JP4712113B2

JP4712113B2 - ラジオ受信装置および同装置におけるノイズ除去方法

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Publication number: JP4712113B2
Application number: JP2009522499A
Authority: JP
Inventors: 和宏中田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-07-09
Filing date: 2008-04-02
Publication date: 2011-06-29
Anticipated expiration: 2028-04-02
Also published as: CN101682345A; WO2009008114A1; CN101682345B; DE112008001249B4; US20100112970A1; US8385834B2; DE112008001249T5; JPWO2009008114A1

Description

この発明は、ラジオ入力音声信号のパルス性ノイズ成分を除去するノイズ除去回路を備えた、ラジオ受信装置および同装置におけるノイズ除去方法に関するものである。

ラジオ入力音声信号のパルス性ノイズ信号成分を、前値ホールド、もしくは補間処理によって除去するノイズキラー回路（ノイズキャンセラーともいう）が知られている。しかしながら、このノイズキラー回路が過剰に動作すると、逆に、耳障りなバーストノイズが付加されることがある。
この問題を解決するために、従来、入力データ波形の対称性について、ある閾値をもとに検出し、非対称な波形が検出された場合には、そのデータの出力を行わないように制御するノイズ除去方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開昭５９−１６５５４９号公報

しかしながら、上記した特許文献１に開示されたノイズ除去方法によれば、基準となるサンプリング周期に同期した対称波形の検出しかできず、また、サンプリング中の値が一定していないとその対称性が検出できないため、パルス性波形の検出には向かない。
したがって、ラジオ受信装置に内蔵されるノイズ除去回路が、パルス性のラジオ入力音声信号波形に対して本来とは異なる信号波形を多少なりとも生成し、耳障りなバーストノイズとして付加する可能性は否定できない。

この発明は上記した課題を解決するためになされたものであり、ラジオ入力音声信号波形によってはノイズ除去回路の働きを制限することにより、本来とは異なる信号波形を生成してノイズとして付加してしまう可能性のあるノイズ除去回路の適切な制御を実現する、ラジオ受信装置および同装置におけるノイズ除去方法を提供することを目的とする。

上記した課題を解決するためにこの発明のラジオ受信装置は、ラジオ入力音声信号のパルス性ノイズ成分を除去するノイズ除去回路を備えたラジオ受信装置であって、
前記パルス性ノイズ成分の、前記ノイズ除去回路の入力値の中央値に対する波形の対称性をフーリエスペクトル分布から判定し、対称波と判定された場合は前記ノイズ除去回路の働きを停止させる制御部、
を備えたものである。

また、この発明のラジオ受信装置におけるノイズ除去方法は、ラジオ入力音声信号のパルス性ノイズ成分を除去するノイズ除去回路を備えたラジオ受信装置におけるノイズ除去方法であって、
前記ラジオ入力音声信号のパルス性ノイズ成分を前記パルス性ノイズ成分のパルス幅よりも数十倍以上長い検出フレーム周期分だけサンプリングするステップと、
前記検出フレーム周期分のパルス性ノイズ成分のフーリエ級数展開を行ない、高調波毎相対振幅値を計算するステップと、
前記フーリエ級数の数十次以下の高調波毎の相対振幅値から周波数軸に関する微分係数を算出するステップと、
前記算出された微分係数と、特定基準値とを比較し、前記微分係数が前記特定基準値より小さいと判定された場合、前記パルス性ノイズ成分は前記ノイズ除去回路の入力値の中央値に関する非対称波形であると判定して前記ノイズ除去回路によるノイズ除去動作を有効とし、前記微分係数が前記特定基準値より大きいと判定された場合、前記パルス性ノイズは前記ノイズ除去回路の入力値の中央値に関する対称波形であると判定し、前記ノイズ除去回路の働きを停止させるステップと、
を有するものである。

この発明によれば、ラジオ入力信号波形によってはノイズ除去回路の働きを制限することにより、本来とは異なる信号波形を生成してノイズとして付加してしまう可能性のあるノイズ除去回路の適切な制御を実現するラジオ受信装置および同装置におけるノイズ除去方法を提供することができる。

波形の対称性とフーリエスペクトルとの関係について説明するために示したグラフである。波形の対称性とフーリエスペクトルとの関係について説明するために示したグラフである。波形の対称性とフーリエスペクトルとの関係について説明するために示したグラフである。波形の対称性とフーリエスペクトルとの関係について説明するために示したグラフである。この発明の実施の形態１に係るラジオ受信装置の内部構成を示すブロック図である。図５に示す制御部の内部構成を機能展開して示したブロック図である。この発明の実施の形態１に係るラジオ受信装置の動作を示すフローチャートである。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
図１〜図４は、波形の対称性とフーリエスペクトルとの関係について説明するために示したグラフである。ここでは、ラジオ音声信号の受信に関し、聴感上、悪影響を与えるパルス性ノイズ（バーストトーン）の対称性とそのフーリエスペクトルについて考える。
ある検出フレーム周期を１とした場合に、この検出フレーム周期に対して１／５０の周期を持つ正弦波半周期分の連続バースト波２波分（非対称波；Asymmetric wave（2bursts））と、正弦波１周期分のバースト波１波（対称波：Symmetric wave）の波形が、それぞれ図１、図２に示されている。図１、図２ともに、縦軸は相対振幅値（Relative Amplitude）、横軸は時間軸（Time）を示す。

図１、図２のグラフから明らかなように、対称波、非対称波ともに同じ実効値（相対振幅値）を持つが、これらをフーリエ級数展開することにより、図３に示す高調波の係数分布（フーリエスペクトル分布）となって現れる。
図３から明らかなように、その高調波の係数分布は、非対称波の方が低い周波数にエネルギーが偏ることが分かる。なお、図３中、対称波は□で、非対称波は○で連続してプロットしてある。

ここで、高い次数の高調波成分は可聴帯域外をカットするローパスフィルタで除去されるため、聴感上問題にならないが、低い次数の高調波成分は影響を与える。したがって、非対称なラジオ入力音声信号のパルス性ノイズ成分（バースト波）が入力された場合にはノイズ除去回路でこのバースト波を除去する必要があるが、対称なバースト波の場合には特に処理しなくても、聴感上、さほど問題にはならない。
そこで、各高調波の係数の大きさを周波数軸（横軸）に対して微分（dA/df）すれば、その波形は図４に示すグラフのようになり、低い周波数領域（この例では５０次高調波以下）で正の微分係数を持てば対称波、またはそれに近いと判定できる。なお、図３、図４において、横軸はいずれもＮ高調波（Nth harmonic）を示し、縦軸は、図３が相対振幅値（Relative Amplitude for Nth harmonic）、図４がその微分値（dA/df）を示している。

実施の形態１．
上記した波形の対称性とフーリエスペクトルとの関係を想定しながら、図５以降を参照してこの発明の実施の形態１に係るラジオ受信装置の構成、および動作について詳細に説明する。

ラジオ受信装置は、例えば、図５に示されるように、ラジオアンテナ１と、ＲＦ（Radio Frequency）同調回路２と、ミキサー回路３と、検波回路４と、ＡＤ（Analog-Digital）変換器５と、ハイパスフィルタ６と、ノイズキラー回路７と、制御部８と、音声処理回路９と、ＤＡ（Digital-Analog）変換器１０と、増幅回路１１とにより構成される。
なお、検波回路４、ＡＤ変換器５、ハイパスフィルタ６、ノイズキラー回路７、制御部８、音声処理回路９、ＤＡ変換器１０は、通常、デジタル信号処理回路（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）２０により構成される。

上記構成において、ラジオアンテナ１を介して受信された放送信号は、ＲＦ同調回路２によりユーザが希望する放送局との同調がとられ、ミキサー回路３により中間周波数（ＩＦ）に変換される。ＡＤ変換器５は、ミキサー回路３により出力される中間周波数成分をＤＳＰ２０で処理するためにデジタル信号に変換し、検波回路４へ供給する。
検波回路４は、ＡＤ変換器５によりデジタル信号に変換され入力された中間周波数成分から音声信号を生成し、ノイズキラー回路７、およびハイパスフィルタ６へ供給する。ノイズキラー回路７は、前値ホールドや補間処理によりノイズを除去するノイズ除去回路であり、ここでノイズ除去された音声信号は音声処理回路９に供給される。また、ハイパスフィルタ６は、パルス性ノイズのみを通過させるハイパスフィルタであり、その出力は制御部８に供給される。

制御部８は、パルス性ノイズのある基準値（閾値）に関する対称性を検出する対称性波形検出機能を有し、具体的には、パルス性ノイズ成分のある閾値値に対する波形の対称性をフーリエスペクトル分布から判定し、対称波と判定された場合はノイズキラー回路７の働きを制限する。このため、制御部８は、図６にその内部構成が機能展開され示されるように、関数演算部８１と、比較演算部８２とにより構成される。

関数演算部８１は、パルス性ノイズ成分を一定の時間間隔でフーリエ級数演算してフーリエスペクトル分布を求める。このため、タイマ部８１０と、サンプリング部８１１と、フーリエ級数演算部８１２とにより構成される。
すなわち、サンプリング部８１１は、ハイパスフィルタ６により供給されるパルス性ノイズをタイマ部８１０により計時される一定の時間間隔（検出フレーム周期）にしたがいサンプリングしてフーリエ級数演算部８１２に供給する。フーリエ級数演算部８１２は、上記一定の時間間隔のパルス性ノイズ成分をフーリエ級数演算して得られる高調波の振幅分布（フーリエスペクトル）を求め、比較演算部８２へ供給する。

比較演算部８２は、基準値と、関数演算部８１により求められたフーリエスペクトル分布を微分して得られる波形とを比較し、当該比較結果により対称性の有無を判定してノイズキラー回路７の動作を制限する。このため、比較演算部８２は、微分演算部８２１と、閾値ＤＢ８２２と、対称性判定部８２３とにより構成される。
微分演算部８２１は、関数演算部８１により供給される各周波数の相対振幅値を微分することにより得られるフーリエスペクトル分布の周波数軸に関する微分係数を算出し、対称性判定部８２３の一方の比較対象入力として供給する。対称性判定部８２３の他方の比較対象入力として閾値ＤＢ８２２から基準値が供給されており、ここで、両入力が比較（閾値判定）され、例えば、微分演算部８２１により出力される値が基準値以上の場合はノイズキラー回路７の働きを制限する。

説明を図５に戻すと、音声処理回路９は、ノイズキラー回路７を介して出力される音声信号に、ボリューム、トーンコントロール、ラウドネス等の音声処理を施してＤＡ変換器１０へ出力する。ＤＡ変換器１０は、デジタル音声信号をアナログ音声信号に変換して増幅回路１１で外部接続されるスピーカ１２を駆動する電力まで増幅してスピーカ１２を駆動する。

図７は、この発明の実施の形態１に係るラジオ受信装置の動作を示すフローチャートである。図７は、ラジオ音声入力信号にパルス性のノイズ（パーストノイズ）が混入してノイズキラー回路７を制御するに至るこの発明のラジオ受信装置におけるノイズ除去方法の各工程（ステップＳＴ７１〜ＳＴ７６）についても合わせて示している。
以下、図７のフローチャートを参照しながら、図５、図６に示すラジオ受信装置の動作について詳細に説明する。

まず、ハイパスフィルタ６を通過できるほどの高い周波数成分を有するパルス性ノイズが制御部８に入力されたとする。制御部８は、入力されるパルス性ノイズを、関数演算部８１のサンプリング部８１１で検出フレーム周期分だけサンプリングし（ステップＳＴ７１）、フーリエ級数演算部８１２でその検出フレーム周期におけるフーリエ級数展開を行なう。ここでは、フーリエ級数展開により各高調波の相対振幅値が計算される（ステップＳＴ７２）。

ここで、フーリエ級数展開により得られる関数は高調波の振幅を表す関数であり、フーリエスペクトル分布を表わしていることは図３を用いて説明したとおりである。
関数演算部８１により出力される各高調波の相対振幅値は、比較演算部８２の微分演算部８２１へ供給され、微分演算部８２１では、フーリエスペクトル分布の周波数軸に関する微分係数（ｄ）を算出し、対称性判定部８２３へ一方の演算入力データとして供給する（ステップＳＴ７３）。

対称性判定部８２３は、比較的低い周波数領域において、微分演算部８２１により算出された微分係数（ｄ）と、閾値ＤＢ８２２に記憶された基準値（例えば、“０”）と比較する（ステップＳＴ７４）。ここで微分係数が基準値より小さいと判定された場合は（ステップＳＴ７４“ｄ≦α”）、対称性判定部８２３は、入力されたパルス性ノイズは非対称波形であると判定し、ノイズキラー回路７の動作に制限を与えない（ステップＳＴ７５）。すなわち、ノイズキラー回路７は、ラジオ入力音声にノイズ混入があったものと認識して前値ホールドや補間処理によるノイズ除去を行う。

一方、微分係数が基準値より大きいと判定された場合は（ステップＳＴ７４“ｄ＞α”）、元のパルス性ノイズは対称波形であると判定し、対称性判定部８２３は、ノイズキラー回路７の動作を制限し、あるいは動作を停止させる（ステップＳＴ７６）。
なお、ノイズキラー回路７が行なう処理は、元の信号波形を調整する処理であり、多少は本来とは異なる信号波形を付加して聴感上の違和感や新たなノイズを生じさせるため、耳障りな高調波成分が小さい対称波の場合には、ノイズキラー回路７の動作を停止させた方が聴感上好ましい。ノイズキラー回路７の動作を停止させるためには、例えば、前段にスイッチを設け、検波回路４出力を音声処理回路９にバイパスさせる等が考えられる。

以上説明のようにこの発明の実施の形態１に係るラジオ受信装置によれば、制御部８が、入力されるパルス性ノイズ波形の基準値に対する対称性を、そのフーリエスペクトル分布から検出し、対称波の場合にノイズキラー回路７等、前値ホールドや各種補間処理を実行するノイズ除去回路の働きを制限することにより、本来とは異なる信号波形を付加してしまう可能性があるノイズ除去回路の動作を適切に制御することができるため、聴感上好ましい音声信号を得ることができる。

なお、図５に示す制御部８が有する構成ブロックの機能は、全てをハードウェアによって実現しても、あるいはその少なくとも一部をソフトウェアで実現してもよい。例えば、関数演算部８１、比較演算部８２のそれぞれにおける演算は、ハードウェアで実現してもよく、また、その少なくとも一部を１または複数のプログラムによりコンピュータ上で実現してもよい。

また、本発明の実施の形態１に係るラジオ受信装置におけるノイズ除去方法は、例えば、図５において、ラジオ入力音声信号のパルス性ノイズ成分を、前値ホールド、もしくは補間処理によって除去するノイズ除去回路（ノイズキラー回路７）を備えたラジオ受信装置におけるノイズ除去方法であって、例えば、図７のフローチャートにおいて、前記ラジオ入力音声信号のパルス性ノイズ成分を検出フレーム周期分だけサンプリングするステップ（ＳＴ７１）と、前記検出フレーム周期分のパルス性ノイズ成分のフーリエ級数展開を行ない、高調波毎相対振幅値を計算するステップ（ＳＴ７２）と、前記高調波毎の相対振幅値から周波数軸に関する微分係数を算出するステップ（ＳＴ７３）と、前記算出された微分係数と、基準値とを比較的低い周波数領域において比較し、前記微分係数が前記基準値より小さいと判定された場合、前記パルス性ノイズ成分は非対称波形であると判定して前記ハイズ除去回路によるノイズ除去動作を有効とし、前記微分係数が基準値より大きいと判定された場合、前記パルス性ノイズは対称波形であると判定し、前記ノイズ除去回路の働きを制限し、つまり、ノイズ除去回路の動作を制限し、もしくは動作を停止させるステップ（ＳＴ７４〜ＳＴ７６）と、を有するものである。

この発明のラジオ受信装置におけるノイズ除去方法によれば、ラジオ入力信号波形によってはノイズ除去回路の働きを制限することにより、本来とは異なる信号波形を生成してノイズとして付加してしまう可能性のあるノイズ除去回路の適切な制御を実現することができる。

以上のように、この発明に係るラジオ受信装置は、ラジオ音声信号を受信する際に入力されたパルス性ノイズ成分が対称の場合ノイズ除去回路の働きを制限して、聴感上好ましい音声信号を得るようにしたので、ノイズ除去回路を備えたラジオ受信装置などに用いるのに適している。

１ラジオアンテナ、２ＲＦ同調回路、３ミキサー回路、４検波回路、５ＡＤ変換器、６ハイパスフィルタ、７ノイズキラー回路、８制御部、９音声処理回路、１０ＤＡ変換器、１１増幅回路、２０ＤＳＰ、８１関数演算部、８２比較演算部、８１０タイマ部、８１１サンプリング部、８１２フーリエ級数演算部、８２１微分演算部、８２２閾値ＤＢ、８２３対称性判定部。

Claims

ラジオ入力音声信号のパルス性ノイズ成分を除去するノイズ除去回路を備えたラジオ受信装置であって、
前記パルス性ノイズ成分の、前記ノイズ除去回路の入力値の中央値に対する波形の正負振幅方向の対称性をフーリエスペクトル分布から判定し、対称波と判定された場合は前記ノイズ除去回路の働きを停止させる制御部、
を備えたことを特徴とするラジオ受信装置。
前記制御部は、
前記パルス性ノイズ成分を、前記パルス性ノイズ成分のパルス幅よりも数十倍以上長い時間間隔を基本周期としたフーリエ級数展開で高調波の係数分布を求める関数演算部と、
特定基準値と、前記関数演算部により求められた前記フーリエ級数の数十次以下の高調波の係数分布を周波数で微分して得られる微分係数とを比較し、当該比較結果により前記パルス性ノイズ成分の波形の前記ノイズ除去回路の入力値の中央値に関する対称性の有無を判定して前記ノイズ除去回路を制御する比較演算部と、
を備えたことを特徴とする請求項１記載のラジオ受信装置。
ラジオ入力音声信号のパルス性ノイズ成分を除去するノイズ除去回路を備えたラジオ受信装置におけるノイズ除去方法であって、
前記ラジオ入力音声信号のパルス性ノイズ成分を前記パルス性ノイズ成分のパルス幅よりも数十倍以上長い検出フレーム周期分だけサンプリングするステップと、
前記検出フレーム周期分のパルス性ノイズ成分のフーリエ級数展開を行ない、高調波毎相対振幅値を計算するステップと、
前記フーリエ級数の数十次以下の高調波毎の相対振幅値から周波数軸に関する微分係数を算出するステップと、
前記算出された微分係数と、特定基準値とを比較し、前記微分係数が前記特定基準値より小さいと判定された場合、前記パルス性ノイズ成分は前記ノイズ除去回路の入力値の中央値に関する非対称波形であると判定して前記ノイズ除去回路によるノイズ除去動作を有効とし、前記微分係数が前記特定基準値より大きいと判定された場合、前記パルス性ノイズは前記ノイズ除去回路の入力値の中央値に関する対称波形であると判定し、前記ノイズ除去回路の働きを停止させるステップと、
を有することを特徴とするラジオ受信装置におけるノイズ除去方法。