JP4929041B2 - ノイズ除去装置、その方法、ノイズ除去プログラム及びその記録媒体 - Google Patents

Description

本発明は、ノイズ除去装置、ノイズ除去方法、ノイズ除去プログラム及びその記録媒体に関する。

従来から、ラジオ受信機を代表とする信号処理装置の一種である受信装置が広く普及している。こうした受信装置のうち特に自動車等の車両に搭載されるものでは、イグニッションノイズ等の高周波成分を有するノイズの影響を受けやすい。このため、高周波成分を有するノイズを除去して、音声品質等を維持すべく、ノイズキャンセラを配設することが一般的に行われている。

かかるノイズキャンセラでは、処理対象の信号である入力信号に含まれるノイズ成分の大きさが許容範囲を超えたことを検出すると、ノイズキャンセル処理を行う期間（以下、「キャンセル処理期間」又は「ゲート期間」とも呼ぶ）を開始する。この期間に行われるノイズキャンセル処理としては、期間開始時点における入力信号値を期間中にわたってホールド出力するゲートホールド処理を行う技術が多用されていた。かかるゲートホールド処理を行う場合には、キャンセル処理期間（ゲート期間）が終了した時点で、出力信号をゲートホールド信号から入力信号そのものへ切り換えるが、その時点において出力信号の波形に不連続性が生じてしまう。この結果、再生音が利用者にとって違和感のあるものとなってしまう。このため、キャンセル処理期間の始点と終点との間を補間する処理技術が提案されている。

かかる補間処理技術としては、キャンセル期間開始時点における入力信号値と期間終了時点における入力信号値とに基づいて直線補間を行う直線補間処理（特許文献１参照：以下、「従来例１」という）がある。また、近年におけるデジタル技術の進展に伴い、キャンセル処理期間中における入力信号のサンプル値を利用して、曲線補間処理を行う技術が提案されている。かかる曲線補間の技術としては、ラグランジュ（Lagrange）補間処理を行う技術（特許文献２参照：以下、「従来例２」という）、ベジェ（Bezier）曲線を用いた補間処理（以下、「ベジェ補間処理」という）を行う技術（特許文献３参照：以下、「従来例３」という）等がある。

特開２００６−３１９８１５号公報 特開２００１−１６１７１号公報 特開２００７−１９９８７号公報

従来例１の直線補間処理を行う場合には、ゲートホールド処理を行う場合のようにキャンセル処理期間の終了時点で不連続性が発生することはないが、出力信号の波形に歪が発生する。このため、ゲートホールド処理を行う場合ほどではないものの、再生音が利用者にとって違和感のあるものとなってしまう。

従来例２のラグランジュ補間処理を行う場合には、一般に補間式の次数が高くなるので、計算量が増加してしまう。また、補間に利用したサンプル点を必ず通ることになるので、補間に利用したサンプル点に、ノイズが重畳している場合には、補間結果に当該ノイズがそのまま反映されることになってしまう。

従来例３のベジェ補間処理を行う場合には、連立方程式を解く必要があり、計算量が増加する。また、一波長を超える補間を行うと、ノイズ期間のレベルを大きくしてしまう補間をし、補間期間であるキャンセル処理期間の音が目立つことになってしまう。

なお、曲線補間に際して、一様Ｂスプライン補間処理を行うことも考えられる。この場合には、ベジェ補間処理とは異なり、連立方程式を解く必要はなく、計算量は少なくてすむ。しかし、一様Ｂスプライン補間は補間値計算のために等間隔でサンプリングを行わなければならないので、ノイズ区間が長くなるとノイズ値もサンプリングすることになり、ノイズに沿った補間となってしまう。また、サンプリング値におけるノイズ成分の影響度に関わりなく、どのサンプリング値も同等に取り扱うので、ノイズ期間においてはノイズ成分を比較的忠実に反映した補間を行ってしまうことになる。

このため、入力信号におけるノイズ成分の影響度を考慮しつつ、ノイズ除去処理を行うことができる技術が待望されている。かかる要望に応えることが、本発明が解決すべき課題の一つとして挙げられる。

本発明は、上記を鑑みてなされたものであり、入力信号におけるノイズ成分の影響度を合理的に考慮しつつ、ノイズ除去処理を行うことができるノイズ除去装置及びノイズ除去方法を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明は、入力信号に含まれるノイズを除去するノイズ除去装置であって、前記入力信号に含まれるノイズ成分を抽出するノイズ抽出手段と；前記入力信号及び前記ノイズ成分に基づいて、前記入力信号に対する補間の要否に用いる閾値を生成する閾値生成手段と；前記ノイズ成分の大きさが前記閾値を超えたときに、前記補間を行う期間である補間期間を設定する補間期間設定手段と；前記補間期間中における前記入力信号のサンプリング時点ごとの前記ノイズ成分の大きさと前記閾値との差に基づいて、前記補間に用いる前記サンプリング時点における前記入力信号に関する重み係数を生成する重み生成手段と；前記補間期間中において、前記重み係数を利用して前記入力信号の補間処理を行う補間手段と；前記補間期間には前記補間手段による処理結果を選択して出力し、前記補間期間以外の期間には前記入力信号を選択して出力する信号選択手段と；を備えることを特徴とするノイズ除去装置である。

請求項８に記載の発明は、入力信号に含まれるノイズを除去するノイズ除去方法であって、前記入力信号に含まれるノイズ成分を抽出するノイズ抽出工程と；前記入力信号及び前記ノイズ成分に基づいて、前記入力信号に対する補間の要否に用いる閾値を生成する閾値生成工程と；前記ノイズ成分の大きさが前記閾値を超えたときに、前記補間を行う期間である補間期間を設定する補間期間設定工程と；前記補間期間中における前記入力信号のサンプリング時点ごとの前記ノイズ成分の大きさと前記閾値との差に基づいて、前記補間に用いる前記サンプリング時点における前記入力信号に関する重み係数を生成する重み生成工程と；前記補間期間中において、前記重み係数を利用して前記入力信号の補間処理を行う補間工程と；前記補間期間中には、前記補間工程における処理結果を選択して出力する信号を選択して出力する信号選択工程と；を備えることを特徴とするノイズ除去方法である。

請求項９に記載の発明は、請求項８に記載のノイズ除去方法を演算手段に実行させる、ことを特徴するノイズ除去プログラムである。

請求項１０に記載の発明は、請求項９に記載のノイズ除去プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体である。

以下、本発明の一実施形態を、図１〜図９を参照して説明する。なお、以下の説明及び図面においては、同一又は同等の要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

［構成］
図１には、本実施形態に係るノイズ除去装置としてのノイズ除去処理部１３０を備える受信装置１００の概略的な構成がブロック図にて示されている。

図１に示されるように、受信装置１００は、アンテナ１１０と、受信処理部１２０と、ノイズ除去処理部１３０とを備えている。また、受信装置１００は、オーディオ処理部１４０と、スピーカ１５０とを備えている。

アンテナ１１０は、放送波を受信する。アンテナ１１０による受信結果は、受信信号ＲＦＳとして、受信処理部１２０へ向けて出力される。

受信処理部１２０は、図２に示されるように、高周波増幅器（ＲＦ−ＡＭＰ：Radio Frequency-Amplifier）１２１と、混合器（ミキサ）１２２と、局部発振回路１２３とを備えている。また、受信処理部１２０は、中間周波フィルタ（ＩＦフィルタ）１２４と、ＡＤ（Analogue to Digital）変換器１２５と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２６と、検波回路１２７とを備えている。

高周波増幅器１２１は、検波回路１２７から出力された自動利得制御（ＡＧＣ：Auto Gain Control）信号に従った増幅率で、受信信号ＲＦＳを増幅する。この結果、アンテナ１１０からの受信信号ＲＦＳ中における希望局の周波数範囲のレベルが低い場合であっても、高周波増幅器１２１は、適切なレベルの増幅信号を出力することができるようになっている。

混合器１２２は、高周波増幅器１２１から出力された増幅信号と、局部発振回路１２３から供給された後述する局部発振信号ＯＳＳとを混合する。この混合された信号は、中間周波フィルタ１２４へ向けて送られる。

局部発振回路１２３は、不図示のＤＡ（Digital to Analogue）変換器、電圧制御発振器等を備えて構成されている。この局部発振回路１２３は、不図示の制御回路から供給されたデジタル形式の選局信号に従って、選局すべき希望局に対応する周波数の局部発振信号ＯＳＳを生成し、混合器１２２へ供給する。

中間周波フィルタ１２４は、混合器１２２から出力された信号のうち、予め定められた中間周波数範囲の信号を選択して通過させる。この中間周波フィルタ１２４を通過した信号は、中間周波信号ＩＦＳとして、ＡＤ変換器１２５へ向けて送られる。

ＡＤ変換器１２５は、中間周波フィルタ１２４から送られてきたアナログ信号である中間周波信号ＩＦＳを、デジタル信号ＩＦＤに変換する。このデジタル信号ＩＦＤは、バンドパスフィルタ１２６へ向けて送られる。

バンドパスフィルタ１２６は、デジタル信号ＩＦＤのうち、予め定められた特定の周波数成分を選択して通過させる。これにより、上記の選局信号により指定された局からの放送波に対応した周波数帯の信号が抽出される。このバンドパスフィルタ１２６を通過した信号ＳＦＤは、検波回路１２７へ向けて送られる。

検波回路１２７は、バンドパスフィルタ１２６からの信号ＳＦＤに対して所定の検波処理を施し、検波信号ＡＦＳを生成する。この検波信号ＡＦＳは、ノイズ除去処理部１３０へ向けて送られる。

また、検波回路１２７は、検波結果に基づいて、前述したＡＧＣ信号を生成する。こうして生成されたＡＧＣ信号は、不図示のＤＡ変換器を介して、高周波増幅器１２１へ向けて送られる。

図１に戻り、ノイズ除去処理部１３０は、ノイズ除去装置として、キャンセル処理期間における検波信号ＡＦＳのノイズキャンセル処理を行う。

このノイズ除去処理部１３０は、図３に示されるように、ノイズ抽出手段としての高周波ノイズ検出部１３１と、閾値生成手段としての閾値生成部１３２とを備えている。また、ノイズ除去処理部１３０は、補間期間設定手段と重み生成手段としてのコンパレート部１３３と、補間値生成部１３４とを備えている。さらに、ノイズ除去処理部１３０は、遅延器１３５と、信号選択手段としての信号選択部１３６とを備えている。

高周波ノイズ検出部１３１は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）等を備えて構成されている。この高周波ノイズ検出部１３１は、検波回路１２７から送られてきた検波信号ＡＦＳをフィルタリングして、高周波ノイズ成分の信号ＮＩＳのみを通過させる。こうして高周波ノイズ検出部１３１で抽出した高周波ノイズ信号ＮＩＳは、閾値生成部１３２へ向けて送られるとともに、コンパレート部１３３へ向けて送られる。

閾値生成部１３２は、検波回路１２７から送られてきた検波信号ＡＦＳと、高周波ノイズ検出部１３１から送られてきた高周波ノイズ信号ＮＩＳとに基づいて、閾値ＴＨＳを生成する。そして、閾値生成部１３２で生成された閾値ＴＨＳは、コンパレート部１３３へ向けて送られる。

この閾値生成部１３２は、図４に示されるように、第１乗算手段としての乗算器２１１と、加算手段としての加算器２１２とを備えている。また、閾値生成部１３２は、積分手段としての平滑回路２１３と、第２乗算手段としての乗算器２１４とを備えている。

乗算器２１１は、検波回路１２７から送られてきた検波信号ＡＦＳをｍ倍にする。この乗算器２１１による乗算結果は、乗算信号ＡＦＳ’として、加算器２１２へ向けて送られる。ここで、乗算器２１１の倍率ｍは、実験やシミュレーションなどにより予め定められる。

加算器２１２は、乗算器２１１から送られてきた乗算信号ＡＦＳ’と、高周波ノイズ検出部１３１から送られてきた高周波ノイズ信号ＮＩＳとを加算する。この加算器２１２による加算結果は、加算信号ＡＤＳとして、平滑回路２１３へ向けて送られる。

平滑回路２１３は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）等を備えて構成されている。この平滑回路２１３は、積分器として動作し、加算器２１２から送られてきた加算信号ＡＤＳを平滑化する。平滑した結果は、平滑信号ＳＭＳとして、乗算器２１４へ向けて送られる。

乗算器２１４は、平滑回路２１３から送られてきた平滑信号ＳＭＳをｎ倍にする。そして、この乗算器２１４による乗算結果は、閾値ＴＨＳとして、コンパレート部１３３へ向けて送られる。ここで、乗算器２１４の倍率ｎは、実験やシミュレーションなどにより予め定められる。

図３に戻り、コンパレート部１３３は、高周波ノイズ検出部１３１から送られてきた高周波ノイズ信号ＮＩＳの値と、閾値生成部１３２から送られてきた閾値ＴＨＳとを比較する。そして、この比較の結果に基づいて、ゲート信号ＧＴＳを生成するとともに、補間値生成部１３４での補間計算に用いる重み係数ＷＧＴを決定する。ここで、重み係数ＷＧＴとは、閾値ＴＨＳから高周波ノイズ信号ＮＩＳの値を差し引いた値を反映したものであり、差の値が正であり、かつ、絶対値が大きいほど、重み係数ＷＧＴが大きくなるようになっている。なお、差の値が０以下の場合には、重み係数ＷＧＴは“０”となるようになっている。

このコンパレート部１３３は、図５に示されるように、１１個のコンパレータ２２１₀〜２２１₁₀と、減算器２２２₁〜２２２₁₀とを備えている。また、コンパレート部１３３は、ゲート信号生成部２２３と、重み係数決定部２２４とを備えている。

コンパレータ２２１₀は、高周波ノイズ信号ＮＩＳの値と閾値ＴＨＳとを比較する。この比較の結果は、ゲート信号生成部２２３へ向けて送られる。

ゲート信号生成部２２３は、コンパレータ２２１₀から送られてきた高周波ノイズ信号ＮＩＳの値と閾値ＴＨＳとの比較の結果に基づいて、ゲート信号ＧＴＳを生成する。このゲート信号ＧＴＳの出力レベルには、“Ｈ”レベルと“Ｌ”レベルの２種類がある。両信号の比較の結果、高周波ノイズ信号ＮＩＳの値が許容範囲内にないと判断される場合、すなわち、高周波ノイズ信号ＮＩＳの値が閾値ＴＨＳより大きくなったときに、ゲート信号ＧＴＳを“Ｈ”レベルとする。また、高周波ノイズ信号ＮＩＳの値が許容範囲内にあると判断される場合、すなわち、ゲート開始から所定時間ＴＧが経過したときに、ゲート信号ＧＴＳを“Ｌ”レベルとする。このようにして生成したゲート信号ＧＴＳは、補間値生成部１３４へ向けて送られる。なお、所定時間ＴＧが経過する前に、再度、高周波ノイズ信号ＮＩＳの値が閾値ＴＨＳより大きくなったときは、その時点から所定時間ＴＧが経過するまでの間は、ゲート信号ＧＴＳは、“Ｈ”レベルのままである。ここで、所定時間ＴＧは、実験やシミュレーション等により予め定められる。

以上のようにして高周波ノイズ信号ＮＩＳの値と閾値ＴＨＳとを比較することで、単に高周波ノイズ信号ＮＩＳの値によるのではなく、高周波ノイズ信号ＮＩＳの値と検波信号ＡＦＳの値との双方を考慮して、ノイズキャンセル処理を行う期間を指定するゲート信号ＧＴＳを生成することができる。この結果、検波信号ＡＦＳの値が大きな場合には、高周波ノイズ信号ＮＩＳの値がある程度大きくなったときにゲート信号ＧＴＳが“Ｈ”に立ち上がる。一方、検波信号ＡＦＳの値が小さな場合には、高周波ノイズ信号ＮＩＳの値がある程度小さくともゲート信号ＧＴＳが“Ｈ”に立ち上がるようになっている。

コンパレータ２２１₁〜２２１₁₀は、高周波ノイズ信号ＮＩＳの値と、減算器２２２₁〜２２２₁₀からの出力値とを比較する。ここで、減算器２２２₁〜２２２₁₀は、閾値ＴＨＳから、所定値ＡＣ１〜ＡＣ１０（ＡＣ１＜ＡＣ２＜…＜ＡＣ１０＜ＴＨＳ）を減算し、減算結果をコンパレータ２２１₁〜２２１₁₀へ送るようになっている。コンパレータ２２１₁〜２２１₁₀による、両信号の比較の結果は、重み係数決定部２２４へ向けて送られる。なお、所定値ＡＣ１〜ＡＣ１０は、実験やシミュレーション等により予め定められる。

重み係数決定部２２４は、各コンパレータ２２１₁〜２２１₁₀から送られてきた、高周波ノイズ信号ＮＩＳの値と、閾値ＴＨＳから所定の定数ＡＣ１〜ＡＣ１０を減算した値との比較の結果に基づいて、１１段階で重み係数ＷＧＴを決定する。この重み係数決定部２２４には、コンパレータ２２１₁からは高周波ノイズ信号ＮＩＳの値と閾値ＴＨＳ１（＝ＴＨＳ−ＡＣ１）との比較の結果、コンパレータ２２１₂からは高周波ノイズ信号ＮＩＳの値と閾値ＴＨＳ２（＝ＴＨＳ−ＡＣ２）との比較の結果、コンパレータ２２１₃からは高周波ノイズ信号ＮＩＳの値と閾値ＴＨＳ３（＝ＴＨＳ−ＡＣ３）との比較の結果、というように、各コンパレータ２２１₁〜２２１₁₀から、高周波ノイズ信号ＮＩＳの値と閾値ＴＨＳ１〜ＴＨＳ１０（閾値ＴＨＳから定数ＡＣ１〜ＡＣ１０を減算した値）との比較結果が送られてくる。

そして、重み係数決定部２２４は、各コンパレータ２２１₁〜２２１₁₀から送られてくる比較の結果を順次調べ、閾値ＴＨＳ１〜ＴＨＳ１０のいずれで、高周波ノイズ信号ＮＩＳの値より小さくなったかを調べて、重み係数ＷＧＴを決定する。ここで、閾値ＴＨＳ１が高周波ノイズ信号ＮＩＳの値よりも小さいとき（ＴＨＳ１＜ＮＩＳ＜ＴＨＳ）にはノイズ成分は非常に大きいと判断し、補間結果が非常に大きなノイズ成分の影響を受けないように、重み係数ＷＧＴを例えば“０”とする。また、閾値ＴＨＳ１が高周波ノイズ信号ＮＩＳの値以上で、閾値ＴＨＳ２が高周波ノイズ信号ＮＩＳの値より小さいとき（ＴＨＳ２＜ＮＩＳ≦ＴＨＳ１）には、重み係数ＷＧＴを例えば“１”とする。また、閾値ＴＨＳ１０が高周波ノイズ信号ＮＩＳの値以上のとき（０≦ＮＩＳ≦ＴＨＳ１０）にはノイズ成分は非常に小さいと判断し、重み係数ＷＧＴを例えば“１０”とする。なお、閾値ＴＨＳから高周波ノイズ信号ＮＩＳの値を差し引いた値が０以下のとき（ＴＨＳ≦ＮＩＳ）にはノイズ成分は非常に大きいと判断し、上述したように、重み係数ＷＧＴを“０”としている。このようにして、重み係数ＷＧＴを例えば“０”〜“１０”の１１段階に分けて決定する。このようにして決定した重み係数ＷＧＴは、補間値生成部１３４へ向けて送られる。

図３に戻り、補間値生成部１３４は、検波回路１２７から送られてきた検波信号ＡＦＳと、コンパレート部１３３から送られてきたゲート信号ＧＴＳ及び重み係数ＷＧＴとに基づいて、キャンセル処理期間における検波信号ＡＦＳの補間計算を行う。この補間値生成部１３４は、図６に示されるように、補間手段としての補間波形生成部２３１を備えている。また、補間値生成部１３４は、遅延器２３２と、遅延器２３３と、遅延器２３４とを備えている。

補間波形生成部２３１は、検波回路１２７から送られてきた検波信号ＡＦＳと、遅延器２３３で遅延させた遅延検波信号ＤＡＦと、コンパレート部１３３から送られてきた重み係数ＷＧＴと、遅延器２３４で遅延させた遅延重み係数ＤＷＴと、コンパレート部１３３から送られてきたゲート信号ＧＴＳとに基づいて、キャンセル処理期間におけるノイズキャンセル処理を、非一様有理Ｂスプライン（以下、「ＮＵＲＢＳ：Non-Uniform Rational B Spline」とも記す）のアルゴリズムを用いて行う。このＮＵＲＢＳのアルゴリズムを用いた曲線の式Ｃ（ｕ）は、次の（１）式で表される。

Ｐ_i ：制御点
ｗ_i ：重み係数
Ｎ_i,k（ｕ） ：Ｂスプライン基底関数
ｋ ：階数（次数＋１）
ｕ ：時間

なお、重み係数ｗ_iの違いによる（１）式を用いた補間曲線の変化は、図７に示される通りであり、重み係数ｗ_iが大きいほど制御点Ｐ_iに近づき（図７（Ａ）参照）、重み係数ｗ_iが小さいほど制御点Ｐ_iから遠ざかることになる（図７（Ｂ）参照）。また、重み係数ｗ_iが“０”のときは、制御点として不適当であることから、その制御点Ｐ_iは補間曲線の計算に使用しない。

補間波形生成部２３１は、不図示の記憶部を備えており、コンパレート部１３３からのゲート信号ＧＴＳが“Ｈ”レベルとなると、遅延器２３３によってＢスプライン関数Ｎ_i,k（ｕ）の階数ｋ分だけ遅延させた遅延検波信号ＤＡＦと、遅延器２３４によって同じくＢスプライン関数Ｎ_i,k（ｕ）の階数ｋ分だけ遅延させた遅延重み係数ＤＷＴを取得して記憶する。また、補間波形生成部２３１は、コンパレート部１３３からのゲート信号が“Ｌ”レベルとなった後は、検波回路１２７から送られてきた検波信号ＡＦＳと、コンパレート部１３３から送られてきた重み係数ＷＧＴを取得して、必要数だけ記憶部に記憶する。こうして記憶されたデータを使用して、補間波形生成部２３１は、補間計算を行う。

これにより、（１）式における制御点Ｐ_iと、その制御点Ｐ_iとに対する重み係数ｗ_iとを同期して取得し、（１）式に従って、Ｃ（ｕ）を計算する。そして、（１）式による計算結果は、補間遅延信号ＰＯＤとして、信号選択部１３６のＡ端子へ向けて送られる。

遅延器２３２は、コンパレート部１３３から送られてきたゲート信号ＧＴＳを、所定の遅延時間ＤＬＧだけ遅延させる。このようにして遅延させたゲート信号ＧＴＳは、ゲート遅延信号ＧＴＤとして、信号選択部１３６へ向けて送られ、後述するスイッチ素子のスイッチ切換動作のトリガーとなる。ここで、遅延時間ＤＬＧは、想定されるゲート信号ＧＴＳの“Ｈ”レベルの最長値に、後述する遅延時間ＤＬＰ及び計算時間を加えた時間よりも長い時間となっている。かかる遅延時間ＤＬＧは、実験やシミュレーション等により予め定められる（例えば、数ミリ秒）。

遅延器２３３は、検波回路１２７から送られてきた検波信号ＡＦＳを、遅延時間ＤＬＰだけ遅延させる。そして、このようにして遅延させた検波信号ＡＦＳは、遅延検波信号ＤＡＦとして、補間波形生成部２３１へ向けて送られる。ここで、遅延時間ＤＬＰは、前述した補間計算におけるＢスプライン基底関数Ｎ_i,k（ｕ）の階数ｋ分だけの遅延量である。

遅延器２３４は、コンパレート部１３３から送られてきた重み係数ＷＧＴを、遅延時間ＤＬＷだけ遅延させる。このようにして遅延させた重み係数ＷＧＴは、補間波形生成部２３１へ向けて送られる。なお、遅延時間ＤＬＷは、遅延時間ＤＬＰと同じ遅延量である。これにより、補間波形生成部２３１に向けて送られる遅延検波信号ＤＡＦと、その遅延検波信号ＤＡＦに対応する重み係数ＷＧＴとの同期を図っている。

図３に戻り、遅延器１３５は、検波回路１２７から送られてきた検波信号ＡＦＳを、所定の遅延時間ＤＬＡだけ遅延させる。このようにして遅延させた検波信号ＡＦＳは、検波遅延信号ＡＦＤとして、信号選択部１３６の後述するＢ端子へ向けて送られる。ここで、遅延時間ＤＬＡは遅延時間ＤＬＧと同じ遅延量である。

信号選択部１３６は、スイッチ素子を備えている。このスイッチ素子は、３個の端子Ａ，Ｂ，Ｃを有している。端子Ａは補間波形生成部２３１に接続された端子であり、この端子Ａには補間波形生成部２３１から出力された補間遅延信号ＰＯＤが供給される（図６参照）。端子Ｂは遅延器１３５に接続された端子であり、検波回路１２７から出力された検波信号ＡＦＳを遅延器１３５で所定の遅延時間ＤＬＡだけ遅延させた検波遅延信号ＡＦＤが供給される。また、端子Ｃはオーディオ処理部１４０に接続された端子である。端子Ｃからは、信号選択部１３６で選択された信号が、ノイズ処理信号ＴＲＳとして、オーディオ処理部１４０へ向けて送られる。

信号選択部１３６のスイッチ素子の動作は、遅延器２３２から送られてくるゲート遅延信号ＧＴＤの種類に従って行われる（図６参照）。つまり、ゲート遅延信号ＧＴＤが“Ｈ”レベルのときは端子Ａと端子Ｃが導通し、ゲート遅延信号ＧＴＤが“Ｌ”レベルのときは端子Ｂと端子Ｃが導通する。

図１に戻り、オーディオ処理部１４０は、不図示のＤＡ変換器、音量調整部等を備えて構成されている。このオーディオ処理部１４０は、ノイズ除去処理部１３０から送られてきたデジタル信号であるノイズ処理信号ＴＲＳをＤＡ変換器でアナログ信号に変換し、音量調整等を行う。そして、音量調整等を行った信号は、音声調整信号ＡＤＳとして、スピーカ１５０へ向けて送られる。

スピーカ１５０は、オーディオ処理部１４０から送られてきた音声調整信号ＡＤＳの再生出力を行う。

［動作］
次に、上記のように構成された受信装置１００の動作について、主に、ノイズ除去処理部１３０におけるノイズキャンセル処理の動作に着目して説明する。

利用者により選局指令がなされると、受信処理部１２０の制御回路が、この選局指令を選局信号として、局部発振回路１２３へ向けて出力する。選局信号を受けた局部発振回路１２３は、選局信号により指定された希望局に対応する周波数の局部発振信号ＯＳＳを発生し、この局部発振信号ＯＳＳを混合器１２２に供給する。この状態で、アンテナ１１０が受信した受信信号ＲＦＳは、混合器１２２、中間周波フィルタ１２４を経由した後、希望局信号の中間周波信号ＩＦＳに変換される。中間周波信号ＩＦＳは、ＡＤ変換器１２５でデジタル信号ＩＦＤに変換され、バンドパスフィルタ１２６で、これまでに取り除けなかった隣接信号が取り除かれる。バンドパスフィルタ１２６を通過した信号ＳＦＤは、検波回路へ向けて送られ、検波回路１２７で、検波信号ＡＦＳが生成される（図２参照）。

このようにして、受信処理部１２０で処理された受信信号ＲＦＳは、検波信号ＡＦＳとして、ノイズ除去処理部１３０へ向けて送られる。

検波回路１２７からの検波信号ＡＦＳ（図８の検波信号ＡＦＳ参照）は、高周波ノイズ検出部１３１、閾値生成部１３２、補間値生成部１３４、遅延器１３５へ向けて送られる（図３参照）。

高周波ノイズ検出部１３１は、検波回路１２７から送られてきた検波信号ＡＦＳを、ＨＰＦでフィルタリングして、高周波ノイズ信号ＮＩＳを抽出する。こうして高周波ノイズ検出部１３１で抽出した高周波ノイズ信号ＮＩＳは、閾値生成部１３２へ送られるとともに、コンパレート部１３３へ向けて送られる。

閾値生成部１３２は、検波回路１２７から送られてきた検波信号ＡＦＳ（図９の検波信号ＡＦＳ参照）と、高周波ノイズ検出部１３１から送られてきた高周波ノイズ信号ＮＩＳ（図９の高周波ノイズ信号ＮＩＳ参照）とに基づいて、ゲート信号ＧＴＳの生成及び重み係数ＷＧＴの決定のための、閾値ＴＨＳを生成する。

閾値生成部１３２では、まず、検波回路１２７から送られてきた検波信号ＡＦＳを、乗算器２１１でｍ倍にする（図４参照）。そして、乗算器２１１で乗算された乗算信号ＡＦＳ’（図９の乗算信号ＡＦＳ’参照）は、加算器２１２へ向けて送られる。

加算器２１２は、乗算器２１１から送られてきた乗算信号ＡＦＳ’と、高周波ノイズ検出部１３１から送られてきた高周波ノイズ信号ＮＩＳを加算する。そして、加算器２１１で加算された加算信号ＡＤＳ（図９の加算信号ＡＤＳ参照）は、平滑回路２１３へ向けて送られる。

平滑回路２１３は、加算器２１２から送られてきた加算信号ＡＤＳを平滑化し、平滑信号ＳＭＳを生成する。そして、この平滑信号ＳＭＳは、乗算器２１４へ向けて送られる。乗算器２１４は、平滑回路２１３から送られてきた平滑信号ＳＭＳをｎ倍にする。乗算器２１４で乗算された閾値ＴＨＳ（図９の閾値ＴＨＳ参照）は、ゲート信号ＧＴＳを生成するとともに重み係数ＷＧＴを決定するために、コンパレート部１３３へ向けて送られる。

コンパレート部１３３は、上述した閾値生成部１３２から送られてきた閾値ＴＨＳの値と、高周波ノイズ検出部１３１から送られてきた高周波ノイズ信号ＮＩＳの値とを比較し、その比較の結果に基づいて、ゲート信号ＧＴＳを生成する。両信号の比較は、コンパレータ２２１₀で行われ、その比較の結果は、ゲート信号生成部２３３へ向けて送られる（図５参照）。ゲート信号生成部２３３は、高周波ノイズ信号ＮＩＳの値が閾値ＴＨＳより大きくなったときに、ゲート信号ＧＴＳを“Ｈ”レベルとする。（図９のゲート信号ＧＴＳ参照）。そして、ゲート開始から所定時間ＴＧが経過したときに、ゲート信号ＧＴＳを“Ｌ”レベルとする。このゲート信号ＧＴＳは、補間値生成部１３４へ向けて送られる（図３参照）。

また、コンパレート部１３３は、閾値ＴＨＳに定数を減算した値と高周波ノイズ信号ＮＩＳの値とを比較し、その比較の結果に基づいて、補間値生成部１３４での補間計算に用いる重み係数ＷＧＴを決定する。両信号の値の比較は、１０個のコンパレータ２２１₁〜２２１₁₀で行われる。ただし、各コンパレータ２２１₁〜２２１₁₀に供給される閾値ＴＨＳには、定数ＡＣ１〜ＡＣ１０が減算されている。各コンパレータ２２１₁〜２２１₁₀による両信号の比較結果は、重み係数決定部２２４へ向けて送られる。重み係数決定部２２４は、各コンパレータ２２１₁〜２２１₁₀から送られてくる比較結果を、順次調べ、０〜１０までの重み係数ＷＧＴを決定する。この重み係数ＷＧＴも、補間値生成部１３４へ向けて送られる（図３参照）。

ゲート信号ＧＴＳのレベルが“Ｈ”になると、その旨が、コンパレート部１３３から補間値生成部１３４へ向けて送られ、補間値生成部１３４において、キャンセル処理期間における検波信号ＡＦＳの補間処理が開始される。この補間値生成部１３４には、ゲート信号ＧＴＳの他に、コンパレート部１３３から重み係数ＷＧＴが、検波回路１２７から検波信号ＡＦＳが送られてくる。

キャンセル処理期間における検波信号ＡＦＳの補間計算（図８の検波信号ＡＦＳ参照）は、補間値生成部１３４の補間波形生成部２３１において、（１）式で表されるＮＵＲＢＳのアルゴリズムを用いて行われる。この補間波形生成部２３１には、ゲート信号ＧＴＳとともに、ゲート信号ＧＴＳが“Ｈ”レベルのときには、遅延器２３３から遅延検波信号ＤＡＦ（図８の遅延検波信号ＤＡＦ参照）が、遅延器２３４から当該遅延検波信号ＤＡＦに対応する遅延重み係数ＤＷＴが送られてくる。これらの遅延器２３３，２３４から送られてくる両信号は、Ｂスプライン関数Ｎ_i,k（ｕ）の階数ｋ分だけ遅延させている。

補間波形生成部２３１は、ゲート開始時から、上述した遅延検波信号ＤＡＦと重み係数ＷＧＴの取得を開始し、記憶部に記憶する。また、補間波形生成部２３１は、ゲート信号ＧＴＳが“Ｌ”レベルとなった後は、検波回路１２７から送られてくる検波信号ＡＦＳと、コンパレート部１３３から送られてくる重み係数ＷＧＴを取得して、必要数分だけ記憶部に記憶する。補間波形生成部２３１は、これらのデータを取得した後に、（１）式に従って補間値を計算する。そして、計算結果は、補間遅延信号ＰＯＤ（図８の補間遅延信号ＰＯＤ参照）として、信号選択部１３６へ向けて送られる。

そして、信号選択部１３６は、ゲート信号ＧＴＳを遅延量ＤＬＧだけ遅延させたゲート遅延信号ＧＴＤのレベルが“Ｈ”の期間（図８のゲート遅延信号ＧＴＤ参照）においては、補間遅延信号ＰＯＤを、ノイズ処理信号ＴＲＳとして、オーディオ処理部１４０へ向けて出力する。

また、ゲート遅延信号ＧＴＤのレベルが“Ｌ”の期間においては、信号選択部１３６は、検波信号ＡＦＳを時間ＤＬＡだけ遅延させた検波遅延信号ＡＦＤ（図８の検波遅延信号ＡＦＤ参照）を、ノイズ処理信号ＴＲＳとして、オーディオ処理部１４０へ向けて出力する。これにより、許容範囲を超えるノイズ成分を含まないノイズ処理信号ＴＲＳが出力されることになる（図８のノイズ処理信号ＴＲＳ参照）。

オーディオ処理部１４０では、信号選択部１３６から送られてきたノイズ処理信号ＴＲＳをアナログ信号に変換した後、音量調整等を行う。そして、その調整結果に基づく再生音声がスピーカ１５０から、音場空間へ向けて出力される。

以上説明したように、本実施形態では、キャンセル処理期間におけるノイズキャンセル処理を、非一様有理Ｂスプライン（ＮＵＲＢＳ）のアルゴリズムを用いて行った。ＮＵＲＢＳのアルゴリズムは、補間計算に用いるデータとして、制御点Ｐ_iとその制御点Ｐ_iに対する重み係数ｗ_iを利用する。この重み係数は、検波信号ＡＦＳに対する高周波ノイズ信号ＮＩＳのレベルに応じて決定した。このため、キャンセル処理期間において、ノイズ成分の小さい検波信号ＡＦＳについてはその影響度（重み係数ＷＧＴ）を大きくし、ノイズ成分の大きい検波信号ＡＦＳについてはその影響度（重み係数ＷＧＴ）を小さくすることができる。したがって、本実施形態によれば、検波信号ＡＦＳにおけるノイズ成分の影響度を合理的に考慮したノイズ除去処理を行うことができる。

［実施形態の変形］
本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。

例えば、上記の実施形態では、ラジオ受信機に本発明を適用したが、テレビジョン受信機に本発明を適用することができる。

また、上記の実施形態では、キャンセル処理期間におけるノイズキャンセル処理に、非一様有理Ｂスプラインのアルゴリズムを用いたが、重み係数を考慮した滑らかな補間方法であれば、いかなる補間方法であってもよい。

また、上記の実施形態では、重み係数ＷＧＴの決定に際しては、１０個のコンパレータ２２１₁〜２２１₁₀を使用した。これに対して、コンパレータの個数は任意でよいし、また、コンパレータを１個にして、閾値ＴＨＳに減算する定数を段階的に可変させるようにしてもよい。

また、上記の実施形態では、コンパレート部１３３は減算器２２２₁〜２２２₁₀を備え、高周波ノイズ信号ＮＩＳの値と、閾値ＴＨＳから所定の定数ＡＣ１〜ＡＣ１０を減算したものとを比較して、重み係数ＷＧＴを決定した。これに対して、コンパレート部１３３は減算器２２２₁〜２２２₁₀に代えて除算器を備える構成とし、高周波ノイズ信号ＮＩＳの値と、閾値ＴＨＳを所定の定数（例えば、ＤＣ１〜ＤＣ１０；１＜ＤＣ１＜…＜ＤＣ１０）で除算したものとを比較して、重み係数ＷＧＴを決定させるようにしてもよい。

また、上記の実施形態では、補間波形生成部２３１に記憶部に備えて、補間期間における遅延検波信号ＤＡＦとそれに対応する重み係数ＷＧＴを記憶させることとした。これに対して、遅延器１３５を、遅延検波信号ＤＡＦとそれに対応する遅延重み係数ＤＷＴを格納可能なラッチ回路を必要段数だけ直列に接続して構成するとともに、当該遅延器１３５からＢスプライン関数Ｎ_i,k（ｕ）の階数ｋを考慮して必要な分だけの遅延検波信号ＤＡＦ及び遅延重み係数ＤＷＴを補間波形生成部２３１内部の記憶部に記憶させるようにしてもよい。

また、上記の実施形態では、補間波形生成部２３１の記憶部に聴取可能な周波数に対応する情報を記憶させることとした。これに対して、再現する周波数を耳につかない周波数（例えば、１ｋＨｚ以下）に限定し、記憶部に記憶させるようにしてもよい。

なお、上記の実施形態におけるノイズ除去処理部１３０を中央処理装置（ＣＰＵ：Central Processing Unit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、読出専用メモリ（ＲＯＭ：Read Only Memory）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ：Random Access Memory）等を備えた演算手段としてのコンピュータとして構成し、予め用意されたプログラムを当該コンピュータで実行することにより、上記の実施形態における処理を行うようにしてもよい。このプログラムはハードディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ等のコンピュータで読み取り可能な記録媒体に記録され、当該コンピュータによって記録媒体から読み出されて実行される。また、このプログラムは、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ等の可搬型記録媒体に記録された形態で取得されるようにしてもよいし、インターネットなどのネットワークを介した配送の形態で取得されるようにしてもよい。

本発明の一実施形態に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。 図１の受信処理部の構成を示すブロック図である。 図１のノイズ除去処理部の構成を示すブロック図である。 図３の閾値生成部の構成を示すブロック図である。 図３のコンパレート部の構成を示すブロック図である。 図３の補間値生成部の構成を示すブロック図である。 重み係数の違いによる補間曲線の変化を説明するための図である。 図１のノイズ除去処理部における動作を説明するためのタイミングチャートである（その１）。 図１のノイズ除去処理部における動作を説明するためのタイミングチャートである（その２）。

符号の説明

１００ … 受信装置
１３０ … ノイズ除去処理部（ノイズ除去装置）
１３１ … 高周波ノイズ検出部（ノイズ抽出手段）
１３２ … 閾値生成部（閾値生成手段）
１３３ … コンパレート部（補間期間設定手段、重み生成手段）
１３６ … 信号選択部（信号選択手段）
２１１ … 乗算器（第１乗算手段）
２１２ … 加算器（加算手段）
２１３ … 平滑回路（積分手段）
２１４ … 乗算器（第２乗算手段）
２３１ … 補間波形生成部（補間手段）

Claims (10)

1. 入力信号に含まれるノイズを除去するノイズ除去装置であって、
   前記入力信号に含まれるノイズ成分を抽出するノイズ抽出手段と；
   前記入力信号及び前記ノイズ成分に基づいて、前記入力信号に対する補間の要否に用いる閾値を生成する閾値生成手段と；
   前記ノイズ成分の大きさが前記閾値を超えたときに、前記補間を行う期間である補間期間を設定する補間期間設定手段と；
   前記補間期間中における前記入力信号のサンプリング時点ごとの前記ノイズ成分の大きさと前記閾値との差に基づいて、前記補間に用いる前記サンプリング時点における前記入力信号に関する重み係数を生成する重み生成手段と；
   前記補間期間中において、前記重み係数を利用して前記入力信号の補間処理を行う補間手段と；
   前記補間期間には前記補間手段による処理結果を選択して出力し、前記補間期間以外の期間には前記入力信号を選択して出力する信号選択手段と；
   を備えることを特徴とするノイズ除去装置。
2. 前記ノイズ成分は高周波成分であり、
   前記ノイズ抽出手段は、ハイパスフィルタを備える、
   ことを特徴とする請求項１に記載のノイズ除去装置。
3. 前記閾値生成手段は、
   前記入力信号に第１係数を乗じる第１乗算手段と；
   前記第１乗算手段による乗算結果に前記ノイズ成分を加算する加算手段と；
   前記加算手段による加算結果における低周波成分を抽出する積分手段と；
   前記積分手段による積分結果に第２係数を乗じて、前記閾値を算出する第２乗算手段と；
   を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載のノイズ除去装置。
4. 前記重み生成手段は、第１サンプリング時点における前記ノイズ成分の大きさと前記閾値との差が、第２サンプリング時点における前記ノイズ成分の大きさと前記閾値との差よりも小さい場合には、前記第１サンプリング時点における前記入力信号の値に対して、前記第２サンプリング時点における前記入力信号の値の重み以上の重みを生成する、ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載のノイズ除去装置。
5. 前記重み生成手段は、前記サンプリング時点における前記ノイズ成分の大きさと前記閾値との差が属する範囲ごとに定められた値の重みを生成する、ことを特徴とする請求項４に記載のノイズ除去装置。
6. 前記補間手段は、非一様有理Ｂスプラインのアルゴリズムを用いて、前記入力信号の補間処理を行う、ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載のノイズ除去装置。
7. 移動体に搭載される、ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載のノイズ除去装置。
8. 入力信号に含まれるノイズを除去するノイズ除去方法であって、
   前記入力信号に含まれるノイズ成分を抽出するノイズ抽出工程と；
   前記入力信号及び前記ノイズ成分に基づいて、前記入力信号に対する補間の要否に用いる閾値を生成する閾値生成工程と；
   前記ノイズ成分の大きさが前記閾値を超えたときに、前記補間を行う期間である補間期間を設定する補間期間設定工程と；
   前記補間期間中における前記入力信号のサンプリング時点ごとの前記ノイズ成分の大きさと前記閾値との差に基づいて、前記補間に用いる前記サンプリング時点における前記入力信号に関する重み係数を生成する重み生成工程と；
   前記補間期間中において、前記重み係数を利用して前記入力信号の補間処理を行う補間工程と；
   前記補間期間中には、前記補間工程における処理結果を選択して出力する信号を選択して出力する信号選択工程と；
   を備えることを特徴とするノイズ除去方法。
9. 請求項８に記載のノイズ除去方法を演算手段に実行させる、ことを特徴するノイズ除去プログラム。
10. 請求項９に記載のノイズ除去プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体。

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