JP2000517516A - 独立側波帯信号の受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 受信信号に係るディジタル化された直角位相関係のゼロＩＦバージョン信号を生成する手段（３０ないし５４）を有する独立側波帯（ＩＳＢ）信号の受信機。このバージョンの信号は、複合ＦＩＲフィルタ構造（５６）に供給される。この構造は、交互に非ゼロとなる係数（Ｃ₁ないしＣ_N-1、Ｃ₀ないしＣ_N）とされている実低域通過フィルタをそれぞれ有する。このＦＩＲフィルタ構造は、第３図（本要約書には示されていない）により詳しく示されている。各上側及び下側側波帯（ＵＳＢ，ＬＳＢ）は、各フィルタの出力の和と差を得ることにより復元される。各側波帯（ＵＳＢ，ＬＳＢ）は、ＲＡＭ（５８）に記憶され、その記憶された信号を再生せんとするときは、該信号を拡張し等化処理してアナログ信号に変換する。このアナログ信号は、オーディオトランスデューサ（６４）に供給される。

Description

【発明の詳細な説明】 独立側波帯信号の受信機 技術分野 本発明は、圧縮されたアナログ音声サンプルを有しうる独立側波帯信号を受信 し復調する受信機に関する。 背景技術 独立側波帯信号（ＩＳＢ）は、２つの独立した単側波帯信号からなる。したが って、そのベースバンド表示において、このＩＳＢ信号は複合信号である。複合 形態による表示は、その負の周波数が正のそれと異なるものとなる。同時に、当 該側波帯の一方だけを対象にする場合がある。伝統的に、その側波帯のどちらか 一方を実信号として得るためのものとして、アナログ領域には３つの異なる方法 が存在している。この３つの方法は、フィルタ法、位相調整又は整相（フェージ ング）法及びウィーバ（Weaver）法である。ディジタル領域においては、その位 相調整法に等価な手法がよく適用される。ヒルベルト（Hilbert）変換によれば 、必要となる広帯域９０°シフトを得ることができる。 ヒルベルト変換は、正の周波数を−９０°だけシフトさせ（遅延を導く）、負 の周波数を９０°だけシフトさせる（進みを導く）。複合信号の虚部は、その実 部を９０°だけ遅らせる。複合信号の虚部がヒルベルト変換された場合、その正 の周波数は、−１８０°の位相シフトを呈する一方、負の周波数の位相シフトは ０°を呈する。当該信号の原実部成分をそのヒルベルト変換された成分に加算す ると、ベースバンド表示におけるその上側側波帯（ＵＳＢ）により表示される正 の周波数が相殺される。別の側にある下側側波帯（ＬＳＢ）により表される負の 周波数は、構成上加算をなす。同様に、ヒルベルト変換された虚部成分をその実 部から減じると、そのＬＳＢは相殺されＵＳＢが得られる。実際には、ヒルベル ト変換の実施形態において生じる遅延は、実信号パスにおいて補償されなければ ならない。 対称Ｎ次ＦＩＲの手法は、Ｎ／２の一定な群遅延を有し、これは実信号パスに おいて生じ易い。 添付図面中の第１図は、ヒルベルト変換ＦＩＲフィルタ１０を基礎とするこの ような手法を示している。第１図において、直角位相関係にある実部及び虚部信 号Ｉ及びＱは、それぞれ、同相及び直角位相パスに供給される。 このヒルベルト変換ＦＩＲフィルタ１０は、直角位相パスに設けられ、Ｎ個の 直列接続遅延段Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，…，Ｄ（Ｎ−２），Ｄ（Ｎ−１），Ｄ （Ｎ）を有し、それぞれがＺ^-1の遅延を生じる。乗算器Ｍ０，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３ ，…，Ｍ（Ｎ−２），Ｍ（Ｎ−１），Ｍ（Ｎ）は、それぞれ、最初の遅延段Ｄ１ の入力端と全ての遅延段Ｄ１ないしＤ（Ｎ）の出力端に結合される。係数Ｃ₀， Ｃ₁，ｃ₂，ｃ₃，…，Ｃ_(N-2)，Ｃ_(N-1)，Ｃ_Nは、乗算器Ｍ０からＭ（Ｎ）にそれ ぞれ供給される。 乗算器Ｍ０ないしＭ（Ｎ）により生成される積は、加算手段１２において総和 がとられ出力端１４に反映される。 同相パスは、実部のＩ信号をＮ／２だけ遅延させる遅延素子１６を有する。 出力端１４の信号は、信号合成段１８において遅延素子１６からの信号に足し 合わされＬＳＢ信号を生成する。かかるＬＳＢ信号は、帯域通過フィルタ２２に おいてフィルタリング処理が施される。遅延素子１６からの信号は、信号較差出 力段２０において出力端１４の信号が減じられＵＳＢ信号が生成される。かかる ＵＳＢ信号は、帯域通過フィルタ２４においてフィルタリング処理が施される。 代替例として、虚部に代わり当該信号の実部上においてヒルベルト変換が行わ れるようにすることもできる。その場合、ＬＳＢとＵＳＢの出力は交換される。 ヒルベルト変換ＦＩＲフィルタの次数Ｎは、必要な不所望側波帯抑圧によるもの である。理想的なヒルベルト変換ＦＩＲフィルタは、Ｎを十分に大きく選ぶこと により正確に見積もることのできるというだけの理想的“煉瓦壁フィルタ（bric kwall filter）”のようなものである。この見積もりは特に、位相応答が９０° から−９０°までのジャンプをなす０Ｈｚ近傍において難点を持っている。これ は、低周波数の不所望側波帯の抑圧は、当該残余の帯域とそれほど高度に比較さ れないことを意味している。 帯域通過フィルタ２２，２４は、帯域外ノイズ及び何らかの残存キャリアノイ ズを抑圧するのに必要である。 発明の開示 本発明の目的は、ＩＳＢ信号の側波帯を復元する際の複雑さを軽減することで ある。 本発明の一態様によれば、独立側波帯（ＩＳＢ）信号の受信機であって、復調 されたＩＳＢ信号の入力端と、直角位相関係のあるゼロＩＦのＩＳＢ信号を供給 する手段と、前記ゼロＩＦのＩＳＢ信号を復調し上側及び下側側波帯信号をそれ ぞれ生成する復調手段とを有し、前記復調手段は、交互に非ゼロの係数を持つ第 １及び第２の実ディジタルフィルタと、下側側波帯信号として前記第１及び第２ のフィルタの出力の総和を得る合成手段と、上側側波帯信号として前記第１及び 第２のフィルタの出力どうしの差を得る較差出力手段とを有する受信機が提供さ れる。 本発明が提供するのは、独立側波帯（ＩＳＢ）信号の受信機であって、復調さ れたＩＳＢ信号の入力端と、直角位相関係のあるゼロＩＦのＩＳＢ信号を供給す る手段と、前記ゼロＩＦのＩＳＢ信号を復調し上側及び下側側波帯信号を生成す る復調手段とを有し、前記復調手段は、第１及び第２の実フィルタを有し、前記 第１及び第２の実フィルタの入力は、前記ゼロＩＦのＩＳＢ信号の同相及び直角 位相成分をそれぞれ有し、当該復調手段はさらに、前記第１及び第２の実フィル タの出力端に結合された第１及び第２の入力端並びに前記独立側波帯信号の一方 を供給する出力端を具備する加算手段と、前記第１及び第２の実フィルタの出カ 端にそれぞれ結合された第１及び第２の入力端を具備し前記第２のフィルタの出 力を前記第１のフィルタの出力から減じかつ前記独立側波帯信号の他方を提供す る出力端をさらに具備する較差出力手段と、を有する受信機である。 直角位相関係にある信号パスの双方に実フィルタを設けることにより、特に帯 域通過フィルタに帯域外ノイズ及び残存搬送波信号の除去を要求することなく、 受信機の複雑さが軽減される。これは、ＩＳＢフィルタ装置に作りつけにされた 所望の周波数応答により実現可能となる。 本発明は、次の認識に基づいている。すなわち、対象の帯域に注視すれば、ヒ ルベルト変換が困難である０Ｈｚ近傍の理想的な位相の急変化をつくる試みをな す努力は無駄にはならない、というものである。 本発明の一実施例においては、前記第１及び第２の実フィルタは、ディジタル フィルタを有し、各フィルタは、Ｎ個の直列接続遅延段を有し（Ｎは整数）、前 記第１のフィルタの奇数番目の遅延段の出力端は、それぞれの係数が供給される 各乗算器と結合され、これら乗算器の出力端は、当該出力として総和信号を供給 する加算手段と結合され、前記第２のフィルタの初段の入力端と偶数番目の段の 出力端とは、それぞれの係数が供給される各乗算器と結合され、これら乗算器の 出力端は、当該出力として総和信号を供給する加算手段と結合される。この第１ 及び第２フィルタの乗算器に供給される係数は実数であるが、これらは複合フィ ルタから得られるものである。 本発明のもう１つの態様においては、交互に非ゼロの係数を持つ第１及び第２ の実ディジタルフィルタと、前記第１及び第２のフィルタの出力の総和を得る合 成手段と、前記第１及び第２のフィルタの出力どうしの差を得る較差出力手段と を有するＩＳＢフィルタが提供される。 図面の簡単な説明 以下、次の添付図面に基づき、例示により本発明を説明する。 第１図は、ＩＳＢ信号を復調する既知の方法に係る概略的ブロック図である。 第２図は、本発明により構成された受信機の一実施例に係る概略的ブロック図 である。 第３図は、各側波帯を復調するＦＩＲフィルタ装置の概略的ブロック図である 。 第４図は、ＩＳＢ音声信号のスペクトラムである。 第５Ａ図、第５Ｂ図及び第５Ｃ図は、低域通過フィルタ並びに低域通過フィル タ係数から得られるＵＳＢフィルタ及びＬＳＢフィルタの例に係るそれぞれの特 性を示している。 これらの図において、同じ参照符号は、対応する特徴部を示すために用いられ たものである。 発明を実施するための最良の形態 第２図を参照すると、この受信機は、混合器３６の一方の入力端に帯域通過フ ィルタ３２及びＲＦ（高周波）増幅器３４をもって結合されるアンテナ３０を有 する。第１の局部発振器３８は、この混合器３６の他方の入力端に結合され、入 力信号を第１のＩＦ（中間周波）信号に周波数ダウン変換するのに用いられる。 この第１のＩＦ信号は、帯域通過フィルタ４０においてフィルタリング処理され 、第２の局部発振器４４から得られる信号を用いる混合器４２においてより低い 周波数の第２のＩＦ信号に周波数ダウン変換される。約１０ｋＨｚの周波数を有 するこの第２のＩＦ信号は、アンチアリアスフィルタ（折り返し防止フィルタ） ４６に供給され、このフィルタは、当該信号の帯域幅を縮減しかつ全てのＤＣ（ 直流）成分を除去し、その出力は、第２のＩＦ信号の４倍のレートで動作するア ナログ／ディジタル変換器４８においてディジタル化される。このディジタル化 された信号は、乗算器５０，５２と９０度位相シフト出力を発生する周波数源５ ４とを用いて直角位相関係にある実部及び虚部ベースバンド信号Ｉ及びＱに周波 数ダウン変換される。このＩ及びＱ出力は、第３図を参照して後に詳しく説明さ れるべきＦＩＲフィルタ装置５６に供給される。この装置５６の出力は、それぞ れ上側及び下側側波帯信号ＵＳＢ及びＬＳＢを有する。これらは、ユーザによる 読み出しに備えてＲＡＭ５８に記憶される。ＵＳＢ及びＬＳＢ信号の読み出しに 際し、これらの信号は、音声メッセージの再構築、ピッチ（基本周波数）の調整 及び振幅変動の補正をなす拡張／等化処理段６０に供給される。この再構築され たメッセージは、ディジタル／アナログ変換器６２においてアナログ信号に変換 され、この変換器出力は、音声トランスデューサ６４に供給される。 第３図に示されるＦＩＲフィルタ装置５６は、Ｉ及びＱ信号をそれぞれ処理す る２つの実低域通過フィルタを有する。 Ｉ信号パスの場合、このフィルタは、直列接続遅延段ＤＩ１，ＤＩ２，…，Ｄ Ｉ（Ｎ）を有する。乗算器Ｍ１，Ｍ３，…，Ｍ（Ｎ−３），Ｍ（Ｎ−１）は、奇 数番目の遅延段ＤＩ１，ＤＩ３，…，ＤＩ（Ｎ−３），ＤＩ（Ｎ−１）の出力端 と結合される。実係数ｃ₁，ｃ₃，…，Ｃ_N-3及びＣ_N-1は、乗算器Ｍ１，Ｍ３， …，Ｍ（Ｎ−３），Ｍ（Ｎ−１）にそれぞれ供給される。生成された積の値は、 出力１４Ａを持つ加算（又は合算）段１２Ａにおいて合成される。 Ｑ信号パスに対し、このフィルタは、次の点で同様の構成を有している。すな わち、このフィルタは、直列接続遅延段ＤＱ１，ＤＱ２，…，ＤＱ（Ｎ−２）， ＤＱ（Ｎ−１），ＤＱ（Ｎ）と、乗算器Ｍ０，Ｍ２，Ｍ４，…，Ｍ（Ｎ−２）， Ｍ（Ｎ）と、これら乗算器の出力を足し合わせ出力端１４Ｂに出力信号を供給す る加算段１２Ｂとを有する。一方、異なるのは、乗算器Ｍ０，…，Ｍ（Ｎ）が最 初の遅延段ＤＱ１の入力端と偶数番目の遅延段ＤＱ２，ＤＱ４，…，ＤＱ（Ｎ− ２），ＤＱ（Ｎ）の出力端とに接続される点である。また、実係数ｃ₀，ｃ₂，ｃ₄ ，…，ｃ_N-2，ｃ_Nは、他方のフィルタの上記乗算器に供給されるものとは異な る。 第１図と比較すると、第３図は、それぞれ直列遅延段を有する２つの実低域通 過フィルタを有するが、１フィルタ当たりの乗算器の数は、第１図に示されるヒ ルベルトフィルタに用いられるものの半分程度である。２つの実低域通過フイル タを備えることによって、乗算器の全数は、ヒルベルトフィルタに用いられるも のよりも多くはならず、加算段の出力１４Ａ，１４Ｂは、第１図に示される装置 を用いるのに必要な何らかの付加的バンドパスフィルタリング処理をすることな しに用いられうる。 ＩＳＢ信号は、オーディオ信号とされる場合があり、その周波数範囲は、約１ ００或いは２００Ｈｚからｆ_bwの全帯域幅を含むｋＨｚレンジにまで及ぶもので ある。係数｛ｃ₀，ｃ₁，…，ｃ_N｝を持つＮ次ＦＩＲフィルタがｆ_bw／２のカッ トオフ周波数を有する低域通過周波数応答を有する場合、ｆ_s／４−ｆ_bw／２か らｆ_s／４＋ｆ_bw／２までの対象の帯域幅（ｆ_sは、当該フィルタのサンプリング 周波数）においてＬＳＢ及びＵＳＢを得るフィルタは、簡単に第３図に示される ような同一の係数とともに構成される。したがって、同じ不所望側波帯の減衰に 対しては、第３図に示されるフィルタのフィルタ次数は、ヒルベルト変換のフィ ルタ次数よりも小さくなる。Ｉ及びＱの２つのフィルタが用いられているが、そ れでもＮ＋１段の乗算だけはなさねばならない。低次のＮとすることにより、少 ない加算及び乗算で済み、当該回路の群遅延は小さくなる。さらに、例えばノイ ズ処理のために追加されるフィルタリング処理は、本提案の手法を用いて回避さ れうる。 実低域通過フィルタは、下式（１）にあるようにＦＩＲフィルタの係数を指数 に混合することによって複合帯域通過フィルタを得るのに用いることができる。 ＦＩＲフィルタのｋ番目の係数であり、ｆは、混合又はシフティング（移相）周 波数であり、ｆ_sはサンプリング周波数であり、ｐは任意の位相である。このｐ を、 の倍数に選ぶことにより、このフィルタの振幅応答は、不変を保つ。したがって 、式（１）は、 のように書き直せる。 ここで、 の場合は、次に示されるＵＳＢフィルタ係数を導く。 同様に、負の方向、すなわち において当該フィルタ応答をシフトすると、次のようなＬＳＢフィルタの係数が 得られる。 故に、ＵＳＢ及びＬＳＢのための２組の係数は、それぞれ である。特定の２つの特性が観察される。まず、係数の各々は、実数か又は虚数 であるが混合はされない。第２に、これらＵＳＢ及びＬＳＢフィルタの係数の組 は、各２番目の位置とこれらの符号とにおいてのみ異なる。虚数の係数だけは、 逆の符号を持つ。これら特性を開発することにより、第３図に示されるような構 造が導かれる。 例示すると、Ｎ＝８を実行する特定の場合においては、低域通過フィルタとし て１６次ＦＩＲフィルタを適用すると、４０ｄＢという不所望側波帯の抑圧を達 成できることが判明された。このフィルタは、同様の手法を用いて設計されてい る。 図示を目的として、第４図は、ＩＳＢ信号の例を示しており、これを見ればＵ ＳＢ及びＬＳＢが異なることが分かる。 第５Ａ図は、Ｎ＝１６、ｆ_s＝６．４ｋＨｚ及びｆ＝１．６ｋＨｚの場合にお けるプロトタイプ低域通過フィルタの周波数応答を示している。 第５Ｂ図及び第５Ｃ図は、それぞれ、低域通過フィルタ係数から得られるＵＳ Ｂフィルタ及びＬＳＢフィルタの周波数応答を示している。 ＩＳＢフィルタは、ＡＭのＳＳＢ信号を扱う場合の応用技術に用いることがで きる。かかるＩＳＢフィルタは、ＦＰＧＡにおいて若しくはフルカスタムＡＳＩ Ｃとしてプログラムされる商業的部品に基づくハードウェアにおいても、ＤＳＰ 上でなされるソフトウェア処理においても実施されうるものである。 本開示内容を読むことによって、当業者は他の改変例を見い出すことができる 。このような改変例は、ＩＳＢ受信機やフィルタ及びその構成部品の設計、製造 及び使用において既に知られ、かつここで既述した特徴事項に代わり又は加えら れて用いられうる他の特徴事項を含みうるものである。 （工業上の応用範囲） 音声ページングシステムの如き独立側波帯通信システム

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） // Ｈ０４Ｈ 5/00 ３０３ Ｈ０４Ｈ 5/00 ３０３

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 独立側波帯（ＩＳＢ）信号の受信機であって、復調されたＩＳＢ信号の 入力端と、直角位相関係のあるゼロＩＦのＩＳＢ信号を供給する手段と、前記ゼ ロＩＦのＩＳＢ信号を復調し上側及び下側側波帯信号をそれぞれ生成する復調手 段とを有し、 前記復調手段は、交互に非ゼロの係数を持つ第１及び第２の実ディジタルフィ ルタと、下側側波帯信号として前記第１及び第２のフィルタの出力の総和を得る 合成手段と、上側側波帯信号として前記第１及び第２のフィルタの出力どうしの 差を得る較差出力手段とを有する受信機。 ２． 独立側波帯（ＩＳＢ）信号の受信機であって、復調されたＩＳＢ信号の 入力端と、直角位相関係のあるゼロＩＦのＩＳＢ信号を供給する手段と、前記ゼ ロＩＦのＩＳＢ信号を復調し上側及び下側側波帯信号を生成する復調手段とを有 し、 前記復調手段は、第１及び第２の実フィルタを有し、前記第１及び第２の実フ ィルタの入力は、前記ゼロＩＦのＩＳＢ信号の同相及び直角位相成分をそれぞれ 有し、 当該復調手段はさらに、前記第１及び第２の実フィルタの出力端に結合された 第１及び第２の入力端並びに前記独立側波帯信号の一方を供給する出力端を具備 する加算手段と、前記第１及び第２の実フィルタの出力端にそれぞれ結合された 第１及び第２の入力端を具備し前記第２のフィルタの出力を前記第１のフィルタ の出力から減じかつ前記独立側波帯信号の他方を提供する出力端をさらに具備す る較差出力手段と、を有する受信機。 ３． 請求項２に記載の受信機において、前記第１及び第２の実フィルタは、 係数が交互に非ゼロであるディジタルフィルタであることを特徴とする受信機。 ４． 請求項２に記載の受信機において、前記第１及び第２の実フィルタは、 ディジタルフィルタを有し、各フィルタは、Ｎ個の直列接続遅延段を有し（Ｎは 整数）、 前記第１のフィルタの奇数番目の遅延段の出力端は、それぞれの係数が供給さ れる各乗算器と結合され、これら乗算器の出力端は、当該出力として総和信号を 供給する加算手段と結合され、 前記第２のフィルタの初段の入力端と偶数番目の段の出力端とは、それぞれの 係数が供給される各乗算器と結合され、これら乗算器の出力端は、当該出力とし て総和信号を供給する加算手段と結合される、 ことを特徴とする受信機。 ５． 請求項４に記載の受信機において、前記第１及び第２のフィルタの前記 乗算器に供給される係数は、実数であることを特徴とする受信機。 ６． 交互に非ゼロの係数を持つ第１及び第２の実ディジタルフィルタと、前 記第１及び第２のフィルタの出力の総和を得る合成手段と、前記第１及び第２の フィルタの出力どうしの差を得る較差出力手段とを有するＩＳＢフィルタ。 ７． 請求項６に記載のＩＳＢフィルタにおいて、 前記第１及び第２の実フィルタは、ディジタルフィルタを有し、各フィルタは、 Ｎ個の直列接続遅延段を有し（Ｎは整数）、 前記第１のフィルタの奇数番目の遅延段の出力端は、それぞれの係数が供給さ れる各乗算器と結合され、これら乗算器の出力端は、当該出力として総和信号を 供給する加算手段と結合され、 前記第２のフィルタの初段の入力端と偶数番目の段の出力端とは、それぞれの 係数が供給される各乗算器と結合され、これら乗算器の出力端は、当該出力とし て総和信号を供給する加算手段と結合される、 ことを特徴とするＩＳＢフィルタ。 ８． 請求項７に記載のＩＳＢフィルタにおいて、前記第１及び第２のフィル タの前記乗算器に供給される係数は、実数であることを特徴とするＩＳＢフィル タ。