JP2004254066A - スペクトラム拡散信号の復調方式 - Google Patents
スペクトラム拡散信号の復調方式 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004254066A JP2004254066A JP2003042125A JP2003042125A JP2004254066A JP 2004254066 A JP2004254066 A JP 2004254066A JP 2003042125 A JP2003042125 A JP 2003042125A JP 2003042125 A JP2003042125 A JP 2003042125A JP 2004254066 A JP2004254066 A JP 2004254066A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- code
- ich
- phase error
- qch
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Abstract
【課題】各チャンネルの伝送レート、電力比が異なるスペクトラム拡散信号であっても、復調動作スレッショルドが大きくなることを防止する。
【解決手段】Ｉ相とＱ相とのチャンネル間電力比、またはＩ相とＱ相との各チャンネルのデータレートが異なるスペクトラム拡散変調信号の復調を行うにあたって、各チャンネルの電力比及びデータレートから各チャンネルのＳ／Ｎを算出し、算出したＳ／Ｎの大きいチャンネルで搬送波または／及びＰＮコードの位相誤差を抽出し、または、算出したＳ／Ｎが同じ場合には各々の搬送波または／及びＰＮコードの位相誤差を合成する。
【選択図】 図１
【解決手段】Ｉ相とＱ相とのチャンネル間電力比、またはＩ相とＱ相との各チャンネルのデータレートが異なるスペクトラム拡散変調信号の復調を行うにあたって、各チャンネルの電力比及びデータレートから各チャンネルのＳ／Ｎを算出し、算出したＳ／Ｎの大きいチャンネルで搬送波または／及びＰＮコードの位相誤差を抽出し、または、算出したＳ／Ｎが同じ場合には各々の搬送波または／及びＰＮコードの位相誤差を合成する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトラム拡散信号の復調方式に関し、特に、Ｉ相とＱ相とのチャンネル間電力比、またはＩ相とＱ相との各チャンネルのデータレートが異なるスペクトラム拡散信号の復調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
従来、無線ＬＡＮやＢｌｕｅＴｏｏｔｈで使用されているスペクトラム拡散通信方式では、ＩＣＨ、ＱＣＨの各データ伝送レート及びＩ／Ｑチャンネル間の電力比が同じである（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００１−５３６４８号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、近年、衛星間通信を行うデータ中継技術衛星（ＤＲＴＳ）等では、各チャンネルの伝送レート、電力比が異なる通信方式が採用されている。そのため、従来のスペクトラム拡散通信の復調方式を用いると、チャンネル毎に位相誤差検出を行わず、各チャンネルの位相誤差を合成しているため、各チャンネルのＳ／Ｎが異なる場合には、ＰＮコード位相誤差及び搬送波位相誤差の抽出がＳ／Ｎの小さい方に依存し、復調動作スレッショルドが大きくなってしまうという問題があった。
【０００５】
そこで、本発明は、各チャンネルの伝送レート、電力比が異なるスペクトラム拡散信号であっても、復調動作スレッショルドが大きくなることのないの復調方式を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、Ｉ相とＱ相とのチャンネル間電力比、またはＩ相とＱ相との各チャンネルのデータレートが異なるスペクトラム拡散変調信号の復調を行うにあたって、前記各チャンネルの電力比及びデータレートから各チャンネルのＳ／Ｎを算出し、算出したＳ／Ｎの大きいチャンネルで搬送波の位相誤差を抽出し、または、前記算出したＳ／Ｎが同じ場合には各々の搬送波の位相誤差を合成することを特徴とする。尚、各Ｉ／Ｑチャンネルの電力及び伝送レートは、キー入力、外部からのリモート制御等によって、伝送フォーマットに応じて設定する。
【０００７】
また、本発明は、上記算出したＳ／Ｎの大きいチャンネルでＰＮコードの位相誤差を抽出し、または、各チャンネル間のＳ／Ｎが同じ場合には、各々のＰＮコードの位相誤差を合成することを特徴とする。
【０００８】
そして、本発明によれば、Ｓ／Ｎの大きいチャンネルで搬送波の位相誤差またはＰＮコードの位相誤差を抽出するか、Ｓ／Ｎが同じ場合には、各々の搬送波の位相誤差またはＰＮコードの位相誤差を合成することにより、復調動作スレッショルドを低減することができる。
【０００９】
尚、ＰＮコードトラッキングループ系及び搬送波トラッキングループ系の位相検波をＳ／Ｎの大きいチャンネルで検波するため、ＩＣＨとＱＣＨとのデータ伝送レートがかけ離れている場合においては、低スレッショルド時にＳ／Ｎの小さいチャンネルのビット同期が外れても、ＰＮコードループ系及び搬送波ループ系には依存しない。
【００１０】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００１１】
本発明にかかるスペクトラム拡散信号の復調方式を実施するための復調器は、図１に示すように、スペクトラム拡散中間周波信号の分配を行う分配器１と、再生搬送波と検波する乗算器２及び乗算器３と、再生搬送波を余弦成分、正弦成分に分配する分配器４と、高調波を除去する低域通過ろ波器５、６と、ＩＣＨＰＮコードと逆拡散を行う乗算器７と、ＱＣＨＰＮコードと逆拡散を行う乗算器８と、ＩＣＨゲインを掛け合わせる乗算器９と、ＱＣＨゲインを掛け合わせる乗算器１０と、ＩＣＨのビット同期を行うＩＣＨビット同期部１１と、ＩＣＨのＰＮコード位相誤差及び搬送波位相誤差を抽出する検波器１２と、Ｉ、ＱＣＨのＰＮコード初期位相を検出するための初期位相検出器１３と、ＱＣＨのＰＮコード位相誤差及び搬送波位相誤差を抽出する検波器１４と、ＱＣＨのビット同期を行うＱＣＨビット同期部１５と、Ｉ、ＱＣＨ各々の搬送波位相誤差またはＰＮコード位相誤差を合成するか、または、チャンネルのＳ／Ｎによって後段のループ処理に各位相誤差出力を選択する位相誤差信号選択部１６と、Ｉ、ＱＣＨの電力比及び各チャンネルの伝送レートからチャンネル毎のＳ／Ｎを算出するＳ／Ｎ算出部１７と、ＰＮコード周波数同期用ループフィルタ１８と、ＰＮクロック発生用シンセサイザ１９と、ＰＮコード発生部２０と、搬送波周波数同期用ループフィルタ２１と、再生搬送波用シンセサイザ２２とで構成される。
【００１２】
本発明では、Ｉ、ＱＣＨ各チャンネル毎にＡＧＣ（オートゲインコントロール）及びビット同期を行い、チャンネル毎の位相誤差を抽出し、搬送波位相誤差／ＰＮコード位相誤差信号選択部１６と、Ｉ／ＱＣＨＳ／Ｎ算出部１７とにより、Ｓ／Ｎ演算値より後段へのループ処理を行う位相誤差を選択する（ＣＨ間のＳ／Ｎが同じ場合には、合成して出力する）ことを特徴とし、チャンネル間Ｓ／Ｎが異なった場合の伝送においても、Ｓ／Ｎの小さいチャンネルに依存せずに動作することができ、低スレッショルドでの復調を実現する。
【００１３】
次に、上記構成を有する復調方式の動作について、図１を参照しながら説明する。
【００１４】
スペクトラム拡散変調信号（ＲＸ）は、分配器１にて２分配され、後段の乗算器２にて再生搬送波の余弦成分と掛け合わされ、乗算器３にて再生搬送波の正弦成分と掛け合わされ、各々低域通過ろ波器５、６にて帯域制限後、ベースバンドＩ相信号（ＩＣＨ）及びベースバンドＱ相信号（ＱＣＨ）を得る。
【００１５】
これらのＩＣＨ及びＱＣＨ信号は、各々、逆拡散ＩＣＨビット同期部１１及びＱＣＨビット同期部１５からのＡＧＣ信号（ＩＣＨ ＡＧＣ、ＱＣＨ ＡＧＣ）と乗算器９、１０にて掛け合わされ、後段の処理部へ出力される信号レベルを一定にしている。
【００１６】
乗算器９、１０の出力Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２及びＱ２は、Ｉ／ＱＰＮコード初期位相検出器１３にて、復調器内部のＰＮコード発生部２０からのＩＣＨ ＰＮ符号（ＩＣＨ ＰＮ）及びＱＣＨ ＰＮ符号（ＱＣＨ ＰＮ）との自己相関を各チャンネル別に算出し、自己相関が最大となる位相（送受信のＰＮ符号が一致する位相）を得る。そして、この自己相関が最大となる位相誤差情報（ＰＮ ＣＯＤＥ ＰＨＡＳＥ）をＰＮコード発生部２０へ送り、これを受けたＰＮコード発生部２０は、ＰＮコード誤差位相分をずらして出力することにより、ＰＮ符号初期位相の同期を図っている。
【００１７】
しかし、実際には、送受信間でドップラーによるＰＮコード周波数誤差を生じるため、この周波数誤差分を検出し、誤差が０になるようにＰＮコードトラッキングループにて送受信間ＰＮコード周波数同期を図り、ＰＮ符号初期位相同期完了後、動作させている。
【００１８】
ＰＮコードトラッキングループは、ＩＣＨ ＰＮコード位相誤差検波器１２と、ＱＣＨＰＮコード位相誤差検波器１４と、ＰＮコード位相誤差信号選択部１６と、ＰＮコード周波数同期用ループフィルタ１８と、ＰＮコードクロック発生用シンセサイザ１９と、ＰＮコード発生部２０とで構成される。
【００１９】
尚、図１では、ＩＣＨ ＰＮコード位相誤差抽出部／搬送波位相誤差検波器１２、ＱＣＨ ＰＮコード位相誤差抽出部／搬送波位相誤差検波器１４、ＰＮコード位相誤差信号選択部／搬送波位相誤差信号選択部１６は、表記上同じコンポーネントとしている。
【００２０】
次に、ＩＣＨ ＰＮコード位相誤差検波器１２と、ＱＣＨ ＰＮコード位相誤差検波器１４と、ＰＮコード位相誤差信号選択部１６の詳細について、図２を参照しながら説明する。
【００２１】
まず、ＩＣＨ ＰＮコード位相誤差検波器１２の動作について、図２を参照しながら説明する。
【００２２】
Ｉ１、Ｑ１信号と、ＩＣＨ ＰＮコードの−１／４位相ずれたＩＣＨ ＰＮコード（ＩＣＨ ＥＡＲＬＹ ＰＮ）とＩＣＨ ＰＮコードと＋１／４位相ずれたＩＣＨ ＰＮコード（ＩＣＨ ＬＡＴＥ ＰＮ）とが、乗算器Ａ及び乗算器Ｂにおいて掛け合わされた後、各々リセット積分型フィルタＥ、Ｆにて、ＰＮコード周波数に整合した帯域制限が行われる。
【００２３】
各々の実数成分と虚数成分は、合成器Ｉ、Ｊにて合成され、＋１／４位相ずれたＩＣＨのベクトル成分と、−１／４位相ずれたＩＣＨのベクトル成分とが算出される。これは、ＰＮコード位相誤差検出時には搬送波同期が取れてないため、搬送波位相誤差による検波器出力のレベル変動を防ぐためである。合成器Ｉ、Ｊの出力ＩＣＨ Ｅ信号及びＩＣＨ Ｌ信号は、減算器Ｍにて減算され、ＩＣＨ Ｅ−Ｌ信号が得られる。
【００２４】
次に、ＱＣＨ ＰＮコード位相誤差検波器１４の動作について、図２を参照しながら説明する。
【００２５】
Ｉ２、Ｑ２信号とＱＣＨ ＰＮコードの−１／４位相ずれたＱＣＨ ＰＮコード（ＱＣＨ ＥＡＲＬＹ ＰＮ）ＱＣＨ ＰＮコードと＋１／４位相ずれたＱＣＨ ＰＮコード（ＱＣＨ ＬＡＴＥ ＰＮ）とを乗算器Ｃ及び乗算器Ｄにおいて掛け合わせ、各々リセット積分型フィルタＧ、Ｈにて、ＰＮコード周波数に整合した帯域制限を行う。
【００２６】
各々の実数成分と虚数成分は、合成器Ｋ、Ｌにて合成され、＋１／４位相ずれたＱＣＨのベクトル成分と−１／４位相ずれたＱＣＨのベクトル成分とが算出される。合成器Ｋ、Ｌの出力ＱＣＨ Ｅ信号及びＱＣＨ Ｌ信号は、減算器Ｎにて減算され、ＱＣＨ Ｅ−Ｌ信号が得られる（ＡＶＧＳ方式）。
【００２７】
減算器Ｍ、Ｎから出力されるＩＣＨ Ｅ−Ｌ信号及びＱＣＨ Ｅ−Ｌ信号について、各々リセット積分型フィルタＯ、Ｐにて、各チャンネルのデータレートに整合した帯域制限を行う。これは、各チャンネルにおけるデータの遷移によってＰＮコード位相検波感度が変化しないようにするためである。
【００２８】
ここで、Ｔ１は、ＩＣＨデータ１データ当たりの時間（１／ＩＣＨ ＢＩＴＲＡＴＥ）、Ｔ２は、ＱＣＨデータ１データ当たりの時間（１／ＱＣＨ ＢＩＴＲＡＴＥ）、Ｔ３は、ＰＮコード１チップ当たりの時間（１／ＣＨＩＰＲＡＴＥ）とする。
【００２９】
次に、ＰＮコード位相誤差信号選択部１６の動作について、図２を参照しながら説明する。
【００３０】
ＩＣＨ ＰＮコード位相誤差検波器１２及びＱＣＨ ＰＮコード位相誤差検波器１４からのＩＣＨ ＥＲＲＯＲ出力、ＱＣＨ ＥＲＲＯＲ出力及び、各々を加算器Ｑにて加算して加算器Ｑの出力を１／２倍して出力する３系を具備している。これらは、図１に示すＩ／ＱチャンネルＳ／Ｎ算出部１７からの情報をもとに、図２に示す位相誤差信号選択器Ｓにて、図１に示すＰＮコード周波数同期用ループフィルタ１８に出力するＰＮコード位相誤差信号を選択する。尚、ＰＮコード位相誤差検出においては、ＰＮコード変調がないチャンネルがある変調方式においては、ＰＮコード変調があるチャンネルのＰＮコード位相誤差信号を選択しなければならない。
【００３１】
そして、選択された位相誤差信号をもとにして、図１に示すＰＮコード周波数同期用ループフィルタ１８、ＰＮクロック発生用シンセサイザ１９及びＰＮコード発生部２０によりＰＮコードタイミングの同期を行う。
【００３２】
このＰＮコード周波数同期処理を行うと同時に、ＰＮ符号初期位相同期後、図１に示す乗算器７では、ＩＣＨ ＰＮとの乗算により逆拡散されたＩ相データ成分を、また、乗算器８では、ＱＣＨ ＰＮとの乗算により逆拡散されＱ相データ成分が出力される。各々は、ＩＣＨビット同期部１１からのＩＣＨ ＡＧＣ信号及びＱＣＨビット同期部１５からのＱＣＨ ＡＧＣ信号と乗算器９、１０にて掛け合わされ、後段のＩＣＨビット同期部１１、ＱＣＨビット同期部１５、ＩＣＨ搬送波位相誤差検波器１２、ＱＣＨ搬送波位相誤差検波器１４へ出力される信号レベルが一定となる。
【００３３】
ＩＣＨビット同期部１１では、ＩＣＨ ＰＮコードにて逆拡散されたＩＣＨＩ信号及びＩＣＨ Ｑ信号をもとにＩＣＨデータのビット同期を、ＱＣＨビット同期部１５では、ＱＣＨ Ｉ信号及びＱＣＨ Ｑ信号をもとにＱＣＨデータのビット同期を行う。また、これらＩＣＨ Ｉ信号及びＩＣＨ Ｑ信号は、ＩＣＨ搬送波位相誤差検波器１２に、ＱＣＨ Ｉ信号及びＱＣＨ Ｑ信号は、ＱＣＨ搬送波位相誤差検波器１４に出力される。
【００３４】
図１における搬送波トラッキングループ部は、ＩＣＨ 搬送波位相誤差検波器１２と、ＱＣＨ搬送波位相誤差検波器１４と、搬送波位相誤差信号選択部１６と、搬送波同期用ループフィルタ２１と、再生搬送波発生用シンセサイザ２２とで構成される。
【００３５】
次に、図１におけるＩＣＨ搬送波位相誤差検波器１２と、ＱＣＨ搬送波位相誤差検波器１４と、搬送波位相誤差信号選択部１６の詳細について図３を参照しながら説明する。
【００３６】
ＩＣＨ搬送波位相誤差検波器１２は、ＩＣＨ ＰＮにて逆拡散されたＩＣＨ Ｉ信号及びＩＣＨ Ｑ信号をリセット積分型フィルタａにおいてＩＣＨデータレートに整合した帯域制限をする。このリセット積分型フィルタａのＩＣＨ Ｉ信号を符号検出器ｃにより、ＩＣＨ Ｉ信号の符号を抽出し、後段の乗算器ｄにてＩＣＨ Ｑ信号と掛け合わせ、ＩＣＨの搬送波位相誤差信号（ＩＣＨ ＥＲＲＯＲ）を得る。
【００３７】
同様に、ＱＣＨ搬送波位相誤差抽出部１４は、ＱＣＨ ＰＮにて逆拡散されたＱＣＨ Ｉ信号及びＱＣＨ Ｑ信号をリセット積分型フィルタｂにおいてＱＣＨデータレートに整合した帯域制限をする。このリセット積分型フィルタｂのＱＣＨ Ｑ信号を符号検出器ｅによりＱＣＨ Ｑ信号の符号を抽出し、後段の乗算器ｆにてＱＣＨ Ｉ信号と掛け合わせ、ＱＣＨの搬送波位相誤差信号（ＱＣＨＥＲＲＯＲ）を得る（コスタス検波方式）。
【００３８】
搬送波位相誤差信号選択部１６では、ＩＣＨ搬送波位相誤差検波器及びＱＣＨ搬送波位相誤差検波器からの位相誤差信号ＩＣＨ ＥＲＲＯＲ及びＱＣＨ ＥＲＲＯＲ信号及び各々を減算器ｇで減算し、減算器の出力を１／２倍して出力する３系を具備している。尚、減算を行うのは、ＩＣＨ ＥＲＲＯＲとＱＣＨ ＥＲＲＯＲ信号の傾きが異なるためである。
【００３９】
そして、図１に示すＩ／ＱチャンネルＳ／Ｎ算出部１７からの情報をもとに、図３に示す位相誤差信号選択器ｉにて、図１に示す搬送波同期用ループフィルタ２１に出力する搬送波位相誤差信号を選択する。選択された位相誤差信号をもとに、図１に示す搬送波周波数同期用ループフィルタ２１、再生搬送波発生用シンセサイザ２２により搬送波同期を行う。
【００４０】
図１に示すＩ／ＱチャンネルＳ／Ｎ算出部１７の詳細を図４に示す。
【００４１】
キー入力又は外部リモート制御による通信によって、ＩＣＨデータレート、ＱＣＨデータレート及びＩＣＨとＱＣＨの伝送電力情報を本復調器に設定し、この情報をもとに、各チャンネル毎のＳ／Ｎを求める。
【００４２】
ＩＣＨビットレート情報から、ＩＣＨの１ビット当たりのＳ／Ｎを算出回路Ｉにて算出し、ＩＣＨ電力情報からＩＣＨの電力によるＳ／Ｎ改善値を算出回路ＩＩで算出し、両者を加算器Ｖで加算し、ＩＣＨのＳ／Ｎを算出する。同様に、ＱＣＨビットレート情報から、ＱＣＨの１ビット当たりのＳ／Ｎを算出回路ＩＩＩにて算出し、ＱＣＨ電力情報からＱＣＨの電力によるＳ／Ｎ改善値を算出回路ＩＶで算出し、両者を加算器ＶＩで加算し、ＱＣＨのＳ／Ｎを算出する。各々算出された各チャンネルのＳ／Ｎ（Ｓ／Ｎｉ、Ｓ／Ｎｑ）を比較器ＶＩＩで比較し、各チャンネルの算出されたＳ／ＮがＩ＞Ｑ、Ｉ＜ＱまたはＩ＝Ｑを判定する。
【００４３】
図２のＰＮコード位相誤差検出部の位相誤差信号選択器Ｓでは、比較結果をもとに、後段のＰＮコードループ処理系へ出力するＰＮコード位相誤差信号を選択する。図２では、Ｓ／Ｎｉ＞Ｓ／Ｎｑの時はＩＣＨの位相誤差、Ｓ／Ｎｉ＜Ｓ／Ｎｑの時はＱＣＨの位相誤差、Ｓ／Ｎｉ＝Ｓ／Ｎｑの時は（ＩＣＨ＋ＱＣＨ）／２の位相誤差を選択し出力する。
【００４４】
図３の搬送波位相誤差検出部の位相誤差信号選択器ｉでは、比較結果をもとに、後段の搬送波ループ処理系へ出力する搬送波位相誤差信号を選択する。図３では、Ｓ／Ｎｉ＞Ｓ／Ｎｑの時はＩＣＨの位相誤差、Ｓ／Ｎｉ＜Ｓ／Ｎｑの時はＱＣＨの位相誤差、Ｓ／Ｎｉ＝Ｓ／Ｎｑの時は（ＩＣＨ＋ＱＣＨ）／２の位相誤差を選択し出力する。
【００４５】
これにより、ＰＮコード及び搬送波ループ処理は、チャンネル間のＳ／Ｎの大小に関わらず常にＳ／Ｎの大きい方で処理されるため、低動作スレッショルドを実現することができる。
【００４６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明にかかるスペクトラム拡散信号の復調方式によれば、各チャンネルの伝送レート、電力比が異なるスペクトラム拡散信号であっても、復調動作スレッショルドが大きくなることを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかるスペクトラム拡散信号の復調方式を実施する復調器を示す系統図である。
【図２】図１の復調器のＰＮコード位相誤差抽出部を示す系統図である。
【図３】図１の復調器の搬送波位相誤差抽出部を示す系統図である。
【図４】図１の復調器のＩ／ＱチャンネルＳ／Ｎ算出部を示す系統図である。
【符号の説明】
１ 分配器（２分配）
２ 乗算器
３ 乗算器
４ 分配器（０、９０度）
５ Ｉ相低域通過ろ波器
６ Ｑ相低域通過ろ波器
７ Ｉ相ＰＮ符号逆拡散用乗算器
８ Ｑ相ＰＮ符号逆拡散用乗算器
９ Ｉ相ＡＧＣ乗算器
１０ Ｑ相ＡＧＣ乗算器
１１ Ｉ相ビット同期部
１２ Ｉ相ＰＮコード位相誤差検波器、Ｉ相搬送波位相誤差検波器
１３ Ｉ／Ｑ ＰＮコード初期位相検出部
１４ Ｑ相ＰＮコード位相誤差検波器、Ｑ相搬送波位相誤差検波器
１５ Ｑ相ビット同期部
１６ 搬送波位相誤差／ＰＮコード位相誤差信号選択部
１７ Ｉ／ＱチャンネルＳ／Ｎ算出部
１８ ＰＮコード同期用ループフィルタ
１９ ＰＮクロック発生用シンセサイザ
２０ ＰＮコード発生部
２１ 搬送波同期用ループフィルタ
２２ 再生搬送波発生用シンセサイザ
Ａ Ｉ相ＰＮコード乗算器（ｅａｒｌｙ）
Ｂ Ｉ相ＰＮコード乗算器（ｌａｔｅ）
Ｃ Ｑ相ＰＮコード乗算器（ｅａｒｌｙ）
Ｄ Ｑ相ＰＮコード乗算器（ｌａｔｅ）
Ｅ Ｉ相ＰＮコードリセット積分型フィルタ（ｅａｒｌｙ）
Ｆ Ｉ相ＰＮコードリセット積分型フィルタ（ｌａｔｅ）
Ｇ Ｑ相ＰＮコードリセット積分型フィルタ（ｅａｒｌｙ）
Ｈ Ｑ相ＰＮコードリセット積分型フィルタ（ｌａｔｅ）
Ｉ Ｉ相ベクトル合成器（ｅａｒｌｙ）
Ｊ Ｉ相ベクトル合成器（ｌａｔｅ）
Ｋ Ｑ相ベクトル合成器（ｅａｒｌｙ）
Ｌ Ｑ相ベクトル合成器（ｌａｔｅ）
Ｍ Ｉ相減算器（ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ）
Ｎ Ｑ相減算器（ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ）
Ｏ Ｉ相データリセット積分型フィルタ（ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ）
Ｐ Ｑ相データリセット積分型フィルタ（ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ）
Ｑ Ｉ／Ｑ ＰＮコード位相誤差信号合成器
Ｒ １／２乗算器
Ｓ ＰＮコード位相誤差信号選択器
ａ Ｉ相データリセット積分型フィルタ
ｂ Ｑ相データリセット積分型フィルタ
ｃ Ｉ相符号検出器
ｄ Ｉ相乗算器
ｅ Ｑ相符号検出器
ｆ Ｑ相乗算器
ｇ Ｉ／Ｑ 搬送波位相誤差信号合成器
ｈ １／２乗算器
ｉ 搬送波位相誤差信号選択器
Ｉ Ｉ相ビットレートＬＯＧ演算器
ＩＩ Ｉ相電力ＬＯＧ演算器
ＩＩＩ Ｑ相ビットレートＬＯＧ演算器
ＩＶ Ｑ相電力ＬＯＧ演算器
Ｖ Ｉ相Ｓ／Ｎ算出器
ＶＩ Ｑ相Ｓ／Ｎ算出器
ＶＩＩ Ｉ／Ｑ Ｓ／Ｎ比較器
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトラム拡散信号の復調方式に関し、特に、Ｉ相とＱ相とのチャンネル間電力比、またはＩ相とＱ相との各チャンネルのデータレートが異なるスペクトラム拡散信号の復調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
従来、無線ＬＡＮやＢｌｕｅＴｏｏｔｈで使用されているスペクトラム拡散通信方式では、ＩＣＨ、ＱＣＨの各データ伝送レート及びＩ／Ｑチャンネル間の電力比が同じである（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００１−５３６４８号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、近年、衛星間通信を行うデータ中継技術衛星（ＤＲＴＳ）等では、各チャンネルの伝送レート、電力比が異なる通信方式が採用されている。そのため、従来のスペクトラム拡散通信の復調方式を用いると、チャンネル毎に位相誤差検出を行わず、各チャンネルの位相誤差を合成しているため、各チャンネルのＳ／Ｎが異なる場合には、ＰＮコード位相誤差及び搬送波位相誤差の抽出がＳ／Ｎの小さい方に依存し、復調動作スレッショルドが大きくなってしまうという問題があった。
【０００５】
そこで、本発明は、各チャンネルの伝送レート、電力比が異なるスペクトラム拡散信号であっても、復調動作スレッショルドが大きくなることのないの復調方式を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、Ｉ相とＱ相とのチャンネル間電力比、またはＩ相とＱ相との各チャンネルのデータレートが異なるスペクトラム拡散変調信号の復調を行うにあたって、前記各チャンネルの電力比及びデータレートから各チャンネルのＳ／Ｎを算出し、算出したＳ／Ｎの大きいチャンネルで搬送波の位相誤差を抽出し、または、前記算出したＳ／Ｎが同じ場合には各々の搬送波の位相誤差を合成することを特徴とする。尚、各Ｉ／Ｑチャンネルの電力及び伝送レートは、キー入力、外部からのリモート制御等によって、伝送フォーマットに応じて設定する。
【０００７】
また、本発明は、上記算出したＳ／Ｎの大きいチャンネルでＰＮコードの位相誤差を抽出し、または、各チャンネル間のＳ／Ｎが同じ場合には、各々のＰＮコードの位相誤差を合成することを特徴とする。
【０００８】
そして、本発明によれば、Ｓ／Ｎの大きいチャンネルで搬送波の位相誤差またはＰＮコードの位相誤差を抽出するか、Ｓ／Ｎが同じ場合には、各々の搬送波の位相誤差またはＰＮコードの位相誤差を合成することにより、復調動作スレッショルドを低減することができる。
【０００９】
尚、ＰＮコードトラッキングループ系及び搬送波トラッキングループ系の位相検波をＳ／Ｎの大きいチャンネルで検波するため、ＩＣＨとＱＣＨとのデータ伝送レートがかけ離れている場合においては、低スレッショルド時にＳ／Ｎの小さいチャンネルのビット同期が外れても、ＰＮコードループ系及び搬送波ループ系には依存しない。
【００１０】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００１１】
本発明にかかるスペクトラム拡散信号の復調方式を実施するための復調器は、図１に示すように、スペクトラム拡散中間周波信号の分配を行う分配器１と、再生搬送波と検波する乗算器２及び乗算器３と、再生搬送波を余弦成分、正弦成分に分配する分配器４と、高調波を除去する低域通過ろ波器５、６と、ＩＣＨＰＮコードと逆拡散を行う乗算器７と、ＱＣＨＰＮコードと逆拡散を行う乗算器８と、ＩＣＨゲインを掛け合わせる乗算器９と、ＱＣＨゲインを掛け合わせる乗算器１０と、ＩＣＨのビット同期を行うＩＣＨビット同期部１１と、ＩＣＨのＰＮコード位相誤差及び搬送波位相誤差を抽出する検波器１２と、Ｉ、ＱＣＨのＰＮコード初期位相を検出するための初期位相検出器１３と、ＱＣＨのＰＮコード位相誤差及び搬送波位相誤差を抽出する検波器１４と、ＱＣＨのビット同期を行うＱＣＨビット同期部１５と、Ｉ、ＱＣＨ各々の搬送波位相誤差またはＰＮコード位相誤差を合成するか、または、チャンネルのＳ／Ｎによって後段のループ処理に各位相誤差出力を選択する位相誤差信号選択部１６と、Ｉ、ＱＣＨの電力比及び各チャンネルの伝送レートからチャンネル毎のＳ／Ｎを算出するＳ／Ｎ算出部１７と、ＰＮコード周波数同期用ループフィルタ１８と、ＰＮクロック発生用シンセサイザ１９と、ＰＮコード発生部２０と、搬送波周波数同期用ループフィルタ２１と、再生搬送波用シンセサイザ２２とで構成される。
【００１２】
本発明では、Ｉ、ＱＣＨ各チャンネル毎にＡＧＣ（オートゲインコントロール）及びビット同期を行い、チャンネル毎の位相誤差を抽出し、搬送波位相誤差／ＰＮコード位相誤差信号選択部１６と、Ｉ／ＱＣＨＳ／Ｎ算出部１７とにより、Ｓ／Ｎ演算値より後段へのループ処理を行う位相誤差を選択する（ＣＨ間のＳ／Ｎが同じ場合には、合成して出力する）ことを特徴とし、チャンネル間Ｓ／Ｎが異なった場合の伝送においても、Ｓ／Ｎの小さいチャンネルに依存せずに動作することができ、低スレッショルドでの復調を実現する。
【００１３】
次に、上記構成を有する復調方式の動作について、図１を参照しながら説明する。
【００１４】
スペクトラム拡散変調信号（ＲＸ）は、分配器１にて２分配され、後段の乗算器２にて再生搬送波の余弦成分と掛け合わされ、乗算器３にて再生搬送波の正弦成分と掛け合わされ、各々低域通過ろ波器５、６にて帯域制限後、ベースバンドＩ相信号（ＩＣＨ）及びベースバンドＱ相信号（ＱＣＨ）を得る。
【００１５】
これらのＩＣＨ及びＱＣＨ信号は、各々、逆拡散ＩＣＨビット同期部１１及びＱＣＨビット同期部１５からのＡＧＣ信号（ＩＣＨ ＡＧＣ、ＱＣＨ ＡＧＣ）と乗算器９、１０にて掛け合わされ、後段の処理部へ出力される信号レベルを一定にしている。
【００１６】
乗算器９、１０の出力Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２及びＱ２は、Ｉ／ＱＰＮコード初期位相検出器１３にて、復調器内部のＰＮコード発生部２０からのＩＣＨ ＰＮ符号（ＩＣＨ ＰＮ）及びＱＣＨ ＰＮ符号（ＱＣＨ ＰＮ）との自己相関を各チャンネル別に算出し、自己相関が最大となる位相（送受信のＰＮ符号が一致する位相）を得る。そして、この自己相関が最大となる位相誤差情報（ＰＮ ＣＯＤＥ ＰＨＡＳＥ）をＰＮコード発生部２０へ送り、これを受けたＰＮコード発生部２０は、ＰＮコード誤差位相分をずらして出力することにより、ＰＮ符号初期位相の同期を図っている。
【００１７】
しかし、実際には、送受信間でドップラーによるＰＮコード周波数誤差を生じるため、この周波数誤差分を検出し、誤差が０になるようにＰＮコードトラッキングループにて送受信間ＰＮコード周波数同期を図り、ＰＮ符号初期位相同期完了後、動作させている。
【００１８】
ＰＮコードトラッキングループは、ＩＣＨ ＰＮコード位相誤差検波器１２と、ＱＣＨＰＮコード位相誤差検波器１４と、ＰＮコード位相誤差信号選択部１６と、ＰＮコード周波数同期用ループフィルタ１８と、ＰＮコードクロック発生用シンセサイザ１９と、ＰＮコード発生部２０とで構成される。
【００１９】
尚、図１では、ＩＣＨ ＰＮコード位相誤差抽出部／搬送波位相誤差検波器１２、ＱＣＨ ＰＮコード位相誤差抽出部／搬送波位相誤差検波器１４、ＰＮコード位相誤差信号選択部／搬送波位相誤差信号選択部１６は、表記上同じコンポーネントとしている。
【００２０】
次に、ＩＣＨ ＰＮコード位相誤差検波器１２と、ＱＣＨ ＰＮコード位相誤差検波器１４と、ＰＮコード位相誤差信号選択部１６の詳細について、図２を参照しながら説明する。
【００２１】
まず、ＩＣＨ ＰＮコード位相誤差検波器１２の動作について、図２を参照しながら説明する。
【００２２】
Ｉ１、Ｑ１信号と、ＩＣＨ ＰＮコードの−１／４位相ずれたＩＣＨ ＰＮコード（ＩＣＨ ＥＡＲＬＹ ＰＮ）とＩＣＨ ＰＮコードと＋１／４位相ずれたＩＣＨ ＰＮコード（ＩＣＨ ＬＡＴＥ ＰＮ）とが、乗算器Ａ及び乗算器Ｂにおいて掛け合わされた後、各々リセット積分型フィルタＥ、Ｆにて、ＰＮコード周波数に整合した帯域制限が行われる。
【００２３】
各々の実数成分と虚数成分は、合成器Ｉ、Ｊにて合成され、＋１／４位相ずれたＩＣＨのベクトル成分と、−１／４位相ずれたＩＣＨのベクトル成分とが算出される。これは、ＰＮコード位相誤差検出時には搬送波同期が取れてないため、搬送波位相誤差による検波器出力のレベル変動を防ぐためである。合成器Ｉ、Ｊの出力ＩＣＨ Ｅ信号及びＩＣＨ Ｌ信号は、減算器Ｍにて減算され、ＩＣＨ Ｅ−Ｌ信号が得られる。
【００２４】
次に、ＱＣＨ ＰＮコード位相誤差検波器１４の動作について、図２を参照しながら説明する。
【００２５】
Ｉ２、Ｑ２信号とＱＣＨ ＰＮコードの−１／４位相ずれたＱＣＨ ＰＮコード（ＱＣＨ ＥＡＲＬＹ ＰＮ）ＱＣＨ ＰＮコードと＋１／４位相ずれたＱＣＨ ＰＮコード（ＱＣＨ ＬＡＴＥ ＰＮ）とを乗算器Ｃ及び乗算器Ｄにおいて掛け合わせ、各々リセット積分型フィルタＧ、Ｈにて、ＰＮコード周波数に整合した帯域制限を行う。
【００２６】
各々の実数成分と虚数成分は、合成器Ｋ、Ｌにて合成され、＋１／４位相ずれたＱＣＨのベクトル成分と−１／４位相ずれたＱＣＨのベクトル成分とが算出される。合成器Ｋ、Ｌの出力ＱＣＨ Ｅ信号及びＱＣＨ Ｌ信号は、減算器Ｎにて減算され、ＱＣＨ Ｅ−Ｌ信号が得られる（ＡＶＧＳ方式）。
【００２７】
減算器Ｍ、Ｎから出力されるＩＣＨ Ｅ−Ｌ信号及びＱＣＨ Ｅ−Ｌ信号について、各々リセット積分型フィルタＯ、Ｐにて、各チャンネルのデータレートに整合した帯域制限を行う。これは、各チャンネルにおけるデータの遷移によってＰＮコード位相検波感度が変化しないようにするためである。
【００２８】
ここで、Ｔ１は、ＩＣＨデータ１データ当たりの時間（１／ＩＣＨ ＢＩＴＲＡＴＥ）、Ｔ２は、ＱＣＨデータ１データ当たりの時間（１／ＱＣＨ ＢＩＴＲＡＴＥ）、Ｔ３は、ＰＮコード１チップ当たりの時間（１／ＣＨＩＰＲＡＴＥ）とする。
【００２９】
次に、ＰＮコード位相誤差信号選択部１６の動作について、図２を参照しながら説明する。
【００３０】
ＩＣＨ ＰＮコード位相誤差検波器１２及びＱＣＨ ＰＮコード位相誤差検波器１４からのＩＣＨ ＥＲＲＯＲ出力、ＱＣＨ ＥＲＲＯＲ出力及び、各々を加算器Ｑにて加算して加算器Ｑの出力を１／２倍して出力する３系を具備している。これらは、図１に示すＩ／ＱチャンネルＳ／Ｎ算出部１７からの情報をもとに、図２に示す位相誤差信号選択器Ｓにて、図１に示すＰＮコード周波数同期用ループフィルタ１８に出力するＰＮコード位相誤差信号を選択する。尚、ＰＮコード位相誤差検出においては、ＰＮコード変調がないチャンネルがある変調方式においては、ＰＮコード変調があるチャンネルのＰＮコード位相誤差信号を選択しなければならない。
【００３１】
そして、選択された位相誤差信号をもとにして、図１に示すＰＮコード周波数同期用ループフィルタ１８、ＰＮクロック発生用シンセサイザ１９及びＰＮコード発生部２０によりＰＮコードタイミングの同期を行う。
【００３２】
このＰＮコード周波数同期処理を行うと同時に、ＰＮ符号初期位相同期後、図１に示す乗算器７では、ＩＣＨ ＰＮとの乗算により逆拡散されたＩ相データ成分を、また、乗算器８では、ＱＣＨ ＰＮとの乗算により逆拡散されＱ相データ成分が出力される。各々は、ＩＣＨビット同期部１１からのＩＣＨ ＡＧＣ信号及びＱＣＨビット同期部１５からのＱＣＨ ＡＧＣ信号と乗算器９、１０にて掛け合わされ、後段のＩＣＨビット同期部１１、ＱＣＨビット同期部１５、ＩＣＨ搬送波位相誤差検波器１２、ＱＣＨ搬送波位相誤差検波器１４へ出力される信号レベルが一定となる。
【００３３】
ＩＣＨビット同期部１１では、ＩＣＨ ＰＮコードにて逆拡散されたＩＣＨＩ信号及びＩＣＨ Ｑ信号をもとにＩＣＨデータのビット同期を、ＱＣＨビット同期部１５では、ＱＣＨ Ｉ信号及びＱＣＨ Ｑ信号をもとにＱＣＨデータのビット同期を行う。また、これらＩＣＨ Ｉ信号及びＩＣＨ Ｑ信号は、ＩＣＨ搬送波位相誤差検波器１２に、ＱＣＨ Ｉ信号及びＱＣＨ Ｑ信号は、ＱＣＨ搬送波位相誤差検波器１４に出力される。
【００３４】
図１における搬送波トラッキングループ部は、ＩＣＨ 搬送波位相誤差検波器１２と、ＱＣＨ搬送波位相誤差検波器１４と、搬送波位相誤差信号選択部１６と、搬送波同期用ループフィルタ２１と、再生搬送波発生用シンセサイザ２２とで構成される。
【００３５】
次に、図１におけるＩＣＨ搬送波位相誤差検波器１２と、ＱＣＨ搬送波位相誤差検波器１４と、搬送波位相誤差信号選択部１６の詳細について図３を参照しながら説明する。
【００３６】
ＩＣＨ搬送波位相誤差検波器１２は、ＩＣＨ ＰＮにて逆拡散されたＩＣＨ Ｉ信号及びＩＣＨ Ｑ信号をリセット積分型フィルタａにおいてＩＣＨデータレートに整合した帯域制限をする。このリセット積分型フィルタａのＩＣＨ Ｉ信号を符号検出器ｃにより、ＩＣＨ Ｉ信号の符号を抽出し、後段の乗算器ｄにてＩＣＨ Ｑ信号と掛け合わせ、ＩＣＨの搬送波位相誤差信号（ＩＣＨ ＥＲＲＯＲ）を得る。
【００３７】
同様に、ＱＣＨ搬送波位相誤差抽出部１４は、ＱＣＨ ＰＮにて逆拡散されたＱＣＨ Ｉ信号及びＱＣＨ Ｑ信号をリセット積分型フィルタｂにおいてＱＣＨデータレートに整合した帯域制限をする。このリセット積分型フィルタｂのＱＣＨ Ｑ信号を符号検出器ｅによりＱＣＨ Ｑ信号の符号を抽出し、後段の乗算器ｆにてＱＣＨ Ｉ信号と掛け合わせ、ＱＣＨの搬送波位相誤差信号（ＱＣＨＥＲＲＯＲ）を得る（コスタス検波方式）。
【００３８】
搬送波位相誤差信号選択部１６では、ＩＣＨ搬送波位相誤差検波器及びＱＣＨ搬送波位相誤差検波器からの位相誤差信号ＩＣＨ ＥＲＲＯＲ及びＱＣＨ ＥＲＲＯＲ信号及び各々を減算器ｇで減算し、減算器の出力を１／２倍して出力する３系を具備している。尚、減算を行うのは、ＩＣＨ ＥＲＲＯＲとＱＣＨ ＥＲＲＯＲ信号の傾きが異なるためである。
【００３９】
そして、図１に示すＩ／ＱチャンネルＳ／Ｎ算出部１７からの情報をもとに、図３に示す位相誤差信号選択器ｉにて、図１に示す搬送波同期用ループフィルタ２１に出力する搬送波位相誤差信号を選択する。選択された位相誤差信号をもとに、図１に示す搬送波周波数同期用ループフィルタ２１、再生搬送波発生用シンセサイザ２２により搬送波同期を行う。
【００４０】
図１に示すＩ／ＱチャンネルＳ／Ｎ算出部１７の詳細を図４に示す。
【００４１】
キー入力又は外部リモート制御による通信によって、ＩＣＨデータレート、ＱＣＨデータレート及びＩＣＨとＱＣＨの伝送電力情報を本復調器に設定し、この情報をもとに、各チャンネル毎のＳ／Ｎを求める。
【００４２】
ＩＣＨビットレート情報から、ＩＣＨの１ビット当たりのＳ／Ｎを算出回路Ｉにて算出し、ＩＣＨ電力情報からＩＣＨの電力によるＳ／Ｎ改善値を算出回路ＩＩで算出し、両者を加算器Ｖで加算し、ＩＣＨのＳ／Ｎを算出する。同様に、ＱＣＨビットレート情報から、ＱＣＨの１ビット当たりのＳ／Ｎを算出回路ＩＩＩにて算出し、ＱＣＨ電力情報からＱＣＨの電力によるＳ／Ｎ改善値を算出回路ＩＶで算出し、両者を加算器ＶＩで加算し、ＱＣＨのＳ／Ｎを算出する。各々算出された各チャンネルのＳ／Ｎ（Ｓ／Ｎｉ、Ｓ／Ｎｑ）を比較器ＶＩＩで比較し、各チャンネルの算出されたＳ／ＮがＩ＞Ｑ、Ｉ＜ＱまたはＩ＝Ｑを判定する。
【００４３】
図２のＰＮコード位相誤差検出部の位相誤差信号選択器Ｓでは、比較結果をもとに、後段のＰＮコードループ処理系へ出力するＰＮコード位相誤差信号を選択する。図２では、Ｓ／Ｎｉ＞Ｓ／Ｎｑの時はＩＣＨの位相誤差、Ｓ／Ｎｉ＜Ｓ／Ｎｑの時はＱＣＨの位相誤差、Ｓ／Ｎｉ＝Ｓ／Ｎｑの時は（ＩＣＨ＋ＱＣＨ）／２の位相誤差を選択し出力する。
【００４４】
図３の搬送波位相誤差検出部の位相誤差信号選択器ｉでは、比較結果をもとに、後段の搬送波ループ処理系へ出力する搬送波位相誤差信号を選択する。図３では、Ｓ／Ｎｉ＞Ｓ／Ｎｑの時はＩＣＨの位相誤差、Ｓ／Ｎｉ＜Ｓ／Ｎｑの時はＱＣＨの位相誤差、Ｓ／Ｎｉ＝Ｓ／Ｎｑの時は（ＩＣＨ＋ＱＣＨ）／２の位相誤差を選択し出力する。
【００４５】
これにより、ＰＮコード及び搬送波ループ処理は、チャンネル間のＳ／Ｎの大小に関わらず常にＳ／Ｎの大きい方で処理されるため、低動作スレッショルドを実現することができる。
【００４６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明にかかるスペクトラム拡散信号の復調方式によれば、各チャンネルの伝送レート、電力比が異なるスペクトラム拡散信号であっても、復調動作スレッショルドが大きくなることを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかるスペクトラム拡散信号の復調方式を実施する復調器を示す系統図である。
【図２】図１の復調器のＰＮコード位相誤差抽出部を示す系統図である。
【図３】図１の復調器の搬送波位相誤差抽出部を示す系統図である。
【図４】図１の復調器のＩ／ＱチャンネルＳ／Ｎ算出部を示す系統図である。
【符号の説明】
１ 分配器（２分配）
２ 乗算器
３ 乗算器
４ 分配器（０、９０度）
５ Ｉ相低域通過ろ波器
６ Ｑ相低域通過ろ波器
７ Ｉ相ＰＮ符号逆拡散用乗算器
８ Ｑ相ＰＮ符号逆拡散用乗算器
９ Ｉ相ＡＧＣ乗算器
１０ Ｑ相ＡＧＣ乗算器
１１ Ｉ相ビット同期部
１２ Ｉ相ＰＮコード位相誤差検波器、Ｉ相搬送波位相誤差検波器
１３ Ｉ／Ｑ ＰＮコード初期位相検出部
１４ Ｑ相ＰＮコード位相誤差検波器、Ｑ相搬送波位相誤差検波器
１５ Ｑ相ビット同期部
１６ 搬送波位相誤差／ＰＮコード位相誤差信号選択部
１７ Ｉ／ＱチャンネルＳ／Ｎ算出部
１８ ＰＮコード同期用ループフィルタ
１９ ＰＮクロック発生用シンセサイザ
２０ ＰＮコード発生部
２１ 搬送波同期用ループフィルタ
２２ 再生搬送波発生用シンセサイザ
Ａ Ｉ相ＰＮコード乗算器（ｅａｒｌｙ）
Ｂ Ｉ相ＰＮコード乗算器（ｌａｔｅ）
Ｃ Ｑ相ＰＮコード乗算器（ｅａｒｌｙ）
Ｄ Ｑ相ＰＮコード乗算器（ｌａｔｅ）
Ｅ Ｉ相ＰＮコードリセット積分型フィルタ（ｅａｒｌｙ）
Ｆ Ｉ相ＰＮコードリセット積分型フィルタ（ｌａｔｅ）
Ｇ Ｑ相ＰＮコードリセット積分型フィルタ（ｅａｒｌｙ）
Ｈ Ｑ相ＰＮコードリセット積分型フィルタ（ｌａｔｅ）
Ｉ Ｉ相ベクトル合成器（ｅａｒｌｙ）
Ｊ Ｉ相ベクトル合成器（ｌａｔｅ）
Ｋ Ｑ相ベクトル合成器（ｅａｒｌｙ）
Ｌ Ｑ相ベクトル合成器（ｌａｔｅ）
Ｍ Ｉ相減算器（ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ）
Ｎ Ｑ相減算器（ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ）
Ｏ Ｉ相データリセット積分型フィルタ（ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ）
Ｐ Ｑ相データリセット積分型フィルタ（ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ）
Ｑ Ｉ／Ｑ ＰＮコード位相誤差信号合成器
Ｒ １／２乗算器
Ｓ ＰＮコード位相誤差信号選択器
ａ Ｉ相データリセット積分型フィルタ
ｂ Ｑ相データリセット積分型フィルタ
ｃ Ｉ相符号検出器
ｄ Ｉ相乗算器
ｅ Ｑ相符号検出器
ｆ Ｑ相乗算器
ｇ Ｉ／Ｑ 搬送波位相誤差信号合成器
ｈ １／２乗算器
ｉ 搬送波位相誤差信号選択器
Ｉ Ｉ相ビットレートＬＯＧ演算器
ＩＩ Ｉ相電力ＬＯＧ演算器
ＩＩＩ Ｑ相ビットレートＬＯＧ演算器
ＩＶ Ｑ相電力ＬＯＧ演算器
Ｖ Ｉ相Ｓ／Ｎ算出器
ＶＩ Ｑ相Ｓ／Ｎ算出器
ＶＩＩ Ｉ／Ｑ Ｓ／Ｎ比較器
Claims (2)
- Ｉ相とＱ相とのチャンネル間電力比、またはＩ相とＱ相との各チャンネルのデータレートが異なるスペクトラム拡散変調信号の復調を行うにあたって、
前記各チャンネルの電力比及びデータレートから各チャンネルのＳ／Ｎを算出し、算出したＳ／Ｎの大きいチャンネルで搬送波の位相誤差を抽出し、または、前記算出したＳ／Ｎが同じ場合には各々の搬送波の位相誤差を合成することを特徴とするスペクトラム拡散信号の復調方式。 - Ｉ相とＱ相とのチャンネル間電力比、またはＩ相とＱ相との各チャンネルのデータレートが異なるスペクトラム拡散変調信号の復調を行うにあたって、
前記各チャンネルの電力比及びデータレートから各チャンネルのＳ／Ｎを算出し、算出したＳ／Ｎの大きいチャンネルでＰＮコードの位相誤差を抽出し、または、前記算出したＳ／Ｎが同じ場合には各々のＰＮコードの位相誤差を合成することを特徴とするスペクトラム拡散信号の復調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003042125A JP2004254066A (ja) | 2003-02-20 | 2003-02-20 | スペクトラム拡散信号の復調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003042125A JP2004254066A (ja) | 2003-02-20 | 2003-02-20 | スペクトラム拡散信号の復調方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004254066A true JP2004254066A (ja) | 2004-09-09 |
Family
ID=33025490
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003042125A Pending JP2004254066A (ja) | 2003-02-20 | 2003-02-20 | スペクトラム拡散信号の復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2004254066A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006261985A (ja) * | 2005-03-16 | 2006-09-28 | Mitsubishi Electric Corp | スペクトル拡散通信用受信機 |
| JP2012142670A (ja) * | 2010-12-28 | 2012-07-26 | Anritsu Corp | 移動体通信端末試験装置及び移動体通信端末試験方法 |
-
2003
- 2003-02-20 JP JP2003042125A patent/JP2004254066A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006261985A (ja) * | 2005-03-16 | 2006-09-28 | Mitsubishi Electric Corp | スペクトル拡散通信用受信機 |
| JP2012142670A (ja) * | 2010-12-28 | 2012-07-26 | Anritsu Corp | 移動体通信端末試験装置及び移動体通信端末試験方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5383220A (en) | Data demodulator of a receiving apparatus for spread spectrum communication | |
| JP2868901B2 (ja) | マルチパス受信機用の内積回路 | |
| EP0750408B1 (en) | Device and method for coherent-tracking of a signal for use in a cdma receiver | |
| US6459721B1 (en) | Spread spectrum receiving apparatus | |
| EP0886385B1 (en) | Reception apparatus for CDMA communication system | |
| US6154487A (en) | Spread-spectrum signal receiving method and spread-spectrum signal receiving apparatus | |
| EP0682427B1 (en) | Correlation detector and communication apparatus | |
| KR0159829B1 (ko) | Cdma 이동통신시스템의 이동국 및 검파방법 | |
| US5724384A (en) | PN code sync device using an adaptive threshold | |
| JP2728034B2 (ja) | スペクトラム拡散信号受信装置 | |
| JP2672769B2 (ja) | スペクトル拡散受信機 | |
| JP4505981B2 (ja) | スペクトル拡散受信機 | |
| JP3193613B2 (ja) | 相関ピーク検出型周波数誤差検出回路 | |
| EP1245103B1 (en) | Offset correction in a spread spectrum communication system | |
| US6009074A (en) | CDMA modulation and demodulation method reducing interference and a communication system using the same | |
| JP2004254066A (ja) | スペクトラム拡散信号の復調方式 | |
| JPH0879130A (ja) | 受信装置及びパイロット信号除去装置 | |
| JPH06244820A (ja) | 信号処理回路 | |
| JP3417024B2 (ja) | パイロット信号検出回路 | |
| JP3030230B2 (ja) | 拡散通信システムの受信装置 | |
| JPH0677931A (ja) | スペクトル拡散信号の受信機 | |
| JP4818951B2 (ja) | キャリア再生回路および受信装置 | |
| JP2650553B2 (ja) | スペクトル拡散復調装置 | |
| KR950011080B1 (ko) | 대역확산통신방식의 비동기 디지탈 수신시스템 | |
| KR100199189B1 (ko) | 직접대역확산 통신방식의 디지탈 수신장치 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060106 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20071227 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080115 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20080514 |