DE60111667T2

DE60111667T2 - FM-Multiplex demodulator

Info

Publication number: DE60111667T2
Application number: DE60111667T
Authority: DE
Inventors: Yuji Yamada Yamamoto
Original assignee: Pioneer Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 2000-03-31
Filing date: 2001-03-30
Publication date: 2005-12-08
Anticipated expiration: 2021-03-31
Also published as: EP1139573A3; DE60111667D1; EP1139573B1; EP1139573A2; JP2001285227A; JP3837008B2; US6823071B2; US20010026620A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
(1) Erfindungsgebiet
Diese Erfindung betrifft eine Frequenzmodulations-(FM)Multiplex-Demodutationsvorrichtung, mit der ein mit einem Unterträger bei 38 kHz multiplexiertes (L – R) Signal in ein (L + R) Signal demoduliert wird, das in einem Mischsignal (FM-diskriminiertes Signal) enthalten ist, sodass ein L-Signal und ein R-Signal erhalten werden.
(2) Beschreibung der verwandten Technik
Bei einer FM-Stereo-Rundfunksendung wird ein (L – R) Signal durch einen Unterträger bei 38 kHz in ein (L + R) Signal in einem FM-diskriminierten Basisband demoduliert, wie in 5A gezeigt.
Bis jetzt wurde eine in 6 gezeigte FM-Multiplex-Demodulationsvorrichtung verwendet, um ein L-Signal und R-Signal durch Demodulieren eines solchen multiplexierten Signals zu erlangen.
Wein 6 gezeigt, besteht die herkömmliche FM-Multiplex-Demodulationsvorrichtung aus einem Demodulator 50 zum Demodulieren des in 5A gezeigten multiplexierten (L – R) Signals, einem Rauscherfassungsabschnitt 51 zum Erfassen eines in dem Mischsignal enthaltenen Rauschpegels, einem Abschwächer (ATT) 52 zum Abschwächen des demodulierten (L – R) Signals, einem Addierabschnitt 53 und einem Subtrahierabschnitt 54.
Wenn das Mischsignal in einem Zustand empfangen wird, wo Mehrweg-Fading vorhanden ist, nimmt das Rauschen in einem FM-diskriminierten Ausgang zu, der Rauscherfassungsabschnitt 51 erfasst den Rauschpegel und ändert einen Abschwächungsbetrag des Abschwächers 52 als Reaktion auf den erfassten Rauschpegel. Wenn kein Rauschen erfasst wird, wird daher der Abschwächungsbetrag des Abschwächers 52 null werden.
Wenn, den Demodulator 50 betreffend, der Unterträger von 38 kHz zu dem in 5A gezeigten Signal addiert wird, wird das in 5B gezeigte (L – R) Signal demoduliert.
In dem Addierabschnitt 53 wird das in 5B gezeigte Signal zu dem in 5A gezeigten Signal addiert, um das 2L-Signal zu erhalten, während das in 5B gezeigte Signal von dem in 5A gezeigten Signal subtrahiert wird, um das 2R-Signal zu erhalten, von denen jedes in einen Lautsprecher (nicht gezeigt) eingegeben wird.
Der addierte oder subtrahierte Ausgang enthält multiplexierte Unterträger-Komponenten, die nicht in einem Audio-Frequenzband liegen und von einem Lautsprecher nicht wiedergegeben werden.
Wenn Rauschen in dem Rauscherfassungsabschnitt 51 erfasst wird, beträgt ein Ausgang des Addierabschnitts 53 (L + R) + k'(L – R) = (1 + k')L + (1 – k')Rund ein Ausgang des Subtrahierabschnitts 54 beträgt (L + R) – k'(L – R) = (1 – k')L + (1 + k')Rwo k' (0 <= k' <= 1) der Abschwächungsbetrag des Abschwächers 52 ist. Es findet folglich eine Verringerung des Mehrweg-Rauschens statt, aber gleichzeitig verschlechtert sich ein Stereogefühl, was eine Verschlechterung der Tonqualftät verursacht.
US-A-5 068 896 offenbart, dass ein FM-Signal demoduliert wird und parallel dazu das Rauschen erfasst wird. Beide Signale werden gefiltert und auf den linken und rechten Lautsprecher verteilt. Das in dem demodulierten 38 kHz Band verwendete Tiefpassfilter hat eine veränderliche Grenzfrequenz, die von dem in dem empfangenen Signal vorhandenen Rauschpegel abhängt.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, das obige Problem zu lösen und eine FM-Multiplex-Demodulationsvorrichtung bereitzustellen, bei der das Stereo-Gefühl hervorragend bewahrt wird und das für die Ohren unangenehme Rauschen verringert werden kann.
Die Aufgabe wird durch die Erfindung, wie in den unabhängigen Ansprüchen beansprucht, erfüllt. Bevorzugte Ausführungen der Erfindug werden in den abhängigen Ansprüchen definiert.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt den Aufbau einer FM-Multiplex-Demodulationsvorrichtung nach einer bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung.
2 zeigt den Aufbau eines Filters nach der ersten Ausführung der vorliegenden Erfindung.
3 zeigt den Aufbau eines Filters nach der zweiten Ausführung der vorliegenden Erfindung.
4 zeigt den Aufbau eines Bandpass-IIR-Typ-Digitartlters zweiter Ordnung.
5A und 5B sind Grafiken, die ein FM-diskriminiertes Ausgangssignal und ein demoduliertes Ausgangssignal veranschaulichen.
6 zeigt den Aufbau einer herkömmlichen FM-Multiplex-Demodulationsvorrichtung.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGEN
Im Folgenden wird eine bevorzugte Ausführung der vorliegenden Erfindung mit Verweis auf 1 beschrieben, die den Aufbau einer FM-Multiplex-Demodulationsvorrichtung nach der bevorzugten Ausführung zeigt.
Wie in 1 gezeigt, enthält die FM-Multiplex Demodulationsvorrichtung ein Filter 1, einen Verzögerungsabschnitt 2 zum Verzögern eines Mischsignals für eine Zeitdauer, die das Signal zum Durchlaufen des Filters 1 braucht, einen Rauscherfassungsabschnitt 3, einen Verhältis-Änderungsabschnitt 4 zum Ändern eines Zusammensetzungsverhältnisses zwischen einem Ausgangssignal von dem Verzögerungsabschnitt 2 und einem Ausgangssignal von dem Filter 1, einen Demodulationsabschnitt 5, einen Addierabschnitt 6 und einen Subtrahierabschnitt 7.
Das Filter 1 dient zum Durchlassen des mit 5A erklärten gemultiplexten Signals (L – R), wobei eine Mittenfrequenz desselben 38 kHz eines Unterträgers ist und das Signal fern von 38 kHz abgeschwächt wird.
Da das Ausgangsignal von dem Verzögerungsabschnitt 2, das in den Verhältnis-Änderungsabschnitt 4 eingegeben wird, in dem Verzögerungsabschnitt 2 verzögert wird, sind eine Phase und eine Amplitude des Ausgangssignals die gleichen wie die eines Ausgangssignals von dem Fitten 1 bei der Mittenfrequenz.
Angenommen, dass das Zusammensetzungsverhältnis k ist, wird in dem Verhältnis-Änderungsabschnitt 4 ein Signal durch ein Verhältnis wie folgt gebildet:
Der Ausgang des Filters ist k(L – R) × H(S), wo H(S) eine Übertragungsfunktion des Filters 1 ist, und
der Ausgang des Verzögerungsabschnitts ist (1 – k) (L – R), wobei ein (L – R) Signal moduliert durch den Unterträger bei 38 kHz ausgegeben wird.
Folglich wird ein Signal 2L von dem Addierabschnitt 6 ausgegeben, wenn das Zusammensetzungsverhältnis null ist, während ein Signal 2R von dem Subtrahierabschnitt 7 ausgegeben wird, wenn das Zusammensetzungsverhältnis null ist, wodurch das Stereo-Gefühl hervorragend bewahrt wird, ohne die Trennung von L und R zu verschlechtern.
Wenn ein Rauschpegel in dem Rauscherfassungsabschnitt 3 infolge eines Mehrweg-Fadings zu nimmt, nähert sich k von null eins, wodurch ein Ausgang von dem Verhältnis-Anderungsabschnitt 4 von einem Ausgangssignal des Filters 1 dominiert wird, das die Übertragungsfunktion H(S) aufweist.
Da sich das Ausgangssignal von dem Filter 1 fern von 38 kHz, der Mittenfrequenz des Filters 1, abschwächt, wird daher ein Rauschen von hohen Frequenzen abgeschnitten, ein unangenehmes Rauschen, das in den Hochfrequenzteilen in einem durch einen Lautsprecher wiedergegebenen Klang entsteht, wird verringert, und eine Trennung in den niederfrequenten Teilen kann sehr gut aufrechterhalten werden, wodurch das Gefühl von Stereo ausgezeichnet bewahrt werden kann.
Das unangenehme Rauschen kann weiter verringert werden, indem das Passband des Filters 1 schmäler gemacht wird.
Zusätzlich zu einer Änderung in dem Verhältnis in dem Verhältnis-Änderungsabschnitt 4 kann das Passband des Filters 1 durch den Ausgang von dem Rauscherfassungsabschnitt 3 geändert werden.
Im Folgenden wird ein Aufbau des erfindungsgemäßen Filters 1 erklärt.
Wenn die erfindungsgemäße FM-Multiplex-Demodulationsvorrichtung durch digitale Signalkonditionierung verwirklicht wird, müssen eine Phase und eine Amplitude des Ausgangssignals von dem Verzögerungsabschnitt 2 die gleichen sein wie des Ausgangssignals von dem Fitter 1.
Bei der vorliegenden Erfindung besteht daher das Filter 1 aus einem IIR-(unendliche Impulsantwort)Typ-Digitalfilter zweiter Ordnung.
4 zeigt einen Aufbau eines allgemeinen UR-Digitalfilters zweiter Ordnung.
Eine Übertragungsfunktion H(Z) in 4 wird ausgedrückt durch die Gleichung: H(Z) = (a0 + a1Z–1 + a2Z–2)/(1 + b1Z–1 + b2Z–2, (1)eine Amplitudencharakteristik M(ω) wird ausgedrückt durch die Gleichung: M(ω) = (O/Q)0.5, (2)und eine Verzögerungscharakteristik τ(ω) wird ausgedrückt die Gleichung: τ(ω) = (P/O – R/Q)T, (3)wo: O = A2 + C2 P = C(C + a2sin2ωT) – A(A – a0 + a2cos2ωT) Q = B2 + D2 R = D(D + b2sin2ωT) + B(B – 1 + b2cosωT) T = Abtastzeit (4) A = a0 + a1cosωT + a2cos2ωT B = 1 + b1cosωT + b2cos2ωT C = a1sinωT + a2sin2ωT D = b1sinωT + b2sin2ωT. (5)
Hier folgt für ein allgemeines Bandpassfilter zweiter Ordnung, dass a1 = 0 und a0 = – a2. (6)
Wenn die Abtastfrequenz f_s (= 1/T) das Sechsfache einer Mittenfrequenz f_c des Bandpassfilters beträgt, folgt, dass ωcT = 2πfcT = π/3 (7) 2ωcT = 2π/3 (8) cos2ωT = –cosωT (9) sin2ωT = sinωT (10) cosωT = 1. (11)
Folglich angenommen, dass a0 = a, und a2 = –a, (12)dann folgt, dass A = a + acosωT B = (2 + b1 – b2)cosωT C = –asinωT D = (b1 + b2)sinωT. (13)
Folglich folgt in Gleichung (4), dass O = 2a2(1 + cosωT) Q = (2 + b1 – b2)2cos2ωT + (b1 + b2)2sin2ωT P = 2a2(sin2ωT – cos2ωT – cosωT) R = (b1 + b2)(b1 + 2b2)sin2ωT + (2 + b1 – b2)(b1 – 2b2)cos2ωT. (14)
Dann angenommen, dass b1 = –(1 – a), und b2 = 1 – 2a (15)so folgt, dass b1 + b2 = –a b1 + 2b2= 1 – 3a 2 + b1 – b2 = 3a b1 – 2b2 = –3 + 5a. (16)
Wenn Gleichung (16) für Q und R in Gleichung (14) eingesetzt wird, folgt, dass Q = 9a2cos2ωT + a2sin2ωT R = –a(1 – 3a)sin2ωT + 3a(–3 + 5a)cos2ωT. (17)
Aus Gleichung (7) folgt, dass cos2ωT = 1/4, und sin2ωT = 3/4, (18)dadurch folgt, dass O = 3a2 P = 0 Q = 3a2 R = 3a(2a – 1). (19)
Wenn Gleichung (19) durch Gleichungen (2) und (3) ersetzt wird, folgt daher, dass M(ω) = (O/Q)0.5 = 1 (20) τ(ω) = (P/O – R/Q)T = (1 – 2a)/6afc. (21)
Dann angenommen, dass a = 2–n (n: eine Ganzzahl und gleich oder größer null), (22)so folgt, dass τ(ω) = (2n – 2)/fc. (23)
Dann angenommen, dass n = 3, 5, 7, 9, ... (n: positive ungerade Zahl außer 1), (24)so folgt, dass τ(ω) fc = 1, 5, 21, 85, (25)
Dadurch kann ein Betrag der Gruppenlaufzeit als ganzzahliges Vielfaches von 1/f_c festgelegt werden, und eine Phase der Mittenfrequenz des Eingangs stimmt daher mit der des Ausgangs ürberein.
Angenommen, dass n = 2m + 1 (m: Ganzzahl und größer als 0), (26)dann kann Gleichung (23) ausgedrückt werden durch die Gleichung: τ(ω) = (22m – 1)/3fc. (27)
Wenn n durch Gleichung (26) ausgedrüdckt wird, wird a in Gleichung (22) ausgedrückt durch die Gleichung: a = 2–(2m+1), (28)und b₁ und b₂ in Gleichung (15) werden ausgedrückt durch die Gleichungen: b1 = –(1 – 2–(2m+1)) und b2 = 1 – 2–2m (29)
Die vorerwähnten Sachverhalte können wie folgt zusammengefasst werden:

(i) Wenn die Abtastfrequenz f_s als das Sechsfache der Mittenfrequenz f_c des Bandpassfilters gewählt wird,
(ii) n 3 oder eine ungerade Zahl größer als 3 ist,
(iii) a0 = 2–n, a1 = 0, a2 = –2–n,
(iv) b1 = –(1 – 2–n),und
(v) b2 = 1 – 2–(n–1),
(vi) so folgt, dass die Amplitudencharakteristik M(ωc) = 1und
(vii) die Verzögerungscharakteristik τ(ωc) = (2n – 2)/fc. (30)

Oder vorerwähnten Sachverhalte können wie folgt zusammengefasst werden:

(i') Wenn die Abtastfrequenz f_s als das Sechsfache der Mittenfrequenz f_c des Bandpassfilters gewählt wird,
(ii') m eine Ganzzahl und größer als 0 ist,
(iii') a0 = 2–(2m–1), a1 = 0, a2 = –a0,
(iv') b1 = –(1 + 2(2m+1))und
(v') b2 = 1 – 2–2m,
(vi') so folgt, dass die Amplitudencharakteristik M(ωc) = 1und
(vii') die Verzögerungscharakteristik τ(ωc) = (2–2m – 1)/3fc.(31)

Eine Phase und eine Amplitude der Mittenfrequenz des Eingangs in das Filter stimmen daher mit denen des Ausgangs von dem Filter überein.
Da a₀ = 2^–n(2m+1), kann eine Operation des Koeffizienten durch eine Bitverschiebung erfolgen, und die Operation kann infolge keines Koeffizientenfehlers mit hoher Genauigkeit durchgeführt werden.
Außerdem wird, wenn sich a₀ null nähert, das Band des Filters schmal, und ab kann als Reaktion auf einen Zweck ausgewählt werden, wodurch eine gewünschte Bandbreite leicht erlangt werden kann.
Im Folgenden wird das Filter 1 nach einer ersten bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung mit Verweis auf 2 beschrieben.
Wie 2 gezeigt, enthält das Filter 1 Verzögerungsoperatoren 11 und 12, einen Eingangs-Rückkopplungskoeffizienten erster Ordnung (b₁) 13, einen Eingangs-Rückkopplungskoeffizienten zweiter Ordnung (b₂) 14, Addierer 15 und 16, einen Ausgangs-Koeffizienten nullter Ordnung (a₀) 17, einen Ausgangs-Koeffizienten zweiter Ordnung (a₂) 18, einen Addierer 19 und einen Abtastimpuls 20 zum Durchführen einer digitalen Signalverarbeitung.
Wie in Gleichung (31) gezeigt, wird die Frequenz f_s des Abtastimpulses als das Sechsfache der Mittenfrequenz f_c des Bandpassfilters ausgewählt.
Wenn n 3 oder eine ungerade Zahl größer als 3 ist, wird der Eingangs-Rückkopplungskoeffizient erster Ordnung (b₁) 13 auf –(1 – 2^–n) gesetzt, und der Eingangs-Rückkopplungskoeffizient zweiter Ordnung (b₂) 14 wird auf 1 – 2^–(n–1) gesetzt.
Der Ausgangs-Koeffizient nullter Ordnung (a₀) 17 wird auf 2^–n gesetzt, und der Ausgangs-Koeffizient zweiter Ordnung (a₂) 18 wird auf –2^–n gesetzt.
Das Filter 1 wird unter diesen Einsteltungen betrieben, wodurch eine Phase und eine Amplitude der Mittenfrequenz des Eingangs in das Filter mit denen des Ausgangs von dem Filter übereinstimmen.
Außerdem kann, da jeder Koeffizient als ein Exponent von 2 festgelegt wird, jeder Koeffizient leicht mit hoher Genauigkeit erlangt werden.
Im Folgenden wird das Filter 1 nach einer zweiten bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung mit Verweis auf 3 erklärt.
In der ersten bevorzugten Ausführung wird der Ausgangs-Koeffizient nullter Ordnung (a₀) 17 auf 2^–n gesetzt, und der Ausgangs-Koeffizient zweiter Ordnung (a₂) 18 wird auf –2^–n gesetzt.
Daher folgt, dass a₀ = –a₂. Dann wird ein Ausgang, in dem a₀ mit dem Ausgang nullter Ordnung multipliziert ist und –a₂ mit dem Ausgang zweiter Ordnung multipliziert ist, in dem Addierer 19 addiert, wodurch ein Ausgangssignal erlangt wird.
In Gegensatz dazu wird in der zweiten bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung die Zahl von Malen der Multiplikation verringert.
Das heißt, wie in 3 gezeigt, wird der Ausgang zweiter Ordnung von dem Ausgang nullter Ordnung in dem Subtrahierer 21 subtrahiert, und dann wird der so subtrahierte Ausgang mit einem Ausgangs-Koeffizienten (a = 2^–n) 22 multipliziert.
Die vorerwähnten bevorzugten Ausführungen werden beschrieben, um beim Verstehen der vorliegenden Erfindung zu helfen, und Veränderungen können von einer in der Technik erfahrenen Person vorgenommen werden, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
Wie oben erklärt, wird entsprechend der FM-Multiplex-Demodulationsvorrichtung der vorliegenden Erfindung ein Filter bereitgestellt, das ein durch einen Unterträger bei 38 kHz multiplexiertes (L – R) Signal von einem Mischsignal durchlässt, wobei ein Zusammensetzungsverhältnis zwischen einem Ausgangssignal des Filters und dem Mischsignal als Reaktion auf einen in dem Mischsignal enthaltenen Rauschpegel geändert wird, sodass das multiplexierte (L – R) Signal demoduliert wird, wodurch das Gefühl von Stereo für das L- und R-Signal hervorrangend bewahrt und das für die Ohren unangenehme Rauschen verringert werden kann.
Außerdem wird das Mischsignal für eine Zeitdauer, die einer Verzögerungszeit des Filters entspricht, verzögert, um so das Zusammensetzungsverhältnis zu ändern, wodurch die Phase des Filters mit der des verzögerten Unterträgers übereinstimmen kann.
Des Weiteren beträgt bei dem Bandpass-IIR-Digitalfilter zweiter Ordnung die Abtastfrequenz des Digitalfilters das Sechsfache der Mittenfrequenz des Passbandes, und der Eingangs-Rüdckopplungskoeffizient erster Ordnung b, ist auf –1 + 2^–n gesetzt, während der Eingangs-Rüdckopplungskoeffizient zweiter Ordnung b₂ auf 1 – 2^–(n–1) gesetzt ist, wo n 3 oder eine ungerade Zahl größer als 3 ist. Dadurch stimmt eine Phase bei der Mittenfrequenz des Eingangs in das Filter mit der des Ausgangs des Filters überein, und das Filter kann leicht er langt werden.
Außerdem kann, da jeder Koeffizient als ein Exponent von 2 festgelegt ist, jeder Koeffizient leicht mit hoher Genauigkeit erlangt werden.
Da des Weiteren der Ausgangs-Koeffizient nullter Ordnung auf 2^–n gesetzt wird und der Ausgangskoeffizient zweiter Ordnung auf –2^–n gesetzt wird, stimmt eine Amplitude bei der Mittenfrequenz des Eingangs in das Fitter mit der des Ausgangs von dem Filter überein.

Claims

Frequenzmodulations-Multiplexdemodulationsvorrichtung, die umfasst: ein Filter (1), das ein Signal, das von einem Zwischenträger bei 38 kHz multiplexiert wird, aus einem Mischsignal auswählt; einen Rauscherfassungsabschnitt (3), der Rauschen aus dem Mischsignal erfasst; ein Demodulierabschnitt (5), der das multiplexierte Signal demoduliert; einen Addierabschnitt (6), der ein Ausgangssignal von dem Demodulierabschnitt zu dem Mischsignal addiert; und einen Subtrahierabschnitt (7), der das Ausgangssignal von dem Demodulierabschnitt von dem Mischsignal subtrahiert; gekennzeichnet durch: einen Verhältnisänderungsabschnitt (4), der ein Zusammensetzungsverhältnis zwischen einem Ausgangssignal von dem Filter (1) und dem Mischsignal ändert und ein zusammengesetztes Signal ausgibt, wobei das Zusammensetzungsverhältnis in Reaktion auf das Rauschen bestimmt wird, das von dem Rauscherfassungsabschnitt (3) erfasst wird, und der Demodulierabschnitt des Weiteren so eingerichtet ist, dass er das Ausgangssignal von dem Verhältnisänderungsabschnitt mit dem Zwischenträger multiptiziert.
Frequenzmodulations-Multiplexdemodulationsvorrichtung nach Anspruch 1, die des Weiteren einen Verzögerungsabschnitt (2) umfasst, der das Mischsignal um einen Zeitraum verzögert, der einer Verzögerungszeit des Filters (1) entspricht, wobei das verzögerte Signal anstelle des Mischsignals in den Verhältnisänderungsabschnitt (4), den Addierabschnitt (6) und den Subtrahierabschnitt (7) eingegeben wird.
Frequenzmodulations-Multiplexdemodulationsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Filter (1) einen Teil eines multiplexierten Signals ausfiltert.
Frequenzmodulations-Multiplexdemodulationsvorrichtung nach Anspruch 2, wobei das Filter (1) einen Teil eines multiplexierten Signals ausfiltert.
Frequenzmodulations-Multiplexdemodulationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das Filter (1) aus einem Bandpass-IIR-Digitalfilter zweiter Ordnung besteht und eine Abtastfrequenz des Digitalfilters auf das Sechsfache einer Mittenfrequenz des Durchlassbandes eingestellt ist, ein Eingangs-Rückkopplungskoeffizient erster Ordnung b₁ auf b₁ = –1 + 2^–n festgelegt ist, während ein Eingangs-Rückkopplungsimpuls b₂ zweiter Ordnung auf b₂ = 1 – 2^–(n–1) festgelegt ist und n gleich 3 oder eine ungerade Zahl größer als 3 ist.
Frequenzmodulations-Multiplexdemodulationsvorrichtung nach Anspruch 5, wobei ein Ausgangskoeffizient nullter Ordnung a₀ auf a₀ = 2^–n festgelegt ist und ein Ausgangskoeffizient zweiter Ordnung a₂ auf a₂ = –2^–n festgelegt ist.
Frequenzmodulations-Multiplexdemodulationsvorrichtung nach Anspruch 5, wobei ein Ausgang zweiter Ordnung von einem Ausgang nullter Ordnung subtrahiert wird und der entstehende Ausgang mit 2^–n multipliziert wird.