JP5604275B2 - 相関低減方法、音声信号変換装置および音響再生装置 - Google Patents

Description

この発明は、音声信号の相関低減方法、音声信号変換装置および音響再生装置に関し、特に、入力信号に基づいて出力信号を生成する際、音質を確保することができる相関低減方法、音声信号変換装置および音響再生装置に関する。

従来、入力された音声信号（以下、「入力信号」と記載する）の中から特定の成分を抽出し、抽出した成分に基づいて信号源を特定したり、また、抽出した成分を変更して出力信号として出力したりする音声信号処理装置が知られている。

たとえば、特許文献１には、入力信号から特定の成分を抽出する際、入力信号をフーリエ変換やヒルベルト変換などの手法によって複素変換し、変換された複素信号に基づいて出力信号を生成する音声信号変換装置が開示されている。なお、複素信号とは、実数部（以下、「実部」と記載する）と虚数部（以下、「虚部」と記載する）とによって表現される信号のことである。

ここで、音声信号変換処理にフーリエ変換を用いる場合には、所定の長さの入力信号ごとに記憶領域（以下、「バッファ」と記載する）へ保存する処理が必須となる。これに対し、音声信号変換処理にヒルベルト変換を用いた場合には、逐次処理が可能であるためかかるバッファが不要となる。また、ヒルベルト変換を用いた場合、フーリエ変換を用いた場合と比べ処理負荷も低いうえ、音声信号の変化に対する追従性を向上させることができる。

特開平９−５０２９３号公報

しかしながら、従来の音声信号変換装置は、入力信号に基づいて出力信号を生成する際に、出力信号に対して雑音（以下「ノイズ」と記載する）が混入する場合があった。

たとえば、従来の音声信号変換装置は、ヒルベルト変換によってステレオ信号におけるセンター成分を低減する処理を行った場合、音声信号の変化に対する追従性を向上することができる。なお、センター成分とは、左右のスピーカ間の中央付近に定位する成分、たとえば、多くのボーカルと伴奏とを含んだ楽曲におけるボーカルに対応する成分のことを指す。

しかし、従来の音声信号変換装置は、音声信号の変化に対する追従性が高いが故に、抽出されたセンター成分が急激に変動する場合があり、このような場合、かかるセンター成分を低減することによって生成された出力信号は、ノイズ感の強い出力音となる。

これらのことから、入力信号に基づいて出力信号を生成する際、音質を確保することができる相関低減方法あるいは音声信号変換装置をいかにして実現するかが大きな課題となっている。

この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するためになされたものであり、入力信号に基づいて出力信号を生成する際、音質を確保することができる相関低減方法、音声信号変換装置および音響再生装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明は、左右のチャネル信号の音声信号に基づいて前記チャネル信号間の相関の度合いを示す相関係数を算出する算出工程と、前記算出工程において算出した前記相関係数を平滑化する平滑化工程と、前記平滑化工程において平滑化した前記相関係数を用いて前記チャネル信号に共通して含まれるセンター成分を抽出し、抽出したセンター成分を前記チャネル信号から減算する減算工程とを含んだことを特徴とする。

また、本発明は、左右のチャネル信号の音声信号に基づいて前記チャネル信号間の相関の度合いを示す相関係数を算出する算出手段と、前記算出手段によって算出された前記相関係数を平滑化する平滑化手段と、前記平滑化手段によって平滑化された前記相関係数を用いて前記チャネル信号に共通して含まれるセンター成分を抽出し、抽出した前記センター成分を前記チャネル信号から減算する減算手段とを備えたことを特徴とする。

本発明によれば、効率良くセンター成分を抽出することができ、相関係数を低減することが可能となり、入力信号に基づいて出力信号を生成する際、音質を確保することができるという効果を奏する。

図１Ａは、本実施例に係る相関低減方法の概要を示す図である。 図１Ｂは、相関係数を表すグラフである。 図２は、実施例１に係る音声信号変換装置の構成を示すブロック図である。 図３は、左右のチャネル信号に対応する複素平面上のベクトルの一例を示す図である。 図４は、相関係数の変動をあらわすグラフ（その１）である。 図５は、ハイブリッド型のパワーの内容を示す図である。 図６は、相関係数の変動をあらわすグラフ（その２）である。 図７は、ＬＰＦの構成例を示す図である。 図８は、実施例１に係る制御部の回路構成例である。 図９は、実施例２に係る制御部の回路構成例である。 図１０は、実施例２に係る制御部が実行する処理手順を示すフローチャートである。 図１１は、相関係数の変動をあらわすグラフ（その３）である。 図１２Ａは、車載用音場制御システムの構成例（その１）を示す図である。 図１２Ｂは、車載用音場制御システムの構成例（その２）を示す図である。

以下に添付図面を参照して、本発明に係る相関低減方法、音声信号変換装置および音響再生装置の好適な実施例を詳細に説明する。なお、以下では、相関低減方法の概要について図１を用いて説明した後に、相関低減方法、音声信号変換装置および音響再生装置についての実施例を図２〜図１２を用いて説明することとする。

まず、相関低減方法の概要について図１を用いて説明する。図１Ａは、相関低減方法の概要を示す図であり、また、図１Ｂは、相関係数を表すグラフである。

相関低減方法は、センター成分を抽出する際に算出される相関係数に対してＬＰＦ（Low Pass Filter）によるフィルタリングを行い平滑化する点に主たる特徴がある。なお、ここでは、ヒルベルト変換を用いて入力信号を複素変換し、複素変換した入力信号に基づいて相関係数を算出する場合について説明する。

ここで、センター成分とは、左右のチャネル信号から成るステレオ信号の左右の中心に定位する成分のことを指し、相関係数とは、左右の音声信号の相関関係を示す値、すなわち、センター成分の割合を指す。

具体的には、図１Ａに示すように、相関低減方法では、まず、入力信号であるステレオ信号に含まれる左右の音声信号（ＬおよびＲ）のそれぞれをヒルベルト変換し、変換された複素信号の実部と虚部とを直交座標とするベクトルで表す。

そして、相関低減方法は、左右のベクトル長の平方和で表現される物理量(以下、「パワー」と記載する)および左右のベクトルの内積に基づいて相関係数αを算出する。なお、相関係数αの詳細な算出手法については後述することとする。

ここで、入力信号をヒルベルト変換によって複素変換した場合、音声信号の変化に対する追従性が高いが故に、入力信号に基づいて算出された相関係数αは急峻な変動を繰り返すこととなる。

たとえば、図１Ｂに示したように、入力信号に基づいて算出された相関係数αがグラフαに示した結果である場合について説明する。図１Ｂは、相関係数を表すグラフであり、Ｘ軸は時間、Ｙ軸は相関係数αを示し、所定の時間に対応する相関係数αについて例示した。

従来の音声信号変換手法で行っていたように、グラフαに示したような相関係数αに基づいて出力信号を生成した場合には、出力信号に雑音（以下「ノイズ」と記載する）が多く含まれてしまう。

そこで、相関低減方法は、算出された相関係数αの変動を抑制するために、ＬＰＦによって相関係数αのフィルタリングを行い、平滑化することとした。フィルタリングが行われた相関係数α’を、グラフα’（図１Ｂ参照）に示した。

図１Ａの説明に戻り、相関低減方法は、ＬＰＦによって平滑化された相関係数α’に左右のベクトルの和を乗じることによってセンター成分を抽出することとした。その後、相関低減方法では、入力信号（ＬおよびＲ）から抽出されたセンター成分を減算し、出力信号（Ｌ’およびＲ’）を生成することとした。

このように、相関低減方法は、ＬＰＦによって相関係数αを平滑化し、平滑化された相関係数α’に基づいて出力信号を生成することとした。これにより、相関低減方法は、入力信号に基づいて出力信号を生成する際、音質を確保することができる。

なお、ここでは、入力信号をヒルベルト変換によって複素信号を生成する場合について説明したが、ヒルベルト変換に限定されるものではなく、他の変換手法によって複素信号を生成してもよい。たとえば、入力信号をフーリエ変換によって複素信号を生成することとしてもよい。

また、相関低減方法は、相関係数αの変動を抑制するために、ＬＰＦによって相関係数αを平滑化することとしたが、ＬＰＦに限定されるものではなく、法絡線処理や移動平均などによって相関係数αを平滑化することとしてもよい。

以下では、ハイブリッド型のパワー（Ｐ）（以下、「パワー（Ｐ_２）」と記載する）を用いて相関係数（α）（以下、「相関係数（α_１）」と記載する）を算出する音声信号変換装置１０について具体的に説明する。なお、ハイブリッド型のパワー（Ｐ_２）とは、実部の成分のみを含んだパワー（Ｐ）の特長と実部の成分および虚部の成分を含んだパワー（Ｐ）の特長とを兼ね備えたパワーを指す。図２は、実施例１に係る音声信号変換装置１０の構成を示すブロック図である。

図２に示すように、音声信号変換装置１０は、信号取得部１１と、信号出力部１２と、制御部１３とを備えている。また、制御部１３は、ヒルベルト変換部１３ａと、相関係数概算部１３ｂと、相関係数決定部１３ｃと、フィルタリング部１３ｄと、センター成分減算部１３ｅとを備えている。

信号取得部１１は、外部機器（たとえば、音源２０）から音声信号を取得し、取得した音声信号を左右のチャネル信号ごとにヒルベルト変換部１３ａへ渡す処理部である。なお、音源２０は、たとえば、ＣＤプレーヤーのような音声再生装置でもよいしＤＶＤプレーヤーやＴＶチューナのような映像・音声再生装置でもよい。また、信号取得部１１は、取得した音声信号がアナログ信号である場合は、かかるアナログ信号をデジタル信号へ変換したうえでヒルベルト変換部１３ａへ渡す。

信号出力部１２は、センター成分減算部１３ｅからの出力信号を外部機器（たとえば、スピーカ）へ出力する処理部である。なお、かかる出力信号は、信号取得部１１によって取得された音声信号からセンター成分を減算して得られる無相関信号が低減された音声信号である。

たとえば、センター成分減算部１３ｅからの出力信号は、多くのボーカルと伴奏とを含んだ楽曲におけるボーカルに対応する成分を減算して得られる音声信号のことである。なお、かかる出力信号は、アナログ信号でもよいしデジタル信号でもよい。

制御部１３は、音声信号変換装置１０の全体制御を行う制御部である。ヒルベルト変換部１３ａは、信号取得部１１から左右のチャネル信号を受け取ると、受け取ったチャネル信号を複素信号へ変換して相関係数概算部１３ｂへ出力する処理部である。

具体的には、ヒルベルト変換部１３ａは、受け取ったチャネル信号を実部の成分として出力するとともに、受け取ったチャネル信号の位相をＦＩＲ（Finite Impulse Response）型のヒルベルトフィルタを用いて９０度シフトさせた信号を虚部の成分として出力する。なお、ヒルベルト変換部１３ａは、左右のチャネル信号ごとに、複素信号への変換処理を行い、左右のチャネル信号にそれぞれ対応する複素信号を相関係数概算部１３ｂへ出力する。

このように、ヒルベルト変換を用いて複素信号を生成することで、ＦＦＴのように信号を一旦バッファに貯めたうえで演算を行うといった処理が不要となるため、逐次処理が可能となる。すなわち、ヒルベルト変換を用いることで、リアルタイム性の高い処理を行うことが可能となる。ただし、複素信号への変換手法は、ヒルベルト変換に限定されるものではなく、他の変換手法を用いて複素信号を生成してもよい。

相関係数概算部１３ｂは、ヒルベルト変換部１３ａから受け取った複素信号に基づいてパワー（Ｐ_０）および内積（Ｃ_０）を算出するとともに、算出したパワー（Ｐ_０）および内積（Ｃ_０）を用いて仮相関係数（α_０）を算出する処理部である。具体的には、相関係数概算部１３ｂは、実部および虚部を座標軸とする複素平面において表現された各チャネル信号に対応するベクトルを用いてＰ_０，Ｃ_０およびα_０を算出する。

ここで、各チャネル信号に対応する複素平面上のベクトルについて図３を用いて説明しておく。図３は、左右のチャネル信号に対応する複素平面上のベクトルの一例を示す図である。

図３に示すように、実部および虚部を座標軸とする複素平面において、左のチャネル信号に対応するベクトルＬは、ベクトルＬ＝（Ｌ_Ｒｅ，Ｌ_Ｉｍ）であらわされ、右のチャネル信号に対応するベクトルＲは、ベクトルＲ＝（Ｒ_Ｒｅ，Ｒ_Ｉｍ）であらわされる。

また、これらのベクトルＬおよびベクトルＲは、センター成分に対応するベクトルＣｅを含む。かかるベクトルＣｅは、ベクトルＬおよびベクトルＲの和に対して相関係数（α_１）を乗じることによって割り出されるものである。

なお、ベクトルａ_Ｌ・ｌは、ベクトルＬからベクトルＣｅを差し引いたベクトルであり、ベクトルａ_Ｒ・ｒは、ベクトルＲからベクトルＣｅを差し引いたベクトルである。ここで、ベクトルｌおよびベクトルｒは、単位ベクトルであり、ａ_Ｒおよびａ_Ｌは、所定の係数である。これらベクトルａ_Ｌ・ｌおよびベクトルａ_Ｒ・ｒは、互いに相関がないため直交する。

つづいて、相関係数概算部１３ｂによるパワー（Ｐ_０）、内積（Ｃ_０）および仮相関係数（α_０）の算出手法について説明する。相関係数概算部１３ｂは、まず、ベクトルＬ＝（Ｌ_Ｒｅ，Ｌ_Ｉｍ）およびベクトルＲ＝（Ｒ_Ｒｅ，Ｒ_Ｉｍ）を用いてパワー（Ｐ_０）および内積（Ｃ_０）を算出する。

具体的には、パワー（Ｐ_０）は、

式（１）のようにあらわされる。また、内積（Ｃ_０）は、

式（２）のようにあらわされる。

そして、相関係数概算部１３ｂは、算出したパワー（Ｐ_０）および内積（Ｃ_０）を用いて仮相関係数（α_０）を算出する。具体的には、仮相関係数（α_０）は、

式（３）のようにあらわされる。

なお、仮相関係数（α_０）は、ハイブリッド型のパワー（Ｐ_２）を算出する際に、チャネル信号間の相関の強弱を概括的に特定するために用いられることとなるが、かかる点については後述する。

また、相関係数概算部１３ｂは、仮相関係数（α_０）を算出すると、算出した仮相関係数（α_０）をパワー（Ｐ_０）および内積（Ｃ_０）とともに相関係数決定部１３ｃへ出力する。なお、相関係数概算部１３ｂは、パワー（Ｐ_０）を実部と虚部に分けて算出するとともに、実部と虚部に分けて相関係数決定部１３ｃへ出力する。

図２に戻り、音声信号変換装置１０の説明を続ける。相関係数決定部１３ｃは、相関係数概算部１３ｂから仮相関係数（α_０）、パワー（Ｐ_０）および内積（Ｃ_０）を受け取ると、これらの値に基づいて相関係数（α_１）を決定する処理部である。

具体的には、相関係数決定部１３ｃは、まず、

式（４）に示す式を用いてパワー（Ｐ_２）を算出する。かかるパワー（Ｐ_２）は、パワー（Ｐ₀）のうち、虚部の成分（Ｌ^２ _Ｉｍ＋Ｒ^２ _Ｉｍ）に対して仮相関係数（α_０）を含んだ重み付け係数（１−２α_０）を乗じたものである。

そして、相関係数決定部１３ｃは、かかるパワー（Ｐ_２）および相関係数概算部１３ｂから受け取った内積（Ｃ_０）を用いて相関係数（α_１）を決定する。具体的には、相関係数（α_１）は、

式（５）のようにあらわされる。

ここで、パワー（Ｐ_２）は、実部の成分および虚部の成分を含んだパワー（Ｐ_０）の特長および実部の成分のみを含んだパワー（以下、「パワー（Ｐ_１）」と記載する）の特長を兼ね備えたハイブリッド型のパワー（Ｐ_２）である。以下では、かかる点について図４〜６を用いて説明する。

まず、実部および虚部を含んだパワー（Ｐ_０）を用いて算出される相関係数の特長および実部のみを含んだパワー（Ｐ_１）（Ｐ_１＝Ｌ^２ _ＲＥ＋Ｒ^２ _ＲＥ）を用いて算出される相関係数の特長について図４を用いて説明する。図４は、相関係数の変動をあらわすグラフ（その１）である。

なお、図４は、相関のない２つの音声信号を混合することによってこれらの音声信号の相関を徐々に強くしていった場合における相関係数の変動を示している。ここでは、２つの音声信号の混合割合（以下、「ミックス割合」と記載する）を横軸とし、相関係数を縦軸としている。

図４に示したグラフＡは、音声信号に対して相関低減処理を施さない場合の（すなわち、未処理の）相関係数の変動を示したグラフである。グラフＡに示したように、２つの音声信号は、ミックス割合が小さい（すなわち、相関が弱い）場合には相関係数が０に近く、ミックス割合が大きい（すなわち、相関が強い）場合には相関係数が１に近くなる。なお、相関係数が１である音声信号とは、モノラル信号のことである。

このように、相関係数が小さいほどステレオで再生された状態に近づくことから、再生される音声に臨場感をもたらすためには、いかなるミックス割合の場合であっても相関低減処理によって相関係数を可能な限り低減させる必要がある。具体的には、相関係数は、ミックス割合が１となる（すなわち、モノラル信号となる）直前まで０であることが好ましい。

グラフＢは、実部の成分および虚部の成分を含んだパワー（Ｐ_０）を用いて相関係数を算出した場合における相関係数の変動を示したグラフである。また、グラフＣは、実部の成分のみを含んだパワー（Ｐ_１）を用いて相関係数を算出した場合における相関係数の変動を示したグラフである。

図４に示したように、グラフＢは、ミックス割合が小さい領域（たとえば、ミックス割合０〜０．４の領域）において相関係数が小さい値で変動している。したがって、パワー（Ｐ_０）を用いて相関係数を算出する手法によれば、左右のチャネル信号間の相関が弱い場合に理想的な相関係数を算出できることがわかる。

また、グラフＣは、ミックス割合が大きい領域（たとえば、ミックス割合が０．８以上の領域）において相関係数が急激に増加している。したがって、パワー（Ｐ_１）を用いて相関係数を算出する手法によれば、左右のチャネル信号間の相関が強い場合に理想的な相関係数を算出できることがわかる。また、パワー（Ｐ_１）を用いて相関係数を算出することとすれば、虚部の成分の算出工程を省略することができるため、処理量を削減することができる。

ところが、図４に示すように、グラフＢは、ミックス割合が中〜大程度の領域において、グラフＣは、ミックス割合が小〜中程度の領域において、理想的な相関係数からずれた値が算出されていることがわかる。

すなわち、パワー（Ｐ_０）を用いて相関係数を算出した場合には、相関が比較的弱い音声信号については相関係数を精度良く算出することができるものの、相関が比較的強い音声信号については相関係数の算出精度が不十分であることがわかる。また、パワー（Ｐ_１）を用いて相関係数を算出した場合には、相関が比較的強い音声信号については相関係数を精度良く算出することができるものの、相関が比較的弱い音声信号については相関係数の算出精度が不十分であることがわかる。

そこで、実施例１では、相関の強弱に関わりなく相関係数を精度良く算出することを目的として、パワー（Ｐ_０）およびパワー（Ｐ_１）の双方の特長を兼ね備えたハイブリッド型のパワー（Ｐ_２）を用いて相関係数（α_１）を算出することとした。

ここで、ハイブリッド型のパワー（Ｐ_２）の内容について図５を用いて説明する。図５は、ハイブリッド型のパワー（Ｐ_２）の内容を示す図である。なお、同図に示したように、仮相関係数（α_０）は、０≦α_０≦１／２の値を取りうるが、かかる点の詳細については後述することとする。

図５に示したように、パワー（Ｐ_２）は、虚部の成分（Ｌ^２ _Ｉｍ＋Ｒ^２ _Ｉｍ）が仮相関係数（α_０）の値に応じて０〜（Ｌ^２ _Ｉｍ＋Ｒ^２ _Ｉｍ）の範囲で変化するように重み付けされている。たとえば、仮相関係数（α_０）が「０」である場合には、パワー（Ｐ_２）は「Ｌ^２ _Ｒｅ＋Ｒ^２ _Ｒｅ＋Ｌ^２ _Ｉｍ＋Ｒ^２ _Ｉｍ」となり、仮相関係数（α_０）が「１／２」である場合には、パワー（Ｐ_２）は「Ｌ^２ _Ｒｅ＋Ｒ^２ _Ｒｅ」となる。

すなわち、パワー（Ｐ_２）は、チャネル信号間の相関が弱い場合にはパワー（Ｐ_０）の式に近づき、チャネル信号間の相関が強い場合にはパワー（Ｐ_１）の式に近づくこととなる。

つづいて、かかるハイブリッド型のパワー（Ｐ_２）を用いて算出される相関係数（α_１）の変動について図６を用いて説明する。図６は、相関係数の変動をあらわすグラフ（その２）である。

図６に示したグラフＤは、ハイブリッド型のパワー（Ｐ_２）を用いて相関係数を算出した場合における相関係数の変動を示したグラフである。グラフＤによれば、ミックス割合の小さい領域（たとえば、ミックス割合０〜０．８の領域）では相関係数が比較的小さい値で変動し、ミックス割合が大きい領域（たとえば、ミックス割合０．８以上の領域）において急激に増加するのがわかる。

これは、ミックス割合が小さい場合（すなわち、仮相関係数（α_０）が小さい場合）には、パワー（Ｐ_２）に含まれる虚部の成分の重み付けが大きくなる結果、パワー（Ｐ_２）が、ミックス割合が小さい場合に有効なパワー（Ｐ_０）に近づくためである。また、ミックス割合が大きい場合（すなわち、仮相関係数（α_０）が大きい場合）には、パワー（Ｐ_２）に含まれる虚部の成分の重み付けが小さくなる結果、パワー（Ｐ_２）が、ミックス割合が大きい場合に有効なパワー（Ｐ_１）に近づくためである。

このように、相関係数決定部１３ｃは、仮相関係数（α_０）を用いてチャネル信号間の相関の強弱を概括的に特定したうえで、かかる相関の強弱に応じてパワー（Ｐ_２）に含まれる虚部の成分の重み付けを変更することとした。

すなわち、音声信号変換装置１０では、相関係数概算部１３ｂが、各チャネル信号に対応するベクトルの平方和であるパワー（Ｐ_０）および内積（Ｃ_０）を用いて仮相関係数（α_０）を算出するとともに、相関係数決定部１３ｃが、パワー（Ｐ_０）に含まれる虚部の成分に対して仮相関係数（α_０）に基づく重み付けを施したパワー（Ｐ_２）を算出し、かかるパワー（Ｐ_２）および内積（Ｃ_０）を用いて相関係数（α_１）を算出することとした。したがって、相関係数の算出精度を更に高めることができ、延いては、センター成分の抽出精度を高めることが可能となる。

なお、ここでは、相関係数概算部１３ｂによって算出されたパワー（Ｐ_０）に含まれる虚部の成分に対して乗じる重み付け係数を（１−２α_０）としたが、重み付け係数は、この値に限定されるものではなく、たとえば、仮相関係数（α_０）の２次式であってもよい。

また、相関係数決定部１３ｃは、相関係数（α_１）を算出すると、算出した相関係数（α_１）をフィルタリング部１３ｄへ出力する処理を行う。

図２に戻り、音声信号変換装置１０の構成についての説明を続ける。フィルタリング部１３ｄは、相関係数決定部１３ｃから受け取った相関係数（α_１）を平滑化する処理部である。

具体的には、音声信号をヒルベルト変換した場合には、ＦＦＴの場合と比較して、音の切り替わりへの追従性も高く、処理速度も速くなる。ところが、追従性が高いことによって、相関係数（α_１）が頻繁に変更されるため、最終的に生成される出力信号に不要なピークが現れ、利用者にとってノイズとして聞こえてしまうこととなる。

そこで、フィルタリング部１３ｄは、相関係数（α_１）に対してＬＰＦ（Low Pass Filter）を用いてフィルタリングすることで、相関係数（α_１）に含まれる高周波成分を除去することとした。具体的には、フィルタリング部１３ｄは、相関係数（α_１）を、所定の閾値よりも高い周波数信号を減衰させて遮断し、低域周波数のみを信号として通過させる。

ここで、フィルタリング部１３ｄとしてのＬＰＦの構成について図７を用いて説明しておく。図７は、ＬＰＦの構成例を示す図である。

図７に示すように、フィルタリング部１３ｄは、２次のＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタを直列に２つ従属させる構成とした。ここで、ＩＩＲフィルタとは、次の出力がフィードバックされ、無限長の時間においてゼロでない値を返すインパルス応答関数を持つ、すなわちインパルス応答が無限に続くフィルタ回路である。ＩＩＲフィルタの特長としては、低次数であっても遮断率が高いため、フィルタリング部１３ｄは、精度良くノイズを低減することができる。

なお、このようなフィルタの構成で、遮断周波数（ｆｃ）が１００Ｈｚであるようなフィルタを形成するために各増幅器の係数ａ０、ａ１、ａ２、ｂ０、ｂ１およびｂ２を図７に示すような値とした。

なお、ここでは、フィルタリング部１３ｄが、相関係数（α_１）に対しＬＰＦをかけることとしたが、ＬＰＦに限定されるものではなく、移動平均手法や法絡線処理等によって相関係数（α_１）の変動を抑制することとしてもよい。また、平滑化後の相関係数（α_１’）は、センター成分減算部１３ｅへ出力される。

図２に戻り、音声信号変換装置１０の説明を続ける。センター成分減算部１３ｅは、平滑化後の相関係数（α_１’）に基づいてセンター成分を抽出するとともに、抽出したセンター成分を左右のチャネル信号から減算する処理部である。

具体的には、センター成分減算部１３ｅは、

式（６）を用いてセンター成分（Ｃｅ）を算出する。また、センター成分減算部１３ｅは、

式（７−１）および式（７−２）を用いて元のチャネル信号からセンター成分（Ｃｅ）をそれぞれ減算することで、出力信号Ｌ’およびＲ’を算出する。これらの出力信号Ｌ’およびＲ’は、信号出力部１２へ出力される。

次に、音声信号変換装置１０の制御部１３を回路へ適用した場合について図８を用いて説明する。図８は、実施例１に係る制御部１３の回路構成例である。

図８に示すように、制御部１３は、直交化部１０１ａ，１０１ｂと、相関係数計算部１０２と、ＬＰＦ１０３と、センター成分生成部１０４と、センター成分減算部１０５とを含んで構成される。

なお、直交化部１０１ａ，１０１ｂは、図２に示したヒルベルト変換部１３ａに相当し、相関係数計算部１０２は、相関係数概算部１３ｂおよび相関係数決定部１３ｃに相当する。また、ＬＰＦ１０３は、フィルタリング部１３ｄに相当し、センター成分生成部１０４およびセンター成分減算部１０５は、センター成分減算部１３ｅに相当する。

図８に示したように、直交化部１０１ａは、左のチャネル信号が入力されると、かかるチャネル信号をヒルベルトフィルタを用いて複素信号へ変換する。また、直交化部１０１ａは、変換した複素信号の実部の成分および虚部の成分をそれぞれ相関係数計算部１０２へ出力するとともに、実部の成分をセンター成分生成部１０４およびセンター成分減算部１０５へ出力する。

同様に、直交化部１０１ｂは、右のチャネル信号をヒルベルトフィルタによって複素信号へ変換し、変換した複素信号を実部の成分および虚部の成分ごとに相関係数計算部１０２へ出力するとともに、実部の成分をセンター成分生成部１０４およびセンター成分減算部１０５へ出力する。

相関係数計算部１０２は、直交化部１０１ａ，１０１ｂから受け取った各チャネル信号の実部の成分および虚部の成分を用いて仮相関係数（α_０）を算出したうえで、仮相関係数（α_０）を用いて相関係数（α_１）を算出する。なお、算出された相関係数（α_１）は、ＬＰＦ１０３によって平滑化され、平滑化後の相関係数（α_１’）がセンター成分生成部１０４へ出力される。

センター成分生成部１０４は、直交化部１０１ａ，１０１ｂから受け取った各チャネル信号の実部の成分（すなわち、元のチャネル信号）およびＬＰＦ１０３から受け取った平滑化後の相関係数（α_１’）を用いてセンター成分（Ｃｅ）を生成する。また、センター成分生成部１０４は、生成したセンター成分（Ｃｅ）をセンター成分減算部１０５および信号出力部１２へ出力する。

そして、センター成分減算部１０５は、直交化部１０１ａ，１０１ｂから受け取った各チャネル信号の実部の成分（すなわち、元のチャネル信号）からセンター成分（Ｃｅ）を減算し、これによって得られた出力信号Ｌ’およびＲ’を信号出力部１２へ出力する。

なお、図２に示した音声信号変換装置１０の制御部１３では、信号出力部１２へ出力される信号は、出力信号Ｌ’およびＲ’のみである場合について示した。しかし、図８に示したように、センター成分生成部１０４によって生成されたセンター成分（Ｃｅ）も信号出力部１２へ出力されることとしてもよい。

上述してきたように、実施例１では、ヒルベルト変換部１３ａが、音声信号に含まれる左右のチャネル信号を実部および虚部を含んだ複素信号へ変換し、相関係数概算部１３ｂが、各チャネル信号に対応するベクトルの平方和であるパワー（Ｐ_０）および内積（Ｃ_０）を用いて仮相関係数（α_０）を算出するとともに、パワー（α_０）に含まれる虚部の成分に対して仮相関係数（α_０）に基づく重み付けを施したパワー（Ｐ_２）を算出し、かかるパワー（Ｐ_２）および内積（Ｃ_０）を用いて相関係数（α_１）を算出する。そして、実施例１では、算出した相関係数（α_１）を用いてチャネル信号に共通して含まれるセンター成分（Ｃｅ）を抽出し、抽出したセンター成分（Ｃｅ）をチャネル信号から減算することとした。

したがって、実施例１によれば、処理量を削減しつつセンター成分を精度良く抽出することができる。

なお、図４のグラフＣに示したように、実部の成分のみを含んだパワー（Ｐ_１）を用いて相関係数を算出した場合には、特に、チャネル信号間の相関が強い音声信号に対して有効な相関係数を算出することができる。すなわち、各チャネル信号に対応するベクトルの平方和のうちの実部の成分をパワー（Ｐ_１）とし、かかるパワー（Ｐ_１）に基づいて相関係数を算出することとした場合であっても、処理量を削減しつつセンター成分を精度良く抽出することができる。ただし、ハイブリッド型のパワー（Ｐ_２）を用いて算出される相関係数（α_１）のほうが、パワー（Ｐ_１）を用いて算出される相関係数よりもセンター成分の抽出精度は高い。

次に、仮相関係数（α_０）の具体的な導出過程について説明しておく。図３に示したベクトルａ_Ｌ・ｌ、ベクトルａ_Ｒ・ｒおよびセンター成分のベクトル（Ｃｅ）を用いてベクトルＬおよびベクトルＲをあらわすと、それぞれ

式（８−１）および式（８−２）のようにあらわされる。

また、式（８−１）および式（８−２）に示したベクトルＬおよびベクトルＲの式および式（６）に示したベクトルＣｅの式を用いてベクトルＣｅを求めると、

式（９）のようにあらわされる。

そして、式（９）を式（８−１）および式（８−２）へ代入すると、ベクトルＬおよびベクトルＲは、それぞれ、

式（１０−１）および式（１０−２）のようにあらわされる。

ここで、ベクトルＬおよびベクトルＲの平方和で表現されるパワー（Ｐ_０）と、ベクトルＬおよびベクトルＲの内積（Ｃ_０）とは、それぞれ、

式（１１−１）および式（１１−２）のようにあらわされる。

そして、式（１１−１）および式（１１−２）を用いて仮相関係数（α_０）を求めると、

式（１２）のようにあらわされる。

ここで、ベクトルＬとベクトルＲとが直交する場合、Ｃ_０＝０となり、仮相関係数（α_０）は１または０となる。また、ベクトルＬとベクトルＲとが直交する場合、Ｃｅ＝０となる。これらを式（９）へ代入するとα_０＝０となる。したがって、式（１２）は、

式（１３）のように限定される。

ただし、式（１３）は、０≦Ｃ_０＜Ｐ_０／２および０≦α_０≦１／２の場合に限る。また、内積（Ｃ_０）は、−Ｐ_０／２≦Ｃ_０＜Ｐ_０／２の範囲を取るため、Ｃ_０＜０の場合を想定し、仮相関係数（α_０）を式（３）のように設定することとする。

ところで、上述した実施例１では、ベクトルＬおよびベクトルＲの平方和であるパワー（Ｐ_０）のうちの虚部の成分を使用しない、あるいは、部分的に使用することとしたが、これに限ったものではない。すなわち、複素信号のうち実部の成分がチャネル信号そのものであり、かかるチャネル信号から虚部の成分が算出されることからわかる通り、左右のチャネル信号を複素信号へ変換する場合には、実部の成分の算出と比較して虚部の成分の算出に多くの処理を要する。

そこで、算出に要する処理量が多い虚部の成分を一切用いることなくパワーおよび内積を算出することとしてもよい。このように虚部の成分を一切用いないこととした場合には、虚部の成分を用いる場合（たとえば、図６に示したグラフＤ）と比較して、センター成分の抽出精度は多少低下するものの、相関低減処理に要する処理量を大幅に削減することができる。

以下では、虚部の成分を用いることなく、すなわち、複素信号への変換を行うことなくパワーおよび内積を算出し、かかるパワーおよび内積から相関係数を算出する場合の実施例２について説明する。

図９は、実施例２に係る制御部１３’の回路構成例を示す図である。図９に示すように、制御部１３’は、相関係数計算部１１１と、ＬＰＦ１１２と、センター成分生成部１１３と、センター成分減算部１１４とを含んで構成される。ここで、図９に示したように、信号取得部１１（図２参照）から出力された左右のチャネル信号は、相関係数計算部１１１、センター成分生成部１１３およびセンター成分減算部１１４へ入力される。

相関係数計算部１１１は、信号取得部１１から左右のチャネル信号を受け取ると、受け取ったチャネル信号を用いて相関係数（α_２）を算出する処理部である。

具体的には、相関係数計算部１１１は、まず、

式（１４−１）に示した式を用いてパワー（Ｐ_３）を算出する。ここで、式（１４−１）に示した式は、式（１）に示した式から虚部の成分（Ｌ^２ _Ｉｍ＋Ｒ^２ _Ｉｍ）を削除したものである。

また、相関係数計算部１１１は、式（１４−２）に示した式を用いて内積（Ｃ_１）を算出する。ここで、式（１４−２）に示した式は、式（２）に示した式から虚部の成分（Ｌ^２ _Ｉｍ×Ｒ^２ _Ｉｍ）を削除したものである。

そして、相関係数計算部１１１は、式（１４−３）に示した式を用いて相関係数（α_２）を算出する。

このように、実施例２では、チャネル信号を複素信号へ変換することなく、元のチャネル信号のみを用いて相関係数（α_２）を算出するため、相関係数（α_２）の算出に要する処理量を大幅に削減できる。

相関係数計算部１１１によって算出された相関係数（α_２）は、ＬＰＦ１１２を介してセンター成分生成部１１３へ出力される。ＬＰＦ１１２の構成は、図８に示したＬＰＦ１０３と同様であるため、ここでの説明は省略する。

センター成分生成部部１１３は、ＬＰＦ１１２によって平滑化された相関係数（α_２）および信号取得部１１から受け取った左右のチャネル信号を用いてセンター成分（Ｃｅ’）を生成する処理部である。なお、かかる処理は、図８に示したセンター成分生成部１０４が実行する処理と同様であるため、ここでの説明は省略する。

センター成分減算部１１４は、センター成分生成部１１３から出力されたセンター成分（Ｃｅ’）および信号取得部１１から受け取った各チャネル信号からセンター成分を減算し、これによって得られた出力信号Ｌ''，Ｒ''を信号出力部１２へ出力する処理部である。なお、かかる処理は、図８に示したセンター成分減算部１０５が実行する処理と同様であるため、ここでの説明は省略する。

次に、実施例２に係る制御部１３’の具体的な動作について図１０を用いて説明する。図１０は、実施例２に係る制御部１３’が実行する処理手順を示すフローチャートである。

図１０に示したように、制御部１３’では、相関係数計算部１１１が、パワー（Ｐ_３）および内積（Ｃ_１）を算出し（ステップＳ１０１）、算出したパワー（Ｐ_３）および内積（Ｃ_１）を用いて相関係数（α_２）を算出する（ステップＳ１０２）。つづいて、制御部１３’では、ＬＰＦ１１２を用いて相関係数（α_２）を平滑化し（ステップＳ１０３）、センター成分生成部１１３が、平滑化後の相関係数（α_２）を用いてセンター成分（Ｃｅ’）を算出する（ステップＳ１０４）。

そして、制御部１３’では、センター成分減算部１１４が、各チャネル信号からセンター成分（Ｃｅ’）を減算することによって出力信号Ｌ''およびＲ''を生成し（ステップＳ１０５）、生成した出力信号Ｌ''およびＲ''を信号出力部１２へ出力する（ステップＳ１０６）。

次に、パワー（Ｐ_３）および内積（Ｃ_１）を用いて算出される相関係数（α_２）の特長について図１１を用いて説明する。図１１は、相関係数の変動をあらわすグラフ（その３）である。

図１１に示したグラフＥは、あらかじめ決められた帯域の信号をセンター成分として抽出した場合における相関係数の変動をあらわすグラフである。グラフＥは、ミックス割合が小〜中程度の領域において相関係数が高い値を示しており、理想的な相関係数の変動から大きくずれていることがわかる。

また、図１１に示したグラフＦは、ＦＦＴを用いて相関係数を算出した場合における相関係数の変動をあらわすグラフである。かかるグラフＦは、ミックス割合が小さい領域において相関係数が高い値を示しているが、全体的には理想的な相関係数の変動に近いものとなっている。ただし、ＦＦＴを用いた場合、処理量が多くなるため逐次的な処理ができなくなるという問題がある。

一方、図１１に示したグラフＧは、実施例２に係る相関係数（α_２）の変動をあらわすグラフである。図１１に示したように、グラフＧは、ＦＦＴを用いて相関係数を算出した場合と比較すると、ミックス割合が小〜中程度の領域において精度が若干劣るものの、ミックス割合が大きい領域では同等の精度を示すことがわかる。

また、虚部の成分を用いることなく相関係数（α_２）を算出することで、相関低減処理に要する処理量が、ＦＦＴを用いる場合と比較して大幅に小さくなった。具体的には、ＦＦＴを用いた場合の処理量を１００とすると、実施例２に係る相関低減処理の処理量は１．５程度である。

上述してきたように、実施例２では、音声信号に含まれる左右のチャネル信号の平方和であるパワー（Ｐ_３）および積である内積（Ｃ_１）を算出し、算出したパワー（Ｐ_３）および内積（Ｃ_１）を用いて相関係数（α_２）を算出することとした。したがって、センター成分の抽出精度の低下を抑えつつ、相関低減処理に要する処理量を大幅に削減することができる。

ところで、実施例１に係る音声信号変換装置１０および実施例２に係る音声信号変換装置（以下、「音声信号変換装置１０’」と記載する）は、たとえば、車載用の音場制御システムに対して適用することができる。

以下では、実施例１に係る音声信号変換装置１０を車載用の音場制御システムに対して適用した場合について説明する。なお、以下に示す車載用音場制御システムは、実施例２に係る音声信号変換装置１０’を適用することも可能である。

まず、車載用音場制御システムの構成例について図１２Ａを用いて説明する。図１２Ａは、車載用音場制御システムの構成例（その１）を示す図である。

図１２Ａに示したように、車載用音場制御システムは、音源２０と、音場制御装置３０と、パワーアンプ４０と、スピーカ５０ａ，５０ｂとを含んで構成される。これらは、車両２００内に搭載されるものとする。なお、音源２０は、図１に示した音源２０と同様である。

音場制御装置３０は、音声信号変換装置１０と、遅延部３１ａ，３１ｂと、乗算部３２ａ，３２ｂと、加算部３３ａ，３３ｂと、乗算部３４ａ，３４ｂとを備える。ここで、音源２０から出力された音声信号は、音声信号変換装置１０および加算部３３ａ，３３ｂへ入力される。また、音声信号変換装置１０へ入力された音声信号は、音声信号変換装置１０によってセンター成分（Ｃｅ）が減算されてそれぞれ遅延部３１ａ，３１ｂへ出力される。

つづいて、音声信号変換装置１０から出力された左のチャネル信号は、遅延部３１ａによって所定時間遅延されるとともに、乗算部３２ａによってゲインが調整されて加算部３３ａへ出力される。同様に、音声信号変換装置１０から出力された右のチャネル信号は、遅延部３１ｂによって所定時間遅延されるとともに、乗算部３２ｂによってゲインが調整されて加算部３３ｂへ出力される。

つづいて、加算部３３ａでは、音源２０から入力された左のチャネル信号と乗算部３２ａから出力された左のチャネル信号とが加算されて乗算部３４ａへ出力される。同様に、加算部３３ｂでは、音源２０から入力された右のチャネル信号と乗算部３２ｂから出力された右のチャネル信号とが加算されて乗算部３４ｂへ出力される。

このように、音場制御装置３０では、センター成分が低減された音声信号（無相関信号）を元の音声信号へ足し込むことで、リスナーに対して音の拡がり感を与えることができる。また、無相関信号を所定時間遅らせて元の音声信号へ足し込むことで、スピーカ５０ａ，５０ｂからはエコーがかかったような音が出力されるようになるため、リスナーに対して更なる音の拡がり感を与えることができる。また、遅延部３１ａ，３１ｂおよび加算部３３ａ，３３ｂの間にそれぞれ乗算部３２ａ，３２ｂを設けることとしたため、元の音声信号へ足しこむ無相関信号の割合を調整することができる。

つづいて、加算部３３ａから出力された音声信号は、乗算部３４ａにおいてゲイン調整されたうえでパワーアンプ４０へ出力されるとともに、パワーアンプ４０において増幅されて左スピーカ５０ａから出力される。また、加算部３３ｂから出力された音声信号は、乗算部３４ｂにおいてゲイン調整されたうえでアンプ４０へ出力されるとともに、パワーアンプ４０において増幅されて右スピーカ５０ｂから出力される。

なお、図１２Ａでは、車両２００の前席側だけにスピーカを設けることとしたが、これに限らず、後席側にもスピーカを設けることとしてもよい。以下では、車両２００に対して左右スピーカを２セット配置した場合における車両用音場制御システムの構成例について図１２Ｂを用いて説明する。図１２Ｂは、車載用音場制御システムの構成例（その２）を示す図である。

図１２Ｂに示したように、かかる場合の車両用音場制御システムは、左右スピーカ５０ｃ，５０ｄをさらに含むとともに、音場制御装置３０に代えて音場制御装置３０’を含む。なお、スピーカ５０ａ，５０ｂは、車両２００の前席側に設けられ、スピーカ５０ｃ，５０ｄは、車両２００の後席側に設けられるものとする。

音場制御装置３０’は、音場制御装置３０が備える構成要素に加え、遅延部３１ｃ，３１ｄ、乗算部３２ｃ，３２ｄ、加算部３３ｃ，３３ｄ、乗算部３４ｃ，３４ｄをさらに備える。すなわち、音場制御装置３０’は、乗算部３４ａからパワーアンプ４０経由で左スピーカ５０ａへ出力される音声信号と同じ音声信号を、乗算部３４ｃからパワーアンプ４０経由で左スピーカ５０ｃへも出力する。同様に、音場制御装置３０’は、乗算部３４ｂからパワーアンプ４０経由で右スピーカ５０ｂへ出力される音声信号と同じ音声信号を、乗算部３４ｄからパワーアンプ４０経由で右スピーカ５０ｄへも出力することとしている。

なお、乗算部３４ｃは、音声信号変換装置１０、遅延部３１ｃおよび乗算部３２ｃ経由で出力された左の無相関信号と音源２０から出力された左のチャネル信号とを加算した信号を加算部３３ｃから受け取る。また、乗算部３４ｄは、音声信号変換装置１０、遅延部３１ｄおよび乗算部３２ｄ経由で出力された右の無相関信号と音源２０から出力された右のチャネル信号とを加算した信号を加算部３３ｄから受け取る。

このように、図１２Ｂでは、前席側に設けられた一組のスピーカ５０ａ，５０ｂおよび後席側に設けられた一組のスピーカ５０ｃ，５０ｄから同一の音声信号を出力する場合について説明した。しかし、出力する音声信号の組合せは、これに限ったものではない。

たとえば、車載用音場制御システムでは、無相関信号を足し込んでセンター成分を低減させた音声信号を後席側のスピーカ５０ｃ，５０ｄのみから出力することとしてもよい。かかる場合、車載用音場制御システムでは、無相関信号を足し込んでいない音声信号を前席側のスピーカ５０ａ，５０ｂから出力するものとする。

これにより、センター成分、たとえば、多くのボーカルと伴奏とを含んだ楽曲におけるボーカルに対応する成分が車両２００の中央よりも前方側に定位することとなるため、各乗車者に対してより自然な音場を提供することができる。また、車載用音場制御システムでは、逆に、無相関信号を足し込んでセンター成分を低減させた音声信号を前席側のスピーカ５０ａ，５０ｂのみから出力することとしてもよい。

また、図１２Ｂでは、残響効果を得るために無相関信号を遅延させることとしたが、無相関信号を遅延させることなく元の音声信号と足し合わせてもよい。

１０，１０’ 音声信号変換装置
１１ 信号取得部
１２ 信号出力部
１３，１３’ 制御部
１３ａ ヒルベルト変換部
１３ｂ 相関係数概算部
１３ｃ 相関係数決定部
１３ｄ フィルタリング部
１３ｅ センター成分減算部
２０ 音源
３０，３０’ 音場制御装置
３１ａ〜３１ｄ 遅延部
３２ａ〜３２ｄ 乗算部
３３ａ〜３３ｄ 加算部
３４ａ〜３４ｄ 乗算部
４０ パワーアンプ
５０ａ〜５０ｄ スピーカ
１０１ａ，１０１ｂ 直交化部
１０２，１１１ 相関係数計算部
１０３，１１２ ＬＰＦ
１０４，１１３ センター成分生成部
１０５，１１４ センター成分減算部
２００ 車両

Claims (8)

1. 左右のチャネル信号の音声信号に基づいて各チャネル信号の平方和および積を算出し、前記平方和および前記積を用いて前記チャネル信号間の相関の度合いを示す相関係数を算出する算出工程と、
   前記算出工程において算出した前記相関係数を平滑化する平滑化工程と、
   前記平滑化工程において平滑化した前記相関係数を用いて前記チャネル信号に共通して含まれる相関成分を抽出し、抽出した相関成分を前記チャネル信号から減算する減算工程と
   を含んだことを特徴とする相関低減方法。
2. 左右のチャネル信号を実部および虚部を含んだ複素信号へ変換する変換工程と、
   前記変換工程において変換した複素信号の実部および虚部を用いて算出する各チャネル信号に対応するベクトルの平方和に含まれる実部の成分および前記ベクトルの内積に基づいて前記チャネル信号間の相関の度合いを示す相関係数を算出する算出工程と、
   前記算出工程において算出した前記相関係数を平滑化する平滑化工程と、
   前記平滑化工程において平滑化した前記相関係数を用いて前記チャネル信号に共通して含まれる相関成分を抽出し、抽出した相関成分を前記チャネル信号から減算する減算工程と
   を含んだことを特徴とする相関低減方法。
3. 前記変換工程は、
   前記チャネル信号を実部とするとともに当該チャネル信号の位相を９０度シフトさせた信号を虚部とする複素信号への変換を行うことを特徴とする請求項２に記載の相関低減方法。
4. 前記算出工程は、
   前記ベクトルの平方和である第１のパワーおよび前記内積を用いて仮相関係数を算出するとともに、前記第１のパワーに含まれる虚部の成分に対して前記仮相関係数に基づく重み付けを施した第２のパワーを算出し、算出した前記第２のパワーおよび前記内積を用いて前記相関係数を算出することを特徴とする請求項２または請求項３に記載の相関低減方法。
5. 前記算出工程は、
   前記仮相関係数の値が大きい場合に前記第２のパワーに含まれる虚部の成分が小さくなり、前記仮相関係数の値が小さい場合に前記第２のパワーに含まれる虚部の成分が大きくなる重み付けを前記虚部の成分に対して施すことを特徴とする請求項４に記載の相関低減方法。
6. 前記平滑化工程は、
   前記算出工程において算出した前記相関係数をローパスフィルタによって前記相関係数を平滑化することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載の相関低減方法。
7. 左右のチャネル信号の音声信号に基づいて各チャネル信号の平方和および積を算出し、前記平方和および前記積を用いて前記チャネル信号間の相関の度合いを示す相関係数を算出する算出手段と、
   前記算出手段によって算出された前記相関係数を平滑化する平滑化手段と、
   前記平滑化手段によって平滑化された前記相関係数を用いて前記チャネル信号に共通して含まれる相関成分を抽出し、抽出した前記相関成分を前記チャネル信号から減算する減算手段と
   を備えたことを特徴とする音声信号変換装置。
8. 左右のチャネル信号の音声信号に基づいて各チャネル信号の平方和および積を算出し、前記平方和および前記積を用いて前記チャネル信号間の相関の度合いを示す相関係数を算出する算出手段と、
   前記算出手段によって算出された前記相関係数を平滑化する平滑化手段と、
   前記平滑化手段によって平滑化された前記相関係数を用いて前記左右のチャネル信号に共通して含まれる相関成分を抽出する相関成分抽出手段と、
   前記相関成分抽出手段によって抽出された相関成分により、前記左右のチャネル信号における相関成分と非相関成分との割合を調整する相関成分割合調整手段と、
   前記相関成分割合調整手段によって調整された前記左右のチャネル信号の音声信号を各々左右スピーカに再生させる再生手段と
   を備えることを特徴とする音響再生装置。

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