RU2350031C1 - Способ передачи и приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции, система для его осуществления, машиночитаемый носитель и применение способа для синхронизации приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции - Google Patents
Способ передачи и приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции, система для его осуществления, машиночитаемый носитель и применение способа для синхронизации приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции Download PDFInfo
- Publication number
- RU2350031C1 RU2350031C1 RU2007125231/09A RU2007125231A RU2350031C1 RU 2350031 C1 RU2350031 C1 RU 2350031C1 RU 2007125231/09 A RU2007125231/09 A RU 2007125231/09A RU 2007125231 A RU2007125231 A RU 2007125231A RU 2350031 C1 RU2350031 C1 RU 2350031C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- signals
- signal
- frequency
- designed
- srp
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/0003—Code application, i.e. aspects relating to how codes are applied to form multiplexed channels
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Изобретение относится к технике передачи сигналов и предназначено для передачи и приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции (К AM). Технический результат - снижение порога демодуляции в нелицензируемых диапазонах частот за счет низкого порога синхронизации. Суть способа заключается в расширении пачки из М m-уровневых символов КАМ с помощью двух псевдослучайных последовательностей (ПСП), одна из которых периодически инвертируется в некоторых из пачек. Благодаря этому на приемной стороне выделяются составляющие сигнала КАМ, соответствующие меандровому сигналу инвертирования ПСП (частота которого известна). Это и обеспечивает устранение неоднозначности в подстройке частоты синхронизации на приемной стороне. Способ реализуется в соответствующей системе, причем может осуществляться как аппаратно, так и программно. Кроме того, этот способ может применяться для синхронизации приема сигналов КАМ. 4 н. и 8 з.п. ф-лы, 6 ил.
Description
Область техники, к которой относится изобретение
Данное изобретение относится к технике передачи сигналов. Конкретно данное изобретение относится к способу и системе для передачи и приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции, предназначенным для преимущественного использования в нелицензируемых диапазонах частот.
Уровень техники
При передаче и приеме сигналов, модулированных тем или иным образом, очень важной характеристикой является порог демодуляции, т.е. то отношение мощности сигнала к мощности шума (С/Ш), при котором перестает выделяться несущее колебание принимаемого сигнала, что ведет к срыву приема. Порог демодуляции существенно зависит от вида модуляции, примененного на передающей стороне, и вида помехоустойчивого кодирования.
Одним из возможных методов снижения порога демодуляции является расширение спектра передаваемого сигнала с помощью так называемых псевдослучайных последовательностей (ПСП). В частности, использование сигналов типа ПСП прямо предусматривается в системах радиосвязи, работающих в тех диапазонах частот, где не требуется получения лицензии на право исключительного использования той или иной их части (т.е. в диапазонах 2400-2483 МГц и 5725-5850 МГц). Помимо этого к таким системам предъявляются также требования использовать разделение частот, ограничивать мощность излучения (не более 100 мВт в любом направлении) и применять стандартизованную полосу частот излучаемого сигнала в зависимости от базы используемой ПСП. Базой ПСП называется период ее повторения, выраженный в длительностях одного элемента ПСП. Для указанных диапазонов база ПСП должна быть не меньше 10.
В выпускаемых в настоящее время модемах, предназначенных для работы в указанных диапазонах частот, используется модуляция типа 4ФМн (QPSK), а база ПСП равна 15.
В этих модемах, чувствительность которых лежит в пределах от -90 до -98 дБм, синхронизация по несущей и таковой частотам происходит при соотношении мощностей сигнал/шум от 0 до +3 дБ, что обусловлено нелинейной схемой синхронизации. Если бы в этих модемах схема синхронизации была линейной, их чувствительность можно было бы улучшить на 7-10 дБ.
Известны разные предложения по повышению порога демодуляции.
Так, в выложенной заявке Японии №2001-237908 (31.08.2001) описана система выделения синхросигнала из сигнала КАМ, обеспечивающая квазисинхронное детектирование. В патентах США №№6717462 (06.04.2004) и 6727772 (27.04.2204) описаны способы и системы передачи и приема сигналов КАМ с подстройкой несущей частоты. Однако оба этих патента обеспечивают лишь простую обработку обычного сигнала КАМ, что не позволяет снизить порог демодуляции.
В заявках США №№2004/0022328 (05.02.2004) и 2005/0111601 (26.05.2005) раскрываются системы и способы передачи сигналов с квадратурной амплитудной модуляцией (КАМ), в которых синхронизация приемника основана на определении угла поворота вектора принятого сигнала в фазовом пространстве комплексных координат. Однако в этих системах применяются нелинейные методы синхронизации.
Заявки Японии №№2005-117366 (28.04.2005), 2005-217636 (11.08.2005) и 2006-262494 (28.09.2006) раскрывают способы и системы КАМ, в которых для синхронизации на передающей стороне вводят дополнительные специфические символы, по которым на приемной стороне осуществляют подстройку синхронизации. Сходный принцип использован и в заявке WO 2006/135275 (21.12.2006). Однако использование дополнительных символов усложняет обработку принимаемого сигнала.
Сущность изобретения
Задачей настоящего изобретения является создание таких способа и системы для передачи и приема сигналов КАМ, которые позволили бы снизить порог демодуляции за счет низкого порога синхронизации.
Для достижения такого результата предлагается способ и реализующая его система для передачи и приема сигналов КАМ по настоящему изобретению. Основным принципом этого изобретения является расширение пачки из М m-уровневых символов КАМ с помощью двух ПСП, одна из которых периодически инвертируется в некоторых из пачек. Благодаря этому на приемной стороне выделяются составляющие сигнала КАМ, соответствующие меандровому сигналу инвертирования ПСП (частота которого известна). Это и обеспечивает устранение неоднозначности в подстройке частоты синхронизации на приемной стороне.
Подробно объекты и признаки настоящего изобретения указаны в прилагаемой формуле изобретения. Для лучшего понимания заявленной группы изобретений служит подробное описание.
Краткое описание чертежей
Нижеследующее подробное описание иллюстрируется прилагаемыми чертежами, на которых одинаковые или сходные элементы имеют одни и те ссылочные позиции.
Фиг.1 показывает возможный сигнал, используемый в системе по настоящему изобретению.
Фиг.2 является блок-схемой передающей стороны системы для передачи и приема сигналов КАМ по настоящему изобретению.
Фиг.3 является блок-схемой приемной стороны системы для передачи и приема сигналов КАМ по настоящему изобретению.
Фиг.4 иллюстрирует выполнение цифрового квадратурного демодулятора в блоке квадратурного преобразования приемной стороны системы по настоящему изобретению.
Фиг.5 является блок-схемой первого блока выделения частоты подстройки на приемной стороне системы по настоящему изобретению.
Фиг.6 является блок-схемой второго блока выделения частоты подстройки на приемной стороне системы по настоящему изобретению.
Подробное описание изобретения
Вид сигнала, используемого в системе передачи и приема сигналов КАМ по настоящему изобретению, показан на фиг.1. Спектр этого сигнала в канале I представляет собой набор частотных составляющих, разнесенных на заранее заданное значение частоты, чередующихся с пилотными сигналами (фиг.1а). С учетом сигнала в канале Q возможные сигнальные созвездия для разных видов модуляции имеют вид, показанный на фиг.1б.
Система передачи и приема сигналов КАМ по настоящему изобретению в общем случае состоит из передающей стороны и приемной стороны, соединенных каналом связи.
На фиг.2 представлена блок-схема передающей стороны системы передачи и приема сигналов КАМ по настоящему изобретению.
Передающая сторона содержит формирователь 3 m-уровневых символов, предназначенный для преобразования исходной информационной последовательности 1 битовых символов, следующих с тактовой частотой kf1 2, в последовательность m-уровневых символов, где m=2k, k=2, 3, …, следующих с первой тактовой частотой f1. Эта первая тактовая частота вырабатывается в формирователе 4 тактовых частот передающей стороны на первом выходе этого формирователя 4 тактовых частот из поступающего на его вход сигнала 2 тактовой частоты kf1, которым сопровождается исходная последовательность 1 битовых символов.
Разделитель 5 каналов предназначен для разделения информационной последовательности m-уровневых символов с формирователя 3 m-уровневых символов на канал I передающей стороны и канал Q передающей стороны. Частота следования m-уровневых символов в каждом из каналов I и Q передающей стороны, равная f1/2, формируется на втором выходе формирователя 4 тактовых частот.
Первый и второй перемножители 6 и 7 предназначены каждый для перемножения значений m-уровневых символов в каналах I и Q передающей стороны, соответственно, на сигнал псевдослучайной последовательности (ПСП). Этот сигнал первой ПСП формируется в формирователе 8 первой ПСП таким образом, что каждый четный член этой первой ПСП имеет одно из значений +1 или -1, а все четные члены равны 0. При этом база первой ПСП равна C1≥10, а частота следования первой ПСП составляет C1·f1/2.
Благодаря перемножению значений m-уровневых символов на сигнал первой ПСП в перемножителях 6 и 7 спектр каждого из m-уровневых символов расширяется в C1 раз.
Первый и второй сумматоры 9 и 10 предназначены каждый для суммирования сигналов, соответственно, первого и второго перемножителей 6 и 7 с сигналом с выхода манипулятора 11, предназначенного для манипулирования (перемножения на меандр, инвертирования) сигнала с формирователя 12 второй ПСП.
Формирователь 12 второй ПСП предназначен для формирования второй ПСП с временной базой C2»C1, но следующей с той же самой частотой C1·f1/2, что и первая ПСП с формирователя 8. При этом каждый четный член второй ПСП имеет одно из значений +А или -А, а все нечетные члены равны 0.
Формирователь 13 меандрового сигнала формирует меандровый сигнал с периодом вдвое больше, чем период второй ПСП, т.е. частота этого меандрового сигнала равна C1·f1/2C2. Этот меандровый сигнал поступает на манипулятор 11. В результате во второй ПСП периодически меняются знаки всех четных членов.
Такая периодически инвертируемая вторая ПСП суммируется в сумматорах 9 и 10 с сигналами из соответствующих перемножителей 6 и 7 в каналах I и Q, соответственно.
Формирователь 8 первой ПСП, формирователь 12 второй ПСП и формирователь 13 меандрового сигнала тактируются с частотой C1·f1/2, поступающей с третьего выхода формирователя 4 тактовых частот,
Первый и второй цифровые фильтры 14 и 15 предназначены каждый для фильтрации сигналов с соответствующих сумматоров 9 и 10. Эта фильтрация осуществляется с тактовой частотой C1·f1 с четвертого выхода формирователя 4 тактовых частот. Следует отметить, что амплитудно-частотная характеристика этих цифровых фильтров 14 и 15 имеет частоту среза, равную частоте Найквиста.
Первый и второй цифроаналоговые преобразователи (ЦАП) 16 и 17 предназначены для преобразования сигналов с первого и второго цифровых фильтров 14 и 15, соответственно, в аналоговые сигналы. Работа первого и второго ЦАП 16 и 17 тактируется той же самой частотой C1·f1, что и работа цифровых фильтров 14, 15.
Формирователь 19 сигнала на передачу предназначен для формирования сигнала на передачу из сигналов первого и второго ЦАП 16, 17. В формирователе 19 в третьем и четвертом перемножителях 20, 21 осуществляется перемножение сигналов с первого и второго ЦАП 16, 17, соответственно, с косинусным и синусным сигналами (с квадратурными компонентами) несущей частоты и сложение результатов этого перемножения в блоке 22 сложения. Сигнал с выхода блока 22 сложения в формирователе 19 является сигналом 24 на передачу, который подается в канал связи (не показано).
На фиг.3 представлена блок-схема приемной стороны системы передачи и приема сигналов КАМ по настоящему изобретению.
Приемная сторона, вход которой подключен к каналу связи, содержит обычные для любого приемника средства усиления, фильтрации и преобразования на промежуточную частоту (ПЧ), которые показаны на фиг.2 блоком 25 переноса на ПЧ. Далее, приемная сторона содержит блок 26 цифровой квадратурной демодуляции, предназначенный для разделения принимаемого сигнала на сигналы канала I приемной стороны и канала Q приемной стороны и для цифровой квадратурной демодуляции этих сигналов. В состав приемной стороны входит также выделитель 38 тактовых частот, предназначенный для выделения тактовых частот с помощью сигналов в каналах I и Q приемной стороны. Выполнение выделителя 38 тактовых частот будет дано ниже.
Блок 26 цифровой квадратурной демодуляции содержит пятый и шестой перемножители 40, 41, предназначенные каждый для перемножения входного сигнала, перенесенного на промежуточную частоту, с соответствующей квадратурной (т.е. косинусоидальной и синусоидальной) составляющей частоты 
, где 
является частотой приблизительной расстройки от промежуточной частоты 
. Сигналы с пятого и шестого перемножителей 40, 41 через, соответственно, первый и второй фильтры 42, 43 поступают на первый и второй аналого-цифровые преобразователи (АЦП) 44, 45, соответственно. Каждый из АЦП 44, 45 предназначен для преобразования косинусной и синусной компонент принимаемого сигнала в соответствующие цифровые отсчеты с частотой C1·
, полученной из тактовой частоты приемной стороны, выделенной в выделителе 38 тактовых частот. Наконец, сигналы из АЦП 44, 45 поступают в цифровой квадратурный демодулятор 46, осуществляющий демодуляцию сигналов синфазного (I) и квадратурного (Q) каналов приемной стороны. Выполнение цифрового квадратурного демодулятора 46 будет дано ниже.
Первый и второй оптимальные цифровые фильтры 27 и 28 предназначены для оптимальной цифровой фильтрации сигналов с соответствующих выходов цифрового квадратурного демодулятора 46 в блоке 26 цифровой квадратурной демодуляции. Эта фильтрация осуществляется с тактовой частотой C1·. Следует отметить, что амплитудно-частотная характеристика этих оптимальных цифровых фильтров 27 и 28 имеет частоту среза, равную частоте Найквиста, - как и в цифровых фильтрах 14 и 15 передающей стороны.
Первый и второй блоки 29 и 30 свертки с первой ПСП предназначены для свертки сигналов из первого и второго оптимальных цифровых фильтров 27 и 28, соответственно, с первой ПСП, использованной на передающей стороне и известной на приемной стороне. Первый и второй блоки 31 и 32 свертки со второй ПСП предназначены для свертки сигналов с первого и второго оптимальных цифровых фильтров 27 и 28, соответственно, со второй ПСП, также использованной на передающей стороне и известной на приемной стороне.
Первый и второй преобразователи 33 и 34 в m-уровневую последовательность предназначены каждый для формирования последовательности m-уровневых отсчетов из сигналов, соответственно, первого и второго блоков 29 и 30 свертки с первой ПСП.
Блок 35 объединения последовательностей предназначен для объединения сигналов первого и второго преобразователей 33, 34 в m-уровневую последовательность в одну последовательность m-уровневых отсчетов, которая является выходным сигналом 39 приемной стороны.
Первый блок 36 выделения частоты подстройки предназначен для формирования сигнала подстройки по частоте для выделителя 38 тактовых частот из сигналов первого и второго блоков 29, 30 свертки с первой ПСП.
Второй блок 37 выделения частоты подстройки предназначен для формирования сигнала подстройки по частоте для цифрового квадратурного демодулятора 46 в блоке 26 цифровой квадратурной демодуляции из сигналов первого и второго блоков 31,32 свертки со второй ПСП.
Цифровой квадратурный демодулятор 46 в блоке 26 цифровой квадратурной демодуляции выполнен по схеме, изображенной на фиг.4. Цифровой квадратурный демодулятор 46 содержит седьмой и восьмой перемножители 47 и 48, предназначенные каждый для перемножедия синусной компоненты входного сигнала с соответствующей квадратурной составляющей частоты , и девятый и десятый перемножители 49 и 50, предназначенные каждый для перемножения косинусной компоненты входного сигнала с соответствующей квадратурной составляющей частоты . Составляющие частоты формируются управляемым синтезатором 51 частоты. В состав цифрового квадратурного демодулятора 46 входят также первый вычитатель 52, предназначенный для вычитания сигналов восьмого и девятого перемножителей 48, 49, и третий сумматор 53, предназначенный для суммирования сигналов седьмого и десятого перемножителей 47, 50. Сигналы с выходов первого вычитателя 52 и третьего сумматора 53 являются сигналами, соответственно, синфазного (I) и квадратурного (Q) каналов приемной стороны.
Первый блок 36 выделения частоты подстройки (фиг.5) содержит первый и второй вычислители 54, 55 модуля, предназначенные для вычисления модуля от сигналов, соответственно, первого и второго блоков 29, 30 свертки с первой ПСП; четвертый сумматор 56, предназначенный для суммирования сигналов первого и второго вычислителей 54, 55 модуля; первый фазовый детектор 57, предназначенный для сравнения по фазе сигнала четвертого сумматора 56 с опорным сигналом с частотой 
, подаваемым с первого выхода выделителя 38 тактовых частот; первый петлевой фильтр 58, установленный в петле подстройки тактовой частоты и предназначенный для фильтрации результата сравнения первого фазового детектора 57 и для формирования сигнала подстройки по частоте для выделителя тактовых частот 38.
Второй блок 37 выделения частоты подстройки (фиг.6) содержит первый и второй преобразователи 59, 60 сверточного сигнала, предназначенные для преобразования сверточного сигнала, соответственно, первого и второго блоков 31, 32 свертки со второй ПСП в меандровый сигнал; третий вычитатель 61, предназначенный для вычитания сигналов первого и второго преобразователей 59, 60 сверточного сигнала; второй фазовый детектор 62, предназначенный для сравнения по фазе сигнала третьего вычитателя 61 с опорным сигналом с частотой 
, подаваемым со второго выхода выделителя 38 тактовых частот; второй петлевой фильтр, установленный в петле подстройки тактовой частоты и предназначенный для фильтрации результата сравнения второго фазового детектора 62 и для формирования сигнала подстройки по частоте для цифрового квадратурного демодулятора 46 в блоке 26 цифровой квадратурной демодуляции.
Выделитель 38 тактовых частот содержит блок фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), предназначенный для приема сигнала с первого блока 36 выделения частоты подстройки и для выдачи сигналов с частотой 
и 
. Кроме того, выделитель 38 тактовых частот содержит соответствующие делители частоты для формирования сигналов следующих тактовых частот: C1· - на третьем выходе для тактирования АЦП 44 и 45 в блоке 26 цифровой квадратурной демодуляции, оптимальных цифровых фильтров 27 и 28, блоков 29 и 30 свертки с первой ПСП и блоков 31 и 32 свертки со второй ПСП; - на четвертом выходе для тактирования преобразователей 33 и 34 в m-уровневую последовательность; k/2 - на пятом выходе и k - на шестом выходе для тактирования блока 35 объединения последовательностей.
Блок ФАПЧ в выделителе 38 тактовых частот может быть выполнен по любой известной схеме.
Способ передачи и приема сигналов КАМ по настоящему изобретению реализуется в показанной системе следующим образом.
Исходная битовая последовательность 1 (фиг.2) с частотой kf1 поступает на информационный вход формирователя 3 m-уровневых символов, который преобразует эту битовую (т.е. двоичную) последовательность в последовательность m-уровневых символов, где m=2k, k=2, 3, …, следующих с первой тактовой частотой f1. Формирователь 3 не потребуется, если исходной последовательностью будет именно последовательность m-уровневых символов. Первая тактовая частота вырабатывается в формирователе 4 тактовых частот передающей стороны на его первом выходе из поступающего на его вход сигнала 2 тактовой частоты kf1. В случае, когда исходной является последовательность m-уровневых символов, первая тактовая частота f1 поступает непосредственно со входа. Тогда в формирователе 4 тактовых частот необходимо будет предусмотреть дополнительное умножение частоты.
Полученная последовательность m-уровневых символов с формирователя 3 поступает на разделитель 5 каналов, где эта последовательность разделяется на канал I передающей стороны с четными m-уровневыми символами и канал Q передающей стороны с нечетными m-уровневыми символами. Частота следования m-уровневых символов в каждом из каналов I и Q передающей стороны равна f1/2. Соответствующий тактовый сигнал формируется на втором выходе формирователя 4 тактовых частот.
В первом и втором перемножителях 6 и 7 производится расширение спектра поступающих m-уровневых последовательностей за счет их перемножения с первой ПСП, подаваемой из формирователя 8 первой ПСП. Затем полученные сигналы суммируются, соответственно, в первом и втором сумматорах 9 и 10 со второй ПСП, формируемой в формирователе 12 второй ПСП и манипулированной в манипуляторе 11 меандрорым сигналом из формирователя 13 меандрового сигнала. Поскольку, как отмечено ранее, первая ПСП имеет нулевые четные члены, а вторая ПСП - нулевые нечетные члены, при суммировании в сумматорах 9 и 10 не происходит никакого нежелательного взаимодействия составляющих первой и второй ПСП друг с другом.
Сигналы с выходов первого и второго сумматоров 9 и 19 поступают на цифровые фильтры 14 и 15, соответственно, где осуществляется фильтрация по критерию Найквиста или согласованная фильтрация этих сигналов, после чего они переводятся в аналоговую форму, соответственно, в первом и втором ЦАП 16 и 17 и подаются на формирователь 19 сигнала на передачу. В формирователе 19 сигнала на передачу аналоговые сигналы с выходов первого и второго ЦАП 16 и 17 поступают, соответственно, на третий и четвертый перемножители 20 и 21, где каждый из этих аналоговых сигналов перемножается на соответствующую квадратурную компоненту сигнала несущей частоты (т.е. на cos ω0t и на sin ω0t). Результаты этих перемножений подаются на блок 22 сложения, с выхода которого выдается сигнал 23 на передачу, подаваемый в канал связи (не показано).
На приемной стороне (фиг.3) сигнал 24 из канала связи попадает на вход блока 25 переноса на ПЧ, где производится его усиление, фильтрация и перенос на промежуточную частоту 
. Из блока 25 переноса на ПЧ сигнал поступает в блок 26 цифровой квадратурной демодуляции.
В этом блоке 26 поступивший сигнал подается на один из входов каждого из пятого и шестого перемножителей 40, 41, а на другой вход каждого из этих перемножителей 40, 41 подается косинусная либо синусная составляющие сигнала с частотой , где является частотой приблизительной расстройки от промежуточной частоты . Сигналы с пятого и шестого перемножителей 40, 41 через, соответственно, первый и второй фильтры 42, 43 поступают на первый и второй АЦП 44, 45, соответственно, косинусная и синусная компоненты принимаемого сигнала преобразуются в соответствующие цифровые отсчеты. Сигналы из АЦП 44, 45 поступают в цифровой квадратурный демодулятор 46, осуществляющий демодуляцию сигналов синфазного (I) и квадратурного (Q) каналов приемной стороны.
В цифровом квадратурном демодуляторе 46 (фиг.4) сигнал из первого АЦП 44 поступает на первые входы седьмого и девятого перемножителей 47, 49, а сигнал из второго АЦП 45 поступает на первые входы восьмого и десятого перемножителей 48, 50. Управляемый синтезатор 51 частоты выдает на вторые выходы первого и второго перемножителей 47, 48 сигнал 
, а на вторые входы третьего и четвертого перемножителей 49, 50 сигнал 
. Сигналы с выходов второго и третьего перемножителеи 48, 49 подаются на первый вычитатель 52, с выхода которого снимается сигнал синфазного канала (I) приемной стороны. Сигналы с выходов первого и четвертого перемножителей 47, 50 подаются на входы третьего сумматора 53, с выхода которого снимается сигнал квадратурного канала (Q) приемной стороны.
Сигналы каналов I и Q поступают (фиг.2), соответственно, на первый и второй оптимальные цифровые фильтры 27 и 28, где эти сигналы подвергаются оптимальной фильтрации, как описано для передающей стороны. Сигнал с выхода первого оптимального фильтра 27 подается на первый блок 29 свертки с первой ПСП и на первый блок 30 свертки со второй ПСП, а сигнал с выхода второго оптимального фильтра 28 подается на второй блок 30 свертки с первой ПСП и на второй блок 32 свертки со второй ПСП. Эти операции свертки осуществляются путем согласованной фильтрации с первой ПСП. В результате на выходах блоков 29, 30 свертки с первой ПСП выделяются сигналы, спектр которых сжат по сравнению со спектром, расширенным на передающей стороне с помощью первой ПСП. Иными словами, на выходах блоков 29 и 30 свертки с первой ПСП выделяются последовательности m-уровневых символов, переданные с передающей стороны. Аналогично, на выходах блоков 31, 32 свертки со второй ПСП также выделяются сигналы со сжатым спектром.
Последовательности m-уровневых символов с блоков 29, 30 свертки с первой ПСП поступают в блоки 33, 34, где они преобразуются в k-битовые кодовые комбинации, которые после объединения в блоке 35 объединения последовательностей подаются в виде единой последовательности 39 на выход приемной стороны.
Одновременно последовательности m-уровневых символов с блоков 29, 30 свертки с первой ПСП поступают в первый блок 36 выделения частоты подстройки.
В этом блоке 36 (фиг.5) входные сигналы попадают, соответственно, в первый и второй вычислители 54, 55 модуля, в которых находится абсолютная величина каждого m-уровневого символа. Эти сигналы складываются в четвертом сумматоре 56, сигнал с которого подается на первый вход первого фазового детектора 57, на другой вход которого поступает из выделителя 38 тактовых частот сигнал с частотой 
. После фильтрации в первом петлевом фильтре 58 выделенный сигнал частоты подстройки подается в выделитель 38 тактовых частот для отслеживания системой ФАПЧ.
Последовательности m-уровневых символов с блоков 31, 32 свертки со второй ПСП поступают во второй блок 37 выделения частоты подстройки.
В этом блоке 37 (фиг.6) входные сигналы попадают на первые входы, соответственно, первого и второго преобразователей 59, 60 сверточного сигнала, где сигнал с выхода соответствующего блока свертки 31, 32 со второй ПСП преобразуется в меандровый сигнал. Полученные сигналы вычитаются в третьем вычитателе 61, и результирующий сигнал подается на первый вход второго фазового детектора 62, на второй вход которого поступает из выделителя 38 тактовых частот сигнал с частотой 
. Результирующий сигнал после фильтрации во втором петлевом фильтре 63 поступает в цифровой квадратурный демодулятор 46 блока 26 цифровой квадратурной демодуляции для подстройки управляемого синтезатора 51 частоты.
Таким образом, на выходе второго блока 37 выделения частоты подстройки выделяется меандровый сигнал, с периодом которого инвертируются значения второй ПСП.
Специалистам понятно, что практически все действия способа передачи и приема сигналов КАМ по настоящему изобретению могут быть полностью реализованы не только в аппаратном, но и в программном виде, поскольку обрабатываемый сигнал уже дискретизирован, оцифрован и переведен в вид двоичных отсчетов. Эти отчеты будут обрабатываться процессором компьютера в соответствии с программой, алгоритм которой фактически описан выше. В этом случае программа, соответствующая выполнению вышеприведенного алгоритма функционирования, посредством исполнения которой в компьютере можно реализовать способ по настоящему изобретению, может быть записана на машиночитаемый носитель, предназначенный для непосредственной работы в составе компьютера.
Кроме того, способ по настоящему изобретению может быть целенаправленно применен не для передачи сообщений с помощью сигналов КАМ, а только для синхронизации приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции на интервале 
.
Поэтому все указанные возможности включены в виде отдельных объектов в прилагаемую формулу изобретения, полностью определяющую объем настоящего изобретения с учетом любых эквивалентов признаков, использованных в этой формуле изобретения. Описание же служит лишь целям иллюстрации и пояснения принципов, а не ограничению объема настоящего изобретения.
Claims (12)
1. Способ передачи и приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции (КАМ), заключающийся в том, что
на передающей стороне
а) разделяют информационную последовательность m-уровневых символов, где т=2k, k=1, 2, 3, …, следующих с первой тактовой частотой f1, на канал I передающей стороны с четными m-уровневыми символами и канал Q передающей стороны с нечетными m-уровневыми символами, причем m-уровневые символы в каждом из каналов I и Q передающей стороны следуют с частотой f1/2;
б) расширяют спектр каждого из m-уровневых символов в каждом из каналов I и Q передающей стороны путем перемножения каждого m-уровневого символа с первой псевдослучайной последовательностью (ПСП), имеющей временную базу C1 и следующей с частотой С1·f1/2, при этом каждый нечетный член упомянутой первой ПСП имеет значение +1 либо -1, а все четные члены упомянутой первой ПСП равны 0;
в) манипулируют вторую ПСП, имеющую вторую временную базу C2>>C1 и следующую с той же частотой C1·f1/2, что и упомянутая первая ПСП, меандровым сигналом с периодом вдвое больше, чем период упомянутой второй ПСП, при этом каждый четный член упомянутой второй ПСП имеет значение +А либо -А, а все нечетные члены упомянутой второй ПСП равны 0;
г) суммируют сигналы, полученные в действиях б) и в), в каждом из каналов I и Q передающей стороны;
д) подвергают суммарные сигналы в каждом из каналов I и Q передающей стороны цифровой фильтрации с частотой C1·f1;
е) преобразуют отфильтрованные сигналы в каждом из каналов I и Q передающей стороны в аналоговые сигналы;
ж) формируют сигнал на передачу с помощью упомянутых аналоговых сигналов путем перемножения аналогового сигнала в канале I передающей стороны на косинусоидальную составляющую сигнала несущей частоты и перемножения аналогового сигнала в канале Q передающей стороны на синусоидальную составляющую сигнала несущей частоты;
на приемной стороне
з) переносят принимаемый сигнал на промежуточную частоту
и) осуществляют первичное квадратурное преобразование принимаемого сигнала путем перемножения сигнала промежуточной частоты на сигналы, соответственно, sin(ωIF-Ω)t и cos(ωIF-Ω)t, где
- частота приблизительной расстройки от промежуточной частоты 
с формированием, соответственно, первого и второго сигналов первичного квадратурного преобразования;
к) оцифровывают каждый из первого и второго сигналов первичного квадратурного преобразования;
л) подвергают оцифрованные сигналы вторичному квадратурному преобразованию путем перемножения оцифрованного первого сигнала первичного квадратурного преобразования на сигнал cosΩt, а оцифрованного второго сигнала первичного квадратурного преобразования на сигнал sinΩt, формируя тем самым первый и второй сигналы вторичного квадратурного преобразования, соответственно;
м) подвергают сигналы, полученные в действии л), цифровой фильтрации с частотой, приблизительно равной частоте C1·f1 формируя тем самым из первого и второго сигналов вторичного квадратурного преобразования сигналы, соответственно, канала I и канала Q приемной стороны;
н) осуществляют согласованную фильтрацию каждого из сигналов, полученных в действии м), как по первой, так и по второй ПСП, получая соответствующие свертки этих сигналов, причем свертки сигналов с первой ПСП принимают в качестве исходных m-уровневых последовательностей, передаваемых на передающей стороне;
о) преобразуют свертки сигналов со второй ПСП в прямоугольные меандровые импульсы с периодом приблизительно вдвое больше периода второй ПСП;
п) вычитают прямоугольные импульсы канала Q приемной стороны из прямоугольных импульсов канала I приемной стороны;
р) сравнивают по фазе полученную в действии п) разность с опорным меандровым сигналом, идущим с частотой
полученной из тактовой частоты 
приемной стороны, приблизительно равной частоте 
;
с) осуществляют подстройку частоты
сигналом, полученным в результате сравнения в действии р);
т) одновременно суммируют модули сверток сигналов с первой ПСП из каналов I и Q приемной стороны;
у) сравнивают по фазе результат суммирования в действии т) с опорным сигналом
и используют результат этого сравнения для подстройки значения частоты оцифровки сигналов в каналах I и Q приемной стороны.
на передающей стороне
а) разделяют информационную последовательность m-уровневых символов, где т=2k, k=1, 2, 3, …, следующих с первой тактовой частотой f1, на канал I передающей стороны с четными m-уровневыми символами и канал Q передающей стороны с нечетными m-уровневыми символами, причем m-уровневые символы в каждом из каналов I и Q передающей стороны следуют с частотой f1/2;
б) расширяют спектр каждого из m-уровневых символов в каждом из каналов I и Q передающей стороны путем перемножения каждого m-уровневого символа с первой псевдослучайной последовательностью (ПСП), имеющей временную базу C1 и следующей с частотой С1·f1/2, при этом каждый нечетный член упомянутой первой ПСП имеет значение +1 либо -1, а все четные члены упомянутой первой ПСП равны 0;
в) манипулируют вторую ПСП, имеющую вторую временную базу C2>>C1 и следующую с той же частотой C1·f1/2, что и упомянутая первая ПСП, меандровым сигналом с периодом вдвое больше, чем период упомянутой второй ПСП, при этом каждый четный член упомянутой второй ПСП имеет значение +А либо -А, а все нечетные члены упомянутой второй ПСП равны 0;
г) суммируют сигналы, полученные в действиях б) и в), в каждом из каналов I и Q передающей стороны;
д) подвергают суммарные сигналы в каждом из каналов I и Q передающей стороны цифровой фильтрации с частотой C1·f1;
е) преобразуют отфильтрованные сигналы в каждом из каналов I и Q передающей стороны в аналоговые сигналы;
ж) формируют сигнал на передачу с помощью упомянутых аналоговых сигналов путем перемножения аналогового сигнала в канале I передающей стороны на косинусоидальную составляющую сигнала несущей частоты и перемножения аналогового сигнала в канале Q передающей стороны на синусоидальную составляющую сигнала несущей частоты;
на приемной стороне
з) переносят принимаемый сигнал на промежуточную частоту
и) осуществляют первичное квадратурное преобразование принимаемого сигнала путем перемножения сигнала промежуточной частоты на сигналы, соответственно, sin(ωIF-Ω)t и cos(ωIF-Ω)t, где
к) оцифровывают каждый из первого и второго сигналов первичного квадратурного преобразования;
л) подвергают оцифрованные сигналы вторичному квадратурному преобразованию путем перемножения оцифрованного первого сигнала первичного квадратурного преобразования на сигнал cosΩt, а оцифрованного второго сигнала первичного квадратурного преобразования на сигнал sinΩt, формируя тем самым первый и второй сигналы вторичного квадратурного преобразования, соответственно;
м) подвергают сигналы, полученные в действии л), цифровой фильтрации с частотой, приблизительно равной частоте C1·f1 формируя тем самым из первого и второго сигналов вторичного квадратурного преобразования сигналы, соответственно, канала I и канала Q приемной стороны;
н) осуществляют согласованную фильтрацию каждого из сигналов, полученных в действии м), как по первой, так и по второй ПСП, получая соответствующие свертки этих сигналов, причем свертки сигналов с первой ПСП принимают в качестве исходных m-уровневых последовательностей, передаваемых на передающей стороне;
о) преобразуют свертки сигналов со второй ПСП в прямоугольные меандровые импульсы с периодом приблизительно вдвое больше периода второй ПСП;
п) вычитают прямоугольные импульсы канала Q приемной стороны из прямоугольных импульсов канала I приемной стороны;
р) сравнивают по фазе полученную в действии п) разность с опорным меандровым сигналом, идущим с частотой
с) осуществляют подстройку частоты
т) одновременно суммируют модули сверток сигналов с первой ПСП из каналов I и Q приемной стороны;
у) сравнивают по фазе результат суммирования в действии т) с опорным сигналом
2. Способ по п.1, в котором на передающей стороне перед упомянутой операцией а) упомянутую информационную последовательность m-уровневых отсчетов образуют путем преобразования информационной последовательности битовых символов, следующих с частотой fb=kf1, а на приемной стороне сверткам сигналов с первой ПСП ставят в соответствие k-битовые комбинации, которые затем объединяют в единый битовый поток путем поочередного считывания этих комбинаций из каналов I и Q приемной стороны.
3. Система для передачи и приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции, содержащая
на передающей стороне
разделитель каналов, предназначенный для разделения информационной последовательности m-уровневых символов, где m=2k, k=2, 3, …, следующих с первой тактовой частотой f1 на канал I передающей стороны с четными m-уровневыми символами и канал Q передающей стороны с нечетными m-уровневыми символами, причем частота следования упомянутых m-уровневых символов в каждом из каналов I и Q передающей стороны равна f1/2;
формирователь первой псевдослучайной последовательности (ПСП), предназначенный для формирования первой ПСП, имеющей временную базу С1 и следующей с частотой C1·f1/2, причем каждый нечетный член упомянутой первой ПСП имеет значение +1 либо -1, а все четные упомянутой первой ПСП члены равны 0;
первый и второй перемножители, предназначенные для расширения спектра каждого из m-уровневых символов в каналах, соответственно, I и Q передающей стороны путем перемножения каждого m-уровневого символа с упомянутой первой ПСП;
формирователь второй ПСП, предназначенный для формирования второй ПСП, имеющей вторую временную базу C2>>C1 и следующей с той же частотой C1·f1/2, что и упомянутая первая ПСП, причем каждый четный член упомянутой второй ПСП имеет значение +А либо -А, а все нечетные члены упомянутой второй ПСП равны 0;
формирователь меандра сигнала, предназначенный для формирования меандрового сигнала с периодом вдвое больше, чем период упомянутой второй ПСП;
манипулятор, предназначенный для манипулирования упомянутой второй ПСП упомянутым меандровым сигналом;
первый и второй сумматоры, предназначенные для суммирования сигналов, соответственно, первого и второго перемножителей с сигналом упомянутого манипулятора;
первый и второй цифровые фильтры, предназначенные для цифровой фильтрации с частотой C1·f1 сигналов, соответственно, первого и второго сумматоров;
первый и второй цифроаналоговые преобразователи (ЦАП), предназначенные для преобразования сигналов упомянутых одноименных цифровых фильтров в аналоговые сигналы;
формирователь сигнала на передачу, предназначенный для формирования сигнала на передачу из сигналов упомянутых ЦАП;
формирователь тактовых частот, предназначенный для формирования всех тактовых частот, необходимых для работы блоков передающей стороны, из первой тактовой частоты;
на приемной стороне:
выделитель тактовых частот, предназначенный для выделения тактовых частот с помощью сигналов в каналах I и Q приемной стороны;
блок цифровой квадратурной демодуляции, предназначенный для разделения принимаемого сигнала на сигналы канала I приемной стороны и канала Q приемной стороны и для цифровой квадратурной демодуляции этих сигналов;
первый и второй оптимальные цифровые фильтры, предназначенные для оптимальной цифровой фильтрации с частотой C1·f1 упомянутых сигналов блока цифровой квадратурной демодуляции;
первый и второй блоки свертки с первой ПСП, предназначенные для свертки сигналов одноименных оптимальных цифровых фильтров путем согласованной фильтрации с упомянутой первой ПСП;
первый и второй блоки свертки со второй ПСП, предназначенные для свертки сигналов одноименных оптимальных цифровых фильтров путем согласованной фильтрации с упомянутой второй ПСП;
первый блок выделения частоты подстройки, предназначенный для формирования сигнала подстройки по частоте для упомянутого выделителя тактовых частот из сигналов упомянутых первого и второго блоков свертки с первой ПСП;
второй блок выделения частоты подстройки, предназначенный для формирования сигнала подстройки по частоте для упомянутого блок цифровой квадратурной демодуляции из сигналов упомянутых первого и второго блоков свертки со второй ПСП;
первый и второй преобразователи в m-уровневую последовательность, предназначенные каждый для формирования последовательности m-уровневых отсчетов из сигналов упомянутых первого и второго блоков свертки с первой ПСП;
блок объединения последовательностей, предназначенный для объединения сигналов упомянутых первого и второго преобразователей в m-уровневую последовательность в одну последовательность m-уровневых отсчетов, следующих с первой тактовой частотой f1.
на передающей стороне
разделитель каналов, предназначенный для разделения информационной последовательности m-уровневых символов, где m=2k, k=2, 3, …, следующих с первой тактовой частотой f1 на канал I передающей стороны с четными m-уровневыми символами и канал Q передающей стороны с нечетными m-уровневыми символами, причем частота следования упомянутых m-уровневых символов в каждом из каналов I и Q передающей стороны равна f1/2;
формирователь первой псевдослучайной последовательности (ПСП), предназначенный для формирования первой ПСП, имеющей временную базу С1 и следующей с частотой C1·f1/2, причем каждый нечетный член упомянутой первой ПСП имеет значение +1 либо -1, а все четные упомянутой первой ПСП члены равны 0;
первый и второй перемножители, предназначенные для расширения спектра каждого из m-уровневых символов в каналах, соответственно, I и Q передающей стороны путем перемножения каждого m-уровневого символа с упомянутой первой ПСП;
формирователь второй ПСП, предназначенный для формирования второй ПСП, имеющей вторую временную базу C2>>C1 и следующей с той же частотой C1·f1/2, что и упомянутая первая ПСП, причем каждый четный член упомянутой второй ПСП имеет значение +А либо -А, а все нечетные члены упомянутой второй ПСП равны 0;
формирователь меандра сигнала, предназначенный для формирования меандрового сигнала с периодом вдвое больше, чем период упомянутой второй ПСП;
манипулятор, предназначенный для манипулирования упомянутой второй ПСП упомянутым меандровым сигналом;
первый и второй сумматоры, предназначенные для суммирования сигналов, соответственно, первого и второго перемножителей с сигналом упомянутого манипулятора;
первый и второй цифровые фильтры, предназначенные для цифровой фильтрации с частотой C1·f1 сигналов, соответственно, первого и второго сумматоров;
первый и второй цифроаналоговые преобразователи (ЦАП), предназначенные для преобразования сигналов упомянутых одноименных цифровых фильтров в аналоговые сигналы;
формирователь сигнала на передачу, предназначенный для формирования сигнала на передачу из сигналов упомянутых ЦАП;
формирователь тактовых частот, предназначенный для формирования всех тактовых частот, необходимых для работы блоков передающей стороны, из первой тактовой частоты;
на приемной стороне:
выделитель тактовых частот, предназначенный для выделения тактовых частот с помощью сигналов в каналах I и Q приемной стороны;
блок цифровой квадратурной демодуляции, предназначенный для разделения принимаемого сигнала на сигналы канала I приемной стороны и канала Q приемной стороны и для цифровой квадратурной демодуляции этих сигналов;
первый и второй оптимальные цифровые фильтры, предназначенные для оптимальной цифровой фильтрации с частотой C1·f1 упомянутых сигналов блока цифровой квадратурной демодуляции;
первый и второй блоки свертки с первой ПСП, предназначенные для свертки сигналов одноименных оптимальных цифровых фильтров путем согласованной фильтрации с упомянутой первой ПСП;
первый и второй блоки свертки со второй ПСП, предназначенные для свертки сигналов одноименных оптимальных цифровых фильтров путем согласованной фильтрации с упомянутой второй ПСП;
первый блок выделения частоты подстройки, предназначенный для формирования сигнала подстройки по частоте для упомянутого выделителя тактовых частот из сигналов упомянутых первого и второго блоков свертки с первой ПСП;
второй блок выделения частоты подстройки, предназначенный для формирования сигнала подстройки по частоте для упомянутого блок цифровой квадратурной демодуляции из сигналов упомянутых первого и второго блоков свертки со второй ПСП;
первый и второй преобразователи в m-уровневую последовательность, предназначенные каждый для формирования последовательности m-уровневых отсчетов из сигналов упомянутых первого и второго блоков свертки с первой ПСП;
блок объединения последовательностей, предназначенный для объединения сигналов упомянутых первого и второго преобразователей в m-уровневую последовательность в одну последовательность m-уровневых отсчетов, следующих с первой тактовой частотой f1.
4. Система по п.3, в которой на передающей стороне перед упомянутым разделителем каналов установлен формирователь m-уровневых отсчетов, предназначенный для преобразования исходной информационной последовательности битовых символов, следующих с частотой kf1, в упомянутую последовательность m-уровневых символов.
5. Система по п.3, в которой на передающей стороне упомянутый формирователь сигнала на передачу содержит третий и четвертый перемножители, предназначенные каждый для перемножения сигналов, соответственно, первого и второго ЦАП на соответствующую из квадратурных компонент, и блок сложения, предназначенный для суммирования результатов перемножения упомянутых третьего и четвертого перемножителей.
6. Система по п.3, в которой на приемной стороне после упомянутого блока объединения последовательностей установлен преобразователь в двоичную последовательность, предназначенный для преобразования объединенной последовательности m-уровневых отсчетов из упомянутого блока объединения последовательностей в информационную последовательность битовых символов с тактовой частотой kf1.
7. Система по п.3, в которой на приемной стороне блок цифровой квадратурной демодуляции содержит
пятый и шестой перемножители, предназначенные каждый для перемножения входного сигнала с соответствующей квадратурной составляющей частоты
где 
является частотой приблизительной расстройки от промежуточной частоты 
первый и второй фильтры, предназначенные каждый для выделения сигналов, соответственно, пятого и шестого перемножителей и формирования, соответственно, косинусной и синусной компонент принимаемого сигнала;
первый и второй аналого-цифровые преобразователи (АЦП), предназначенные для преобразования упомянутых косинусной и синусной компонент принимаемого сигнала в соответствующие цифровые отсчеты с частотой C1·
, полученной из тактовой частоты 
приемной стороны;
цифровой квадратурный демодулятор, предназначенный для демодуляции сигналов синфазного и квадратурного каналов.
пятый и шестой перемножители, предназначенные каждый для перемножения входного сигнала с соответствующей квадратурной составляющей частоты
первый и второй фильтры, предназначенные каждый для выделения сигналов, соответственно, пятого и шестого перемножителей и формирования, соответственно, косинусной и синусной компонент принимаемого сигнала;
первый и второй аналого-цифровые преобразователи (АЦП), предназначенные для преобразования упомянутых косинусной и синусной компонент принимаемого сигнала в соответствующие цифровые отсчеты с частотой C1·
цифровой квадратурный демодулятор, предназначенный для демодуляции сигналов синфазного и квадратурного каналов.
8. Система по п.7, в которой на приемной стороне цифровой квадратурный демодулятор содержит
седьмой и восьмой перемножители, предназначенные каждый для перемножения синусной компоненты входного сигнала с соответствующей квадратурной составляющей частоты
девятый и десятый перемножители, предназначенные каждый для перемножения косинусной компоненты входного сигнала с соответствующей квадратурной составляющей частоты
управляемый синтезатор частоты, формирующий из сигнала подстройки промежуточной частоты синусную составляющую сигнала частоты
для подачи на седьмой и девятый перемножители и косинусную составляющую сигнала частоты 
для подачи на восьмой и десятый перемножители;
вычитатель, предназначенный для вычитания сигналов восьмого и девятого перемножителей;
сумматор, предназначенный для суммирования сигналов седьмого и десятого перемножителей.
седьмой и восьмой перемножители, предназначенные каждый для перемножения синусной компоненты входного сигнала с соответствующей квадратурной составляющей частоты
девятый и десятый перемножители, предназначенные каждый для перемножения косинусной компоненты входного сигнала с соответствующей квадратурной составляющей частоты
управляемый синтезатор частоты, формирующий из сигнала подстройки промежуточной частоты синусную составляющую сигнала частоты
вычитатель, предназначенный для вычитания сигналов восьмого и девятого перемножителей;
сумматор, предназначенный для суммирования сигналов седьмого и десятого перемножителей.
9. Система по п.3, в которой первый блок выделения частоты подстройки содержит
первый и второй вычислители модуля, предназначенные для вычисления модуля от сигналов одноименных блоков свертки с первой ПСП;
четвертый сумматор, предназначенный для суммирования сигналов упомянутых вычислителей модуля;
первый фазовый детектор, предназначенный для сравнения по фазе сигнала четвертого сумматора с опорным сигналом
;
первый петлевой фильтр, предназначенный для фильтрации результата сравнения упомянутого первого фазового детектора и для формирования упомянутого сигнала подстройки по частоте для упомянутого выделителя тактовых частот.
первый и второй вычислители модуля, предназначенные для вычисления модуля от сигналов одноименных блоков свертки с первой ПСП;
четвертый сумматор, предназначенный для суммирования сигналов упомянутых вычислителей модуля;
первый фазовый детектор, предназначенный для сравнения по фазе сигнала четвертого сумматора с опорным сигналом
первый петлевой фильтр, предназначенный для фильтрации результата сравнения упомянутого первого фазового детектора и для формирования упомянутого сигнала подстройки по частоте для упомянутого выделителя тактовых частот.
10. Система по п.3, в которой второй блок выделения частоты подстройки содержит
первый и второй преобразователи сверточного сигнала, предназначенные для преобразования сверточного сигнала одноименного блока свертки со второй ПСП в меандровый сигнал;
третий вычитатель, предназначенный для вычитания сигналов первого и второго преобразователей сверточного сигнала;
второй фазовый детектор, предназначенный для сравнения по фазе сигнала третьего вычитателя с опорным сигналом
второй петлевой фильтр, предназначенный для фильтрации результата сравнения упомянутого второго фазового детектора и для формирования упомянутого сигнала подстройки по частоте для упомянутого блока цифровой квадратурной демодуляции.
первый и второй преобразователи сверточного сигнала, предназначенные для преобразования сверточного сигнала одноименного блока свертки со второй ПСП в меандровый сигнал;
третий вычитатель, предназначенный для вычитания сигналов первого и второго преобразователей сверточного сигнала;
второй фазовый детектор, предназначенный для сравнения по фазе сигнала третьего вычитателя с опорным сигналом
второй петлевой фильтр, предназначенный для фильтрации результата сравнения упомянутого второго фазового детектора и для формирования упомянутого сигнала подстройки по частоте для упомянутого блока цифровой квадратурной демодуляции.
11. Машиночитаемый носитель, предназначенный для непосредственного участия в работе компьютера и содержащий программу для осуществления способа по п.1.
12. Применение способа по п.1 для синхронизации приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции (КАМ) на интервале 
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2007125231/09A RU2350031C1 (ru) | 2007-07-04 | 2007-07-04 | Способ передачи и приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции, система для его осуществления, машиночитаемый носитель и применение способа для синхронизации приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции |
| PCT/RU2008/000404 WO2009008770A2 (ru) | 2007-07-04 | 2008-06-30 | Способ передачи и приёма сигналов квадратурной амплитудной модуляции, система для его осуществления, машиночитаемый носитель и применение способа для синхронизации приёма сигналов квадратурной амплитудной модуляции |
| JP2010514673A JP5309135B2 (ja) | 2007-07-04 | 2008-06-30 | 直交振幅変調信号を送受信する方法、それを実行するシステム、機械読み取り可能媒体、および、直交振幅変調信号の受信を同期させる方法の使用 |
| US12/651,518 US8208572B2 (en) | 2007-07-04 | 2010-01-04 | Method for transmitting and receiving quadrature amplitude modulation signals, a system for carrying out said method, a machine-readable carrier and the use of a method for synchronously receiving quadrature amplitude modulation signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2007125231/09A RU2350031C1 (ru) | 2007-07-04 | 2007-07-04 | Способ передачи и приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции, система для его осуществления, машиночитаемый носитель и применение способа для синхронизации приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2007125231A RU2007125231A (ru) | 2009-01-10 |
| RU2350031C1 true RU2350031C1 (ru) | 2009-03-20 |
Family
ID=40229300
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2007125231/09A RU2350031C1 (ru) | 2007-07-04 | 2007-07-04 | Способ передачи и приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции, система для его осуществления, машиночитаемый носитель и применение способа для синхронизации приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US8208572B2 (ru) |
| JP (1) | JP5309135B2 (ru) |
| RU (1) | RU2350031C1 (ru) |
| WO (1) | WO2009008770A2 (ru) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2613851C1 (ru) * | 2016-04-08 | 2017-03-21 | Общество с ограниченной ответственностью "Лаборатория инфокоммуникационных сетей" | Способ передачи и приема цифровой информации |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10638464B2 (en) | 2011-04-01 | 2020-04-28 | Futurewei Technologies, Inc. | System and method for transmission and reception of control channels in a communications system |
| US9020011B1 (en) | 2013-05-24 | 2015-04-28 | Pmc-Sierra Us, Inc. | Enabling RX signal path synchronization and alignment signals in a highly integrated TX RFIC |
Family Cites Families (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05145049A (ja) * | 1991-11-19 | 1993-06-11 | Yamatake Honeywell Co Ltd | 光電変換装置 |
| US6240142B1 (en) * | 1998-01-07 | 2001-05-29 | Qualcomm Incorporated | Quadrature modulator and demodulator |
| CN1241378C (zh) * | 1998-02-25 | 2006-02-08 | 株式会社建伍 | 接收机的解调装置 |
| JP3278669B2 (ja) * | 1998-02-25 | 2002-04-30 | 株式会社ケンウッド | 受信機の復調装置 |
| JP2001237908A (ja) | 2000-02-23 | 2001-08-31 | Sharp Corp | Ｑｐｓｋ／ｑａｍ同期獲得装置 |
| FI112306B (fi) * | 2000-12-05 | 2003-11-14 | Tellabs Oy | Menetelmä ja laitteisto QAM- tai CAP-moduloidun modeemiyhteyden vastaanotinsynkronoinnin laadun parantamiseksi |
| RU2198470C1 (ru) * | 2001-09-28 | 2003-02-10 | Государственное конструкторское бюро аппаратно-программных систем "Связь" Всероссийского НИИ "Градиент" | Демодулятор сигналов шестнадцатипозиционной квадратурной амплитудной манипуляции |
| US6717462B2 (en) * | 2002-04-15 | 2004-04-06 | The Boeing Company | QPSK and 16 QAM self-generating synchronous direct downconversion demodulator |
| US6727772B2 (en) * | 2002-05-01 | 2004-04-27 | Intel Corporation | Method and system for synchronizing a quadrature amplitude modulation demodulator |
| US6999467B2 (en) * | 2003-07-28 | 2006-02-14 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for transmission and reception within an OFDM communication system |
| DE10347259B4 (de) * | 2003-10-08 | 2013-10-31 | Entropic Communications, Inc. | Verfahren zum Synchronisieren einer Schaltungsanordnung beim Empfang eines modulierten Signals |
| JP4292398B2 (ja) * | 2003-10-08 | 2009-07-08 | 株式会社富士通ゼネラル | 多値ｑａｍ／多値ｐｓｋ信号の同期方法および装置 |
| JP4375032B2 (ja) | 2004-01-28 | 2009-12-02 | 日本電気株式会社 | Ｑａｍ送信システムおよびｑａｍ受信装置 |
| RU2286025C1 (ru) * | 2005-06-15 | 2006-10-20 | Игорь Борисович Дунаев | Способ передачи и приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции, система для его осуществления, машиночитаемый носитель и применение способа для синхронизации приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции |
| JP3818539B1 (ja) | 2006-03-28 | 2006-09-06 | 日本ビクター株式会社 | 直交周波数分割多重信号の送受信システム及び直交周波数分割多重信号の送受信方法 |
| US8027394B2 (en) * | 2007-09-25 | 2011-09-27 | Silicon Laboratories Inc. | Reducing data stream jitter during deinterleaving |
| KR100960022B1 (ko) * | 2008-08-22 | 2010-05-28 | 전자부품연구원 | 디지털 중간주파수 무선송신기, 고주파 변조 장치 및 방법 |
-
2007
- 2007-07-04 RU RU2007125231/09A patent/RU2350031C1/ru not_active IP Right Cessation
-
2008
- 2008-06-30 JP JP2010514673A patent/JP5309135B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2008-06-30 WO PCT/RU2008/000404 patent/WO2009008770A2/ru active Application Filing
-
2010
- 2010-01-04 US US12/651,518 patent/US8208572B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2613851C1 (ru) * | 2016-04-08 | 2017-03-21 | Общество с ограниченной ответственностью "Лаборатория инфокоммуникационных сетей" | Способ передачи и приема цифровой информации |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| RU2007125231A (ru) | 2009-01-10 |
| WO2009008770A3 (ru) | 2009-03-05 |
| US8208572B2 (en) | 2012-06-26 |
| JP5309135B2 (ja) | 2013-10-09 |
| JP2010532621A (ja) | 2010-10-07 |
| US20100177835A1 (en) | 2010-07-15 |
| WO2009008770A2 (ru) | 2009-01-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6459721B1 (en) | Spread spectrum receiving apparatus | |
| CN1211940C (zh) | 采用导频信道的扩展频谱通信系统的数据发送机和接收机 | |
| JP2998204B2 (ja) | 拡散スペクトル雑音をキャンセルする方法および装置 | |
| US5748623A (en) | Code division multiple access transmitter and receiver | |
| CA2875900C (en) | Satellite navigation signal, generating method, generatiing device, receiving method and receiving device | |
| JP3212390B2 (ja) | スライディング相関器 | |
| KR102316003B1 (ko) | Ds/fh 신호의 수신을 위한 방법 및 장치 | |
| JPH06296171A (ja) | 広帯域伝送システム | |
| EP2993846B1 (en) | Improvement of spread spectrum gmsk signals | |
| US20070140382A1 (en) | Bandpass sampling receiver and the sampling method | |
| KR100758302B1 (ko) | 직교 복조 수신시스템에서의 반송파 위상 복원 및ｉ/ｑ채널간 위상불일치 보상 장치 및 그 방법 | |
| RU2350031C1 (ru) | Способ передачи и приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции, система для его осуществления, машиночитаемый носитель и применение способа для синхронизации приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции | |
| US20070036252A1 (en) | Receiver with clock drift compensation | |
| US9419834B2 (en) | MPSK demodulation apparatus and method | |
| JP3666623B2 (ja) | 相関器 | |
| JP2007134975A (ja) | デジタル変復調装置 | |
| JP3716748B2 (ja) | スペクトラム拡散通信システムの送信装置及び受信装置 | |
| JP3153792B2 (ja) | Ｃｄｍａ同期回路及びｃｄｍａ同期信号検出方法 | |
| JP3710122B2 (ja) | スペクトラム拡散通信波受信装置及び方法 | |
| RU2254679C1 (ru) | Когерентный приемник модулированных сигналов со смещением (oqpsk) многоканальной системы связи с кодовым разделением каналов | |
| KR100199189B1 (ko) | 직접대역확산 통신방식의 디지탈 수신장치 | |
| JP3748563B2 (ja) | 検波器およびアレイアンテナ装置 | |
| JP2004254066A (ja) | スペクトラム拡散信号の復調方式 | |
| JPH08102698A (ja) | スライディング相関器 | |
| JPH0964783A (ja) | スペクトラム拡散通信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20180705 |