JP5309135B2 - 直交振幅変調信号を送受信する方法、それを実行するシステム、機械読み取り可能媒体、および、直交振幅変調信号の受信を同期させる方法の使用 - Google Patents

Description

発明の詳細な説明

本発明は、信号送信技術に関する。具体的に、本発明は、無免許周波数域において好ましく用いられることを意図した直交振幅変調信号の送受信を行う方法およびシステムに関する。

一つの、または、別の方法で変調された信号を送受信するとき、非常に重要な特性は復調閾値、すなわち、信号電力と雑音電力との比（信号・雑音比、ＳＮＲ）である。この比において、受信されている信号のキャリア波の生成は中止され、受信ロスが引き起こされる。復調閾値は本質的に、送信側で用いられる復調タイプと、雑音のない符号化タイプとに依存する。

復調閾値を低下させることが可能な技術の一つとしては、いわゆる擬似ランダムシーケンス（ＰＲＳ）を用いて送信される信号のスペクトラムを拡大することが挙げられる。特に、ＰＲＳのような信号の使用は、一部、または他の部分（すなわち、２．４００から２．４８３ＭＨｚ、また、５．７２５から５．８５０ＭＨｚの範囲）の排他的使用権を求めない周波数域において作動する無線通信システムにおいて、直接特定される。さらに、周波数の分離、放射電力の制限（任意の方向において最大１０ｍＷ）、および、放射信号の正規化周波数を用いることへの要求は、ＰＲＳベースに依存する。ＰＲＳベースは、ＰＲＳにおける一つの要素の長さ間隔において表現される受信サイクルである。上記の範囲について、ＰＲＳベースは１０以上である必要がある。

今回提供され、上記周波数域において作動することを意図するモデムにおいて、タイプＱＰＳＫの変調が用いられ、ここではＰＲＳベースは１５に等しい。

９０から９８ｄＢｍの感度範囲を有するこれらのモデムでは、キャリアおよびクロック同期は、０から＋３ｄＢの信号・雑音比において発生し、これは非直線同期回路によって引き起こされる。これらのモデムにおける同期回路が直線であれば、その感度は７から１０ｄＢに向上されるだろう。

復調閾値を増加する様々な提案が知られている。

日本国特許出願公開公報２００１−２３７９０８（２００１年８月３１日）は、ＱＡＭ信号から同期信号を抽出し、擬似同期検出を確実にするシステムを開示している。米国特許６．７１７．４６２（２００４年４月６日）および６．７２７．７７２（２００４年４月２７日）は、キャリア周波数調節を行いつつＱＡＭ信号を送受信する方法およびシステムを開示している。しかしながら、これら二つの特許は、共通ＱＡＭ信号の単純な処理しか提供しておらず、復調閾値の低下を可能にするものではない。

米国特許出願２００４／００２２３２８（２００４年２月５日）および２００５／０１１１６０１（２００５年５月２６日）は、直交振幅変調（ＱＡＭ）信号を送信するシステムおよび方法であって、受信器の同期は複雑な座標の位相空間における受信信号ベクトルの回転角を決定することに依存するシステムおよび方法を開示している。しかしながら、これらのシステムは同期における非直線技術を用いている。

日本国特許出願公開公報２００５−１１７３６６（２００５年４月２８日）、２００５−２１７６３６（２００５年８月１１日）、および２００６−２６２４９４（２００６年９月２８日）は、追加的な特定のシンボルが、送信側の同期に導入され、これらのシンボルを用いて受信側で同期調節が行われる、ＱＡＭ方法およびシステムを開示している。同様の原理が、国際出願ＷＯ ２００６／１３５２７５（２００６年１２月２１日）において用いられている。しかしながら、追加的シンボルの使用は、受信信号の処理を複雑にしてしまう。

本発明の目的は、低同期閾値を設けることによって復調閾値を低下させることが可能なＱＡＭ信号の送受信を行う方法およびシステムを提供することにある。

このような結果を達成するために、これを実現するための方法およびシステムは、本発明に係るＱＡＭ信号を送受信するよう意図され、提供される。本発明の主な原理は、２つの擬似ランダムシーケンス（ＰＲＳ）を有し、そのうちの一つがいくつかのバーストにおいて周期的に反転される、Ｍｍ−レベルＱＡＭシンボルのバーストを拡大することにある。これにより、受信側では、ＰＲＳ転換（この周波数は公知）のミアンダ信号（meander signal）と対応するＱＡＭ信号成分が発生させられる。これによって、受信側で同期周波数を調節する際のあいまいさを取り除くことが確実となる。

本発明の詳細な側面および特徴は、添付の請求項において記載される。以下の詳細な説明は、本発明の請求項のグループのよりよい理解を促すものである。

以下の詳細な説明は、添付の図面を参照に示される。ここで、同じ、または同様の要素には同じ参照番号が付してある。

図１ａは、本発明に係るシステムにおいて用いられ得る信号を示す。

図１ｂは、本発明に係るシステムにおいて用いられ得る信号を示す。

図２は、本発明に係るＱＡＭ信号を送受信するシステムの送信側を示すブロック図である。

図３は、本発明に係るＱＡＭ信号を送受信するシステムの受信側を示すブロック図である。

図４は、本発明に係るシステムの受信側における直交変換ユニットのデジタル直交復調器の実施形態を示す。

図５は、本発明に係るシステムの受信側における第１周波数調節抽出器を示すブロック図である。

図６は、本発明に係るシステムの受信側における第２周波数調節抽出器を示すブロック図である。

本発明に係るＱＡＭ信号を送受信するシステムにおいて用いられる信号の形態を図１に示す。Ｉ（同相）チャンネルにおけるこの信号のスペクトラムは、所定の周波数値で間隔をあけられ、パイロット信号（図１ａ）でインターリーブされる、１セットの周波数成分である。Ｑ（直交）チャンネルにおける信号を考慮に入れ、様々な変調タイプについて、ありうる信号配置を図１ｂに示す。

本発明に係るＱＡＭ信号を送受信するシステムは一般的に、通信チャンネルで接続される、送信側および受信側からなる。

送信側は、クロック周波数ｋｆ_ｌ２において現れるビットシンボルの初期情報配列１をｍレベルシンボルの配列に変換するように構成され、ｍ＝２^ｋ、ｋ＝２，３、．．．、であり、ｍレベルシンボルは第１クロック周波数ｆ_ｌにおいて現れるような、ｍレベルシンボル形成器３を備える。この第１クロック周波数は、ビットシンボル配列１を伴う、入力において現れるクロック周波数ｋｆ_ｌ信号２から、送信側におけるクロック周波数形成器４において、クロック周波数形成器４の第１出力にて生成される。

チャンネル分割器５は、ｍレベルシンボルの情報配列を、ｍレベルシンボル形成器３から、送信側のＩチャンネルおよび送信側のＱチャンネルに分割するように構成されている。送信側におけるＩおよびＱチャンネルのそれぞれのｍレベルシンボルの繰り返し周波数は、ｆ_ｌ／２に等しく、クロック周波数形成器４の第２出力において生成される。

第１および第２乗算器６、７のそれぞれは、送信側におけるＩおよびＱチャンネルのｍレベルの値をそれぞれ、擬似ランダムシーケンス（ＰＲＳ）の信号で乗算する。第１ＰＲＳのこの信号は、第１ＰＲＳ形成器８において生成され、このため、第１ＰＲＳにおける各偶数部は＋１または−１の値のうちの一つを有しており、全ての奇数部は０と等しい。ここで、第１ＰＲＳのベースは、Ｃ_１≧１０と等しく、第１ＰＲＳの繰り返し周波数はＣ_１・ｆ_ｌ／２に等しい。

乗算器６、７において第１ＰＲＳの信号でｍレベルシンボルの値を乗算することによって、各ｍレベルシンボルのスペクトラムは、Ｃ_１の因子によって拡大（または拡張）される。

第１および第２加算器のそれぞれは、第１および第２乗算器の信号をそれぞれ、第２ＰＲＳ形成器１２からの信号を操作する（ミアンダによる乗算、反転）ように構成されるマニピュレータ１１の出力における信号で加算するように構成されている。

第２ＰＲＳ形成器１２は、時間基準Ｃ_２＞＞Ｃ_１を有する第２ＰＲＳを生成するように構成されるが、形成器８からの第１ＰＲＳと同じ周波数Ｃ_１・ｆ_ｌ／２を生成する。このようにする際、第２ＰＲＳの各偶数部は、＋Ａまたは−Ａの値のうちの一つを有しており、全ての奇数部は０と等しい。

ミアンダ信号形成器１３は、第２ＰＲＳの期間の２倍の期間を有するミアンダ信号を生成し、すなわち、このミアンダ信号の周波数は、値Ｃ_１・ｆ_ｌ／２Ｃ_２と等しい。このミアンダ信号は、マニピュレータ１１へ到達する。その結果、第２ＰＲＳにおける全ての偶数部の信号は定期的に変化する。

このように定期的に転換される第２ＰＲＳは加算器９および１０において、それぞれＩおよびＱチャンネルにおける対応する乗算器６および７からの信号で加算される。

第１ＰＲＳ形成器８、第２ＰＲＳ形成器１２、およびミアンダ信号形成器１３は、クロック周波数形成器４の第３出力から現れる周波数Ｃ_１・ｆ_ｌ／２でクロックされる。

第１および第２デジタルフィルタ１４、１５のそれぞれは、対応する加算器９および１０からの信号をフィルタリングするように構成されている。このフィルタリング工程は、クロック周波数形成器４の第４出力からのクロック周波数Ｃ_１・ｆ_ｌを用いて行われる。それらのデジタルフィルタ１４および１５の振幅周波数特性は、ナイキスト周波数に等しい遮断周波数を有するということを注意しなければならない。

第１および第２デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１６、１７は、信号を、第１および第２デジタルフィルタ１４、１５からそれぞれアナログ信号に変換するように構成されている。第１および第２ＤＡＣ１６、１７の操作は、デジタルフィルタ１４および１５の操作と同じ周波数Ｃ_１・ｆ_ｌを用いてクロックされる。

送信信号形成器１９は、第１および第２ＤＡＣ１６、１７の信号から送信信号を形成するように構成されている。形成器１９において、第３および第４乗算器２０、２１は、第１および第２ＤＡＣ１６、１７からの信号をそれぞれ、キャリア周波数のｃｏｓｉｎｅおよびｓｉｎｅ信号（直交成分）、ならびに総計ユニット２２において乗算の結果を総計したものによって乗算が行われる。形成器１９における総計ユニット２２の出力からの信号は、通信チャンネル（図示せず）に供給される送信信号２４である。

図３は、本発明に係るＱＡＭ信号を送受信するシステムにおける受信側を示すブロック図である。

入力が通信チャンネルに接続される受信側は、任意の受信器について、中間周波数（ＩＦ）へ変換するユニット２５として図３に示される、従来の増幅、フィルタリング、ダウンコンバーティングを行う手段を備える。また、受信側は、受信した信号を、受信側におけるＩチャンネル信号および受信側におけるＱチャンネル信号を分割し、これらの信号の直交振幅復調を行うように構成されている。受信側はまた、受信側におけるＩおよびＱチャンネルの信号を用いてクロック周波数を抽出するように構成されたクロック周波数抽出器３８を備える。クロック周波数抽出器３８の実施形態は後で説明する。

デジタル直交振幅復調ユニット２６は、第５および第６乗算器４０、４１を備え、それぞれは周波数（（ω_ＩＦ−Δω）／２π）（Δω／２πは、中間周波数ω_ＩＦ／２πからの近似離調における周波数）を有する直交（すなわちｃｏｓｉｎｅおよびｓｉｎｅ）成分で、中間周波数に変換された入力信号を乗算するように構成されている。第５および第６乗算器４０、４１からの信号はそれぞれ、第１および第２フィルタ４２、４３を通過し、第１および第２アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）４４、４５を通過する。ＡＤＣ４４および４５のそれぞれは、受信信号のｃｏｓｉｎｅおよびｓｉｎｅ成分を、クロック周波数抽出器３８で抽出された、送信側のクロック周波数ｆ_ｌ’から得られる周波数Ｃ_１・ｆ_ｌ’を用いて、対応するデジタルサンプルへと変換するように構成される。最後に、ＡＤＣ４４および４５からの信号は、同相（Ｉ）の信号および受信側の直交（Ｑ）チャンネルの復調を行うデジタル直交復調器４６へ到達する。デジタル直交復調器４６については後で示す。

第１および第２最適デジタルフィルタ２７、２８は、信号に対して、デジタル直交復調ユニット２６におけるデジタル直交復調器４６の対応する出力から、最適デジタルフィルタリングを行うように構成されている。このフィルタリング工程は、クロック周波数Ｃ_１・ｆ_ｌ’を用いて行われる。それらの最適デジタルフィルタ２７および２８の振幅周波数特性は、送信側のデジタルフィルタ１４および１５と同様に、ナイキスト周波数に等しい遮断周波数を有することを注意しなければならない。

第１ＰＲＳを有する畳み込みにおける第１および第２ユニット２９、３０は、送信側において第１ＰＲＳが用いられ、それを受信側で認識している状態で、第１および第２最適デジタルフィルタ２７、２８のそれぞれからの信号を畳み込むように構成されている。第２ＰＲＳを有する畳み込みに対する第１および第２ユニット３１、３２は、第２ＰＲＳが送信側で用いられ、それを受信側で認識している状態で、第１および第２最適デジタルフィルタ２７、２８からの信号を畳み込むように構成されている。

ｍレベル配列へ変換する第１および第２変換器３３、３４のそれぞれは、第１ＰＲＳを有する畳み込みにおける第１および第２ユニット２９、３０の信号からｍレベルサンプルの配列を形成するように構成される。

配列結合ユニット３５は、第１および第２変換器３３および３４からの信号をｍレベル配列に結合し、受信側の出力信号３９である、ｍレベルサンプルの一つの配列に結合する。

第１周波数調節抽出器３６は、第１ＰＲＳを有する畳み込みにおける第１および第２ユニット２９、３０の信号から、クロック周波数抽出器３８に対する周波数調節信号を形成するように構成されている。

第２周波数調節抽出器３７は、第２ＰＲＳを有する畳み込みに対する第１および第２ユニット３１、３２の信号から、デジタル直交復調ユニット２６におけるデジタル直交復調器４６に対する周波数調節信号を形成するように構成される。

デジタル直交復調ユニット２６におけるデジタル直交復調器４６は、図４に示す図に基づいて形成される。デジタル直交復調器４６は、第７および第８乗算器４７および４８を有し、それぞれ周波数（Δω／２π）における対応する直交成分で入力信号のサイン成分を乗算するように構成され、第９および第１０乗算器４９、５０のそれぞれは、周波数（Δω／２π）における対応する直交成分で入力信号のｃｏｓｉｎｅ成分を乗算するように構成されている。周波数（Δω／２π）の成分は、制御可能な周波数合成器５１の制御のもとに生成される。デジタル直交復調器４６はまた、第８および第９乗算器４８、４９からの信号を差し引くように構成される第１相殺器５２と、第７および第１０乗算器４７、５０からの信号を総計するように構成される第３加算器５３とを備える。第１相殺器５２および第３加算器５３の出力からの信号は、受信側における同相（Ｉ）および直交（Ｑ）チャンネルの信号である。

第１周波数調節抽出器３６（図５）は、第１ＰＲＳを有する畳み込みにおける第１および第２ユニット２９、３０からの信号の絶対振幅を算出するように構成された第１および第２絶対振幅算出器５４、５５と、第１および第２絶対振幅算出器５４、５５からの信号を総計するように構成された第４加算器５６と、位相について、第４加算器５６の信号と、周波数ｆ_ｌ’を有し、クロック周波数抽出器３８の第１出力から供給される参照信号ｃｏｓ（πｆ_ｌ’ｔ）とを比較するように構成された第１位相検出器５７と、クロック周波数調節ループに接続され、第１位相検出器５７からの比較結果をフィルタリングし、クロック周波数抽出器３８に対する周波数調節信号を形成するように構成された第１ループフィルタ５８とを備える。

第２周波数調節抽出器３７（図６）は、第２ＰＲＳを有する畳み込みに対する第１および第２ユニット３１、３２からの畳み込み信号を、ミアンダ信号へ変換するように構成された第１および第２畳み込み信号変換器５９、６０と、第１および第２畳み込み信号変換器５９、６０の信号を差し引くように構成された第３相殺器６１と、位相について、第３相殺器６１の信号と、周波数（Ｃ_１・ｆ_１／２Ｃ_２）を有し、クロック周波数抽出器３８の第２出力から供給される参照信号ｃｏｓ（π・（Ｃ_１・ｆ_１／２Ｃ_２）・ｔ）とを比較するように構成された第２位相検出器６２と、クロック周波数調節ループに接続され、第２位相検出器６２からの比較結果をフィルタリングし、デジタル直交復調ユニット２６におけるデジタル直交復調器４６に対する周波数調節信号を形成する第２ループフィルタとを備える。

クロック周波数抽出器３８は、第１周波数調節抽出器３６からの信号を受信し、信号ｃｏｓ（πｆ_ｌ’ｔ）およびｃｏｓ（π・（Ｃ_１・ｆ_１／２Ｃ_２）・ｔ）を供給するように構成された位相ロックループ（ＰＬＬ）ユニットを備える。さらに、クロック周波数抽出器３８は、以下の周波数を有する信号を形成するそれぞれの周波数分割器を備える。デジタル復調ユニット２６、最適デジタルフィルタ２７および２８、第１ＰＲＳを有する畳み込みにおけるユニット２９および３０、第２ＰＲＳを有する畳み込みに対するユニット３１および３２において、ＡＤＣ４４および４５をクロックする第３出力においてＣ_１・ｆ_ｌ’であり、ｍレベル配列へ変換する変換器３３および３４をクロックする第４出力においてｆ_ｌ’／２であり、配列結合ユニット３５をクロックする第５出力においてｋｆ_ｌ’／２であり、第６出力においてｋｆ_ｌ’である。

クロック周波数抽出器３８におけるＰＬＬユニットは、任意で公知の回路に基づいて製作し得る。

本発明に係るＱＡＭ信号を送受信する方法は、以下に示すシステムにおいて実行される。

周波数ｋｆ_１・ｃｏｓ（π・（Ｃ_１・ｆ_１／２Ｃ_２）・ｔ）を有する初期ビット配列１（図２）は、ｍレベルシンボル形成器３の情報入力へ到達し、上記形成器はこのビット（すなわち２値）配列をｍレベルシンボル配列へ変換し、ｍ＝２^ｋであり、ｋ＝２，３、．．．、であり、ｍレベルシンボルは第１クロック周波数ｆ_ｌにおいて現れる。原則として、形成器３に求められていないのは、初期配列がちょうどｍレベルシンボル配列であることである。第１クロック周波数は、形成器４の入力に到達するクロック周波数ｋｆ_ｌを有する信号からの第１出力における送信側のクロック周波数形成器４において生成される。初期配列がｍレベルシンボル配列である場合、第１クロック周波数ｆ_ｌは直接入力から出る。そして、追加的な周波数乗算がクロック周波数形成器４において行われる。

形成器３から得られるｍレベルシンボル配列は、チャンネルドライバ５に到達し、そこでこの配列は、偶数ｍレベルシンボルを有する送信側のＩチャンネルと、奇数ｍレベルシンボルを有する送信側のＱチャンネルとに分割される。送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおけるｍレベルシンボルの繰り返し周波数はｆ_ｌ／２に等しい。対応するクロック信号は、クロック周波数形成器４の第２出力において形成される。

第１および第２乗算器６、７では、第１ＰＲＳ形成器８から供給される第１ＰＲＳで乗算することによって、現れるｍレベル配列のスペクトラムを拡大する工程が行われる。そして、得られた信号は第１および第２加算器９、１０においてそれぞれ、第２ＰＲＳ形成器１２において形成され、ミアンダ信号形成器１３からのミアンダ信号を有するマニピュレータ１１において操作される第２ＰＲＳを用いて総計される。上記のように、第１ＰＲＳが有する偶数部はゼロであり、第２ＰＲＳが有する奇数部はゼロであるので、加算器９および１０において総計を行う際に第１および第２ＰＲＳの成分の間には、望ましくない相互作用は発生しない。

第１および第２加算器９、１０の出力からの信号はそれぞれデジタルフィルタ１４および１５へ到達し、そこでは、ナイキスト基準によるこれらの信号のフィルタリングを行う工程、または適合フィルタリングが行われ、その後、これらの信号は第１および第２ＤＡＣ１６、１７のそれぞれにおいてアナログ形態へ変換され、送信信号形成器１９へ供給される。送信信号形成器１９において、第１および第２ＤＡＣ１６、１７の出力からのアナログ信号はそれぞれ、第３および第４乗算器２０、２１に到達し、そこでは、それらのアナログ信号のそれぞれがキャリア周波数信号における対応する直交成分で（すなわち、ｃｏｓω_０ｔおよびｓｉｎω_０ｔで）乗算される。これらの乗算の結果は総計ユニット２２に入力される。総計ユニット２２からは、送信信号２３が通信チャンネル（図示せず）へ供給される。

受信側（図３）では、通信チャンネルからの信号２４は、ＩＦへ変換するユニット２５の出力へ到達し、そこでは信号が増幅され、フィルタリングされ、中間周波数ω_ＩＦ／２πに変換される。ＩＦへ変換するユニット２５から、信号はデジタル直交復調ユニット２６へ到達する。

このユニット２６では、入力信号は、第５および第６乗算器４０および４１のそれぞれの入力の一つに供給され、これらの乗算器４０および４１のそれぞれの他の入力には、周波数（（ω_ＩＦ−Δω）／２π）を有する信号のｃｏｓｉｎｅまたはｓｉｎｅ成分が供給され、Δω／２πは中間周波数ω_ＩＦ／２πからの近似離調の周波数である。第５および第６乗算器４０、４１からの信号はそれぞれ、第１および第２フィルタ４２、４３を通過し、第１および第２アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）４４、４５に到達し、そこでは受信信号のｃｏｓｉｎｅおよびｓｉｎｅ成分が、対応するデジタルサンプルに変換される。ＡＤＣ４４および４５からの信号は、受信側における同相（Ｉ）および直交（Ｑ）チャンネルの信号の復調を行うデジタル直交復調器４６に到達する。

デジタル直交復調器４６において、第１ＡＤＣ４４からの信号は、第７および第９乗算器４７、４９の第１入力へ到達し、第２ＡＤＣ４５からの信号は、第８および第１０乗算器４８、５０の第１入力へ到達する。制御可能な周波数合成器５１は、第７および第８乗算器４７、４８に第２入力に対して信号Δω／２πを生成し、第９および第１０乗算器４９、５０の第２入力に対して信号Δω／２πを生成する。第８および第９乗算器４８、４９の出力からの信号は、第１相殺器５２に供給される。第１相殺器５２の出力からは、受信側における同相（Ｉ）チャンネルの信号が出力される。第７および第１０乗算器４７、５０の出力からの信号は、第３加算器５３の入力に供給される。第３加算器５３の出力からは、受信側における直交（Ｑ）チャンネルの信号が出力される。

ＩおよびＱチャンネル信号は（図２）それぞれ第１および第２最適デジタルフィルタ２７、２８に到達し、これらの信号は、送信側について説明したように、最適フィルタリングを受ける。第１最適デジタルフィルタ２７の出力からの信号は、第１ＰＲＳを有する畳み込みにおける第１ユニット２９と、第２ＰＲＳを有する畳み込みにおける第１ユニット３１とに供給され、第２最適デジタルフィルタ２８からの信号は、第１ＰＲＳを有する畳み込みにおける第２ユニット３０と、第２ＰＲＳを有する畳み込みにおける第２ユニット３２とに供給される。これらの畳み込み操作は、第１ＰＲＳを用いる適合フィルタリングによって行われる。その結果、信号は第１ＰＲＳを有する畳み込みにおけるユニット２９および３０の出力において抽出され、該信号のスペクトラムは第１ＰＲＳを用いて送信側で拡大されるスペクトラムと比べて圧縮されたものとなっている。言い換えると、送信側から送信されるｍレベルシンボル配列は、第１ＰＲＳを有する畳み込みにおけるユニット２９および３０の出力において抽出される。同様に、圧縮スペクトラムを有する信号は、第２ＰＲＳを有する畳み込みにおけるユニット３１および３２の出力において抽出される。

第１ＰＲＳを有する畳み込みにおけるユニット２９および３０からのｍレベルシンボル配列はユニット３３および３４に到達し、そこではそれらがｋ−ビット符号結合に変換され、それらは単一配列３９の形態の結合配列ユニット３５において結合工程を行った後に受信側の出力へ供給される。

同時に、第１ＰＲＳを有する畳み込みにおけるユニット２９および３０からのｍレベルシンボル配列は、第１周波数調節抽出器３６へ到達する。

このユニット３６（図５）では、入力信号がそれぞれ第１および第２絶対振幅算出器５４および５５に到達し、そこでは各ｍレベルシンボルの絶対振幅が決定される。これらの信号は、第４加算器において総計され、その信号は第１位相検出器５７の第１入力に供給され、他の入力にはクロック周波数抽出器３８からの周波数ｆ_ｌ’を有する信号が供給される。第１ループフィルタ５８におけるフィルタリング工程の後、抽出された周波数調節信号は、ＰＬＬシステムによってトラッキングを行うクロック周波数抽出器３８へ供給される。

第２ＰＲＳを有する畳み込みにおけるユニット３１および３２からのｍレベルシンボル配列は、第２周波数調節抽出器３７に到達する。

このユニット３７（図６）では、入力信号はそれぞれ第１および第２畳み込み信号変換器５９および６０における第１入力に到達し、そこでは第２ＰＲＳを有する畳み込みにおける対応するユニット３１および３２の出力からの信号がミアンダ信号に変換される。得られた信号は第３相殺器６１において差し引かれ、その結果得られる信号は第２位相検出器６２の第１入力に供給され、第２入力には周波数Ｃ_１・ｆ_ｌ’／２Ｃ_２を有する信号が供給される。第２ループフィルタ６３におけるフィルタリング工程の後で、その結果得られる信号は、制御可能な周波数合成器５１を調節するデジタル直交復調ユニット２６のデジタル直交復調器４６へ到達する。

したがって、ミアンダ信号は、第２周波数抽出器３７の出力において得られ、第２ＰＲＳの値は上記ミアンダ信号のサイクルで反転される。

処理中の信号はすでにサンプルされ、デジタル化され、ビットサンプルの形態へ変換されているので、本発明に係るＱＡＭ信号の送受信を行う方法における全ての工程はハードウェア実施形態においてのみならず、ソフトウェア実施形態においても完全に実行し得ることは当業者であれば理解できるであろう。これらのサンプルは、プログラムに基づいてコンピュータプロセッサによって処理され、そのアルゴリズムは実質的に上記したものである。この場合、上記操作アルゴリズムの実行に対応するプログラムであって、コンピュータ上での実行において、本発明の方法を実現せしめるプログラムは、コンピュータの一部として直接操作を行うことを意図した機械読み取り可能な媒体に記録することができる。

さらに、本発明の方法は、ＱＡＭ信号を用いる情報を送信する目的ではなく、時間間隔Ｔ＝（２ｋＭ／ｆ_１）において直交振幅変調信号の受信を同期させる目的で用いられる。

したがって、ここに示す全ての可能性は、添付の請求項において用いられるいかなる同等の特徴をも考慮に入れた本発明の範囲を充分に規定する請求項における個々の側面に含まれる。本明細書は、本発明の範囲を限定するよりも、その原理を描写し説明するためにのみ書かれている。

本発明に係るシステムにおいて用いられ得る信号を示す。 本発明に係るシステムにおいて用いられ得る信号を示す。 本発明に係るＱＡＭ信号を送受信するシステムの送信側を示すブロック図である。 本発明に係るＱＡＭ信号を送受信するシステムの受信側を示すブロック図である。 本発明に係るシステムの受信側における直交変換ユニットのデジタル直交復調器の実施形態を示す。 本発明に係るシステムの受信側における第１周波数調節抽出器を示すブロック図である。 本発明に係るシステムの受信側における第２周波数調節抽出器を示すブロック図である。

Claims (12)

1. 直交振幅変調（ＱＡＭ）信号の送受信を行う方法であって、
   送信側において、
   ａ）ｍレベルシンボルの情報配列を分割し、ｍ＝２^ｋ、であり、ｋ＝２，３、．．．であり、ｍレベルシンボルは第１クロック周波数ｆ_ｌを有し、これにより偶数ｍレベルシンボルを有する送信側のＩチャンネルと、奇数ｍレベルシンボルを有する送信側のＱチャンネルとに分割し、送信側におけるＩおよびＱチャンネルのそれぞれのｍレベルシンボルは繰り返し周波数ｆ_ｌ／２を有する工程と、
   ｂ）各ｍレベルシンボルを、時間基準Ｃ_１および繰り返し周波数Ｃ_１・ｆ_ｌ／２を有する第１擬似ランダムシーケンス（ＰＲＳ）で乗算することによって、送信側のＩチャンネルおよびＱチャンネルのそれぞれにおける各ｍレベルシンボルのスペクトラムを拡大し、上記第１ＰＲＳにおける各偶数部は値＋１または−１を有し、上記第１ＰＲＳにおける奇数部は０に等しい工程と、
   ｃ）第２時間基準Ｃ_２＞＞Ｃ_１と、上記第１ＰＲＳと同じ繰り返し周波数Ｃ_１・ｆ_ｌ／２とを有する第２ＰＲＳを、該第２ＰＲＳのサイクルの２倍のサイクルを有するミアンダ信号で操作し、上記第２ＰＲＳにおける各偶数部は値＋Ａまたは−Ａを有し、上記第２ＰＲＳにおける奇数部は０に等しい工程と、
   ｄ）送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおいて、工程ｂ）およびｃ）で得られた信号を総計する工程と、
   ｅ）送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおける総計された信号を、周波数Ｃ_１・ｆ_ｌでデジタルフィルタリングにかける工程と、
   ｆ）送信側のＩおよびＱチャンネルのそれぞれにおけるフィルタリングされた信号をアナログ信号に変換する工程と、
   ｇ）キャリア信号のｃｏｓｉｎｅ成分で送信側のＩチャンネルにおけるアナログ信号を乗算し、キャリア信号のｓｉｎｅ成分で送信側のＱチャンネルにおけるアナログ信号を乗算することによって、上記アナログ信号を用いる送信信号を形成する工程と、
   受信側において、
   ｈ）受信信号を中間周波数ω_ＩＦ／２πに変換する工程と、
   ｉ）信号ｓｉｎ（ω_ＩＦ−Ω）ｔおよびｃｏｓ（ω_ＩＦ−Ω）ｔで、中間周波数における信号を乗算することによって受信信号の基本直交変換を行い、Ω／２πは中間周波数ω_ＩＦ／２πからの近似離調の周波数であり、このようにして基本直交変換の第１および第２信号を形成する工程と、
   ｊ）基本直交変換における第１および第２信号のそれぞれをデジタル化する工程と、
   ｋ）信号ｃｏｓΩｔで基本直交変換におけるデジタル化された第１信号を乗算し、信号ｓｉｎΩｔで基本直交変換におけるデジタル化された第２信号を乗算することによって、デジタル化された信号に対して二次直交変換を行い、これにより、二次直交変換における第１および第２信号をそれぞれ形成する工程と、
   ｌ）工程ｋ）で得られた信号に対して、Ｃ_１・ｆ_ｌに略等しい周波数におけるデジタルフィルタリングを行い、これにより、二次直交変換における第１および第２信号からそれぞれ、受信側におけるＩチャンネルおよびＱチャンネルを形成する工程と、
   ｍ）第１ＰＲＳおよび第２ＰＲＳによって、工程ｌ）で得られた各信号の適合フィルタリングを行い、これにより、これらの信号の対応する畳み込みを取得し、第１ＰＲＳによる信号畳み込みは、送信側において送信される初期ｍレベル配列として採用される工程と、
   ｎ）第２ＰＲＳを有する信号畳み込みを、第２ＰＲＳのサイクルの略２倍の大きさのサイクルを有する矩形ミアンダパルスに変換する工程と、
   ｏ）受信側のＩチャンネルにおける矩形パルスから、受信側のＱチャンネルにおける矩形パルスを差し引く工程と、
   ｐ）工程ｏ）の結果として得られる信号の位相と、受信側のクロック周波数ｆｌ’から得られ、周波数ｋｆｌ’と略等しい繰り返し周波数Ｃ１・ｆ１／２Ｃ_２を有する参照ミアンダ信号の位相とを比較する工程と、
   ｒ）工程ｐ）の結果として得られる信号を用いて周波数Ω／２πを調節する工程と、
   ｓ）同時に、受信側のＩおよびＱチャンネルからの第１ＰＲＳを有する信号畳み込みの絶対振幅を総計する工程と、
   ｔ）工程ｓ）における総計の結果として得られる信号の位相と、参照信号ｃｏｓ（πｆ_ｌ’ｔ）の位相とを比較し、受信側のＩおよびＱチャンネルにおける信号のデジタル化周波数の値を調節するために当該位相比較の結果を用いる工程とを含む方法。
2. 送信側において、上記工程ａ）の前に、繰り返し周波数ｆ_ｂ＝ｋｆ_ｌを有するビットシンボルの情報配列を変換することによって、ｍレベルシンボルの情報配列が生成され、受信側において、第１ＰＲＳを有する信号畳み込みは、ｋ−ビット結合と通じた状態で配置され、これらの結合は、受信側のＩおよびＱチャンネルから交互に読み込むことによって単一のビットストリームに結合される、請求項１に記載の方法。
3. 直交振幅変調信号を送受信するシステムであって、
   送信側において、
   ・ｍレベルシンボルの情報配列を分割し、ｍ＝２^ｋ、であり、ｋ＝２，３、．．．であり、ｍレベルシンボルは第１クロック周波数ｆ_ｌを有し、これにより偶数ｍレベルシンボルを有する送信側のＩチャンネルと、奇数ｍレベルシンボルを有する送信側のＱチャンネルとに分割するように構成され、送信側におけるＩおよびＱチャンネルのそれぞれのｍレベルシンボルは繰り返し周波数ｆ_ｌ／２を有するチャンネル分割器と、
   ・各ｍレベルシンボルを、時間基準Ｃ_１および繰り返し周波数Ｃ_１・ｆ_ｌ／２を有する第１擬似ランダムシーケンス（ＰＲＳ）を形成するように構成された第１擬似ランダムシーケンス（ＰＲＳ）形成器であって、上記第１ＰＲＳにおける各偶数部は値＋１または−１を有し、上記第１ＰＲＳにおける奇数部は０に等しい、第１擬似ランダムシーケンス（ＰＲＳ）形成器と、
   ・上記ＰＲＳを有する各ｍレベルシンボルを乗算することによって、送信側のＩチャンネルおよびＱチャンネルのそれぞれにおける各ｍレベルシンボルのスペクトラムを拡大するように構成された第１および第２乗算器と、
   ・第２時間基準Ｃ_２＞＞Ｃ_１と、上記第１ＰＲＳと同じ繰り返し周波数Ｃ_１・ｆ_ｌ／２とを有する第２ＰＲＳを、該第２ＰＲＳのサイクルの２倍のサイクルを有するミアンダ信号を用いて形成するように構成された第２ＰＲＳ形成器であって、上記第２ＰＲＳにおける各偶数部は値＋Ａまたは−Ａを有し、上記第２ＰＲＳにおける奇数部は０に等しい第２ＰＲＳ形成器と、
   ・上記第２ＰＲＳのサイクルの２倍の大きさのサイクルを有するミアンダ信号を形成するように構成されたミアンダ信号形成器と、
   ・上記ミアンダ信号で上記第２ＰＲＳを操作するように構成されたマニピュレータと、
   ・上記マニピュレータの信号を有する第１および第２乗算器からの信号を総計するように構成された第１および第２加算器と、
   ・第１および第２加算器の信号に対して、周波数Ｃ_１・ｆ_ｌにおいて、デジタルフィルタリングを行うように構成された第１および第２デジタルフィルタと、
   ・上記各デジタルフィルタの信号をアナログ信号に変換するように構成された第１および第２デジタル−アナログ変換機（ＤＡＣ）と、
   ・上記ＤＡＣの信号から送信信号を形成するように構成された送信信号形成器と、
   ・第１クロック周波数から、送信側ユニットを操作するに必要な全てのクロック周波数を形成するように構成されたクロック周波数形成器とを備え、
   受信側において、
   ・受信側にＩおよびＱチャンネルにおける信号を用いるクロック周波数を抽出するように構成されたクロック周波数抽出器と、
   ・受信信号を受信側のＩチャンネルおよび受信側のＱチャンネルの信号に分割し、これらの信号の直交振幅復調を行うように構成されたデジタル直交復調ユニットと、
   ・デジタル直交復調ユニットからの上記信号に対して、周波数Ｃ_１・ｆ_ｌにおいて、最適デジタルフィルタリングを行うように構成された第１および第２最適デジタルフィルタと、
   ・上記第１ＰＲＳで適合フィルタリングを行うことによって、各最適デジタルフィルタからの信号を畳み込むように構成された、第１ＰＲＳによる畳み込みを行う第１および第２ユニットと
   ・上記第２ＰＲＳで適合フィルタリングを行うことによって、各最適デジタルフィルタからの信号を畳み込むように構成された、第２ＰＲＳによる畳み込みを行う第１および第２ユニットと
   ・上記第１ＰＲＳによる畳み込みを行う上記第１および第２ユニットから出力される信号に基づいて、上記クロック周波数抽出器に供給すべき周波数調節信号を形成するように構成された第１周波数調節抽出器と、
   ・上記第２ＰＲＳによる畳み込みを行う上記第１および第２ユニットから出力される信号に基づいて、上記デジタル直交復調ユニットに供給すべき周波数調節信号を形成するように構成された第２周波数調節抽出器と
   ・第１ＰＲＳを有する畳み込みにおける第１および第２ユニットの信号から、ｍレベルサンプルの配列を形成する、ｍレベル配列へ変換するように構成された第１および第２変換器と、
   ・繰り返し周波数ｆ_ｌを有するｍレベルサンプルの単一配列のｍレベル配列へ変換する第１および第２変換器の信号を結合するように構成された配列結合ユニットとを備える、システム。
4. 送信側において、上記チャンネル分割器の前に、周波数ｋｆ_ｌにおいて現れるビットシンボルの初期情報配列を上記ｍレベルシンボル配列に変換するｍレベルサンプル形成器が接続される、請求項３に記載のシステム。
5. 送信側において、上記送信信号形成器は、対応する直交成分で第１および第２ＤＡＣからの信号を乗算する第３および第４乗算器と、上記第３および第４乗算器の乗算結果を総計する総計ユニットとを備える、請求項３に記載のシステム。
6. 受信側において、上記配列結合ユニットの後で、配列結合ユニットからのｍレベルサンプルの結合配列を、クロック周波数ｋｆ_ｌを有するビットシンボルの情報配列に変換する、ビット配列への変換器を備える、請求項３に記載のシステム。
7. 受信側において、デジタル直交復調ユニットは、
   ・周波数（（ω_ＩＦ−Δω）／２π）の対応する直交成分で入力信号を乗算するように構成された第５および第６乗算器であって、Δω／２πは中間周波数ω_ＩＦ／２πからの近似離調の周波数である第５および第６乗算器と、
   ・第５および第６乗算器の信号を抽出し、受信信号のｃｏｓｉｎｅおよびｓｉｎｅ成分をそれぞれ形成するように構成された第１および第２フィルタと、
   ・受信信号のｃｏｓｉｎｅおよびｓｉｎｅ成分を、受信側のクロック周波数ｆ_ｌ’から得られる周波数Ｃ_１・ｆ_ｌ’を有する、対応するデジタルサンプルに変換するように構成された第１および第２アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）と、
   ・同相および直交チャンネルの信号を復調するように構成されたデジタル直交復調器とを備える、請求項３に記載のシステム。
8. 受信側において、デジタル直交復調器は、
   ・周波数Δω／２πの対応する直交成分で入力信号のｓｉｎｅ成分を乗算するように構成された第７および第８乗算器と、
   ・周波数Δω／２πの対応する直交成分で入力信号のｃｏｓｉｎｅ成分を乗算するように構成された第９および第１０乗算器と、
   ・中間周波数離調信号から、第７および第９乗算器に供給する周波数Δω／２πのｓｉｎｅ成分と、第８および第１０乗算器に供給する周波数Δω／２πのｃｏｓｉｎｅ成分を形成するように構成された制御可能な周波数合成器と、
   ・第８および第９乗算器の信号を差し引くように構成された相殺器と、
   ・第７および第１０乗算器の信号を総計するように構成された加算器とを備える、請求項７に記載のシステム。
9. 第１周波数調節抽出器は、
   ・第１ＰＲＳを有する畳み込みにおけるそれぞれのユニットからの信号の絶対振幅を算出するように構成された第１および第２絶対振幅算出器と、
   ・上記絶対振幅算出器の信号を総計するように構成された第４加算器と、
   ・位相において、第４加算器からの信号と、参照信号ｃｏｓ（πｆ_ｌ’ｔ）とを比較するように構成された第１位相検出器と、
   ・上記第１位相検出器の比較結果をフィルタリングし、上記クロック周波数抽出器に対する周波数調節信号を形成するように構成された第１ループフィルタとを備える、請求項３に記載のシステム。
10. 第２周波数調節抽出器は、
    ・第２ＰＲＳを有する畳み込みにおけるそれぞれのユニットの畳み込み信号をミアンダ信号に変換するように構成された第１および第２畳み込み符号変換器と、
    ・第１および第２畳み込み符号変換器の信号を差し引くように構成された第３相殺器と、・位相において、第３相殺器からの信号と、参照信号ｃｏｓ（π・（Ｃ_１・ｆ_１／２Ｃ_２）・ｔ）とを比較するように構成された第２位相検出器と、
    ・上記第２位相検出器の比較結果をフィルタリングし、デジタル直交復調ユニットに対する周波数調節信号を形成するように構成された第２ループフィルタとを備える、請求項３に記載のシステム。
11. コンピュータ内における直接操作を意図した機械読み取り可能な媒体であって、請求項１に記載の方法を実行するプログラムを含む媒体。
12. 時間間隔Ｔ＝（２ｋＭ／ｆ_１）で直交振幅変調（ＱＡＭ）信号の受信を同期する、請求項１に記載の方法の使用。

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