１
２）は前記ディジタル的に変調された情報信号を受ける
よう結合された第１の入力を有するもの、および第２の
乗算器（１４）であって、該第２の乗算器（１４）は前
記ディジタル的に変調された情報信号を受けるよう結合
された第１の入力を有するもの、を含み、前記修正信号は第１の修正信号であり、そして前記数値
制御型発振器は、前記第１の乗算器（１２）の第２の入力に結合された第
１の直角位相出力であって、該第１の直角位相出力は前
記第１の修正信号を提供するもの、かつ前記第２の乗算
器（１４）の第２の入力に結合された第２の直角位相出
力であって、該第２の直角位相出力は前記位相エラー推
定信号に応じて第２の修正信号を提供し、前記第２の修
正信号は前記サンプリング周波数が前記中心周波数の整
数倍である場合に４つより多くない独自の周期的な値を
有するもの、を含むことを特徴とする請求項１に記載のディジタル受
信機。
【請求項３】前記整数倍は４に等しいことを特徴とす
る請求項１に記載のディジタル受信機。
【請求項４】ディジタル信号プロセッサであって、あるサンプリング周波数でディジタル的に変調された情
報信号を復調およびサンプリングしかつ復調されたデー
タ出力を提供するための復調器（６）であって、前記デ
ィジタル的に変調された情報信号はある中心周波数を有
し、前記復調されたデータ出力は情報成分および位相エ
ラー成分を有し、前記復調器は、前記ディジタル的に変調された情報信号を受けるための
第１の乗算器（１２）、および前記ディジタル的に変調
された情報信号を受けるための第２の乗算器（１４）、を含むもの、前記復調されたデータ出力の少なくとも位相エラー成分
を受けるよう結合されかつ前記復調されたデータ出力の
前記位相エラー成分に応じて位相エラー推定信号を提供
するよう結合された位相エラー検出器／推定器（７，
８）、そして数値制御型発振器（１６）であって、該数
値制御型発振器（１６）は第１の直角位相出力および第
２の直角位相出力を有し、前記第１および第２の直角位
相出力の内の少なくとも１つは前記サンプリング周波数
が前記中心周波数の整数倍でありかつ前記ディジタル的
に変調された情報信号の位相エラーがゼロに等しい場合
に限られた組の独自の周期的な値を生成するもの、を具備することを特徴とするディジタル信号プロセッ
サ。
【請求項５】ディジタル信号プロセッサであって、プロセッサおよびメモリであって、該メモリは選択され
たコンピュータソフトウェアを記憶しかつ前記プロセッ
サは該選択されたコンピュータソフトウェアを実行し、
前記選択されたコンピュータソフトウェアは少なくとも
１つの形式の振幅変調信号受信機および少なくとも１つ
の形式の周波数変調信号受信機を含む複数のディジタル
的に構成される受信機の内の少なくとも１つを実現する
もの、を具備し、前記複数のディジタル的に構成される受信機
の内の少なくとも１つは、ディジタル的に変調された情報信号を受けるための第１
の乗算器（１２）であって、前記ディジタル的に変調さ
れた情報信号はあるサンプリング周波数およびある中心
周波数を有し、前記ディジタル的に変調された情報信号
は情報成分および位相エラー成分を有するもの、前記ディジタル的に変調された情報信号を受けるための
第２の乗算器（１４）、前記ディジタル的に変調された情報信号の少なくとも前
記位相エラー成分を受けるよう結合され、かつ前記ディ
ジタル的に変調された情報信号の前記位相エラー成分に
応じて位相エラー修正信号を提供するよう結合された位
相エラー検出器／推定器（７，８）、そして第１の直角
位相出力および第２の直角位相出力を有する数値制御型
発振器（１６）であって、前記第１および第２の直角位
相出力の内の少なくとも１つは前記サンプリング周波数
が前記中心周波数の整数倍でありかつ前記ディジタル的
に変調された情報信号の位相エラーがゼロに等しい場合
に限られた組の独自の周期的な値を生成するもの、を具備することを特徴とするディジタル信号プロセッ
サ。