JP3716748B2 - スペクトラム拡散通信システムの送信装置及び受信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散通信システムの送信装置及び受信装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3716748B2 JP3716748B2 JP2001018341A JP2001018341A JP3716748B2 JP 3716748 B2 JP3716748 B2 JP 3716748B2 JP 2001018341 A JP2001018341 A JP 2001018341A JP 2001018341 A JP2001018341 A JP 2001018341A JP 3716748 B2 JP3716748 B2 JP 3716748B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- baseband
- frequency
- wave signal
- spread spectrum
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ダイレクトシーケンス（ＤＳ：Direct Sequence）−スペクトラム拡散（ＳＳ：Spread Spectrum）通信方式を適用する固定衛星通信システム、移動体衛星通信システム、固定陸上無線通信システム、陸上移動体通信システム、無線ＬＡＮシステム、構内無線通信システム等の全ての無線通信システム、あるいは、光ファイバ、同軸ケーブル等の有線を用いて情報伝送を行う全ての有線通信システムに適用される。また、スペクトラム拡散処理を施す情報データ信号の変調方式としてＭ相位相変調（ＭＰＳＫ：Ｍは２の乗数）方式、復調方式として遅延検波方式を適用するシステムにおいて利用される。
【０００２】
【従来の技術】
限定された通信帯域幅内でスペクトラム拡散通信システムの高速化を図る手法として、全ての同時通信局に共通に与えられた１つの疑似ランダム符号だけを用いて多元接続を行う手法（ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式：Carrier Frequency Offset-Spread Spectrum Multiple Access Method）として、特開平５−２６８１８９、角谷、篠永、「スペクトラム拡散通信システム」が開示されている。本手法は、複数の送信局が同一の疑似ランダム符号を用いて各々独立のディジタル情報をスペクトラム直接拡散変調し、複数搬送波の中心周波数を互いに異なるようにし、信号波の占有周波数帯域を互いに重なるよう設定して受信側に送信することを特徴としている。このとき、各送信局が互いにデータシンボル速度の整数倍の周波数分だけ離れた搬送波周波数を利用すれば、受信側では搬送波の中心周波数が既知な所望波を帯域通過フィルタで抽出することにより、他信号波の影響を受けずに所望する情報を受信、復調することが理想的に可能となる。
【０００３】
図５はＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式を適用した無線システムの送受信機構成例であり、同時送信局数がｎの場合を示している。図において、３０１−１〜３０１−ｎは２進符号化された各通信局の情報信号、３０２−１〜３０２−ｎは情報信号と疑似ランダム符号を２進乗算する変調器、３０３−１〜３０３−ｎは情報信号のスペクトラムを拡散するための疑似ランダム（ＰＮ：Pseudo Noise）符号系列、３０４−１〜３０４−ｎは３０２−１〜３０２−ｎで得られたベースバンド信号に対して３０５−１〜３０５−ｎで与えられる搬送波を変調する変調器、３０５−１〜３０５−ｎは搬送波を与える局部発振器、３０６−１〜３０６−ｎは変調信号から送信に必要な周波数成分を取り出す帯域通過フィルタを各々表している。スペクトラム拡散通信方式は有線通信システム、無線通信システムともに用いることができ、３０７はそれらの伝送媒体中で個々の信号が多重される様子を表している。また、３０８は受信信号から復調に必要な周波数成分を取り出す帯域通過フィルタ、３０９は周波数変換器であり、３１０は周波数変換のための局部発信器、３１１は帯域制限された信号から送信された情報を得る復調器、３１２は復調器により得られた情報信号を各々表している。
【０００４】
前記のように、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式は互いに信号波の中心周波数をデータシンボル速度の整数倍だけ離して通信を行うため、スペクトラム拡散通信システムにおいて同一の疑似ランダム符号を用いた場合でも、各通信局が互いに干渉を与えることなく双方向ともに通信を行うことができる。従って、疑似ランダム符号の数が制限されているシステムにおいても、各送信局からの信号波の中心周波数をデータシンボル速度の整数倍だけずらすことにより疑似ランダム符号の再利用を行うことができ、限られた周波数帯域幅内において同時通信を行うことのできる局数を大幅に増加させることができる。更に、各通信局は同一の疑似ランダム符号を使用するため通信装置の装置規模を小型化することも可能となる。しかしながら、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式では、各送信局から同時送信されるスペクトラム直接拡散変調波群のタイミングが受信側で一致した状態でなければ理想的に干渉のない通信を行うことができない。すなわち、各送信局からのスペクトラム直接拡散変調波が受信側において同期が取れた状態で受信されなければ、各送信局からの信号が互いに干渉を引き起こし、伝送路の回線品質を大きく劣化させるという課題が存在する。
【０００５】
上記課題を克服する手法として、搬送波周波数間隔がデータシンボル速度を単位とする周波数量の整数倍となる複数の通信チャネルの１つの複合通信チャネルと見なし、個々の通信局からはその複合通信チャネルを用いて情報伝送を行うことにより、搬送波周波数間隔がデータシンボル速度を単位とする周波数量の整数倍となる通信チャネル間のタイミング制御誤差を発生させることなく、通信局あたりの情報伝送速度の高速化、並びに高品質な通信回線の提供が図れる通信チャネル多重化装置を用いることを特徴とする方式（ＣＦＯ−ＳＳ方式：Carrier Frequency Offset-Spread Spectrum Multiple Access Method）として、特開平１０−１０７７７１、石川、篠永、小林「スペクトラム拡散通信方式」が開示されている。
【０００６】
図６は、ＣＦＯ−ＳＳ方式を適用した無線システムの送信機構成例を示しており、複合通信チャネルを構成する通信チャネル数がｎ、すなわち、同時送信を行うチャネル数がｎの場合を示している。図において、４０１は通信局から送信する情報データ系列、４０２はシリアルなデータ系列をｎ個の出力端子に順次繰り返し分配するシリアル−パラレル変換器、４０３−１〜４０３−ｎは各通信チャネルごとに変調される情報データ系列、４０４−１〜４０４−ｎは情報信号と４０５のＰＮ符号発生器から出力される４０６−１〜４０６−ｎの疑似ランダム符号とを２進乗算する変調器、４０６−１〜４０６−ｎは情報信号のスペクトラムを拡散するための疑似ランダム符号系列、４０７−１〜４０７−ｎは各通信チャネルごとに伝送されるスペクトラム拡散されたベースバンド信号、４０８−１〜４０８−ｎは４０４−１〜４０４−ｎで得られたベースバンド信号４０７−１〜４０７−ｎを各通信チャネルの搬送波周波数ｆ１〜ｆｎに応じて変調をかける変調器、４０９−１〜４０９−ｎは各通信チャネルの搬送波周波数ｆ１〜ｆｎを与える局部発振器、４１０−１〜４１０−ｎは変調操作により高周波領域に周波数変換されたスペクトラム拡散信号、４１１−１〜４１１−ｎは変調信号から送信に必要な周波数成分を取り出す帯域通過フィルタ、４１２−１〜４１２−ｎは各帯域通過フィルタから出力されるスペクトラム拡散信号、４１３は各通信チャネルのスペクトラム拡散信号４１２−１〜４１２−ｎを合成する信号合成器、４１４は信号合成器４１３の出力信号であるスペクトラム拡散合成信号、４１５はスペクトラム拡散合成信号の送信電力を増幅する共通増幅器、４１６は共通増幅器４１５により電力増幅されたスペクトラム拡散合成信号、４１７は通信帯域幅外輻射を削除するための帯域制限フィルタ、４１８は帯域制限フィルタ４１７の出力信号を各々表している。スペクトラム拡散通信方式は有線通信システム、無線通信システムともに用いることができ、４１８のスペクトラム拡散合成信号はそれらの伝送媒体を介して別の通信局に伝送される。
【０００７】
図７は、ＣＦＯ−ＳＳ方式を適用した無線システムの受信機構成例を示しており、複合通信チャネルを構成する通信チャネル数がｎ、すなわち、同時送信を行うチャネル数がｎの場合を示している。図において、４２１は別の通信局から送信された複合通信チャネル受信信号、４２２は雑音除去用の受信フィルタ、４２３は受信フィルタ４２２の出力信号、４２４は復調器を安定した状態で動作させるための自動利得制御器（ＡＧＣ）、４２５はＡＧＣの出力信号、４２６−１〜４２６−ｎは複合通信チャネルを構成する各通信チャネルの搬送波周波数ｆ０〜ｆｎを受信機の整合フィルタ４３１−１〜４３１−ｎの中心周波数ｆ０に周波数変換するための周波数変換器、４２７−１〜４２７−ｎは各通信チャネルの中心周波数ｆ１〜ｆｎに対応する周波数を発生する局部発振器、４２８−１〜４２８−ｎは周波数変換された各通信チャネルの中間周波受信信号、４２９−１〜４２９−ｎは周波数拡散帯域幅外に存在する雑音成分を除去するための帯域通過フィルタ、４３０−１〜４３０−ｎは帯域通過フィルタの出力信号、４３１−１〜４３１−ｎはスペクトラム拡散信号から情報信号成分だけを抽出する整合フィルタ、４３２−１〜４３２−ｎは各通信チャネルごとのＳＡＷ整合フィルタ出力信号、４３３−１〜４３３−ｎはＳＡＷ整合フィルタ出力信号をベースバンド信号に変換するための遅延検波回路、４３４−１〜２３４−ｎは４３３−１〜４３３−ｎの遅延検波回路の出力信号、４３５−１〜４３５−ｎは遅延検波出力信号に含まれている高調波信号成分を除去し、情報信号成分のみを抽出するための低域通過フィルタ、４３６−１〜４３６−ｎは情報信号成分を含むベースバンド信号、４３７−１〜４３７−ｎは遅延検波出力信号のピークポイント（判定ポイント）における情報データ信号を判定するための判定器、４３８−１〜４３８−ｎは各通信チャネルごとに得られた判定データ系列、４３９は４３８−１〜４３８−ｎの判定データ系列を元の連続データ系列に変換するためのパラレル−シリアル変換器、４４０は４３９のパラレル−シリアル変換器から出力される情報データ系列を各々表している。
【０００８】
ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、並びにＣＦＯ−ＳＳ方式の送信機では、何れも中間周波数（ＩＦ）帯、あるいは高周波数（ＲＦ）帯において搬送周波数の異なるスペクトラム拡散信号を多重化した後、ＲＦ信号として受信側に対して多重化スペクトラム拡散信号を伝送する構成法を採用している。また、受信機では多重化チャネル数分だけ多重化スペクトラム拡散信号を分岐回路により同一のＲＦ信号として分岐し、各スペクトラム信号波の搬送波周波数に対応した局部発振周波数により同一のＩＦ信号に周波数変換した後、同一のＳＡＷ整合フィルタによりスペクトラム拡散信号の相関検出を行い、遅延検波方式によりベースバンドアナログ信号に変換、データ判定を行う構成を採用していた。
【０００９】
上述した従来のＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、並びにＣＦＯ−ＳＳ方式を適用したスペクトラム拡散通信システムの送受信機構成では、複数のスペクトラム拡散信号の多重化処理（合成処理）、分岐処理、復調処理等をＲＦ帯、あるいはＩＦ帯においてアナログ的に行っていた。そのため、多重化チャネル数分だけ独立の波形整形用アナログフィルタやアナログ素子であるＳＡＷ整合フィルタを回路上に配置する必要があり、回路規模および消費電力が大きくなるとともに部品コストが極めて高くなるといった問題が生じていた。
【００１０】
上記のようなアナログ回路適用時の問題を回避するため、スペクトラム拡散通信システムのベースバンド部分をゲートアレイ化することにより、送受信機の回路規模、消費電力、コストを大幅に削減する手法（参考文献：小川、衣笠、田中、椰、武井、「ディジタルマッチドフィルタを用いたＳＳ通信用１チップＬＳＩの開発」、電子情報通信学会スペクトラム拡散研究会、ＳＳＴ９４−６５（１９９４−１２））が実用化されている。参考文献の図１に示されているように、この方式ではスペクトラム拡散変調信号をベースバンド回路により生成し、その出力信号に無線搬送波周波数を重畳してスペクトラム拡散無線信号を出力するとともに、受信回路ではベースバンド信号に変換されたスペクトラム拡散受信信号をディジタルマッチドフィルタ（ディジタル整合フィルタ）により復調する回路構成となっている。なお、送信回路、受信回路共にシングルチャネル（１波のみ）のスペクトラム拡散信号を対象としており、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、およびＣＦＯ−ＳＳ方式のようなスペクトラム多重化信号を対象とした回路構成とはなっていない。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、あるいはＣＦＯ−ＳＳ方式を適用した通信システムのベースバンド信号処理回路として、前述した従来のスペクトラム拡散通信用ディジタル信号処理回路を用いる場合、送信回路は複数のスペクトラム拡散信号ごとに独立に用意する必要があるとともに、周波数変換器、周波数変換用の局部発信器、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換器がチャネル数分だけ独立に必要となる。このため、従来のアナログ方式の場合と同様に回路規模が大きくなると共に、消費電力、コストが高くなるという問題は依然として解決することができない。
【００１２】
更に、ベースバンド帯に周波数変換されたスペクトラム拡散ベースバンド受信信号を従来のスペクトラム拡散通信用ディジタル信号処理回路で受信する場合、ＲＦ帯あるいはＩＦ帯において多重化されたスペクトラム拡散信号ごとに周波数の異なる局部発信器を独立に用意し、乗積演算により各スペクトラム拡散信号の中心周波数が同一のベースバンド周波数となるように周波数変換を行う必要がある。更に、これら複数のスペクトラム拡散ベースバンド信号は、独立のＡ／Ｄ（ディジタル／アナログ）変換器によりディジタル信号に変換した後、ディジタル整合フィルタに入力する必要がある。しかしながら、この手法の場合、従来のアナログ方式と同様に受信機回路が多重化される周波数チャネル分だけ独立に用意する必要があるだけでなく、消費電力が大きく、かつ、コストの高いＡ／Ｄ変換器をチャネル数分だけ（ＱＰＳＫ変調適用時には更に２倍）用意する必要があり、回路規模の削減、省電力化、低コスト化に貢献することはできない。
【００１３】
本発明は、データシンボル速度Ｒおよびシンボルタイミングが同一で、独立の情報データ系列から構成される複数の情報データ信号を、同一の疑似ランダム符号系列によりスペクトラム直接拡散変調し、かつ、互いにデータシンボル速度Ｒで規定される周波数量の整数倍だけ離れた搬送波周波数を各スペクトラム拡散信号の中心周波数として多重化するスペクトラム拡散通信システムにおいて、従来のアナログ方式による送受信機構成の簡素化を図るだけでなく、従来のスペクトラム拡散通信用ディジタル信号処理回路を用いる手法において多重化チャネル数分だけ独立に必要としていた周波数変換回路、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、ディジタルフィルタ等を１系統のみで実現可能とするベースバンド信号処理部に関するものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために、本発明によるスペクトラム拡散通信システムの送信装置によれば、
データシンボル速度Ｒ及びシンボルタイミングが同一で、入力された１つの情報データ系列から複数の情報データを出力するシリアル／パラレル変換手段と、
１つの疑似ランダム符号系列を出力する疑似ランダム符号発生手段と、
互いにデータシンボル速度Ｒで規定される周波数量の整数倍だけ離れた周波数チャネル毎（ｆ ｎ ）に、余弦波信号又は正弦波信号を出力する単一周波数信号発生手段と、
周波数チャネル毎（ｆ ｎ ）に、２つの情報データを疑似ランダム符号系列に基づいてスペクトラム拡散変調し、Ｉチャネル成分のベースバンド信号（Ｉ ｎ （ｔ））及びＱチャネル成分のベースバンド信号（Ｑ ｎ （ｔ））に変換するスペクトラム拡散変調手段と、余弦波信号又は正弦波信号を９０°進める（π／２）第１の位相シフタと、余弦波信号又は正弦波信号を９０°遅らせる（−π／２）第２の位相シフタと、Ｉチャネル成分のベースバンド信号（Ｉ ｎ （ｔ））に第２の位相シフタから出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第１の乗算手段と、Ｉチャネル成分のベースバンド信号（Ｉ ｎ （ｔ））に単一周波数信号発生手段から出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第２の乗算手段と、Ｑチャネル成分のベースバンド信号（Ｑ ｎ （ｔ））に第１の位相シフタから出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第３の乗算手段と、Ｑチャネル成分のベースバンド信号（Ｑ ｎ （ｔ））に単一周波数信号発生手段から出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第４の乗算手段とを有するベースバンド周波数変換手段と、
第２の乗算手段から出力されたベースバンド信号と、第３の乗算手段から出力されたベースバンド信号とを、全ての周波数チャネルについて加算して、Ｉチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＩＴ（ｔ））を出力する第１の加算手段と、
第１の乗算手段から出力されたベースバンド信号と、第４の乗算手段から出力されたベースバンド信号とを、全ての周波数チャネルについて加算して、Ｑチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＱＴ（ｔ））を出力する第２の加算手段と
を有することを特徴とする。
【００１５】
また、本発明によるスペクトラム拡散通信システムの受信装置によれば、
データシンボル速度Ｒ及びシンボルタイミングが同一で、受信されたＩチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＩＲ（ｔ））と、Ｑチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＱＲ（ｔ））とを複数に分岐する分岐手段と、
互いにデータシンボル速度Ｒで規定される周波数量の整数倍だけ離れた周波数チャネル毎に（ｆ ｎ ）に、ベースバンド多重化信号の中心周波数からの周波数オフセット量に応じた余弦波信号又は正弦波信号の群を出力する単一周波数信号発生手段と、
周波数チャネル毎（ｆ ｎ ）に、余弦波信号又は正弦波信号を９０°進める（π／２）第１の位相シフタと、余弦波信号又は正弦波信号を９０°遅らせる（−π／２）第２の位相シフタと、Ｉチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＩＲ（ｔ））に第１の位相シフタから出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第１の乗算手段と、Ｉチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＩＲ（ｔ））に単一周波数信号発生手段から出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第２の乗算手段と、Ｑチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＱＲ（ｔ））に第２の位相シフタから出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第３の乗算手段と、Ｑチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＱＲ（ｔ））に単一周波数信号発生手段から出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第４の乗算手段と、第２の乗算手段から出力された信号及び第３の乗算手段から出力された信号を加算し、Ｉチャネル成分のベースバンド信号（ＩＲ ｎ （ｔ））を出力する第１の加算手段と、第１の乗算手段から出力された信号及び第４の乗算手段から出力された信号を加算し、Ｑチャネル成分のベースバンド信号（ＱＲ ｎ （ｔ））を出力する第２の加算手段とを有するベースバンド周波数変換手段と
を有することを特徴とする。
【００１６】
本発明の受信装置における他の実施形態によれば、第１の加算手段から出力されたＩチャネル受信ベースバンド信号（ＩＲ ｎ （ｔ））と、第２の加算手段から出力されたＱチャネル受信ベースバンド信号（ＱＲ ｎ （ｔ））とに対して、同一の疑似ランダム符号により重み付けられた相関処理を施し、復調信号を出力するディジタル整合フィルタを更に有することも好ましい。また、ディジタル整合フィルタから出力された復調信号を入力し、遅延検波を適用するベースバンド遅延検波手段を更に有することも好ましい。
【００１７】
なお、上述した信号処理部は、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、あるいはＣＦＯ−ＳＳ方式を適用したスペクトラム拡散通信システムに適用することを前提としており、送信側の信号処理部と、受信側の信号処理部とを含むことも好ましい。
【００１８】
本発明方式のように、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、あるいはＣＦＯ−ＳＳ方式を用いる通信システムにディジタル方式によるベースバンド信号処理部を適用することにより、従来の送受信機構成ではＲＦ帯、あるいはＩＦ帯においてアナログ的に行っていた複数のスペクトラム拡散信号の多重化処理（合成処理）、分岐処理、復調処理等をベースバンド帯でディジタル的な演算処理により実現することが可能となる。更に、多重化チャネル数分だけ独立に必要としていた波形整形用アナログフィルタやアナログ素子であるＳＡＷ整合フィルタを削除することが可能となる。これらの効果により、送受信機の回路構成の簡素化、部品点数の削減による小型化、省電力化を実現することができる。
【００１９】
更に、従来のスペクトラム拡散通信用ディジタル信号処理回路では多重化チャネル数分だけ独立に必要としていた周波数変換回路、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、ディジタルフィルタ等を１系統のみで実現することが可能であり、ベースバンド信号処理回路の回路規模、演算処理長を大幅に削減することができる。これにより、消費電力が高く、かつ、高価なＡ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器の個数を増やすことなく、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、およびＣＦＯ−ＳＳ方式をディジタル信号処理技術により実現することが可能となる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
まず、実施形態の中で本発明方式の対象とするＣＦＯ−ＳＳ方式について簡単に説明する。ＣＦＯ−ＳＳ方式とは、「同一の拡散符号を用いて周波数拡散変調した他の信号の搬送波周波数が、データシンボル速度の整数倍に相当する周波数オフセットしている場合には相関値ピークがゼロになる」という性質を利用した方式であり、従来、搬送波周波数ｆ０の１チャネル（データシンボル速度Ｒ）だけであった通信チャネルに対し、データシンボル速度で規定される周波数量の整数倍（±Ｒ×Ｎ ＭＨｚ）だけ搬送波周波数を互いにオフセットさせた複数の通信チャネルを１つの複合通信チャネルとして同時伝送することにより、限られた周波数帯域内で情報伝送速度の高速化を図る手段である。ＣＦＯ−ＳＳ方式を用いることにより、２．４GHｚ帯ＩＳＭ（産業科学医療）バンドの２６ＭＨｚという限られた周波数帯域内で２Mbit／sスペクトラム拡散信号を最大９チャネル多重化した１８Ｍｂｉｔ／ｓの高速無線システムが提供可能となる。なお、従来のＣＦＯ−ＳＳ方式を適用した無線システムは、スペクトラム拡散信号から情報変調信号成分を抽出するための相関検出器としてＳＡＷ整合フィルタを利用していたが、アナログ処理では回路規模が大きくなり、かつ、部品コストが高くなる。そこで、本発明ではＣＦＯ−ＳＳ方式の復調法としてディジタル整合フィルタを適用することを前提としている。以下、本発明によるスペクトラム拡散通信システムの信号処理部について、その実施形態を以下に示す。
【００２１】
図１に、ＣＦＯ−ＳＳ方式を用いたスペクトラム拡散通信システム（以後、ＣＦＯ−ＳＳ無線システムと呼ぶ）において、本発明による信号処理部を適用した場合の送受信機構成ブロック図を示す。なお、ＣＦＯ−ＳＳ方式によるスペクトラム拡散信号の多重化チャネル数をｎ、変調方式を差動符合化４相位相変調方式（ＤＱＰＳＫ）、復調方式を遅延検波方式と各々仮定して説明する。図において、ＣＦＯ−ＳＳ無線システムは高周波数（RF）部、中間周波数（IF）部、信号処理部から構成され、図の太線で囲まれた部分６３が本発明による信号処理部を実現する構成ブロック図を表している。なお、実施形態ではRF部、IF部から構成される一般的な無線システムの送受信機構成を想定して説明するが、RF帯から直接ベースバンド帯に周波数変換を行うダイレクトコンバージョン方式についても同様のベースバンド信号処理部を採用することができる。
【００２２】
まず、１のアンテナから受信された２の高周波（RF）受信信号は、３の帯域制限用フィルタ（BPF）により所望信号を含むスペクトラム成分のみが抽出され、６の低雑音増幅器により増幅された後、８４のRFローカル発信器から出力される８５のローカル信号が８の乗算器により乗積され、１０のBPFにより高周波成分が除去された１１のIF受信信号に変換される。次に、１２の自動利得制御回路（AGC）により受信レベル調整が施された１３のIF受信信号は、２６のIFローカル発信器から出力される２７および２８のローカル信号が１４および１５の乗算器により乗積され、１７および２２の低域通過フィルタ（LPB）により高周波成分が除去された後、１８および２３のベースバンド受信信号として１９および２４のＡ／Ｄ変換器に入力される。ここで、２４のＡ／Ｄ変換器に入力される２３のベースバンド受信信号は、２８のローカル信号が２９の位相シフタによりπ／２だけ位相がずれた状態で１４のＩＦ受信信号と乗積されるため、１９のＡ／Ｄ変換器に入力される１８のベースバンド受信信号とは直交関係が成り立つことになる。すなわち、１９のＡ／Ｄ変換器の出力信号１９はベースバンド受信信号のＩチャネル成分、２４のＡ／Ｄ変換器の出力信号２５はＱチャネル成分を各々表すことになる。
【００２３】
次に、ベースバンド受信信号２０および２５は、各々３１および３２のベースバンド周波数変換器に入力され、多重化前の複数のスペクトラム拡散信号に対応したベースバンド信号に変換される。すなわち、ＣＦＯ−ＳＳ方式では複数のスペクトラム拡散信号が、互いに中心周波数がデータシンボル速度で規定される周波数量の整数倍だけ離れた状態で多重化されるが、３１および３２のベースバンド周波数変換器により、所望のスペクトラム拡散信号がベースバンドとなるように周波数変換が施されることになる。これら所望のスペクトラム拡散信号がベースバンド信号となるように変換された３３および３４のベースバンド受信信号群は、３５−１〜ｎおよび３６−１〜ｎのディジタル整合フィルタにより３７−１〜ｎおよび３８−１〜ｎの情報変調信号成分のみが抽出され、３９−１〜ｎのＤＱＰＳＫ復調器により４０−１−１〜４０−ｎ−１および４０−２−１〜４０−ｎ−２の復調信号として出力される。最後に、４１−１〜４１−ｎの判定回路により４２−１−１〜４２−ｎ−１および４２−２−１〜４２−ｎ−２のディジタル判定データに変換された後、４３のパラレル／シリアル変換器により、４４のシリアル出力データとして出力される。
【００２４】
一方、送信系では、シリアルの入力データ系列４５が４６のシリアル／パラレル変換器により２ｎ個のパラレルデータ４７−１−１〜４７−ｎ−１および４７−２−１〜４７−ｎ−２に変換され、６１のＰＮ符号発生器により生成されたスペクトラム拡散用の拡散符号６２と４８−１〜ｎの乗算器により乗積され、４９−１−１〜４９−ｎ−１および４９−２−１〜４９−ｎ−２のスペクトラム拡散されたデータ信号系列として５０−１〜ｎのＤＱＰＳＫ変調器に入力される。次に、ＤＱＰＳＫ変調器群の出力信号５０−１−１〜５０−ｎ−１および５０−２−１〜５０−ｎ−２は、５２−１〜５２−ｎのベースバンド周波数変換器に入力され、データシンボル速度で規定される周波数量Δｆの整数倍を周期とする余弦周波数信号および正弦周波数信号が乗積された後、５４の加算器によりＩチャネル成分、Ｑチャネル成分ごとに独立して５５および５６のスペクトラム拡散ベースバンド多重化信号として出力される。最後に、５７および５８のディジタルフィルタにより波形整形が施された後、６４および６５のＤ／Ａ変換器により６６および６７のスペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ信号に変換される。
【００２５】
次に、６６および６７のスペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ信号は、２６のIFローカル発信器から出力される７２のローカル信号および７４の位相シフタによりπ／２だけ位相がずらされた７５のローカル信号と６８および６９の乗算器により乗積され、７６の直交変調器により合成された後、７８のＢＰＦにより高調波信号成分が除去される。更に、８４のRFローカル発信器から出力される８６のローカル信号と８０の乗算器により乗積され、高周波信号８１に変換された後、最後に８２の電力増幅器（ＰＡ）によって送信電力が増幅され、３のＢＰＦを通過後、１のアンテナにより送信される。
【００２６】
図２に本発明による信号処理部を適用したスペクトラム拡散通信システムの送信回路構成に関する実施形態を示す。尚、破線で囲まれる部分は、ベースバンド周波数変換器に相当する。図において１０１の入力データ系列は、１０２のシリアル−パラレル変換器により、ｎチャネル分のパラレルデータ系列群１０３に変換され、スペクトラム拡散信号の周波数チャネルごとに分配される。次に、１０８−１〜ｎの差動符合化器により差動符合化が施された後、Ｉチャネル成分およびＱチャネル成分ごとに１０４のＰＮ符号発生器から生成される拡散符号１０６と１１０−１−１〜１１０−１−ｎおよび１１０−２−１〜１１０−２−ｎの乗算器により乗積され、スペクトラム拡散ベースバンドデータ系列信号１１１−１−１〜１１１−１−ｎおよび１１１−２−１〜１１１−２−ｎに変換される。
【００２７】
次に、１１０−１−１〜１１０−１−ｎおよび１１０−２−１〜１１０−２−ｎのベースバンドスペクトラム信号群は、各周波数チャネルごとに１０５の単一周波数信号発生回路から生成されるスペクトラム拡散多重化信号の中心周波数からの周波数オフセット量に応じた搬送波信号群１０７が１１２−１−１〜１１２−１−ｎ、１１２−２−１〜１１２−２−ｎ、１１２−３−１〜１１２−３−ｎ、および１１２−４−１〜１１２−４−ｎの乗算器により乗積される。すなわち、基本周期の異なる正弦波信号、および余弦波信号（発振周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆｎ）が独立に乗積される。なお、正弦波信号は余弦波信号を１１３−１〜１１３−ｎおよび１１４−１〜１１４−ｎの位相シフタを用いて生成される。最後に、各通信チャネルに対応する独立のスペクトラム拡散ベースバンド信号群１１５および１１６は、Ｉチャネル、Ｑチャネルごとに１１７−１および１１７−２の加算器により多重化され、１１８および１１９のスペクトラム拡散ベースバンド多重化信号（Ｉチャネル成分およびＱチャネル成分）として出力される。ここで、搬送波の乗積、並びに加算器による多重化処理は以下の数式に基づいて行われる。但し、Ｉ１（ｔ）〜Ｉｎ（ｔ）、並びに、Ｑ１（ｔ）〜Ｑｎ（ｔ）は、時刻ｔにおける各周波数チャネルのＩチャネル、およびＱチャネルのベースバンドデータ信号を各々表している。
【００２８】
Ｉチャネルの多重化信号（単一周波数発振回路からの出力信号が余弦波信号又は正弦波信号の場合）
ＩＴ(ｔ)＝Ｉ１（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ１ｔ）＋Ｑ１（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ１ｔ＋π／２）＋Ｉ２（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ２ｔ）＋Ｑ２（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ２ｔ＋π／２）＋Ｉ３（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ３ｔ）＋Ｑ３（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ３ｔ＋π／２）・・・＋Ｉｎ−１（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ）＋Ｑｎ−１（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ＋π／２）＋Ｉｎ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎｔ）＋Ｑｎ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎｔ＋π／２） （１）
【００２９】
Ｑチャネルの多重化信号（単一周波数発振回路からの出力信号が余弦波信号の場合）
ＱＴ（ｔ）＝Ｉ１（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ１ｔ−π／２）＋Ｑ１（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ１ｔ）＋Ｉ２（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ２ｔ−π／２）＋Ｑ２（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ２ｔ）＋Ｉ３（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ３ｔ−π／２）＋Ｑ３（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ３ｔ）・・・＋Ｉｎ−１（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ−π／２）＋Ｑｎ−１（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ）＋Ｉｎ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎｔ−π／２）＋Ｑｎ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎｔ） （２）
【００３０】
なお、発振周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆｎは、ｎ＝２ｍ＋１（ｍは任意の整数）で表した場合、
ｆ１＝−ｍΔｆ
ｆ２＝−（ｍ−１）Δｆ
・・・
ｆｍ＝−Δｆ
ｆｍ＋１＝０
ｆｍ＋２＝Δｆ
・・・
ｆｎ−１＝（ｍ−１）Δｆ
ｆｎ＝ｍΔｆ (３)
の関係となる。但し、Δｆはシンボル速度Ｒで規定される周波数量を表している。
【００３１】
最後に、１１８および１１９のスペクトラム拡散ベースバンド多重化信号は、１２０および１２１のベースバンドディジタルフィルタにより波形処理が施された後、１２４および１２５のＤ／Ａ変換器に入力され、１２６および１２７のスペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ信号として出力された後、１２８の直交変調器により１３１のＩＦ送信信号に変換される。
【００３２】
次に、図３に、本発明による信号処理部を適用したＣＦＯ−ＳＳ無線システムの受信構成ブロック図を示す。尚、破線で囲まれる部分は、ベースバンド周波数変換器に相当する。図において、１５１のＩＦ受信信号は、１５２の直交変調器により準同期検波され、１５７−１および１５７−２のＬＰＦにより高調波信号が除去された後、１５８および１５９のスペクトラム拡散ベースバンド多重化受信信号としてＩチャネル成分、Ｑチャネル成分ごとに１６０−１および１６０−２のＡ／Ｄ変換器に入力される。次に、Ａ／Ｄ変換器によりアナログ−ディジタル変換された１６１および１６２のスペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号は、１６３−１および１６３−２の分岐回路により、１６４および１６５のスペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号群として出力される。
【００３３】
次に、ｎ分岐された１６４および１６５のディジタル信号群は、１６６の単一周波数信号発生回路から生成されるスペクトラム拡散多重化信号の中心周波数からの周波数オフセット量に応じた余弦波信号群１６７が１６８−１−１〜１６８−１−ｎ、１６８−２−１〜１６８−２−ｎ、１６８−３−１〜１６８−３−ｎ、および１６８−４−１〜１６８−４−ｎの乗算器により乗積される。すなわち、基本周期の異なる正弦波信号、および余弦波信号（発振周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆｎ）が独立に乗積される。なお、正弦波信号は余弦波信号を１６９−１〜１６９−ｎおよび１７０−１〜１７０−ｎの位相シフタを用いて生成される。更に、１７１−１−１〜１７１−ｎ−１および１７１−１−２〜１７１−ｎ−２の加算器を用いた加算処理により、１８０−１−１〜１８０−ｎ−１および１８０−１−２〜１８０−ｎ−２のスペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号をスペクトラム拡散信号の周波数チャネルごとに検出することができる。ここで、スペクトラム拡散ベースバンド多重化信号からｆ１〜ｆｎの搬送波周波数を有する各周波数チャネルの情報信号成分のみを検出する手法は以下の数式に基づいて行われる。
【００３４】
Ｉチャネル受信ベースバンド信号（単一周波数発振回路からの出力信号が余弦波信号の場合）
ＩＲ１（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ１ｔ）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ１ｔ−π／２）
ＩＲ２（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ２ｔ）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ２ｔ−π／２）
ＩＲ３（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ３ｔ）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ３ｔ−π／２）
・・・
ＩＲｎ−１（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ−π／２）
ＩＲｎ（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎｔ）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎｔ−π／２） （４）
【００３５】
Ｑチャネル受信ベースバンド信号（単一周波数発振回路からの出力信号が余弦波信号の場合）
ＱＲ１（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ１ｔ＋π／２）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ１ｔ）
ＱＲ２（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ２ｔ＋π／２）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ２ｔ）
ＱＲ３（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ３ｔ＋π／２）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ３ｔ）
・・・
ＱＲｎ−１（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ＋π／２）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ）
ＱＲｎ（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎｔ＋π／２）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎｔ） （５）
【００３６】
次に、１８０−１−１〜１８０−ｎ−１および１８０−１−２〜１８０−ｎ−２のスペクトラム拡散ベースバンド信号を１７２−１−１〜１７２−ｎ−１および１７２−１−２〜１７２−ｎ−２のディジタル整合フィルタを通過させることにより、各チャネルごとに１８１−１−１〜１８１−ｎ−１および１８１−１−２〜１８１−ｎ−２のベースバンド信号（Ｉチャネル成分、Ｑチャネル成分）が抽出される。また、１７２−１−２〜１７２−ｎ−２のディジタル整合フィルタにより抽出された復調信号は、１８２のタイミング再生回路により再生されたサンプリングタイミングに基づきサンプリングされた後、１７１−１〜ｎのベースバンド遅延検波回路により２値信号に変換されるとともに、１７６−１〜ｎのデータ判定回路により各周波数チャネルごとにデータ判定が行われる。最後に、１７７−１−１〜１７７−ｎ−１および１７７−１−２〜１７７−ｎ−２の判定データ系列群は、１７８のパラレル−シリアル変換器によりシリアル判定データ系列として出力される。
【００３７】
最後に参考として、図４にディジタル整合フィルタの回路構成例を示す。図において、1チップ長間隔で配置された２０２−１〜ｋの遅延素子（ｋは拡散符号のビット数に相当）の出力を、２０４−１〜２０４−ｋのＰＮ符号に相関づけられた重み係数と乗積し、２０６の加算器によりそれらの和を求めることによって各チャネルのＩチャネル、Ｑチャネルのベースバンド信号成分２０７が抽出できる。なお、ディジタル整合フィルタのタップ間隔は1チップ長に相当するが、演算処理は通常1サンプル周期毎に行われる。最後に、抽出されたベースバンド信号成分を各チャネル毎に用意したベースバンド遅延検波回路に入力することにより、判定データを検出することができる。
【００３８】
【発明の効果】
（１）ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、およびＣＦＯ−ＳＳ方式を適用する通信システムにおいて、複数のスペクトラム拡散信号の多重化処理、分岐処理、復調処理等をディジタル演算処理により簡易な回路で実現することが可能となる。
（２）多重化チャネル数分だけ独立に必要としていた波形整形用アナログフィルタやアナログ素子であるＳＡＷ整合フィルタを使用せずに済むため、送受信機の回路構成の簡素化、部品点数の削減による小型化、省電力化が実現可能となる。
（３）従来のスペクトラム拡散通信用ディジタル信号処理回路では多重化チャネル数分だけ独立に必要としていた周波数変換回路、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、ディジタルフィルタ等を１系統のみで実現することが可能となる。
（４）スペクトラム拡散通信システムを対象とする従来のベースバンド信号処理回路の回路規模、演算処理長を大幅に削減可能となる。
（５）消費電力が高く、かつ、高価なＡ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器の個数を増やすことなく、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、およびＣＦＯ−ＳＳ方式をディジタル信号処理技術により実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による信号処理部を適用したスペクトラム拡散通信システムの送受信機構成図である。
【図２】本発明による信号処理部を適用したスペクトラム拡散通信システムの送信回路の構成図である。
【図３】本発明による信号処理部を適用したスペクトラム拡散通信システムの受信回路の構成図である。
【図４】本発明による信号処理部を適用したスペクトラム拡散通信システムの受信回路の構成要素であるディジタル整合フィルタの回路構成図である。
【図５】従来の搬送波周波数オフセット−スペクトラム拡散多元接続（ＣＦＯ−ＳＳＭＡ）方式における送受信機構成図である。
【図６】従来の搬送波周波数オフセット−スペクトラム拡散通信（ＣＦＯ−ＳＳ）方式における送信機構成図である。
【図７】従来の搬送波周波数オフセット−スペクトラム拡散通信（ＣＦＯ−ＳＳ）方式における受信機構成図である。
【符号の説明】
１ アンテナ
２ 高周波（ＲＦ）受信信号
３ 帯域制限用フィルタ（ＢＰＦ）
４ 高周波切替スイッチ
５ 受信機入力信号
６ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
７ 低雑音増幅器出力
８ 乗算器
９ 乗算器出力
１０ 帯域制限用フィルタ（ＢＰＦ）
１１ 帯域制限用フィルタ出力信号
１２ 自動利得制御回路（ＡＧＣ）
１３ 自動利得制御回路出力
１４、１５ 乗算器
１６、２１ 乗算器出力
１７、２２ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
１８、２３ 低域通過フィルタ出力
１９、２４ アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器
２０、２５ アナログ／ディジタル変換器出力
２６ ＩＦローカル発振器
２７、２８ ローカル信号
２９ π／２位相シフタ
３０ 位相シフタ出力信号
３１、３２ ベースバンド周波数変換器
３３、３４ ベースバンド受信信号群
３５−１〜ｎ ディジタル整合フィルタ（Ｉチャネル用）
３６−１〜ｎ ディジタル整合フィルタ（Ｑチャネル用）
３７−１〜ｎ ディジタル整合フィルタ出力信号（Ｉチャネル）
３８−１〜ｎ ディジタル整合フィルタ出力信号（Ｑチャネル）
３９−１〜ｎ ＤＱＰＳＫ復調器
４０−１−１〜４０−ｎ−１ ＤＱＰＳＫ復調器出力信号（Ｉチャネル成分）
４０−１−２〜４０−ｎ−２ ＤＱＰＳＫ復調器出力信号（Ｑチャネル成分）
４１−１〜ｎ 判定回路
４２−１−１〜４２−ｎ−１ ディジタル判定データ（Ｉチャネル成分）
４２−１−２〜４２−ｎ−２ ディジタル判定データ（Ｑチャネル成分）
４３ パラレル／シリアル変換器
４４ 出力データ系列
４５ 入力データ系列
４６ シリアル／パラレル変換器
４７−１−１〜４７−ｎ−１ パラレルデータ系列（Ｉチャネル成分）
４７−１−２〜４７−ｎ−２ パラレルデータ系列（Ｑチャネル成分）
４８−１〜ｎ 乗算器
４９−１−１〜４９−ｎ−１ スペクトラム拡散データ信号系列（Ｉチャネル成分）
４９−１−２〜４９−ｎ−２ スペクトラム拡散データ信号系列（Ｑチャネル成分）
５０−１〜ｎ ＤＱＰＳＫ変調器
５１−１−１〜５１−ｎ−１ ＤＱＰＳＫ変調信号（Ｉチャネル成分）
５１−１−２〜５１−ｎ−２ ＤＱＰＳＫ変調信号（Ｑチャネル成分）
５２−１〜ｎ ベースバンド周波数変換器
５３−１−１〜５３−ｎ−１ ベースバンド周波数変換器出力信号（Ｉチャネル成分）
５３−１−２〜５３−ｎ−２ ベースバンド周波数変換器出力信号（Ｑチャネル成分）
５４ 加算器
５５ スペクトラム拡散ベースバンド多重化信号（Ｉチャネル成分）
５６ スペクトラム拡散ベースバンド多重化信号（Ｑチャネル成分）
５７、５８ ディジタルフィルタ
５９ ディジタルフィルタ出力信号（Ｉチャネル成分）
６０ ディジタルフィルタ出力信号（Ｑチャネル成分）
６１ ＰＮ符号発生器
６２ 拡散符号系列
６３ ベースバンド信号処理回路
６４、６５ ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器
６６ スペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ信号（Ｉチャネル成分）
６７ スペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ信号（Ｑチャネル成分
６８、６９ 乗算器
７０ スペクトラム拡散ＩＦ多重化アナログ信号（Ｉチャネル成分）
７１ スペクトラム拡散ＩＦ多重化アナログ信号（Ｑチャネル成分）
７２、７３ ローカル信号
７４ π／２位相シフタ
７５ 位相シフタ出力信号
７６ 直交変調器
７７ スペクトラム拡散ＩＦ多重化ベクトル信号
７８ 帯域制限用フィルタ（ＢＰＦ）
７９ 帯域制限用フィルタ出力信号
８０ 乗算器
８１ スペクトラム拡散多重化信号
８２ 電力増幅器（ＰＡ）
８３ 電力増幅されたスペクトラム拡散多重化信号
８４ ＲＦローカル発振器
８５、８６ ローカル信号
１０１ 入力データ系列
１０２ シリアル／パラレル変換器
１０３ パラレルデータ系列群
１０４ ＰＮ符号発生器
１０５ 単一周波数信号発生回路
１０６ 拡散符号系列
１０７ 余弦波信号群
１０８−１〜ｎ 差動符合化器
１０９−１−１〜１０９−ｎ−１ 差動符号化器出力信号（Ｉチャネル成分）
１０９−１−２〜１０９−ｎ−２ 差動符号化器出力信号（Qチャネル成分）
１１０−１−１〜１１０−ｎ−１ 乗算器（Ｉチャネル用）
１１０−１−２〜１１０−ｎ−２ 乗算器（Ｑチャネル用）
１１１−１−１〜１１１−ｎ−１ スペクトラム拡散ベースバンドデータ系列信号（Ｉチャネル用）
１１１−１−２〜１１１−ｎ−２ スペクトラム拡散ベースバンドデータ系列信号（Ｑチャネル用）
１１２−１−１〜１１２−ｎ−１、１１２−１−２〜１１２−ｎ−２、１１２−１−３〜１１１−ｎ−３、１１２−１−４〜１１１−ｎ−４ 乗算器
１１３−１〜ｎ ＋π／２位相シフタ
１１４−１〜ｎ −π／２位相シフタ
１１５ スペクトラム拡散ベースバンド信号群（Iチャネル成分）
１１６ スペクトラム拡散ベースバンド信号群（Qチャネル成分）
１１７−１ 加算器（Iチャネル用）
１１７−２ 加算器（Qチャネル用）
１１８ スペクトラム拡散ベースバンド多重化信号（Iチャネル成分）
１１９ スペクトラム拡散ベースバンド多重化信号（Qチャネル成分）
１２０ ベースバンドディジタルフィルタ（Iチャネル用）
１２１ ベースバンドディジタルフィルタ（Qチャネル用）
１２２ ベースバンドディジタルフィルタ出力信号（Iチャネル成分）
１２３ ベースバンドディジタルフィルタ出力信号（Qチャネル成分）
１２４ ディジタル／アナログ変換器（Iチャネル用）
１２５ ディジタル／アナログ変換器（Qチャネル用）
１２６ スペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ信号（Iチャネル成分）
１２７ スペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ信号（Qチャネル成分）
１２８ 直交変調器
１２９ IFローカル発振器
１３０ ローカル信号
１３１ スペクトラム拡散多重化IF送信信号
１５１ IF受信信号
１５２ 直交変調器
１５３ IFローカル発振器
１５４ ローカル信号
１５５ 直交変調器出力信号（Iチャネル成分）
１５６ 直交変調器出力信号（Qチャネル成分）
１５７−１ 低域通過フィルタ（Iチャネル用）
１５７−２ 低域通過フィルタ（Qチャネル用）
１５８ スペクトラム拡散ベースバンド多重化受信信号（Iチャネル成分）
１５９ スペクトラム拡散ベースバンド多重化受信信号（Qチャネル成分）
１６０−１ アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器（Ｉチャネル用）
１６０−２ アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器（Ｑチャネル用）
１６１ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号（Ｉチャネル成分）
１６２ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号（Ｑチャネル成分）
１６３−１、２ 分岐回路
１６４ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号群（Ｉチャネル成分）
１６５ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号群（Ｑチャネル成分）
１６６ 単一周波数信号発生回路
１６７ 余弦波信号群
１６８−１−１〜１６８−ｎ−１、１６８−１−２〜１６８−ｎ−２、１６８−１−３〜１６８−ｎ−３、１６８−１−４〜１６８−ｎ−４ 乗算器
１６９−１〜ｎ −π／２位相シフタ
１７０−１〜ｎ ＋π／２位相シフタ
１７１−１−１〜１７１−ｎ−１、１７１−１−２〜１７１−ｎ−２ 加算器
１７２−１−１〜１７２−ｎ−１、１７２−１−２〜１７２−ｎ−２ ディジタル整合フィルタ
１７３−１−１〜１７３−ｎ−１、１７３−１−２〜１７３−ｎ−２ サンプリング回路
１７４−１〜ｎ ベースバンド遅延検波回路
１７５−１−１〜１７５−ｎ−１ ベースバンド遅延検波出力信号（Ｉチャネル成分）
１７５−１−２〜１７５−ｎ−２ ベースバンド遅延検波出力信号（Ｑチャネル成分）
１７６−１〜ｎ データ判定回路
１７７−１−１〜１７７−ｎ−１ 判定データ系列信号（Ｉチャネル成分）
１７７−１−２〜１７７−ｎ−２ 判定データ系列信号（Ｑチャネル成分）
１７８ パラレル／シリアル変換器
１７９ シリアル判定データ系列
１８０−１−１〜１８０−ｎ−１ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号（Ｉチャネル成分）
１８０−１−２〜１８０−ｎ−２ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号（Ｑチャネル成分）
１８１−１−１〜１８１−ｎ−１ ディジタル整合フィルタ出力信号（Ｉチャネル成分）
１８１−１−２〜１８１−ｎ−２ ディジタル整合フィルタ出力信号（Ｑチャネル成分）
２０１ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号
２０２−１〜ｎ 遅延素子
２０３−１〜ｎ 遅延素子出力
２０４−１〜ｎ 重み係数
２０５−１〜ｎ 重み付け信号群
２０５ 加算器
２０６ ディジタル整合フィルタ出力信号
３００−１〜３００−ｎ 情報データ系列
３０１−１〜３０１−ｎ 変調器
３０２−１〜３０２−ｎ 疑似ランダム符号
３０３−１〜３０３−ｎ 変調器
３０４−１〜３０４−ｎ 局部発振器
３０５−１〜３０５−ｎ 帯域通過フィルタ
３０６ 伝搬路モデルを表す合成器
３０７ 帯域通過フィルタ
３０８ 局部発振器
３０９ 周波数変換器
３１０ 復調器
３１１ 判定データ系列
３１２ 自動利得制御回路
４０１ 情報データ系列
４０２ シリアル−パラレル変換器
４０３−１〜３−ｎ 情報データ系列
４０４−１〜４−ｎ 変調器
４０５ ＰＮ符号発生器
４０６−１〜４０６−ｎ ＰＮ（疑似ランダム）符号系列
４０７−１〜４０７−ｎ スペクトラム拡散信号
４０８−１〜４０８−ｎ 変調器
４０９−１〜４０９−ｎ 局部発振器
４１０−１〜４１０−ｎ スペクトラム拡散高周波信号
４１１−１〜４１１−ｎ 帯域通過フィルタ
４１２−１〜４１２−ｎ 帯域通過後スペクトラム拡散高周波信号
４１３ 信号合成器
４１４ スペクトラム拡散合成信号
４１５ 共通増幅器
４１６ スペクトラム拡散合成信号
４１７ 帯域制限用フィルタ
４１８ スペクトラム拡散合成送信信号
４２１ 複合通信チャネル受信信号
４２２ 受信フィルタ
４２３ 受信フィルタ出力信号
４２４ 自動利得制御器（ＡＧＣ）
４２５ ＡＧＣ出力信号
４２６−１〜４２６−ｎ 周波数変換器
４２７−１〜４２７−ｎ 局部発振器
４２８−１〜４２８−ｎ 中間周波受信信号
４２９−１〜４２９−ｎ 帯域通過フィルタ
４３０−１〜４３０−ｎ 帯域通過フィルタ出力信号
４３１−１〜４３１−ｎ 整合フィルタ
４３２−１〜４３２−ｎ 整合フィルタ出力信号
４３３−１〜４３３−ｎ 遅延検波回路
４３４−１〜４３４−ｎ 遅延検波出力信号
４３５−１〜４３５−ｎ 低域通過フィルタ
４３６−１〜４３６−ｎ 低域通過フィルタ出力信号
４３７−１〜４３７−ｎ 判定器
４３８−１〜４３８−ｎ 判定データ系列
４３９ パラレル−シリアル変換器
４４０ 情報データ系列
【発明の属する技術分野】
本発明は、ダイレクトシーケンス（ＤＳ：Direct Sequence）−スペクトラム拡散（ＳＳ：Spread Spectrum）通信方式を適用する固定衛星通信システム、移動体衛星通信システム、固定陸上無線通信システム、陸上移動体通信システム、無線ＬＡＮシステム、構内無線通信システム等の全ての無線通信システム、あるいは、光ファイバ、同軸ケーブル等の有線を用いて情報伝送を行う全ての有線通信システムに適用される。また、スペクトラム拡散処理を施す情報データ信号の変調方式としてＭ相位相変調（ＭＰＳＫ：Ｍは２の乗数）方式、復調方式として遅延検波方式を適用するシステムにおいて利用される。
【０００２】
【従来の技術】
限定された通信帯域幅内でスペクトラム拡散通信システムの高速化を図る手法として、全ての同時通信局に共通に与えられた１つの疑似ランダム符号だけを用いて多元接続を行う手法（ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式：Carrier Frequency Offset-Spread Spectrum Multiple Access Method）として、特開平５−２６８１８９、角谷、篠永、「スペクトラム拡散通信システム」が開示されている。本手法は、複数の送信局が同一の疑似ランダム符号を用いて各々独立のディジタル情報をスペクトラム直接拡散変調し、複数搬送波の中心周波数を互いに異なるようにし、信号波の占有周波数帯域を互いに重なるよう設定して受信側に送信することを特徴としている。このとき、各送信局が互いにデータシンボル速度の整数倍の周波数分だけ離れた搬送波周波数を利用すれば、受信側では搬送波の中心周波数が既知な所望波を帯域通過フィルタで抽出することにより、他信号波の影響を受けずに所望する情報を受信、復調することが理想的に可能となる。
【０００３】
図５はＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式を適用した無線システムの送受信機構成例であり、同時送信局数がｎの場合を示している。図において、３０１−１〜３０１−ｎは２進符号化された各通信局の情報信号、３０２−１〜３０２−ｎは情報信号と疑似ランダム符号を２進乗算する変調器、３０３−１〜３０３−ｎは情報信号のスペクトラムを拡散するための疑似ランダム（ＰＮ：Pseudo Noise）符号系列、３０４−１〜３０４−ｎは３０２−１〜３０２−ｎで得られたベースバンド信号に対して３０５−１〜３０５−ｎで与えられる搬送波を変調する変調器、３０５−１〜３０５−ｎは搬送波を与える局部発振器、３０６−１〜３０６−ｎは変調信号から送信に必要な周波数成分を取り出す帯域通過フィルタを各々表している。スペクトラム拡散通信方式は有線通信システム、無線通信システムともに用いることができ、３０７はそれらの伝送媒体中で個々の信号が多重される様子を表している。また、３０８は受信信号から復調に必要な周波数成分を取り出す帯域通過フィルタ、３０９は周波数変換器であり、３１０は周波数変換のための局部発信器、３１１は帯域制限された信号から送信された情報を得る復調器、３１２は復調器により得られた情報信号を各々表している。
【０００４】
前記のように、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式は互いに信号波の中心周波数をデータシンボル速度の整数倍だけ離して通信を行うため、スペクトラム拡散通信システムにおいて同一の疑似ランダム符号を用いた場合でも、各通信局が互いに干渉を与えることなく双方向ともに通信を行うことができる。従って、疑似ランダム符号の数が制限されているシステムにおいても、各送信局からの信号波の中心周波数をデータシンボル速度の整数倍だけずらすことにより疑似ランダム符号の再利用を行うことができ、限られた周波数帯域幅内において同時通信を行うことのできる局数を大幅に増加させることができる。更に、各通信局は同一の疑似ランダム符号を使用するため通信装置の装置規模を小型化することも可能となる。しかしながら、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式では、各送信局から同時送信されるスペクトラム直接拡散変調波群のタイミングが受信側で一致した状態でなければ理想的に干渉のない通信を行うことができない。すなわち、各送信局からのスペクトラム直接拡散変調波が受信側において同期が取れた状態で受信されなければ、各送信局からの信号が互いに干渉を引き起こし、伝送路の回線品質を大きく劣化させるという課題が存在する。
【０００５】
上記課題を克服する手法として、搬送波周波数間隔がデータシンボル速度を単位とする周波数量の整数倍となる複数の通信チャネルの１つの複合通信チャネルと見なし、個々の通信局からはその複合通信チャネルを用いて情報伝送を行うことにより、搬送波周波数間隔がデータシンボル速度を単位とする周波数量の整数倍となる通信チャネル間のタイミング制御誤差を発生させることなく、通信局あたりの情報伝送速度の高速化、並びに高品質な通信回線の提供が図れる通信チャネル多重化装置を用いることを特徴とする方式（ＣＦＯ−ＳＳ方式：Carrier Frequency Offset-Spread Spectrum Multiple Access Method）として、特開平１０−１０７７７１、石川、篠永、小林「スペクトラム拡散通信方式」が開示されている。
【０００６】
図６は、ＣＦＯ−ＳＳ方式を適用した無線システムの送信機構成例を示しており、複合通信チャネルを構成する通信チャネル数がｎ、すなわち、同時送信を行うチャネル数がｎの場合を示している。図において、４０１は通信局から送信する情報データ系列、４０２はシリアルなデータ系列をｎ個の出力端子に順次繰り返し分配するシリアル−パラレル変換器、４０３−１〜４０３−ｎは各通信チャネルごとに変調される情報データ系列、４０４−１〜４０４−ｎは情報信号と４０５のＰＮ符号発生器から出力される４０６−１〜４０６−ｎの疑似ランダム符号とを２進乗算する変調器、４０６−１〜４０６−ｎは情報信号のスペクトラムを拡散するための疑似ランダム符号系列、４０７−１〜４０７−ｎは各通信チャネルごとに伝送されるスペクトラム拡散されたベースバンド信号、４０８−１〜４０８−ｎは４０４−１〜４０４−ｎで得られたベースバンド信号４０７−１〜４０７−ｎを各通信チャネルの搬送波周波数ｆ１〜ｆｎに応じて変調をかける変調器、４０９−１〜４０９−ｎは各通信チャネルの搬送波周波数ｆ１〜ｆｎを与える局部発振器、４１０−１〜４１０−ｎは変調操作により高周波領域に周波数変換されたスペクトラム拡散信号、４１１−１〜４１１−ｎは変調信号から送信に必要な周波数成分を取り出す帯域通過フィルタ、４１２−１〜４１２−ｎは各帯域通過フィルタから出力されるスペクトラム拡散信号、４１３は各通信チャネルのスペクトラム拡散信号４１２−１〜４１２−ｎを合成する信号合成器、４１４は信号合成器４１３の出力信号であるスペクトラム拡散合成信号、４１５はスペクトラム拡散合成信号の送信電力を増幅する共通増幅器、４１６は共通増幅器４１５により電力増幅されたスペクトラム拡散合成信号、４１７は通信帯域幅外輻射を削除するための帯域制限フィルタ、４１８は帯域制限フィルタ４１７の出力信号を各々表している。スペクトラム拡散通信方式は有線通信システム、無線通信システムともに用いることができ、４１８のスペクトラム拡散合成信号はそれらの伝送媒体を介して別の通信局に伝送される。
【０００７】
図７は、ＣＦＯ−ＳＳ方式を適用した無線システムの受信機構成例を示しており、複合通信チャネルを構成する通信チャネル数がｎ、すなわち、同時送信を行うチャネル数がｎの場合を示している。図において、４２１は別の通信局から送信された複合通信チャネル受信信号、４２２は雑音除去用の受信フィルタ、４２３は受信フィルタ４２２の出力信号、４２４は復調器を安定した状態で動作させるための自動利得制御器（ＡＧＣ）、４２５はＡＧＣの出力信号、４２６−１〜４２６−ｎは複合通信チャネルを構成する各通信チャネルの搬送波周波数ｆ０〜ｆｎを受信機の整合フィルタ４３１−１〜４３１−ｎの中心周波数ｆ０に周波数変換するための周波数変換器、４２７−１〜４２７−ｎは各通信チャネルの中心周波数ｆ１〜ｆｎに対応する周波数を発生する局部発振器、４２８−１〜４２８−ｎは周波数変換された各通信チャネルの中間周波受信信号、４２９−１〜４２９−ｎは周波数拡散帯域幅外に存在する雑音成分を除去するための帯域通過フィルタ、４３０−１〜４３０−ｎは帯域通過フィルタの出力信号、４３１−１〜４３１−ｎはスペクトラム拡散信号から情報信号成分だけを抽出する整合フィルタ、４３２−１〜４３２−ｎは各通信チャネルごとのＳＡＷ整合フィルタ出力信号、４３３−１〜４３３−ｎはＳＡＷ整合フィルタ出力信号をベースバンド信号に変換するための遅延検波回路、４３４−１〜２３４−ｎは４３３−１〜４３３−ｎの遅延検波回路の出力信号、４３５−１〜４３５−ｎは遅延検波出力信号に含まれている高調波信号成分を除去し、情報信号成分のみを抽出するための低域通過フィルタ、４３６−１〜４３６−ｎは情報信号成分を含むベースバンド信号、４３７−１〜４３７−ｎは遅延検波出力信号のピークポイント（判定ポイント）における情報データ信号を判定するための判定器、４３８−１〜４３８−ｎは各通信チャネルごとに得られた判定データ系列、４３９は４３８−１〜４３８−ｎの判定データ系列を元の連続データ系列に変換するためのパラレル−シリアル変換器、４４０は４３９のパラレル−シリアル変換器から出力される情報データ系列を各々表している。
【０００８】
ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、並びにＣＦＯ−ＳＳ方式の送信機では、何れも中間周波数（ＩＦ）帯、あるいは高周波数（ＲＦ）帯において搬送周波数の異なるスペクトラム拡散信号を多重化した後、ＲＦ信号として受信側に対して多重化スペクトラム拡散信号を伝送する構成法を採用している。また、受信機では多重化チャネル数分だけ多重化スペクトラム拡散信号を分岐回路により同一のＲＦ信号として分岐し、各スペクトラム信号波の搬送波周波数に対応した局部発振周波数により同一のＩＦ信号に周波数変換した後、同一のＳＡＷ整合フィルタによりスペクトラム拡散信号の相関検出を行い、遅延検波方式によりベースバンドアナログ信号に変換、データ判定を行う構成を採用していた。
【０００９】
上述した従来のＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、並びにＣＦＯ−ＳＳ方式を適用したスペクトラム拡散通信システムの送受信機構成では、複数のスペクトラム拡散信号の多重化処理（合成処理）、分岐処理、復調処理等をＲＦ帯、あるいはＩＦ帯においてアナログ的に行っていた。そのため、多重化チャネル数分だけ独立の波形整形用アナログフィルタやアナログ素子であるＳＡＷ整合フィルタを回路上に配置する必要があり、回路規模および消費電力が大きくなるとともに部品コストが極めて高くなるといった問題が生じていた。
【００１０】
上記のようなアナログ回路適用時の問題を回避するため、スペクトラム拡散通信システムのベースバンド部分をゲートアレイ化することにより、送受信機の回路規模、消費電力、コストを大幅に削減する手法（参考文献：小川、衣笠、田中、椰、武井、「ディジタルマッチドフィルタを用いたＳＳ通信用１チップＬＳＩの開発」、電子情報通信学会スペクトラム拡散研究会、ＳＳＴ９４−６５（１９９４−１２））が実用化されている。参考文献の図１に示されているように、この方式ではスペクトラム拡散変調信号をベースバンド回路により生成し、その出力信号に無線搬送波周波数を重畳してスペクトラム拡散無線信号を出力するとともに、受信回路ではベースバンド信号に変換されたスペクトラム拡散受信信号をディジタルマッチドフィルタ（ディジタル整合フィルタ）により復調する回路構成となっている。なお、送信回路、受信回路共にシングルチャネル（１波のみ）のスペクトラム拡散信号を対象としており、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、およびＣＦＯ−ＳＳ方式のようなスペクトラム多重化信号を対象とした回路構成とはなっていない。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、あるいはＣＦＯ−ＳＳ方式を適用した通信システムのベースバンド信号処理回路として、前述した従来のスペクトラム拡散通信用ディジタル信号処理回路を用いる場合、送信回路は複数のスペクトラム拡散信号ごとに独立に用意する必要があるとともに、周波数変換器、周波数変換用の局部発信器、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換器がチャネル数分だけ独立に必要となる。このため、従来のアナログ方式の場合と同様に回路規模が大きくなると共に、消費電力、コストが高くなるという問題は依然として解決することができない。
【００１２】
更に、ベースバンド帯に周波数変換されたスペクトラム拡散ベースバンド受信信号を従来のスペクトラム拡散通信用ディジタル信号処理回路で受信する場合、ＲＦ帯あるいはＩＦ帯において多重化されたスペクトラム拡散信号ごとに周波数の異なる局部発信器を独立に用意し、乗積演算により各スペクトラム拡散信号の中心周波数が同一のベースバンド周波数となるように周波数変換を行う必要がある。更に、これら複数のスペクトラム拡散ベースバンド信号は、独立のＡ／Ｄ（ディジタル／アナログ）変換器によりディジタル信号に変換した後、ディジタル整合フィルタに入力する必要がある。しかしながら、この手法の場合、従来のアナログ方式と同様に受信機回路が多重化される周波数チャネル分だけ独立に用意する必要があるだけでなく、消費電力が大きく、かつ、コストの高いＡ／Ｄ変換器をチャネル数分だけ（ＱＰＳＫ変調適用時には更に２倍）用意する必要があり、回路規模の削減、省電力化、低コスト化に貢献することはできない。
【００１３】
本発明は、データシンボル速度Ｒおよびシンボルタイミングが同一で、独立の情報データ系列から構成される複数の情報データ信号を、同一の疑似ランダム符号系列によりスペクトラム直接拡散変調し、かつ、互いにデータシンボル速度Ｒで規定される周波数量の整数倍だけ離れた搬送波周波数を各スペクトラム拡散信号の中心周波数として多重化するスペクトラム拡散通信システムにおいて、従来のアナログ方式による送受信機構成の簡素化を図るだけでなく、従来のスペクトラム拡散通信用ディジタル信号処理回路を用いる手法において多重化チャネル数分だけ独立に必要としていた周波数変換回路、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、ディジタルフィルタ等を１系統のみで実現可能とするベースバンド信号処理部に関するものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために、本発明によるスペクトラム拡散通信システムの送信装置によれば、
データシンボル速度Ｒ及びシンボルタイミングが同一で、入力された１つの情報データ系列から複数の情報データを出力するシリアル／パラレル変換手段と、
１つの疑似ランダム符号系列を出力する疑似ランダム符号発生手段と、
互いにデータシンボル速度Ｒで規定される周波数量の整数倍だけ離れた周波数チャネル毎（ｆ ｎ ）に、余弦波信号又は正弦波信号を出力する単一周波数信号発生手段と、
周波数チャネル毎（ｆ ｎ ）に、２つの情報データを疑似ランダム符号系列に基づいてスペクトラム拡散変調し、Ｉチャネル成分のベースバンド信号（Ｉ ｎ （ｔ））及びＱチャネル成分のベースバンド信号（Ｑ ｎ （ｔ））に変換するスペクトラム拡散変調手段と、余弦波信号又は正弦波信号を９０°進める（π／２）第１の位相シフタと、余弦波信号又は正弦波信号を９０°遅らせる（−π／２）第２の位相シフタと、Ｉチャネル成分のベースバンド信号（Ｉ ｎ （ｔ））に第２の位相シフタから出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第１の乗算手段と、Ｉチャネル成分のベースバンド信号（Ｉ ｎ （ｔ））に単一周波数信号発生手段から出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第２の乗算手段と、Ｑチャネル成分のベースバンド信号（Ｑ ｎ （ｔ））に第１の位相シフタから出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第３の乗算手段と、Ｑチャネル成分のベースバンド信号（Ｑ ｎ （ｔ））に単一周波数信号発生手段から出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第４の乗算手段とを有するベースバンド周波数変換手段と、
第２の乗算手段から出力されたベースバンド信号と、第３の乗算手段から出力されたベースバンド信号とを、全ての周波数チャネルについて加算して、Ｉチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＩＴ（ｔ））を出力する第１の加算手段と、
第１の乗算手段から出力されたベースバンド信号と、第４の乗算手段から出力されたベースバンド信号とを、全ての周波数チャネルについて加算して、Ｑチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＱＴ（ｔ））を出力する第２の加算手段と
を有することを特徴とする。
【００１５】
また、本発明によるスペクトラム拡散通信システムの受信装置によれば、
データシンボル速度Ｒ及びシンボルタイミングが同一で、受信されたＩチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＩＲ（ｔ））と、Ｑチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＱＲ（ｔ））とを複数に分岐する分岐手段と、
互いにデータシンボル速度Ｒで規定される周波数量の整数倍だけ離れた周波数チャネル毎に（ｆ ｎ ）に、ベースバンド多重化信号の中心周波数からの周波数オフセット量に応じた余弦波信号又は正弦波信号の群を出力する単一周波数信号発生手段と、
周波数チャネル毎（ｆ ｎ ）に、余弦波信号又は正弦波信号を９０°進める（π／２）第１の位相シフタと、余弦波信号又は正弦波信号を９０°遅らせる（−π／２）第２の位相シフタと、Ｉチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＩＲ（ｔ））に第１の位相シフタから出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第１の乗算手段と、Ｉチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＩＲ（ｔ））に単一周波数信号発生手段から出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第２の乗算手段と、Ｑチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＱＲ（ｔ））に第２の位相シフタから出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第３の乗算手段と、Ｑチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＱＲ（ｔ））に単一周波数信号発生手段から出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第４の乗算手段と、第２の乗算手段から出力された信号及び第３の乗算手段から出力された信号を加算し、Ｉチャネル成分のベースバンド信号（ＩＲ ｎ （ｔ））を出力する第１の加算手段と、第１の乗算手段から出力された信号及び第４の乗算手段から出力された信号を加算し、Ｑチャネル成分のベースバンド信号（ＱＲ ｎ （ｔ））を出力する第２の加算手段とを有するベースバンド周波数変換手段と
を有することを特徴とする。
【００１６】
本発明の受信装置における他の実施形態によれば、第１の加算手段から出力されたＩチャネル受信ベースバンド信号（ＩＲ ｎ （ｔ））と、第２の加算手段から出力されたＱチャネル受信ベースバンド信号（ＱＲ ｎ （ｔ））とに対して、同一の疑似ランダム符号により重み付けられた相関処理を施し、復調信号を出力するディジタル整合フィルタを更に有することも好ましい。また、ディジタル整合フィルタから出力された復調信号を入力し、遅延検波を適用するベースバンド遅延検波手段を更に有することも好ましい。
【００１７】
なお、上述した信号処理部は、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、あるいはＣＦＯ−ＳＳ方式を適用したスペクトラム拡散通信システムに適用することを前提としており、送信側の信号処理部と、受信側の信号処理部とを含むことも好ましい。
【００１８】
本発明方式のように、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、あるいはＣＦＯ−ＳＳ方式を用いる通信システムにディジタル方式によるベースバンド信号処理部を適用することにより、従来の送受信機構成ではＲＦ帯、あるいはＩＦ帯においてアナログ的に行っていた複数のスペクトラム拡散信号の多重化処理（合成処理）、分岐処理、復調処理等をベースバンド帯でディジタル的な演算処理により実現することが可能となる。更に、多重化チャネル数分だけ独立に必要としていた波形整形用アナログフィルタやアナログ素子であるＳＡＷ整合フィルタを削除することが可能となる。これらの効果により、送受信機の回路構成の簡素化、部品点数の削減による小型化、省電力化を実現することができる。
【００１９】
更に、従来のスペクトラム拡散通信用ディジタル信号処理回路では多重化チャネル数分だけ独立に必要としていた周波数変換回路、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、ディジタルフィルタ等を１系統のみで実現することが可能であり、ベースバンド信号処理回路の回路規模、演算処理長を大幅に削減することができる。これにより、消費電力が高く、かつ、高価なＡ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器の個数を増やすことなく、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、およびＣＦＯ−ＳＳ方式をディジタル信号処理技術により実現することが可能となる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
まず、実施形態の中で本発明方式の対象とするＣＦＯ−ＳＳ方式について簡単に説明する。ＣＦＯ−ＳＳ方式とは、「同一の拡散符号を用いて周波数拡散変調した他の信号の搬送波周波数が、データシンボル速度の整数倍に相当する周波数オフセットしている場合には相関値ピークがゼロになる」という性質を利用した方式であり、従来、搬送波周波数ｆ０の１チャネル（データシンボル速度Ｒ）だけであった通信チャネルに対し、データシンボル速度で規定される周波数量の整数倍（±Ｒ×Ｎ ＭＨｚ）だけ搬送波周波数を互いにオフセットさせた複数の通信チャネルを１つの複合通信チャネルとして同時伝送することにより、限られた周波数帯域内で情報伝送速度の高速化を図る手段である。ＣＦＯ−ＳＳ方式を用いることにより、２．４GHｚ帯ＩＳＭ（産業科学医療）バンドの２６ＭＨｚという限られた周波数帯域内で２Mbit／sスペクトラム拡散信号を最大９チャネル多重化した１８Ｍｂｉｔ／ｓの高速無線システムが提供可能となる。なお、従来のＣＦＯ−ＳＳ方式を適用した無線システムは、スペクトラム拡散信号から情報変調信号成分を抽出するための相関検出器としてＳＡＷ整合フィルタを利用していたが、アナログ処理では回路規模が大きくなり、かつ、部品コストが高くなる。そこで、本発明ではＣＦＯ−ＳＳ方式の復調法としてディジタル整合フィルタを適用することを前提としている。以下、本発明によるスペクトラム拡散通信システムの信号処理部について、その実施形態を以下に示す。
【００２１】
図１に、ＣＦＯ−ＳＳ方式を用いたスペクトラム拡散通信システム（以後、ＣＦＯ−ＳＳ無線システムと呼ぶ）において、本発明による信号処理部を適用した場合の送受信機構成ブロック図を示す。なお、ＣＦＯ−ＳＳ方式によるスペクトラム拡散信号の多重化チャネル数をｎ、変調方式を差動符合化４相位相変調方式（ＤＱＰＳＫ）、復調方式を遅延検波方式と各々仮定して説明する。図において、ＣＦＯ−ＳＳ無線システムは高周波数（RF）部、中間周波数（IF）部、信号処理部から構成され、図の太線で囲まれた部分６３が本発明による信号処理部を実現する構成ブロック図を表している。なお、実施形態ではRF部、IF部から構成される一般的な無線システムの送受信機構成を想定して説明するが、RF帯から直接ベースバンド帯に周波数変換を行うダイレクトコンバージョン方式についても同様のベースバンド信号処理部を採用することができる。
【００２２】
まず、１のアンテナから受信された２の高周波（RF）受信信号は、３の帯域制限用フィルタ（BPF）により所望信号を含むスペクトラム成分のみが抽出され、６の低雑音増幅器により増幅された後、８４のRFローカル発信器から出力される８５のローカル信号が８の乗算器により乗積され、１０のBPFにより高周波成分が除去された１１のIF受信信号に変換される。次に、１２の自動利得制御回路（AGC）により受信レベル調整が施された１３のIF受信信号は、２６のIFローカル発信器から出力される２７および２８のローカル信号が１４および１５の乗算器により乗積され、１７および２２の低域通過フィルタ（LPB）により高周波成分が除去された後、１８および２３のベースバンド受信信号として１９および２４のＡ／Ｄ変換器に入力される。ここで、２４のＡ／Ｄ変換器に入力される２３のベースバンド受信信号は、２８のローカル信号が２９の位相シフタによりπ／２だけ位相がずれた状態で１４のＩＦ受信信号と乗積されるため、１９のＡ／Ｄ変換器に入力される１８のベースバンド受信信号とは直交関係が成り立つことになる。すなわち、１９のＡ／Ｄ変換器の出力信号１９はベースバンド受信信号のＩチャネル成分、２４のＡ／Ｄ変換器の出力信号２５はＱチャネル成分を各々表すことになる。
【００２３】
次に、ベースバンド受信信号２０および２５は、各々３１および３２のベースバンド周波数変換器に入力され、多重化前の複数のスペクトラム拡散信号に対応したベースバンド信号に変換される。すなわち、ＣＦＯ−ＳＳ方式では複数のスペクトラム拡散信号が、互いに中心周波数がデータシンボル速度で規定される周波数量の整数倍だけ離れた状態で多重化されるが、３１および３２のベースバンド周波数変換器により、所望のスペクトラム拡散信号がベースバンドとなるように周波数変換が施されることになる。これら所望のスペクトラム拡散信号がベースバンド信号となるように変換された３３および３４のベースバンド受信信号群は、３５−１〜ｎおよび３６−１〜ｎのディジタル整合フィルタにより３７−１〜ｎおよび３８−１〜ｎの情報変調信号成分のみが抽出され、３９−１〜ｎのＤＱＰＳＫ復調器により４０−１−１〜４０−ｎ−１および４０−２−１〜４０−ｎ−２の復調信号として出力される。最後に、４１−１〜４１−ｎの判定回路により４２−１−１〜４２−ｎ−１および４２−２−１〜４２−ｎ−２のディジタル判定データに変換された後、４３のパラレル／シリアル変換器により、４４のシリアル出力データとして出力される。
【００２４】
一方、送信系では、シリアルの入力データ系列４５が４６のシリアル／パラレル変換器により２ｎ個のパラレルデータ４７−１−１〜４７−ｎ−１および４７−２−１〜４７−ｎ−２に変換され、６１のＰＮ符号発生器により生成されたスペクトラム拡散用の拡散符号６２と４８−１〜ｎの乗算器により乗積され、４９−１−１〜４９−ｎ−１および４９−２−１〜４９−ｎ−２のスペクトラム拡散されたデータ信号系列として５０−１〜ｎのＤＱＰＳＫ変調器に入力される。次に、ＤＱＰＳＫ変調器群の出力信号５０−１−１〜５０−ｎ−１および５０−２−１〜５０−ｎ−２は、５２−１〜５２−ｎのベースバンド周波数変換器に入力され、データシンボル速度で規定される周波数量Δｆの整数倍を周期とする余弦周波数信号および正弦周波数信号が乗積された後、５４の加算器によりＩチャネル成分、Ｑチャネル成分ごとに独立して５５および５６のスペクトラム拡散ベースバンド多重化信号として出力される。最後に、５７および５８のディジタルフィルタにより波形整形が施された後、６４および６５のＤ／Ａ変換器により６６および６７のスペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ信号に変換される。
【００２５】
次に、６６および６７のスペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ信号は、２６のIFローカル発信器から出力される７２のローカル信号および７４の位相シフタによりπ／２だけ位相がずらされた７５のローカル信号と６８および６９の乗算器により乗積され、７６の直交変調器により合成された後、７８のＢＰＦにより高調波信号成分が除去される。更に、８４のRFローカル発信器から出力される８６のローカル信号と８０の乗算器により乗積され、高周波信号８１に変換された後、最後に８２の電力増幅器（ＰＡ）によって送信電力が増幅され、３のＢＰＦを通過後、１のアンテナにより送信される。
【００２６】
図２に本発明による信号処理部を適用したスペクトラム拡散通信システムの送信回路構成に関する実施形態を示す。尚、破線で囲まれる部分は、ベースバンド周波数変換器に相当する。図において１０１の入力データ系列は、１０２のシリアル−パラレル変換器により、ｎチャネル分のパラレルデータ系列群１０３に変換され、スペクトラム拡散信号の周波数チャネルごとに分配される。次に、１０８−１〜ｎの差動符合化器により差動符合化が施された後、Ｉチャネル成分およびＱチャネル成分ごとに１０４のＰＮ符号発生器から生成される拡散符号１０６と１１０−１−１〜１１０−１−ｎおよび１１０−２−１〜１１０−２−ｎの乗算器により乗積され、スペクトラム拡散ベースバンドデータ系列信号１１１−１−１〜１１１−１−ｎおよび１１１−２−１〜１１１−２−ｎに変換される。
【００２７】
次に、１１０−１−１〜１１０−１−ｎおよび１１０−２−１〜１１０−２−ｎのベースバンドスペクトラム信号群は、各周波数チャネルごとに１０５の単一周波数信号発生回路から生成されるスペクトラム拡散多重化信号の中心周波数からの周波数オフセット量に応じた搬送波信号群１０７が１１２−１−１〜１１２−１−ｎ、１１２−２−１〜１１２−２−ｎ、１１２−３−１〜１１２−３−ｎ、および１１２−４−１〜１１２−４−ｎの乗算器により乗積される。すなわち、基本周期の異なる正弦波信号、および余弦波信号（発振周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆｎ）が独立に乗積される。なお、正弦波信号は余弦波信号を１１３−１〜１１３−ｎおよび１１４−１〜１１４−ｎの位相シフタを用いて生成される。最後に、各通信チャネルに対応する独立のスペクトラム拡散ベースバンド信号群１１５および１１６は、Ｉチャネル、Ｑチャネルごとに１１７−１および１１７−２の加算器により多重化され、１１８および１１９のスペクトラム拡散ベースバンド多重化信号（Ｉチャネル成分およびＱチャネル成分）として出力される。ここで、搬送波の乗積、並びに加算器による多重化処理は以下の数式に基づいて行われる。但し、Ｉ１（ｔ）〜Ｉｎ（ｔ）、並びに、Ｑ１（ｔ）〜Ｑｎ（ｔ）は、時刻ｔにおける各周波数チャネルのＩチャネル、およびＱチャネルのベースバンドデータ信号を各々表している。
【００２８】
Ｉチャネルの多重化信号（単一周波数発振回路からの出力信号が余弦波信号又は正弦波信号の場合）
ＩＴ(ｔ)＝Ｉ１（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ１ｔ）＋Ｑ１（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ１ｔ＋π／２）＋Ｉ２（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ２ｔ）＋Ｑ２（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ２ｔ＋π／２）＋Ｉ３（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ３ｔ）＋Ｑ３（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ３ｔ＋π／２）・・・＋Ｉｎ−１（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ）＋Ｑｎ−１（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ＋π／２）＋Ｉｎ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎｔ）＋Ｑｎ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎｔ＋π／２） （１）
【００２９】
Ｑチャネルの多重化信号（単一周波数発振回路からの出力信号が余弦波信号の場合）
ＱＴ（ｔ）＝Ｉ１（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ１ｔ−π／２）＋Ｑ１（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ１ｔ）＋Ｉ２（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ２ｔ−π／２）＋Ｑ２（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ２ｔ）＋Ｉ３（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ３ｔ−π／２）＋Ｑ３（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ３ｔ）・・・＋Ｉｎ−１（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ−π／２）＋Ｑｎ−１（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ）＋Ｉｎ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎｔ−π／２）＋Ｑｎ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎｔ） （２）
【００３０】
なお、発振周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆｎは、ｎ＝２ｍ＋１（ｍは任意の整数）で表した場合、
ｆ１＝−ｍΔｆ
ｆ２＝−（ｍ−１）Δｆ
・・・
ｆｍ＝−Δｆ
ｆｍ＋１＝０
ｆｍ＋２＝Δｆ
・・・
ｆｎ−１＝（ｍ−１）Δｆ
ｆｎ＝ｍΔｆ (３)
の関係となる。但し、Δｆはシンボル速度Ｒで規定される周波数量を表している。
【００３１】
最後に、１１８および１１９のスペクトラム拡散ベースバンド多重化信号は、１２０および１２１のベースバンドディジタルフィルタにより波形処理が施された後、１２４および１２５のＤ／Ａ変換器に入力され、１２６および１２７のスペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ信号として出力された後、１２８の直交変調器により１３１のＩＦ送信信号に変換される。
【００３２】
次に、図３に、本発明による信号処理部を適用したＣＦＯ−ＳＳ無線システムの受信構成ブロック図を示す。尚、破線で囲まれる部分は、ベースバンド周波数変換器に相当する。図において、１５１のＩＦ受信信号は、１５２の直交変調器により準同期検波され、１５７−１および１５７−２のＬＰＦにより高調波信号が除去された後、１５８および１５９のスペクトラム拡散ベースバンド多重化受信信号としてＩチャネル成分、Ｑチャネル成分ごとに１６０−１および１６０−２のＡ／Ｄ変換器に入力される。次に、Ａ／Ｄ変換器によりアナログ−ディジタル変換された１６１および１６２のスペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号は、１６３−１および１６３−２の分岐回路により、１６４および１６５のスペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号群として出力される。
【００３３】
次に、ｎ分岐された１６４および１６５のディジタル信号群は、１６６の単一周波数信号発生回路から生成されるスペクトラム拡散多重化信号の中心周波数からの周波数オフセット量に応じた余弦波信号群１６７が１６８−１−１〜１６８−１−ｎ、１６８−２−１〜１６８−２−ｎ、１６８−３−１〜１６８−３−ｎ、および１６８−４−１〜１６８−４−ｎの乗算器により乗積される。すなわち、基本周期の異なる正弦波信号、および余弦波信号（発振周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆｎ）が独立に乗積される。なお、正弦波信号は余弦波信号を１６９−１〜１６９−ｎおよび１７０−１〜１７０−ｎの位相シフタを用いて生成される。更に、１７１−１−１〜１７１−ｎ−１および１７１−１−２〜１７１−ｎ−２の加算器を用いた加算処理により、１８０−１−１〜１８０−ｎ−１および１８０−１−２〜１８０−ｎ−２のスペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号をスペクトラム拡散信号の周波数チャネルごとに検出することができる。ここで、スペクトラム拡散ベースバンド多重化信号からｆ１〜ｆｎの搬送波周波数を有する各周波数チャネルの情報信号成分のみを検出する手法は以下の数式に基づいて行われる。
【００３４】
Ｉチャネル受信ベースバンド信号（単一周波数発振回路からの出力信号が余弦波信号の場合）
ＩＲ１（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ１ｔ）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ１ｔ−π／２）
ＩＲ２（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ２ｔ）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ２ｔ−π／２）
ＩＲ３（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ３ｔ）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ３ｔ−π／２）
・・・
ＩＲｎ−１（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ−π／２）
ＩＲｎ（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎｔ）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎｔ−π／２） （４）
【００３５】
Ｑチャネル受信ベースバンド信号（単一周波数発振回路からの出力信号が余弦波信号の場合）
ＱＲ１（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ１ｔ＋π／２）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ１ｔ）
ＱＲ２（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ２ｔ＋π／２）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ２ｔ）
ＱＲ３（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ３ｔ＋π／２）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ３ｔ）
・・・
ＱＲｎ−１（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ＋π／２）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ）
ＱＲｎ（ｔ）＝ＩＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎｔ＋π／２）＋ＱＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｎｔ） （５）
【００３６】
次に、１８０−１−１〜１８０−ｎ−１および１８０−１−２〜１８０−ｎ−２のスペクトラム拡散ベースバンド信号を１７２−１−１〜１７２−ｎ−１および１７２−１−２〜１７２−ｎ−２のディジタル整合フィルタを通過させることにより、各チャネルごとに１８１−１−１〜１８１−ｎ−１および１８１−１−２〜１８１−ｎ−２のベースバンド信号（Ｉチャネル成分、Ｑチャネル成分）が抽出される。また、１７２−１−２〜１７２−ｎ−２のディジタル整合フィルタにより抽出された復調信号は、１８２のタイミング再生回路により再生されたサンプリングタイミングに基づきサンプリングされた後、１７１−１〜ｎのベースバンド遅延検波回路により２値信号に変換されるとともに、１７６−１〜ｎのデータ判定回路により各周波数チャネルごとにデータ判定が行われる。最後に、１７７−１−１〜１７７−ｎ−１および１７７−１−２〜１７７−ｎ−２の判定データ系列群は、１７８のパラレル−シリアル変換器によりシリアル判定データ系列として出力される。
【００３７】
最後に参考として、図４にディジタル整合フィルタの回路構成例を示す。図において、1チップ長間隔で配置された２０２−１〜ｋの遅延素子（ｋは拡散符号のビット数に相当）の出力を、２０４−１〜２０４−ｋのＰＮ符号に相関づけられた重み係数と乗積し、２０６の加算器によりそれらの和を求めることによって各チャネルのＩチャネル、Ｑチャネルのベースバンド信号成分２０７が抽出できる。なお、ディジタル整合フィルタのタップ間隔は1チップ長に相当するが、演算処理は通常1サンプル周期毎に行われる。最後に、抽出されたベースバンド信号成分を各チャネル毎に用意したベースバンド遅延検波回路に入力することにより、判定データを検出することができる。
【００３８】
【発明の効果】
（１）ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、およびＣＦＯ−ＳＳ方式を適用する通信システムにおいて、複数のスペクトラム拡散信号の多重化処理、分岐処理、復調処理等をディジタル演算処理により簡易な回路で実現することが可能となる。
（２）多重化チャネル数分だけ独立に必要としていた波形整形用アナログフィルタやアナログ素子であるＳＡＷ整合フィルタを使用せずに済むため、送受信機の回路構成の簡素化、部品点数の削減による小型化、省電力化が実現可能となる。
（３）従来のスペクトラム拡散通信用ディジタル信号処理回路では多重化チャネル数分だけ独立に必要としていた周波数変換回路、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、ディジタルフィルタ等を１系統のみで実現することが可能となる。
（４）スペクトラム拡散通信システムを対象とする従来のベースバンド信号処理回路の回路規模、演算処理長を大幅に削減可能となる。
（５）消費電力が高く、かつ、高価なＡ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器の個数を増やすことなく、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、およびＣＦＯ−ＳＳ方式をディジタル信号処理技術により実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による信号処理部を適用したスペクトラム拡散通信システムの送受信機構成図である。
【図２】本発明による信号処理部を適用したスペクトラム拡散通信システムの送信回路の構成図である。
【図３】本発明による信号処理部を適用したスペクトラム拡散通信システムの受信回路の構成図である。
【図４】本発明による信号処理部を適用したスペクトラム拡散通信システムの受信回路の構成要素であるディジタル整合フィルタの回路構成図である。
【図５】従来の搬送波周波数オフセット−スペクトラム拡散多元接続（ＣＦＯ−ＳＳＭＡ）方式における送受信機構成図である。
【図６】従来の搬送波周波数オフセット−スペクトラム拡散通信（ＣＦＯ−ＳＳ）方式における送信機構成図である。
【図７】従来の搬送波周波数オフセット−スペクトラム拡散通信（ＣＦＯ−ＳＳ）方式における受信機構成図である。
【符号の説明】
１ アンテナ
２ 高周波（ＲＦ）受信信号
３ 帯域制限用フィルタ（ＢＰＦ）
４ 高周波切替スイッチ
５ 受信機入力信号
６ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
７ 低雑音増幅器出力
８ 乗算器
９ 乗算器出力
１０ 帯域制限用フィルタ（ＢＰＦ）
１１ 帯域制限用フィルタ出力信号
１２ 自動利得制御回路（ＡＧＣ）
１３ 自動利得制御回路出力
１４、１５ 乗算器
１６、２１ 乗算器出力
１７、２２ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
１８、２３ 低域通過フィルタ出力
１９、２４ アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器
２０、２５ アナログ／ディジタル変換器出力
２６ ＩＦローカル発振器
２７、２８ ローカル信号
２９ π／２位相シフタ
３０ 位相シフタ出力信号
３１、３２ ベースバンド周波数変換器
３３、３４ ベースバンド受信信号群
３５−１〜ｎ ディジタル整合フィルタ（Ｉチャネル用）
３６−１〜ｎ ディジタル整合フィルタ（Ｑチャネル用）
３７−１〜ｎ ディジタル整合フィルタ出力信号（Ｉチャネル）
３８−１〜ｎ ディジタル整合フィルタ出力信号（Ｑチャネル）
３９−１〜ｎ ＤＱＰＳＫ復調器
４０−１−１〜４０−ｎ−１ ＤＱＰＳＫ復調器出力信号（Ｉチャネル成分）
４０−１−２〜４０−ｎ−２ ＤＱＰＳＫ復調器出力信号（Ｑチャネル成分）
４１−１〜ｎ 判定回路
４２−１−１〜４２−ｎ−１ ディジタル判定データ（Ｉチャネル成分）
４２−１−２〜４２−ｎ−２ ディジタル判定データ（Ｑチャネル成分）
４３ パラレル／シリアル変換器
４４ 出力データ系列
４５ 入力データ系列
４６ シリアル／パラレル変換器
４７−１−１〜４７−ｎ−１ パラレルデータ系列（Ｉチャネル成分）
４７−１−２〜４７−ｎ−２ パラレルデータ系列（Ｑチャネル成分）
４８−１〜ｎ 乗算器
４９−１−１〜４９−ｎ−１ スペクトラム拡散データ信号系列（Ｉチャネル成分）
４９−１−２〜４９−ｎ−２ スペクトラム拡散データ信号系列（Ｑチャネル成分）
５０−１〜ｎ ＤＱＰＳＫ変調器
５１−１−１〜５１−ｎ−１ ＤＱＰＳＫ変調信号（Ｉチャネル成分）
５１−１−２〜５１−ｎ−２ ＤＱＰＳＫ変調信号（Ｑチャネル成分）
５２−１〜ｎ ベースバンド周波数変換器
５３−１−１〜５３−ｎ−１ ベースバンド周波数変換器出力信号（Ｉチャネル成分）
５３−１−２〜５３−ｎ−２ ベースバンド周波数変換器出力信号（Ｑチャネル成分）
５４ 加算器
５５ スペクトラム拡散ベースバンド多重化信号（Ｉチャネル成分）
５６ スペクトラム拡散ベースバンド多重化信号（Ｑチャネル成分）
５７、５８ ディジタルフィルタ
５９ ディジタルフィルタ出力信号（Ｉチャネル成分）
６０ ディジタルフィルタ出力信号（Ｑチャネル成分）
６１ ＰＮ符号発生器
６２ 拡散符号系列
６３ ベースバンド信号処理回路
６４、６５ ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器
６６ スペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ信号（Ｉチャネル成分）
６７ スペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ信号（Ｑチャネル成分
６８、６９ 乗算器
７０ スペクトラム拡散ＩＦ多重化アナログ信号（Ｉチャネル成分）
７１ スペクトラム拡散ＩＦ多重化アナログ信号（Ｑチャネル成分）
７２、７３ ローカル信号
７４ π／２位相シフタ
７５ 位相シフタ出力信号
７６ 直交変調器
７７ スペクトラム拡散ＩＦ多重化ベクトル信号
７８ 帯域制限用フィルタ（ＢＰＦ）
７９ 帯域制限用フィルタ出力信号
８０ 乗算器
８１ スペクトラム拡散多重化信号
８２ 電力増幅器（ＰＡ）
８３ 電力増幅されたスペクトラム拡散多重化信号
８４ ＲＦローカル発振器
８５、８６ ローカル信号
１０１ 入力データ系列
１０２ シリアル／パラレル変換器
１０３ パラレルデータ系列群
１０４ ＰＮ符号発生器
１０５ 単一周波数信号発生回路
１０６ 拡散符号系列
１０７ 余弦波信号群
１０８−１〜ｎ 差動符合化器
１０９−１−１〜１０９−ｎ−１ 差動符号化器出力信号（Ｉチャネル成分）
１０９−１−２〜１０９−ｎ−２ 差動符号化器出力信号（Qチャネル成分）
１１０−１−１〜１１０−ｎ−１ 乗算器（Ｉチャネル用）
１１０−１−２〜１１０−ｎ−２ 乗算器（Ｑチャネル用）
１１１−１−１〜１１１−ｎ−１ スペクトラム拡散ベースバンドデータ系列信号（Ｉチャネル用）
１１１−１−２〜１１１−ｎ−２ スペクトラム拡散ベースバンドデータ系列信号（Ｑチャネル用）
１１２−１−１〜１１２−ｎ−１、１１２−１−２〜１１２−ｎ−２、１１２−１−３〜１１１−ｎ−３、１１２−１−４〜１１１−ｎ−４ 乗算器
１１３−１〜ｎ ＋π／２位相シフタ
１１４−１〜ｎ −π／２位相シフタ
１１５ スペクトラム拡散ベースバンド信号群（Iチャネル成分）
１１６ スペクトラム拡散ベースバンド信号群（Qチャネル成分）
１１７−１ 加算器（Iチャネル用）
１１７−２ 加算器（Qチャネル用）
１１８ スペクトラム拡散ベースバンド多重化信号（Iチャネル成分）
１１９ スペクトラム拡散ベースバンド多重化信号（Qチャネル成分）
１２０ ベースバンドディジタルフィルタ（Iチャネル用）
１２１ ベースバンドディジタルフィルタ（Qチャネル用）
１２２ ベースバンドディジタルフィルタ出力信号（Iチャネル成分）
１２３ ベースバンドディジタルフィルタ出力信号（Qチャネル成分）
１２４ ディジタル／アナログ変換器（Iチャネル用）
１２５ ディジタル／アナログ変換器（Qチャネル用）
１２６ スペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ信号（Iチャネル成分）
１２７ スペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ信号（Qチャネル成分）
１２８ 直交変調器
１２９ IFローカル発振器
１３０ ローカル信号
１３１ スペクトラム拡散多重化IF送信信号
１５１ IF受信信号
１５２ 直交変調器
１５３ IFローカル発振器
１５４ ローカル信号
１５５ 直交変調器出力信号（Iチャネル成分）
１５６ 直交変調器出力信号（Qチャネル成分）
１５７−１ 低域通過フィルタ（Iチャネル用）
１５７−２ 低域通過フィルタ（Qチャネル用）
１５８ スペクトラム拡散ベースバンド多重化受信信号（Iチャネル成分）
１５９ スペクトラム拡散ベースバンド多重化受信信号（Qチャネル成分）
１６０−１ アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器（Ｉチャネル用）
１６０−２ アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器（Ｑチャネル用）
１６１ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号（Ｉチャネル成分）
１６２ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号（Ｑチャネル成分）
１６３−１、２ 分岐回路
１６４ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号群（Ｉチャネル成分）
１６５ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号群（Ｑチャネル成分）
１６６ 単一周波数信号発生回路
１６７ 余弦波信号群
１６８−１−１〜１６８−ｎ−１、１６８−１−２〜１６８−ｎ−２、１６８−１−３〜１６８−ｎ−３、１６８−１−４〜１６８−ｎ−４ 乗算器
１６９−１〜ｎ −π／２位相シフタ
１７０−１〜ｎ ＋π／２位相シフタ
１７１−１−１〜１７１−ｎ−１、１７１−１−２〜１７１−ｎ−２ 加算器
１７２−１−１〜１７２−ｎ−１、１７２−１−２〜１７２−ｎ−２ ディジタル整合フィルタ
１７３−１−１〜１７３−ｎ−１、１７３−１−２〜１７３−ｎ−２ サンプリング回路
１７４−１〜ｎ ベースバンド遅延検波回路
１７５−１−１〜１７５−ｎ−１ ベースバンド遅延検波出力信号（Ｉチャネル成分）
１７５−１−２〜１７５−ｎ−２ ベースバンド遅延検波出力信号（Ｑチャネル成分）
１７６−１〜ｎ データ判定回路
１７７−１−１〜１７７−ｎ−１ 判定データ系列信号（Ｉチャネル成分）
１７７−１−２〜１７７−ｎ−２ 判定データ系列信号（Ｑチャネル成分）
１７８ パラレル／シリアル変換器
１７９ シリアル判定データ系列
１８０−１−１〜１８０−ｎ−１ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号（Ｉチャネル成分）
１８０−１−２〜１８０−ｎ−２ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号（Ｑチャネル成分）
１８１−１−１〜１８１−ｎ−１ ディジタル整合フィルタ出力信号（Ｉチャネル成分）
１８１−１−２〜１８１−ｎ−２ ディジタル整合フィルタ出力信号（Ｑチャネル成分）
２０１ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号
２０２−１〜ｎ 遅延素子
２０３−１〜ｎ 遅延素子出力
２０４−１〜ｎ 重み係数
２０５−１〜ｎ 重み付け信号群
２０５ 加算器
２０６ ディジタル整合フィルタ出力信号
３００−１〜３００−ｎ 情報データ系列
３０１−１〜３０１−ｎ 変調器
３０２−１〜３０２−ｎ 疑似ランダム符号
３０３−１〜３０３−ｎ 変調器
３０４−１〜３０４−ｎ 局部発振器
３０５−１〜３０５−ｎ 帯域通過フィルタ
３０６ 伝搬路モデルを表す合成器
３０７ 帯域通過フィルタ
３０８ 局部発振器
３０９ 周波数変換器
３１０ 復調器
３１１ 判定データ系列
３１２ 自動利得制御回路
４０１ 情報データ系列
４０２ シリアル−パラレル変換器
４０３−１〜３−ｎ 情報データ系列
４０４−１〜４−ｎ 変調器
４０５ ＰＮ符号発生器
４０６−１〜４０６−ｎ ＰＮ（疑似ランダム）符号系列
４０７−１〜４０７−ｎ スペクトラム拡散信号
４０８−１〜４０８−ｎ 変調器
４０９−１〜４０９−ｎ 局部発振器
４１０−１〜４１０−ｎ スペクトラム拡散高周波信号
４１１−１〜４１１−ｎ 帯域通過フィルタ
４１２−１〜４１２−ｎ 帯域通過後スペクトラム拡散高周波信号
４１３ 信号合成器
４１４ スペクトラム拡散合成信号
４１５ 共通増幅器
４１６ スペクトラム拡散合成信号
４１７ 帯域制限用フィルタ
４１８ スペクトラム拡散合成送信信号
４２１ 複合通信チャネル受信信号
４２２ 受信フィルタ
４２３ 受信フィルタ出力信号
４２４ 自動利得制御器（ＡＧＣ）
４２５ ＡＧＣ出力信号
４２６−１〜４２６−ｎ 周波数変換器
４２７−１〜４２７−ｎ 局部発振器
４２８−１〜４２８−ｎ 中間周波受信信号
４２９−１〜４２９−ｎ 帯域通過フィルタ
４３０−１〜４３０−ｎ 帯域通過フィルタ出力信号
４３１−１〜４３１−ｎ 整合フィルタ
４３２−１〜４３２−ｎ 整合フィルタ出力信号
４３３−１〜４３３−ｎ 遅延検波回路
４３４−１〜４３４−ｎ 遅延検波出力信号
４３５−１〜４３５−ｎ 低域通過フィルタ
４３６−１〜４３６−ｎ 低域通過フィルタ出力信号
４３７−１〜４３７−ｎ 判定器
４３８−１〜４３８−ｎ 判定データ系列
４３９ パラレル−シリアル変換器
４４０ 情報データ系列
Claims (4)
- データシンボル速度Ｒ及びシンボルタイミングが同一で、入力された１つの情報データ系列から複数の情報データを出力するシリアル／パラレル変換手段と、
１つの疑似ランダム符号系列を出力する疑似ランダム符号発生手段と、
互いにデータシンボル速度Ｒで規定される周波数量の整数倍だけ離れた周波数チャネル毎（ｆ ｎ ）に、余弦波信号又は正弦波信号を出力する単一周波数信号発生手段と、
前記周波数チャネル毎（ｆ ｎ ）に、２つの情報データを前記疑似ランダム符号系列に基づいてスペクトラム拡散変調し、Ｉチャネル成分のベースバンド信号（Ｉ ｎ （ｔ））及びＱチャネル成分のベースバンド信号（Ｑ ｎ （ｔ））に変換するスペクトラム拡散変調手段と、前記余弦波信号又は正弦波信号を９０°進める（π／２）第１の位相シフタと、前記余弦波信号又は正弦波信号を９０°遅らせる（−π／２）第２の位相シフタと、前記Ｉチャネル成分のベースバンド信号（Ｉ ｎ （ｔ））に前記第２の位相シフタから出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第１の乗算手段と、前記Ｉチャネル成分のベースバンド信号（Ｉ ｎ （ｔ））に前記単一周波数信号発生手段から出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第２の乗算手段と、前記Ｑチャネル成分のベースバンド信号（Ｑ ｎ （ｔ））に前記第１の位相シフタから出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第３の乗算手段と、前記Ｑチャネル成分のベースバンド信号（Ｑ ｎ （ｔ））に前記単一周波数信号発生手段から出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第４の乗算手段とを有するベースバンド周波数変換手段と、
前記第２の乗算手段から出力されたベースバンド信号と、前記第３の乗算手段から出力されたベースバンド信号とを、全ての前記周波数チャネルについて加算して、前記Ｉチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＩＴ（ｔ））を出力する第１の加算手段と、
前記第１の乗算手段から出力されたベースバンド信号と、前記第４の乗算手段から出力されたベースバンド信号とを、全ての前記周波数チャネルについて加算して、前記Ｑチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＱＴ（ｔ））を出力する第２の加算手段と
を有することを特徴とするスペクトラム拡散通信システムの送信装置。 - データシンボル速度Ｒ及びシンボルタイミングが同一で、受信されたＩチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＩＲ（ｔ））と、Ｑチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＱＲ（ｔ））とを複数に分岐する分岐手段と、
互いにデータシンボル速度Ｒで規定される周波数量の整数倍だけ離れた周波数チャネル毎（ｆ ｎ ）に、ベースバンド多重化信号の中心周波数からの周波数オフセット量に応じた余弦波信号又は正弦波信号の群を出力する単一周波数信号発生手段と、
前記周波数チャネル毎（ｆ ｎ ）に、前記余弦波信号又は正弦波信号を９０°進める（π／２）第１の位相シフタと、前記余弦波信号又は正弦波信号を９０°遅らせる（−π／２）第２の位相シフタと、前記Ｉチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＩＲ（ｔ））に前記第１の位相シフタから出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第１の乗算手段と、前記Ｉチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＩＲ（ｔ））に前記単一周波数信号発生手段から出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第２の乗算手段と、前記Ｑチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＱＲ（ｔ））に前記第２の位相シフタから出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第３の乗算手段と、前記Ｑチャネル成分のベースバンド多重化信号（ＱＲ（ｔ））に前記単一周波数信号発生手段から出力された余弦波信号又は正弦波信号を乗算する第４の乗算手段と、前記第２の乗算手段から出力された信号及び前記第３の乗算手段から出力された信号を加算し、Ｉチャネル成分のベースバンド信号（ＩＲ ｎ （ｔ））を出力する第１の加算手段と、前記第１の乗算手段から出力された信号及び前記第４の乗算手段から出力された信号を加算し、Ｑチャネル成分のベースバンド信号（ＱＲ ｎ （ｔ））を出力する第２の加算手段とを有するベースバンド周波数変換手段と
を有することを特徴とするスペクトラム拡散通信システムの受信装置。 - 前記第１の加算手段から出力された前記Ｉチャネル受信ベースバンド信号（ＩＲ ｎ （ｔ））と、前記第２の加算手段から出力された前記Ｑチャネル受信ベース バンド信号（ＱＲ ｎ （ｔ））とに対して、前記同一の疑似ランダム符号により重み付けられた相関処理を施し、復調信号を出力するディジタル整合フィルタを更に有することを特徴とする請求項２に記載のスペクトラム拡散通信システムの受信装置。
- 前記ディジタル整合フィルタから出力された復調信号を入力し、遅延検波を適用するベースバンド遅延検波手段を更に有することを特徴とする請求項２又は３に記載のスペクトラム拡散通信システムの受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001018341A JP3716748B2 (ja) | 2001-01-26 | 2001-01-26 | スペクトラム拡散通信システムの送信装置及び受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001018341A JP3716748B2 (ja) | 2001-01-26 | 2001-01-26 | スペクトラム拡散通信システムの送信装置及び受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002223180A JP2002223180A (ja) | 2002-08-09 |
| JP3716748B2 true JP3716748B2 (ja) | 2005-11-16 |
Family
ID=18884380
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001018341A Expired - Fee Related JP3716748B2 (ja) | 2001-01-26 | 2001-01-26 | スペクトラム拡散通信システムの送信装置及び受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3716748B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005277713A (ja) * | 2004-03-24 | 2005-10-06 | Toshiba Corp | 光伝送システムとその光送信装置 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0831838B2 (ja) * | 1992-03-18 | 1996-03-27 | 国際電信電話株式会社 | スペクトラム拡散通信システム |
| JP2576769B2 (ja) * | 1993-09-24 | 1997-01-29 | 日本電気株式会社 | 地域無線通信システム |
| JPH09321721A (ja) * | 1996-05-27 | 1997-12-12 | Sony Corp | 送信方法，送信装置，受信方法及び受信装置 |
| JP3592082B2 (ja) * | 1998-06-18 | 2004-11-24 | 東芝テック株式会社 | 情報伝送システムのキャリア同期装置及びキャリア同期方法 |
-
2001
- 2001-01-26 JP JP2001018341A patent/JP3716748B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002223180A (ja) | 2002-08-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CA2148366C (en) | Code division multiple access transmitter and receiver | |
| US7095778B2 (en) | Spread spectrum transmitter and spread spectrum receiver | |
| JP2925742B2 (ja) | Ｃｏｓｅｔ符号化を使用したスペクトラム拡散通信システムにおける可変レート信号伝送 | |
| KR960012426B1 (ko) | 스프레드 스펙트럼 노이즈 제거 방법 및 장치 | |
| RU2120189C1 (ru) | Квадратурное мультиплексирование двух сигналов данных, расширенных посредством различных pn-последовательностей | |
| RU2214057C2 (ru) | Сжатие сигналов связи с расширенным спектром прямой последовательности | |
| EP0883941B1 (en) | Multiple access communications system and method using code and time division | |
| FI115878B (fi) | Menetelmä ja laite Walsh-eromoduloinnin käyttämiseksi hajaspektritietoliikennejärjestelmässä | |
| US6104746A (en) | Spread spectrum communication system | |
| JPH10107691A (ja) | 通信信号の生成方法 | |
| US20010005394A1 (en) | Data transmitter and receiver of a DS-CDMA communication system | |
| RU97100120A (ru) | Архитектура коммуникационной системы с распределенными приемниками с многими пользователями | |
| CN109660277B (zh) | 一种混合扩频信息生成装置及方法 | |
| JP2011055559A (ja) | スペクトル拡散通信システムおよび方法 | |
| WO2001024399A1 (en) | Methods of phase recovery in cellular communication systems | |
| CA2281027A1 (en) | Cdma transmitter and method generating combined high-rate and low-rate cdma signals | |
| JPH0983488A (ja) | 通信方法及び同通信方法のための装置 | |
| US6341140B1 (en) | Code synchronization apparatus of multi-carrier direct sequence spread spectrum communication system | |
| JPH08181661A (ja) | 無線信号伝送装置 | |
| JP3716748B2 (ja) | スペクトラム拡散通信システムの送信装置及び受信装置 | |
| US7002945B2 (en) | FDM-CDMA transmitting method, FDM-CDMA receiving method, FDM-CDMA transmitting device and FDM-CDMA receiving device | |
| RU2350031C1 (ru) | Способ передачи и приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции, система для его осуществления, машиночитаемый носитель и применение способа для синхронизации приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции | |
| JP2001177503A (ja) | スペクトラム拡散通信方法 | |
| JP3894468B2 (ja) | スペクトラム拡散通信方法 | |
| JP2000516793A (ja) | 符号分割多重アクセス信号送信機、ｃｄｍａネットワークベースステーション、およびこの種の送信機を含む端末 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041019 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050301 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050420 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050517 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050708 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050809 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050822 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |