JP2690126B2 - Ｆｍチューナ - Google Patents
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- tuner
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はFMまたはPMチューナ（以下FMチューナと称
す）、特にマルチパス歪除去機能を有するFMチューナに
関する。
す）、特にマルチパス歪除去機能を有するFMチューナに
関する。
車でFM放送を受信しながら走行すると、マルチパス雑
音あるいは歪（以下マルチパス歪と称す）と呼ばれる不
快雑音を感ずる。これは、ビル、山等で反射した電波と
直接到達した電波が干渉することにより生ずるもので、
“バサバサ",“ザッザッ”といった雑音となる。家庭用
の受信機においてはアンテナの設置方向を変更すること
によって通常はこれを回避することができるが、地域に
よってはそれもできない場合がある。
音あるいは歪（以下マルチパス歪と称す）と呼ばれる不
快雑音を感ずる。これは、ビル、山等で反射した電波と
直接到達した電波が干渉することにより生ずるもので、
“バサバサ",“ザッザッ”といった雑音となる。家庭用
の受信機においてはアンテナの設置方向を変更すること
によって通常はこれを回避することができるが、地域に
よってはそれもできない場合がある。
本発明はこの様なマルチパス歪を除去する機能を備え
たFMチューナについて言及する。
たFMチューナについて言及する。
第10図は前述したマルチパス歪の発生状況を説明する
ための図である。アンテナに直接到達する直接波Vdとビ
ル等の反射物に反射して到達する反射波Vuとは経路が異
なるので位相が異なり、そのため両者が合成されると振
幅歪と位相歪を生ずる。このうち振幅歪の方はチューナ
のリミッタ作用により除去されるが位相歪は除去され
ず、復調した波形に歪を生ずる。
ための図である。アンテナに直接到達する直接波Vdとビ
ル等の反射物に反射して到達する反射波Vuとは経路が異
なるので位相が異なり、そのため両者が合成されると振
幅歪と位相歪を生ずる。このうち振幅歪の方はチューナ
のリミッタ作用により除去されるが位相歪は除去され
ず、復調した波形に歪を生ずる。
第11図はこのマルチパス歪の状態を説明するために計
算で求めた波形である。（ａ）欄は歪を受ける前の波形
であり、（ｂ）欄はマルチパスにより、歪を生じた波形
である。図のように非常に高い周波数成分を中心とする
歪であり、これが短い期間出現することによって前述の
様な“バサバサ”、“ザッザッ”といった雑音となる。
算で求めた波形である。（ａ）欄は歪を受ける前の波形
であり、（ｂ）欄はマルチパスにより、歪を生じた波形
である。図のように非常に高い周波数成分を中心とする
歪であり、これが短い期間出現することによって前述の
様な“バサバサ”、“ザッザッ”といった雑音となる。
この様なマルチパス歪の除去については従来より種々
検討がなされている。その第１はダイバーシティ受信シ
ステムによるものであり、複数の（通常２本の）アンテ
ナを用い、マルチパス歪の発生を検知したら他方のアン
テナへ切り換えるというものである。
検討がなされている。その第１はダイバーシティ受信シ
ステムによるものであり、複数の（通常２本の）アンテ
ナを用い、マルチパス歪の発生を検知したら他方のアン
テナへ切り換えるというものである。
第２にはFMステレオ放送を受信している場合におい
て、マルチパス歪を検知したらモノラルに切り換えるこ
とによってFM復調信号において低周波数側に位置するＬ
＋Ｒ信号のみを復調するようにするものである。
て、マルチパス歪を検知したらモノラルに切り換えるこ
とによってFM復調信号において低周波数側に位置するＬ
＋Ｒ信号のみを復調するようにするものである。
第３には周波数特性を変化させて、比較的高い周波数
成分よりなるマルチパス歪を除去するものであり、これ
の改良された形式のものが本出願人により特願昭61−01
2982号において出願済である。
成分よりなるマルチパス歪を除去するものであり、これ
の改良された形式のものが本出願人により特願昭61−01
2982号において出願済である。
第４の方式としては遅延回路等を使用して反射波相当
を作り出してキャンセルする方式がある。
を作り出してキャンセルする方式がある。
第１のダイバーシティ受信システムでは発生の頻度は
1/3〜1/10程度に改善されるが、根絶することはできな
い。それは両方のアンテナで同時にマルチパス歪が発生
する場合であり、頻度が下がり時間が短くなっても耳ざ
わりな感じは残る。
1/3〜1/10程度に改善されるが、根絶することはできな
い。それは両方のアンテナで同時にマルチパス歪が発生
する場合であり、頻度が下がり時間が短くなっても耳ざ
わりな感じは残る。
第２のステレオからモノラルへ切り換える方式ではか
なりの改善がみられるが、本質的にＬ＋Ｒ領域（モノラ
ル領域）に対する歪には効果がない。
なりの改善がみられるが、本質的にＬ＋Ｒ領域（モノラ
ル領域）に対する歪には効果がない。
第３の周波数特性を変化させる方式では、信号が音楽
あるいは音声の様な可聴信号を取り扱う場合に効果があ
るが、本質的に音質劣化を伴うものであり、また、デー
タ伝送には使用できない。
あるいは音声の様な可聴信号を取り扱う場合に効果があ
るが、本質的に音質劣化を伴うものであり、また、デー
タ伝送には使用できない。
第４の、計算によりキャンセルする方式ではハードウ
ェアが複雑になると供に、遅延時間を計算するのに時間
がかかり、移動体受信には適用できない。
ェアが複雑になると供に、遅延時間を計算するのに時間
がかかり、移動体受信には適用できない。
したがって本発明の目的は、上記の問題を解決してリ
アルタイム処理が可能な高速処理で信号の品質低下に伴
わずにマルチパス歪を完全に除去する機能を備えたFMチ
ューナを提供することにある。
アルタイム処理が可能な高速処理で信号の品質低下に伴
わずにマルチパス歪を完全に除去する機能を備えたFMチ
ューナを提供することにある。
本発明のマルチパス歪除去機能を備えたFMチューナは
前述の第４の方式に属するものであるが、以下に述べる
構成により比較的簡潔な回路においてリアルタイム処理
が可能な程高速な処理でマルチパス歪の除去を実現した
ものである。
前述の第４の方式に属するものであるが、以下に述べる
構成により比較的簡潔な回路においてリアルタイム処理
が可能な程高速な処理でマルチパス歪の除去を実現した
ものである。
第１図は本発明のFMチューナの基本的な構成を表す図
である。図において、本発明のFMチューナは第１のアン
テナ10で受信した信号をFM検波して検波出力Vdet1とす
る第１のチューナ20と、該第１のアンテナ10から所定の
距離にある第２のアンテナ12で受信した信号をFM検波し
て検波出力Vdet2とする第２のチューナ22と、該第１及
び第２のチューナ20,22における受信レベルVt1及びVt2
より歪キャンセルのための第１及び第２の歪キャンセル
パラメータK1及びK2を演算し出力するキャンセルパラメ
ータ演算手段30,32,40,42,50,52と、該第１及び第２の
チューナ20,22の検波出力Vdet1及びVtet2と該第１及び
第２の歪キャンセルパラメータK1及びK2とからマルチパ
ス歪を除去した復調信号V0を出力する歪キャンセル演算
手段60とを具備することを特徴とするものである。
である。図において、本発明のFMチューナは第１のアン
テナ10で受信した信号をFM検波して検波出力Vdet1とす
る第１のチューナ20と、該第１のアンテナ10から所定の
距離にある第２のアンテナ12で受信した信号をFM検波し
て検波出力Vdet2とする第２のチューナ22と、該第１及
び第２のチューナ20,22における受信レベルVt1及びVt2
より歪キャンセルのための第１及び第２の歪キャンセル
パラメータK1及びK2を演算し出力するキャンセルパラメ
ータ演算手段30,32,40,42,50,52と、該第１及び第２の
チューナ20,22の検波出力Vdet1及びVtet2と該第１及び
第２の歪キャンセルパラメータK1及びK2とからマルチパ
ス歪を除去した復調信号V0を出力する歪キャンセル演算
手段60とを具備することを特徴とするものである。
また、一例として前記キャンセルパラメータ演算手段
30,32,40,42,50,52は前記第１及び第２のチューナ20,22
のそれぞれの受信レベルVt1及びVt2のピーク値Vta1及び
Vta2をそれぞれ演算出力する第１及び第２のピーク値検
出手段30,32と、該Vt1及びVt2のディップ値Vti1及びV
ti2をそれぞれ演算出力する第１及び第２のディップ値
検出手段40,42と、該Vt1,Vta1及びVt1iより式 K1＝1/2−Vta1Vti1/2Vt1 2 に基づいて前記歪キャンセルパレータK1を演算するK1演
算手段50と該Vt2,Vta2及びVti2より式 K2＝1/2−Vta2Vti2/2Vt2 2 に基づいて前記歪キャンセルパラメータK2を演算するK2
演算手段52とを具備し、前記歪キャンセル演算手段60は
式 V0＝（K1Vdet2−K2Vdet1）／（K1−K2） に基づいて復調信号V0を演算する。
30,32,40,42,50,52は前記第１及び第２のチューナ20,22
のそれぞれの受信レベルVt1及びVt2のピーク値Vta1及び
Vta2をそれぞれ演算出力する第１及び第２のピーク値検
出手段30,32と、該Vt1及びVt2のディップ値Vti1及びV
ti2をそれぞれ演算出力する第１及び第２のディップ値
検出手段40,42と、該Vt1,Vta1及びVt1iより式 K1＝1/2−Vta1Vti1/2Vt1 2 に基づいて前記歪キャンセルパレータK1を演算するK1演
算手段50と該Vt2,Vta2及びVti2より式 K2＝1/2−Vta2Vti2/2Vt2 2 に基づいて前記歪キャンセルパラメータK2を演算するK2
演算手段52とを具備し、前記歪キャンセル演算手段60は
式 V0＝（K1Vdet2−K2Vdet1）／（K1−K2） に基づいて復調信号V0を演算する。
マルチパスを決定する要素としては次の６つが考えら
れる。
れる。
反射波の遅延時間：τ DU比：γ＝Vu/Vd （直接レベル:Vd、反射レベル:Vu） 位相差：θ 変調信号角周波数:p 変調による周波数偏移：Δｆ キャリア周波数:fC ここで、 θ＝２πτ（fC＋Δfcospt） （１） となり、合成波の振幅Vtは、 また合成波のFM復調出力Vdetは、 となる。
前述の第11図は変調信号が２つの異なる周波数の正弦
波であった場合について、式（１），（３）に基づいて
マルチパス発生時の復調波形を計算した結果である。
波であった場合について、式（１），（３）に基づいて
マルチパス発生時の復調波形を計算した結果である。
ここで２つのアンテナ10,12それぞれにおいて受信さ
れる信号のτ，γ，θをそれぞれτ１。τ2;γ1,γ2;θ
1,θ２として両者の大きさの相違について検討する。
れる信号のτ，γ，θをそれぞれτ１。τ2;γ1,γ2;θ
1,θ２として両者の大きさの相違について検討する。
このうちτ1,τ２の違いについては、反射波と直接波
の行路差が1000mあったとしてもτの値は τ＝1000/3×108＝3.3〔μsec〕 であり、したがって伝送信号に対してτ１とτ２の値の
差は充分に小さく、 τ１＝τ２＝τ とおくことができる。γ，θについてはその差は無視で
きない大きさである。したがって（３）式より第１のチ
ューナ20の復調出力Vdet1と第２のチューナ22の復調出
力Vdet2は Vdet1＝V0＋K1・Ψ （４） Vdet2＝V0＋K2・Ψ （５） ただし、 V0＝２πΔfcospt （６） K1＝（γ1 2＋γ1cosθ１）／（１＋γ1 2＋２γ1cosθ１） （７） K2＝（γ2 2＋γ2cosθ２）／（１＋γ2 2＋２γ2cosθ２） （８） Ψ＝２πΔfpτcosp（ｔ−τ/2） （９） である。（４）（５）式からΨを消去して左辺がV0（変
調信号）となる様に整理すると、 V0＝（K1Vdet2−K2Vdet1）／（K1−K2） （10） が得られる。（10）式は（７）（８）式で定義されるK1
及びK2がリアルタイムに算出できればそれらとVdet1及
びVdet2からマルチパス歪を除去した信号が簡単な四則
計算で算出することができることを示している。
の行路差が1000mあったとしてもτの値は τ＝1000/3×108＝3.3〔μsec〕 であり、したがって伝送信号に対してτ１とτ２の値の
差は充分に小さく、 τ１＝τ２＝τ とおくことができる。γ，θについてはその差は無視で
きない大きさである。したがって（３）式より第１のチ
ューナ20の復調出力Vdet1と第２のチューナ22の復調出
力Vdet2は Vdet1＝V0＋K1・Ψ （４） Vdet2＝V0＋K2・Ψ （５） ただし、 V0＝２πΔfcospt （６） K1＝（γ1 2＋γ1cosθ１）／（１＋γ1 2＋２γ1cosθ１） （７） K2＝（γ2 2＋γ2cosθ２）／（１＋γ2 2＋２γ2cosθ２） （８） Ψ＝２πΔfpτcosp（ｔ−τ/2） （９） である。（４）（５）式からΨを消去して左辺がV0（変
調信号）となる様に整理すると、 V0＝（K1Vdet2−K2Vdet1）／（K1−K2） （10） が得られる。（10）式は（７）（８）式で定義されるK1
及びK2がリアルタイムに算出できればそれらとVdet1及
びVdet2からマルチパス歪を除去した信号が簡単な四則
計算で算出することができることを示している。
そこで次にK1及びK2の算出について述べる。アンテナ
10における受信レベルVt1とアンテナ12における受信レ
ベルVt2は（２）式より、 ただしVd1及びVd2はそれぞれアンテナ10及び12におけ
る直接波のレベルである。（９）式及び（10）式はそれ
ぞれ変調によりθ１及びθ２が変化するにつれVt1及びV
t2が変化することを表しており（γ1,γ2;Vd1,Vd2は短
い期間内に、あるいは移動のない時には一定）、その最
大値Vta1,Vta2はそれぞれθ１及びθ２が０である時で
あり、その最小値Vti1,Vti2はそれぞれθ１及びθ２が
πラジアンである時であるから、 となる。（13）（15）式からγ1,Vd1を求めると γ１＝（Vta1−Vti1）／（Vta1＋Vti1） （17） Vd1＝（Vta1＋Vti1）/2 （18） となり、同様にして（14）（16）式から γ２＝（Vta2−Vti2）／（Vta2＋Vti2） （19） Vd2＝（Vta2＋Vti2）/2 （20） となる。また、（11）及び（12）式を変形して γ1cosθ１＝（Vt1 2−Vd1 2−Vd1 2γ1 2）/2Vd1 2 （21） γ2cosθ２＝（Vt2 2−Vd2 2−Vd2 2γ2 2）/2Vd2 2 （22） を得、（17）（21）を（７）に代入し、（18）（22）を
（８）に代入して整理すると、 K1＝Vd1 2（γ1 2−１）/2Vt1 2＋1/2 （23） K2＝Vd2 2（γ2 2−１）/2Vt2 2＋1/2 （24） となり、（23）（24）式にさらに（17）〜（19）を代入
すると、 K1＝1/2−Vta1Vti1/2Vt1 2 （25） K2＝1/2−Vta2Vti2/2Vt2 2 （26） が得られる。したがって、短い期間内におけるアンテナ
10及び12の受信レベルの最大値と最小値とVt1,Vt2の値
から（25）（26）式によってK1及びK2が算出されること
になる。これらの過程はそれ程多くないステップ数であ
り四則演算の範囲内である。
10における受信レベルVt1とアンテナ12における受信レ
ベルVt2は（２）式より、 ただしVd1及びVd2はそれぞれアンテナ10及び12におけ
る直接波のレベルである。（９）式及び（10）式はそれ
ぞれ変調によりθ１及びθ２が変化するにつれVt1及びV
t2が変化することを表しており（γ1,γ2;Vd1,Vd2は短
い期間内に、あるいは移動のない時には一定）、その最
大値Vta1,Vta2はそれぞれθ１及びθ２が０である時で
あり、その最小値Vti1,Vti2はそれぞれθ１及びθ２が
πラジアンである時であるから、 となる。（13）（15）式からγ1,Vd1を求めると γ１＝（Vta1−Vti1）／（Vta1＋Vti1） （17） Vd1＝（Vta1＋Vti1）/2 （18） となり、同様にして（14）（16）式から γ２＝（Vta2−Vti2）／（Vta2＋Vti2） （19） Vd2＝（Vta2＋Vti2）/2 （20） となる。また、（11）及び（12）式を変形して γ1cosθ１＝（Vt1 2−Vd1 2−Vd1 2γ1 2）/2Vd1 2 （21） γ2cosθ２＝（Vt2 2−Vd2 2−Vd2 2γ2 2）/2Vd2 2 （22） を得、（17）（21）を（７）に代入し、（18）（22）を
（８）に代入して整理すると、 K1＝Vd1 2（γ1 2−１）/2Vt1 2＋1/2 （23） K2＝Vd2 2（γ2 2−１）/2Vt2 2＋1/2 （24） となり、（23）（24）式にさらに（17）〜（19）を代入
すると、 K1＝1/2−Vta1Vti1/2Vt1 2 （25） K2＝1/2−Vta2Vti2/2Vt2 2 （26） が得られる。したがって、短い期間内におけるアンテナ
10及び12の受信レベルの最大値と最小値とVt1,Vt2の値
から（25）（26）式によってK1及びK2が算出されること
になる。これらの過程はそれ程多くないステップ数であ
り四則演算の範囲内である。
第２図は本発明のFMチューナの実施例を表す図であ
る。アンテナ101及び102は例えば同一の車輛上に適宜離
隔して設けられ、それらの指向性は互いに同一ではな
い。アンテナ101と102の位置及び指向性の差は大きい方
がマルチパス歪を有効に除去することができる。アンテ
ナ101で受信された電波はチューナ部201に導かれ、そこ
で増幅、同調、FM検波された信号がVdet1として出力さ
れる。アンテナ121で受信された電波も同様にチューナ
部221に導かれ、Vdet2が出力される。またチューナ部20
1及び221はFM検波する前の受信信号のレベルもVt1及びV
t2として出力する。これらの信号Vdet1,Vdet2,Vt1及びV
t2は演算回路700に入力され、本発明に係る演算が施さ
れた後、単一の復調信号を出力する。
る。アンテナ101及び102は例えば同一の車輛上に適宜離
隔して設けられ、それらの指向性は互いに同一ではな
い。アンテナ101と102の位置及び指向性の差は大きい方
がマルチパス歪を有効に除去することができる。アンテ
ナ101で受信された電波はチューナ部201に導かれ、そこ
で増幅、同調、FM検波された信号がVdet1として出力さ
れる。アンテナ121で受信された電波も同様にチューナ
部221に導かれ、Vdet2が出力される。またチューナ部20
1及び221はFM検波する前の受信信号のレベルもVt1及びV
t2として出力する。これらの信号Vdet1,Vdet2,Vt1及びV
t2は演算回路700に入力され、本発明に係る演算が施さ
れた後、単一の復調信号を出力する。
第３図は第２図のチューナ部201,221の一例における
詳細を表すもので、これらはすべて公知の技術である。
アンテナ101,121からの信号は高周波増幅器202,222で増
幅され、所定の周波数の信号を出力する局部発振器204,
224からの信号とミキサ203,223で混合され、帯域フィル
タ205,225を通過することによって、所望の周波数範囲
内の電波のみから形成された中間周波信号が通過され、
中間周波増幅器206,226で増幅され、FM検波器207,227で
FM検波されて信号Vdet1またはVdet2が形成される。一
方、帯域フィルタ205,225の出力またはAM検波器208,228
で検波され、各アンテナで受信された受信信号のレベル
に相当するVt1またはVt2の信号が形成される。
詳細を表すもので、これらはすべて公知の技術である。
アンテナ101,121からの信号は高周波増幅器202,222で増
幅され、所定の周波数の信号を出力する局部発振器204,
224からの信号とミキサ203,223で混合され、帯域フィル
タ205,225を通過することによって、所望の周波数範囲
内の電波のみから形成された中間周波信号が通過され、
中間周波増幅器206,226で増幅され、FM検波器207,227で
FM検波されて信号Vdet1またはVdet2が形成される。一
方、帯域フィルタ205,225の出力またはAM検波器208,228
で検波され、各アンテナで受信された受信信号のレベル
に相当するVt1またはVt2の信号が形成される。
第４図は第２図の演算回路700の一具体例を表すもの
で、信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理に
より演算を実現するものである。信号Vdet1,Vt1,Vdet2
及びVt2はそれぞれアナログ−デジタル（A/D）変換器70
1において所定の周期でデジタル信号に変換される。ピ
ーク値演算部301及び321はそれぞれVt1及びVt2のピーク
値Vta1及びVta2を演算して出力し、ディップ値演算部40
1及び421はそれぞれVt1及びVt2のディップ値Vti1及びV
ti2を演算して出力する。後に詳述するが、ピーク値演
算部301,321はピーク値をホールドした後、所定期間そ
れぞれ近い値が入力されないと減衰していく特性を持っ
ており、ディップ値演算部401,421も同様である。K1演
算部501は前述の（25）式によりK1の値を演算し、K2演
算部521は前述の（26）式によりK2の値を算出する。キ
ャンセル演算部601は信号Vdet1,Vdet2及び算出されたK
1,K2から前述の（10）式によりマルチパス歪を除去した
信号V0を算出する。これはデジタル−アナログ（D/A）
変換器703においてアナログ信号に変換され出力され
る。
で、信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理に
より演算を実現するものである。信号Vdet1,Vt1,Vdet2
及びVt2はそれぞれアナログ−デジタル（A/D）変換器70
1において所定の周期でデジタル信号に変換される。ピ
ーク値演算部301及び321はそれぞれVt1及びVt2のピーク
値Vta1及びVta2を演算して出力し、ディップ値演算部40
1及び421はそれぞれVt1及びVt2のディップ値Vti1及びV
ti2を演算して出力する。後に詳述するが、ピーク値演
算部301,321はピーク値をホールドした後、所定期間そ
れぞれ近い値が入力されないと減衰していく特性を持っ
ており、ディップ値演算部401,421も同様である。K1演
算部501は前述の（25）式によりK1の値を演算し、K2演
算部521は前述の（26）式によりK2の値を算出する。キ
ャンセル演算部601は信号Vdet1,Vdet2及び算出されたK
1,K2から前述の（10）式によりマルチパス歪を除去した
信号V0を算出する。これはデジタル−アナログ（D/A）
変換器703においてアナログ信号に変換され出力され
る。
第５図は第４図のピーク値演算部301,321とディップ
値演算部401,421の具体的な構成の一例を表している。
（ａ）欄のピーク値演算部は入力をｋ倍する乗算器310,
330と、出力を１サンプル分遅延させる遅延器314,334
と、遅延器の出力を１−ｋ倍する乗算器316,336と、乗
算器310,330の出力と乗算器316,336の出力を加算して出
力Vta1及びVta2とする加算器より構成されており、これ
らの構成を差分方程式の形で表すと、 Vta〔ｎ〕＝kVt〔ｎ〕＋（１−ｋ）Vta〔ｎ−１〕 となる。ただし、Vta〔ｎ〕はVta1またはVta2のｎ番目
のサンプル値であり、Vt〔ｎ〕はVt1またはVt2のｎ番目
のサンプル値である（ｎ＝1,…ｉ…）。ここでｋの値は Vt〔ｎ〕≦Vta〔ｎ−１〕のときｋ＝１ Vt〔ｎ〕＞Vta〔ｎ−１〕のとき０＜ｋ≪１ （たとえば0.1） の様に設定される。
値演算部401,421の具体的な構成の一例を表している。
（ａ）欄のピーク値演算部は入力をｋ倍する乗算器310,
330と、出力を１サンプル分遅延させる遅延器314,334
と、遅延器の出力を１−ｋ倍する乗算器316,336と、乗
算器310,330の出力と乗算器316,336の出力を加算して出
力Vta1及びVta2とする加算器より構成されており、これ
らの構成を差分方程式の形で表すと、 Vta〔ｎ〕＝kVt〔ｎ〕＋（１−ｋ）Vta〔ｎ−１〕 となる。ただし、Vta〔ｎ〕はVta1またはVta2のｎ番目
のサンプル値であり、Vt〔ｎ〕はVt1またはVt2のｎ番目
のサンプル値である（ｎ＝1,…ｉ…）。ここでｋの値は Vt〔ｎ〕≦Vta〔ｎ−１〕のときｋ＝１ Vt〔ｎ〕＞Vta〔ｎ−１〕のとき０＜ｋ≪１ （たとえば0.1） の様に設定される。
（ｂ）欄に示すディップ値演算部は図に示された構成
においては（ａ）欄のピーク値演算部と同一であるがｋ
の決め方はそれと逆に Vt〔ｎ〕≦Vti〔ｎ−１〕のときｋ＝１ Vt〔ｎ〕＞Vti〔ｎ−１〕のとき０＜ｋ≪１ （たとえば0.1） ここで、ピーク値及びディップ値演算のいずれの場合
にも０＜ｋ《１なる値に設定するのでなく仮にｋ＝０に
設定するものとすれば、通常の最大値あるいは最小値演
算と実質的に同一になる。こうすると最大値または最小
値よりもそれぞれ大きいか小さい値が出現するまでは電
源を切られない限りその値が保存されることになり、本
発明に係るFMチューナで必要とされるピーク値演算部あ
るいはディップ値演算部として適さない。前述した様に
１より充分小さい正の値、例えば0.1とすることによ
り、最大値または最小値がホールドされた後において所
定期間それに近い値が入力されないと現在値に一致する
方向へ減衰していく特性となる。
においては（ａ）欄のピーク値演算部と同一であるがｋ
の決め方はそれと逆に Vt〔ｎ〕≦Vti〔ｎ−１〕のときｋ＝１ Vt〔ｎ〕＞Vti〔ｎ−１〕のとき０＜ｋ≪１ （たとえば0.1） ここで、ピーク値及びディップ値演算のいずれの場合
にも０＜ｋ《１なる値に設定するのでなく仮にｋ＝０に
設定するものとすれば、通常の最大値あるいは最小値演
算と実質的に同一になる。こうすると最大値または最小
値よりもそれぞれ大きいか小さい値が出現するまでは電
源を切られない限りその値が保存されることになり、本
発明に係るFMチューナで必要とされるピーク値演算部あ
るいはディップ値演算部として適さない。前述した様に
１より充分小さい正の値、例えば0.1とすることによ
り、最大値または最小値がホールドされた後において所
定期間それに近い値が入力されないと現在値に一致する
方向へ減衰していく特性となる。
第４図K1演算部501及びK2演算部521における演算は前
述の（23）式及び（24）式に基づいて行われる。
述の（23）式及び（24）式に基づいて行われる。
第４図キャンセル演算部601においては前述した（1
0）式に基づいて演算が行われる。ここで（10）式を変
形すると あるいは この（10）′及び（10）″式を図解したのが第６図及
び第７図である。この様な構成にすれば、演算の桁落ち
による誤差が少なくすることができる。
0）式に基づいて演算が行われる。ここで（10）式を変
形すると あるいは この（10）′及び（10）″式を図解したのが第６図及
び第７図である。この様な構成にすれば、演算の桁落ち
による誤差が少なくすることができる。
以上の様に第２図の演算回路700をデジタル演算によ
って実現する場合について説明した。この場合第４図の
デジタル演算部702は高速処理が可能なデジタル信号処
理プロセッサ（DSP）に以上の説明に基づいた所定のソ
フトウェアを組み込むことにより容易に実現可能であ
る。また、DSPによらず、ハイドウェアロジックのみに
よって実現することも可能であり、この場合には多少構
造が複雑になるが、処理速度を速くすることができて、
周波数特性が向上する。
って実現する場合について説明した。この場合第４図の
デジタル演算部702は高速処理が可能なデジタル信号処
理プロセッサ（DSP）に以上の説明に基づいた所定のソ
フトウェアを組み込むことにより容易に実現可能であ
る。また、DSPによらず、ハイドウェアロジックのみに
よって実現することも可能であり、この場合には多少構
造が複雑になるが、処理速度を速くすることができて、
周波数特性が向上する。
デジタル信号処理ではなく、演算増幅器を用いたアナ
ログ演算によっても実現することもできる。その場合に
は第４図のA/D変換器701及びD/A変換器703は不要となる
が、演算部の構成は第４図702と同様で良い。このアナ
ログ演算処理の場合、ピーク値及びディップ値の演算は
第５図（ａ），（ｂ）の構成よりもむしろ第８図
（ａ），（ｂ）の構成の方が簡潔であり、特性的にも優
れている。
ログ演算によっても実現することもできる。その場合に
は第４図のA/D変換器701及びD/A変換器703は不要となる
が、演算部の構成は第４図702と同様で良い。このアナ
ログ演算処理の場合、ピーク値及びディップ値の演算は
第５図（ａ），（ｂ）の構成よりもむしろ第８図
（ａ），（ｂ）の構成の方が簡潔であり、特性的にも優
れている。
第８図（ａ）欄はピーク値（ｂ）欄はディップ値の演
算のための回路である。（ａ）欄のダイオードD1はコン
デンサC1に蓄えられた電荷による電位よりも高い電位の
入力のみを通過させるものであり、抵抗R1はいったんピ
ーク値がホールドされ、その後一定期間その値に近い値
が入力されない場合にコンデンサC1の電荷を放電するた
めのものである。（ｂ）欄の回路も同様に作用してディ
ップ値が出力される。
算のための回路である。（ａ）欄のダイオードD1はコン
デンサC1に蓄えられた電荷による電位よりも高い電位の
入力のみを通過させるものであり、抵抗R1はいったんピ
ーク値がホールドされ、その後一定期間その値に近い値
が入力されない場合にコンデンサC1の電荷を放電するた
めのものである。（ｂ）欄の回路も同様に作用してディ
ップ値が出力される。
第９図は第２図に表された実施例とは異なる構成を持
つ第２の実施例の構成を表すものである。第２図と同一
の構成要素には同一の参照番号を付して説明を省略す
る。マルチパス歪検出回路800はチューナ部201及び221
のそれぞれの検波出力Vdet1及びVdet2において帯域外の
高域ノイズを検出し、それが検出される期間をマルチパ
ス歪発生期間とするものである。切換回路910は、マル
チパス歪検出回路800の判定結果に応じてアンテナ101及
び121のいずれにおいてもマルチパス歪がないと判定さ
れた時チューナ部201及びチューナ部221のいずれか一
方、例えばチューナ部201からの検波出力を選択し、い
ずれか一方のみにマルチパス歪があると判定された時も
う一方の側のチューナの検波出力を選択し、双方にマル
チパス歪があると判定された時には演算回路700の出力
を選択すべく切換スイッチ900を切り換えるものであ
る。
つ第２の実施例の構成を表すものである。第２図と同一
の構成要素には同一の参照番号を付して説明を省略す
る。マルチパス歪検出回路800はチューナ部201及び221
のそれぞれの検波出力Vdet1及びVdet2において帯域外の
高域ノイズを検出し、それが検出される期間をマルチパ
ス歪発生期間とするものである。切換回路910は、マル
チパス歪検出回路800の判定結果に応じてアンテナ101及
び121のいずれにおいてもマルチパス歪がないと判定さ
れた時チューナ部201及びチューナ部221のいずれか一
方、例えばチューナ部201からの検波出力を選択し、い
ずれか一方のみにマルチパス歪があると判定された時も
う一方の側のチューナの検波出力を選択し、双方にマル
チパス歪があると判定された時には演算回路700の出力
を選択すべく切換スイッチ900を切り換えるものであ
る。
以上述べてきたように本発明によれば、簡単な四則演
算でマルチパス歪の除去の演算が可能となり、信号の品
質低下を伴わずにリアルタイムでマルチパス歪を演算除
去するFMチューナが提供される。
算でマルチパス歪の除去の演算が可能となり、信号の品
質低下を伴わずにリアルタイムでマルチパス歪を演算除
去するFMチューナが提供される。
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明のFMチューナの原理構成図、 第２図は本発明のFMチューナの第１の実施例を表す図、 第３図は第２図のチューナ部201,221の詳細を表す図、 第４図は第２図の演算回路700の一具体例を表す図、 第５図は第４図のピーク値演算部及びディップ値演算部
の詳細を表す図、 第６図は第４図のキャンセル演算部601の第１の具体的
構成を表す図、 第７図は第４図キャンセル演算部601の第２の具体的構
成を表す図、 第８図はピーク値演算及びディップ値演算のアナログ回
路による実現を表す図、 第９図は本発明の第２の実施例を表す図、 第10図はマルチパス歪の発生状況を表す図、 第11図はマルチパス歪の状態を説明するための計算波形
を表す図。 図において、 701……アナログ−デジタル変換器、 702……演算部、 703……デジタル−アナログ変換器。
の詳細を表す図、 第６図は第４図のキャンセル演算部601の第１の具体的
構成を表す図、 第７図は第４図キャンセル演算部601の第２の具体的構
成を表す図、 第８図はピーク値演算及びディップ値演算のアナログ回
路による実現を表す図、 第９図は本発明の第２の実施例を表す図、 第10図はマルチパス歪の発生状況を表す図、 第11図はマルチパス歪の状態を説明するための計算波形
を表す図。 図において、 701……アナログ−デジタル変換器、 702……演算部、 703……デジタル−アナログ変換器。
Claims (3)
- 【請求項１】第１のアンテナ（10）で受信した信号をFM
検波して検波出力Vdet1とする第１のチューナ（20）
と、 該第１のアンテナ（10）から所定の距離にある第２のア
ンテナ（12）で受信した信号をFM検波して検波出力V
det2とする第２のチューナ（22）と、 該第１及び第２のチューナ（20,22）における受信レベ
ルVt1及びVt2より歪キャンセルのための第１及び第２の
歪キャンセルパラメータK1及びK2を演算し出力するキャ
ンセルパラメータ演算手段（30,32,40,42,50,52）と、 該第１及び第２のチューナ（20,22）の検波出力Vdet1及
びVdet2と該第１及び第２の歪キャンセルパラメータK1
及びK2とからマルチパス歪を除去した復調信号V0を演算
し出力する歪キャンセル演算手段（60）とを具備し、 前記キャンセルパラメータ演算手段（30,32,40,42,50,5
2）は前記第１及び第２のチューナ（20,22）のそれぞれ
の受信レベルVt1及びVt2のピーク値Vta1及びVta2をそれ
ぞれ演算出力する第１及び第２のピーク値検出手段（3
0,32）と、 該Vt1及びVt2のディップ値Vti1及びVti2をそれぞれ演算
出力する第１及び第２のディップ値検出手段（40,42）
と、 該Vt1,Vta1及びVti1より式 K1＝1/2−Vta1Vti1/2Vt1 2 に基づいて前記歪キャンセルパラメータK1を演算するK1
演算手段（50）と、 該Vt2,Vta2及びVti2より式 K2＝1/2−Vta2Vti2/2Vt2 2 に基づいて前記歪キャンセルパラメータK2を演算するK2
演算手段（52）とを具備し、 前記歪キャンセル演算手段（60）は式 V0＝（K1Vdet2−K2Vdet1）／（K1−K2） に基づいて復調信号V0を演算することを特徴とするFMチ
ューナ。 - 【請求項２】前記第１及び第２のピーク検出手段（30,3
2）はそれぞれVt1及びVt2のｋ倍の信号を出力する第１
の乗算器（310,330）と、出力Vta1,Vta2を遅延した信号
を出力する遅延器（314,334）と、該遅延器の出力の１
−ｋ倍の信号を出力する第２の乗算器（316,336）と、
該第１の乗算器（310,330）の出力と該第２の乗算器（3
16,336）の出力とを加算して出力Vta1,Vta2とする加算
器（312,332）とで構成され、該入力信号Vt1,Vt2よりも
該遅延器の出力が小であるかまたは両者が等しい時にｋ
の値は１に設定され、Vt1,Vt2よりも該遅延器の出力が
大であるときは１より充分小さい正の値に設定され、 前記第１及び第２のディップ値検出手段（40,42）はそ
れぞれVt1,Vt2のｋ倍の信号を出力する第３の乗算器（4
10,430）と、出力Vti1,Vti2を遅延した信号を出力する
遅延器（414,434）と、該遅延器の出力の１−ｋ倍の信
号を出力する第４の乗算器（416,436）と、該第３の乗
算器（410,430）の出力と該第４の乗算器（416,436）の
出力とを加算して出力Vti1,Vti2とする加算器（412,43
2）とで構成され、該入力信号Vt1,Vt2よりも該遅延器の
出力が大であるかまたは両者が等しい時にｋの値は１に
設定され、Vt1,Vt2よりも該遅延器の出力が小であると
きは１より充分小さい正の値に設定される請求項１記載
のFMチューナ。 - 【請求項３】前記第１及び第２のアンテナ（10,12）で
受信された信号にマルチパス歪が含まれているか否かを
判定するマルチパス歪検出手段（800）と、 該マルチパス歪検出手段の判定結果に応じて該第１及び
第２のアンテナ（10,12）で受信した信号のいずれにも
マルチパス歪がない時は前記第１及び第２のチューナ
（20,22）の検波出力Vdet1及びVdet2のいずれか一方を
復調信号V0として選択し、該第１及び第２のアンテナ
（10,12）で受信した信号のいずれか一方のみにマルチ
パス歪がある時はマルチパス歪のない側のチューナの検
波出力を復調信号V0として選択し、該第１及び第２のア
ンテナ（10,12）の双方の受信信号にマルチパス歪があ
る時は前記歪キャンセル演算手段（60）の出力を復調信
号V0として選択する切換手段を具備する請求項１または
２記載のFMチューナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63298267A JP2690126B2 (ja) | 1988-11-28 | 1988-11-28 | Ｆｍチューナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63298267A JP2690126B2 (ja) | 1988-11-28 | 1988-11-28 | Ｆｍチューナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02145027A JPH02145027A (ja) | 1990-06-04 |
| JP2690126B2 true JP2690126B2 (ja) | 1997-12-10 |
Family
ID=17857423
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63298267A Expired - Lifetime JP2690126B2 (ja) | 1988-11-28 | 1988-11-28 | Ｆｍチューナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2690126B2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63286031A (ja) * | 1987-05-19 | 1988-11-22 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 受信パスダイバ−シチ方式 |
-
1988
- 1988-11-28 JP JP63298267A patent/JP2690126B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63286031A (ja) * | 1987-05-19 | 1988-11-22 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 受信パスダイバ−シチ方式 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02145027A (ja) | 1990-06-04 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090829 Year of fee payment: 12 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090829 Year of fee payment: 12 |