CN1241378C - 接收机的解调装置 - Google Patents

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Abstract

可实现一种小规模电路。定时电路30从解调电路1A的输出I和Q检测脉冲串码元信号周期，解调电路1A用于正交地检测通过时分复用由BPSK、QPSK、和8PSK调制的数字信号获得的接收信号。模式再生电路40输出与发送侧相同的PN码模式。反相电路13和14输出I、Q作为PN码模式的比特′0′的RI、RQ，和-I、-Q作为比特′1′的RI、RQ。相位误差表15A包含作为反相电路13和14的输出的接收信号点的相位与仅相对RI、RQ的第一象限的绝对相位之间的相位误差。相位误差检测处理电路16A读取与RI、RQ的绝对值对应的相位误差数据，并将该数据调节成取决于RI、RQ的当前象限的数据。载波再生电路10A修改供正交检波中使用的参考载波的相位，以使调节的相位误差数据表示零。

Description

接收机的解调装置
技术领域
本发明涉及接收机的解调装置，更具体地说，涉及用于利用由载波再生装置再生的载波来解调PSK调制信号并输出I-Q码元流数据的接收机的解调装置，该PSK调制信号是通过时分复用在分级传输系统中以2相，4相，和8相PSK调制系统调制的数字信号获得的。
背景技术
已开发了多种调制系统中的数字卫星TV广播用于实用，在这些调制系统中，例如在时分复用和针对每帧重复传输8PSK调制波、QPSK调制波、和BPSK调制波的分级传输系统中，需要不同的必需C/N。
图8示出分级传输系统中一个传输帧结构的实例。一个帧按下面的顺序包括由32个BPSK调制码元形成的帧同步信号模式(在这32个码元中，实际上采用预定的20个码元作为帧同步信号)，由128个BPSK调制码元形成的传输复用配置标识的TMCC(传输和复用配置控制)模式，由32个码元形成的超帧识别模式(实际上，在这32个码元中采用预定的20个码元作为超帧识别信号)，具有203个8PSK(网格编码解码8PSK)调制码元的主信号，通过BPSK调制伪随机噪声(PN)信号获得的4码元脉冲串码元信号(BS)，具有203个8PSK(网格编码解码8PSK)调制码元的主信号，通过BPSK调制伪随机噪声(PN)信号获得的4码元脉冲串码元信号(BS)，......，具有203个QPSK调制码元的主信号，BPSK调制伪随机噪声(PN)信号获得的4码元脉冲串码元信号(BS)，具有4个BPSK调制码元的脉冲串码元信号(BS)。
在此，下面参考图9A-9C描述在发送侧上对每个调制系统的变换。图9A表示当使用8PSK调制系统时在I-Q相位(I-Q向量或I-Q信号空间图)的信号点排列。在8PSK调制系统中，可将3比特的数字信号(abc)作为1个码元发送，存在着形成1个码元的8种比特组合，即(0，0，0)，(0，0，1)，(0，1，0)，(0，1，1)，(1，0，0)，(1，0，1)，(1，1，0)，和(1，1，1)。这些3比特的数字信号在如图9A所示的发送侧上的I-Q相位中被转换成信号点排列0至7。该转换被称为8PSK变换。
在图9A所示的例子中，比特串(0，0，0)转换成信号点排列′0′，比特串(0，0，1)转换成信号点排列′1′，比特串(0，1，1)转换成信号点排列′2′，比特串(0，1，0)转换成信号点排列′3′，比特串(1，0，0)转换成信号点排列′4′，比特串(1，0，1)转换成信号点排列′5′，比特串(1，1，1)转换成信号点排列′6′，比特串(1，1，0)转换成信号点排列′7′。
图9B表示使用QPSK调制系统时在I-Q相位的信号点排列。在QPSK调制系统中，可将2比特的数字信号(de)作为1个码元发送，作为一个码元可以有4种比特组合。它们是(00)，(01)，(10)，和(11)。在图9B所示的例子中，例如，可将比特串(00)转换成信号点排列′1′，比特串(01)转换成信号点排列′3′，比特串(11)转换成信号点排列′5′，比特串(10)转换成信号点排列′7′。
图9C表示使用BPSK调制系统时的信号点排列。在BPSK调制系统中，可将1比特的数字信号(f)作为1个码元发送。在数字信号(f)中，例如，可将比特(0)转换成信号点排列′0′，将比特(1)转换成信号点排列′4′。定义每种调制系统中信号点排列与排列号之间的关系，以使该信号点排列等同于基于8BPSK的排列号。
分级传输系统中的QPSK和BPSK的I轴和Q轴与8PSK的I轴和Q轴匹配。
图8中所示的8个帧构成一个超帧。在每一帧的帧同步信号模式的20个预定码元的区域中，对已知的20比特数字信号模式(称为W1)进行BPSK变换。在超帧中作为起始帧的超帧识别信号模式的20个预定码元的区域中，对与W1不同的已知的20比特的数字信号模式(称为W2)进行BPSK变换。在除超帧中起始帧外的每一帧中的超帧识别信号模式的20个预定码元的区域中，对已知的20比特的数字信号模式(称为W3，并通过将W2的每个比特反转获得)进行BPSK变换。
在分级传输系统中接收数字调制波(PSK调制波)的接收机中，由解调电路通过正交检波来解调由接收电路接收的信号的中频信号，从而获得两个序列的I-Q基带信号(下文也可称I-Q基带信号为I-Q码元流数据)，该I-Q基带信号表示相互正交的I轴和Q轴的每个码元的瞬时值。然而，当解调电路的输入的调制前的载波与解调电路中再生的参考载波之间的相位中存在偏移时，将调制的I-Q基带信号的接收信号点向发送侧进行相位旋转。因此，如果将数据照其原样输入到解码器并PSK变换，则不能正确地恢复在发送侧上发送的数字信号。
图8所示的每个脉冲串码元信号(BS)是通过复位在发送侧上帧中的初始脉冲串码元信号(BS)的开始位置具有预定配置的PN码发生器，根据发送帧配置中在每个周期的码元时钟偏移该输出，并进行BPSK变换处理获得的。
解调电路使用脉冲串码元信号(BS)作为修改参考载波相位的导频信号，并使得接收信号调制前的状态中的载波的相位与参考载波的相位匹配，从而设定绝对相位，以使从解调电路输出的I-Q基带信号的信号点与发送侧上的信号点匹配。
图10表示在常规分级传输系统中用于接收PSK调制波的接收机的解调电路的配置。图10所示的解调电路1通过对接收信号的中频信号进行正交检波来获得I-Q基带信号。10表示用于再生两个参考载波fc1(＝cosωt)，和fc2(＝sinωt)的载波再生电路，两个参考载波的频率和相位与解调电路1的输入的调制前的状态中的载波的频率和相位同步，其相位相互偏移90°以便相互正交。2和3表示将中频信号IF与参考载波fc1和fc2相乘的乘法器。4和5表示以码元速率两倍的取样速率对乘法器2和3的输出进行A/D转换的A/D转换器。6和7表示在对A/D转换器4和5的输出进行的数字信号处理中限制频带的数字滤波器。8和9表示以1/2的取样速率稀疏数字滤波器6和7的输出，并输出表示I轴和Q轴的每个码元的瞬时值的两个序列的I-Q基带信号(I-Q码元流数据)的稀疏电路。稀疏电路8和9发送具有8(2的补码)量化比特的I-Q基带信号I(8)和Q(8)(括号中的数值表示量化比特数，为简单起见，下文将其简称为I-Q)。
如果解调电路1的输入端的调制前的状态中的载波相位与由载波再生电路10再生的参考载波fc1和fc2的相位匹配，当接收到与发送侧上的I-Q相位中的信号点排列′0′至′7′对应的数字信号时，接收侧上I-Q基带信号I(8)和Q(8)的I-Q相位中的接收信号点的相位则与发送侧上的相位匹配。因此，可直接利用发送侧上的信号点排列与数字信号之间的对应关系(参考图9A-9C)正确地识别从接收信号点的信号点排列接收的数字信号。
然而，由于参考载波fc1和fc2实际上可以是解调电路1的输入端的调制前的状态中载波的各种相位状态，在接收侧上的接收信号点是通过从发送侧上的位置转过预定角度θ设定的相位位置。当改变解调电路1的输入端的调制前的状态中的载波相位时，角度θ也改变。如果接收信号点的相位从发送侧上的相位随机旋转，则不能识别接收的数字信号。例如，在θ＝π/8时，在发送侧的8PSK调制系统中作为信号点排列′0′的数字信号(000)在接收侧的接收信号点在信号点排列′0′和′1′之间。因此，如果假设在信号点排列′0′接收数字信号(000)，则能正确地接收。然而，如果假设在信号点排列′1′接收信号，则错误地辨认接收到了数字信号(001)。然后，载波再生电路10修改参考载波fc1和fc2的相位，以使接收的信号点可与发送侧上的点匹配，以便正确地识别数字信号。
具体地说，通过振荡载波再生电路10的VCO(电压控制振荡器)11产生参考载波fc1，并利用90。移相器12通过把VCO11的振荡信号的相位延迟90。来产生参考载波fc2。然后，通过改变VCO11的控制电压可改变参考载波fc1和fc2的相位。
在载波再生电路10中，13和14是根据后面将描述的已知模式再生电路的输出值有选择地反转从解调电路1输出的I-Q基带信号的代码的反相电路。15表示包含来自反相电路13和14的输出状态中的接收信号点到绝对相位的相位误差的相位误差表，并包括ROM。在该例子中，如后面描述的，绝对相位固定为0(＝2π)。图11表示由反相电路13和14的输出状态中的I-Q相位的接收信号点与I轴的正方向形成的相角φ和相位误差数据Δφ之间的关系。相位误差数据Δφ表示8个量化比特(2的补码)。
16表示从相位误差表15读取与反相电路13和14的输出对应的相位误差数据Δφ(8)，并将其输出到D/A转换器17的相位误差检测处理电路。D/A转换器17将相位误差数据Δφ(8)转换成相位误差电压之后，LPF18提取低频带成分，并将其作为控制电压施加到VCO11。如果相位误差数据Δφ(8)是0，则不改变LPF18的输出，并且不改变参考载波fc1和fc2的相位。然而，如果相位误差数据Δφ(8)为正(+)，LPF18的输出变大，延迟参考载波fc1和fc2的相位。另一方面，如果相位误差数据Δφ(8)为负(-)，LPF18的输出变小，使参考载波fc1和fc2的相位超前。
在解调电路1的输出侧上设置定时电路30，在与帧同步信号模式W1、超帧识别信号模式W2和W3对应的每个码元周期中检测开始定时，而不管与I-Q基带信号的发送侧相比，是否存在相位旋转，并输出定时信号T1至T3。此外，检测一帧中第一脉冲串码元信号(BS)的开始定时，并输出定时信号T4。另外，检测脉冲串码元信号(BS)的周期，并检测在脉冲串码元信号的周期为′H′，在其它周期为′L′的周期信号T5。此外，检测与超帧识别信号模式W1对应的码元周期，和与超帧识别信号模式W2和W3对应的码元周期，并输出在上述周期和脉冲串码元信号(BS)的周期为′H′且在其它周期为′L′的周期信号T6(参见图12和13)。
40表示模式再生电路，41表示帧同步信号模式输出电路，用于在从T1的输入定时起的20个码元周期中输出20比特帧同步信号模式W1，42表示第一超帧识别信号模式输出电路，用于在从T2的输入定时起的20个码元周期中输出20比特超帧识别信号模式W2，43表示第二超帧识别信号模式输出电路，用于在从T3的输入定时起的20个码元周期中输出20比特超帧识别信号模式W3，44表示PN码发生器，与为发送侧上的脉冲串码元信号(BS)产生PN码串的PN码发生器具有相同结构，根据码元时钟改变其输出，而根据T4在该帧中在第一脉冲串码元信号(BS)的开始定时将其复位后，周期信号T5表示为′H′，并在与脉冲串码元信号(BS)相同的定时输出与解调电路1的输出中的每个脉冲串码元信号(BS)的BPSK变换前的PN码模式相同的模式。
45表示用于输出帧同步信号模式输出电路41、第一超帧识别信号模式输出电路42、第二超帧识别信号模式输出电路43、和PN码发生器44的输出的逻辑和的″或″电路。46是用于获得″或″电路45和周期信号T6的逻辑乘积的″与″电路。
上述模式再生电路40为与从解调电路1输出的I-Q码元流中出现的20比特帧同步信号模式W1对应的码元，与20比特超帧识别信号模式W2和W3对应的码元，和脉冲串码元信号(BS)再生对应的比特串模式。脉冲串码元信号的BPSK变换前的W1、W2、和W3，以及PN码是发送侧已知的比特串模式，并被进行BPSK变换。如图9C所示，在发送侧上的信号点排列′0′(绝对相位0)变换比特0，在发送侧上的信号点排列′1′(绝对相位π)变换比特1。
当模式再生电路40的输出是比特′0′时，上述反相电路13和14分别将从解调1输出的I-Q基带信号I(8)和Q(8)按原样输出。此时，由输出RI(8)＝I(8)，RQ(8)＝Q(8)表示的接收信号点的发送侧状态中的原始绝对相位是0。另一方面，当模式再生电路40的输出是比特′1′时，反相电路13和14对从解调电路1输出的I-Q基带信号的代码进行反相并输出。将代码反相是将接收信号点的相位超前π，这表明也可假设由反相电路13和14的输出RI(8)＝-I(8)，和RQ(8)＝-Q(8)表示的接收信号点的发送侧上的原始绝对相位是0(＝2π)。
当模式再生电路40的输出是′0′时，通过从相位误差表15读取与反相电路13和14的输出对应的相位误差数据Δφ(8)，可将对在发送侧上的比特′0′进行BPSK变换的发送信号解调后的接收信号点的相位修改成0。并修改参考载波fc1和fc2的相位，以使相位误差数据Δφ(8)可为0。同样，当模式再生电路40的输出是′1′时，通过从相位误差表15读取与反相电路13和14的输出对应的相位误差数据Δφ(8)，可将对在发送侧上的比特′0′进行BPSK变换的发送信号解调后的接收信号点的相位修改成π，并修改参考载波fc1和fc2的相位，以使相位误差数据Δφ(8)可为0。因此，解调电路1可输出绝对相位I-Q基带信号，在后级的解码器可进行PSK去变换处理而不失败。
D/A转换器17仅在从定时电路30输入H电平的周期信号T6时的周期中转换并输出相位误差数据Δφ(8)。而当T6表示L电平时，D/A转换器17保持当T6表示H电平时获得的最后的输出值。
然而，在上述常规接收机中，需要为从由反相电路13和14的输出表示的I-Q相位的第一象限到第四象限的整个范围定义相位误差表，从而产生需要大存储器的问题。
本发明旨在提供仅需要小规模电路的接收机解调电路。
发明内容
根据权利要求1的解调装置供具有解调单元的接收机使用，该解调单元利用由载波再生单元再生的载波解调通过时分复用以各种PSK调制系统调制的数字信号获得的PSK调制信号，并输出码元单元中的I-Q码元流数据，该解调装置包括：再生装置，用于再生在发送侧的解调装置的输出中为2相调制部分的预定模式的数字信号；反相装置，根据再生装置再生的预定模式的值对从解调单元输出的I-Q码元流数据有选择地进行代码反相；相位误差表，对预定象限中的接收信号点给出来自绝对相位的相位误差；和相位误差检测装置，通过根据当前的象限进行处理，把由反相单元的输出表示的I-Q相位中的接收信号点转换成预定象限中的接收信号点，从相位误差表读取与转换的接收信号点对应的相位误差数据，并根据该转换调节读取的相位误差数据。通过该结构，载波再生装置根据相位误差检测装置调节的相位误差数据修改再生载波的相位。
使用由载波再生电路再生的载波对通过时分复用以2相、4相、和8相PSK调制系统调制的数字信号获得的PSK调制信号进行解调，并由解调单元输出作为码元单元中的I-Q码元流。再生单元在解调单元的输出中为通过2相调制发送侧上已知模式的数字信号获得的部分再生已知的模式，反相单元根据已知模式的值对从解调装置输出的I-Q码元流数据有选择地代码反相。相位误差表包含来自由反相装置的输出表示的I-Q相位中预定象限中的接收信号点的绝对相位的相位误差。相位误差检测装置通过组合非转换处理、绕I轴的对称转换、绕Q轴的对称转换、绕I＝Q轴的对称转换、和绕I＝-Q轴的对称转换中的任何一个来进行处理，从相位误差表读取与在相位误差表中定义的预定象限中转换的接收信号点对应的相位误差数据，根据转换的组合调节读取的相位误差数据，并从由反相装置的输出表示的I-Q相位中的接收信号点的绝对相位获得相位误差数据。载波再生装置根据相位误差检测装置检测的相位误差数据来修改再生载波的相位。
根据本发明，相位误差表可包含来自I-Q相位中第一至第四象限中一个预定象限中的接收信号点的绝对相位的相位误差，从而明显简化了电路结构。
附图的简要说明
图1是根据本发明实施例的PSK调制波接收机的主要部分结构的方框图；
图2表示图1所示相位误差表的定义域；
图3表示接收信号点的相角与图1所示的相位误差表中的相位误差数据之间的关系；
图4表示图1所示的绝对值电路的操作；
图5表示图1所示的绝对值电路的操作；
图6表示图1所示的绝对值电路的操作；
图7是根据本发明一种变化的相位误差检测处理电路结构的方框图；
图8表示分级传输系统中传输帧结构的实例；
图9A-9C表示PSK变换中的信号点排列；
图10是根据常规分级传输系统中PSK调制波接收机的解调电路结构的方框图；
图11表示接收信号点的相角与图10所示的相位误差表中的相位误差数据之间的关系；
图12表示图10所示的定时电路的操作；和
图13表示图10所示的定时电路的操作；
本发明的实施例
下面参考图1描述本发明的实施例。
图1是根据本发明的广播接收机(PSK调制波接收机)的主要部分结构的方框图。与图10中所示相同的部件用相同的单元标号表示。
在图10中，包括ROM的相位误差表15包含来自由反相电路13和14的输出表示的I-Q相位中第一至第四象限中所有接收信号点到绝对相位的相位误差。图1所示包括ROM的相位误差表15A包含仅针对由反相电路13和14的输出表示的I-Q相位的第一象限中的接收信号点到绝对相位0(＝2π)的相位误差。
相位误差表15A上的定义域是指I-Q相位中I≥0，和Q≥0的范围(是指除图2所示的斜线表示的部分之外的范围)，图3表示由利用反相电路13和14的输出的I-Q相位中的接收信号点P与I轴的正方向形成的相角φ(图2)和相位误差数据之间的关系。在图3中，定义域的范围在φ＝0至π/2。在图10所示的相位误差表15中，由于定义φ＝0至2π的范围，用8比特2的补码表示相位误差数据(见图11)。然而，在反相电路13和14的输出表示的I-Q相位中的第一象限中的接收信号点的相位误差为0或正。因此，在图1所示的相位误差表15A中，利用与图11所示的部分A对应的自然二进制数用6个比特表示相位误差数据(由Δφ(6)表示相位误差数据)。此时，与φ＝0对应的相位误差数据Δφ(6)是000000，与φ＝π/2对应的相位误差数据Δφ(6)是111111。
在图1中，在解调电路1A的载波再生电路10A中设置的相位误差检测处理电路16A中，20和21是用于获得由反相电路13和14分别输出的I-Q码元流数据RI(8)和RQ(8)的绝对值，对它们进行转换以使它们可位于第一象限，并输出由量化比特为7比特的自然二进制数表示的I轴和Q轴的转换数据AI(7)和AQ(7)的绝对值电路。根据绝对值电路20和21，当由反相电路13和14表示的I-Q相位中的接收信号点位于第一象限(RI(8)≥0，RQ(8)≥0)中时，输出除去MSB的未转换的7个比特。
另一方面，当由反相电路13和14的输出表示的I-Q相位中的接收信号点位于第二象限(RI(8)＜0，RQ(8)≥0)中时，如图4中所示的P0(RI(8)，RQ(8))所示，由绝对值电路20和21将它们绕Q轴对称转换并定位于第一象限中的P1(AI(8)，AQ(8))(通过绕I轴的对称转换可将P0移到P2，通过绕Q轴的对称转换可移到P3，然后通过绕I轴的对称转换移到P1)。
另外，当由反相电路13和14的输出表示的I-Q相位中的接收信号点位于第三象限(RI(8)＜0，RQ(8)＜0)中时，如图5中所示的R0(RI(8)，RQ(8))所示，由绝对值电路20和21将它们绕原点对称转换并定位于第一象限中的R1(AI(8)，AQ(8))(通过绕Q轴对称转换可将R0移到R2，通过绕I轴对称转换可移到R1，或通过绕I轴对称转换可将R0移到R3，和通过绕Q轴对称转换移到R1。此外，可假设将R1绕原点逆时针旋转π)。
此外，当由反相电路13和14的输出表示的I-Q相位中的接收信号点位于第四象限(RI(8)≥0，RQ(8)＜0)中时，如图6中所示的S0(RI(8)，RQ(8))所示，由绝对值电路20和21将它们绕I轴对称转换并定位于第一象限中的S1(AI(8)，AQ(8))(通过绕Q轴对称转换可将S0移到S2，通过绕I轴对称转换可移到S3。此外，可假设通过绕Q轴对称旋转将其移到S1)。
22是用于从相位误差表15A读取与从绝对值电路20和21输出的I和Q轴的转换数据AI(7)和AQ(7)对应的相位误差数据Δφ(6)的读取电路。23是作为调节单元的运算电路，根据由反相电路13和14的输出表示的接收信号点的转换组合调节相位误差数据Δφ(6)以进入第一象限，并从由反相电路13和14的输出表示的I-Q相位中的第一至第四象限中的接收信号点的绝对相位获得相位误差数据。
由于由作为I-Q码元流数据RI(8)和RQ(8)的MSB的代码比特Ri(1)和Rq(1)表示的代码的组合表示I-Q相位中接收信号点的当前象限，运算电路23可以获得从由反相电路13和14的输出表示的I-Q相位中的第一至第四象限中的接收信号点到绝对相位的相位误差数据，并通过根据Ri(1)和Rq(1)对相位误差数据Δφ(6)进行操作来向D/A转换器17输出该结果，该转换组合取决于当前的象限(第一至第四象限)。
运算电路23输出相位误差数据Δφ(8)作为8量化比特的2的补码。说明运算电路23的操作说明如下。即，当Ri(1)和Rq(1)是0时，由反相电路13和14的输出表示的接收信号点位于I-Q相位的第一象限，并由反相电路13和14进行非转换处理，相位误差在从0至+π/2的范围中。因此，将′00′加到相位误差数据Δφ(6)的高位，从而输出8比特数据(由D/A转换器17将8个比特作为2的补码处理，最高位的′0′表示相位误差为正值)。
当Ri(1)是1，Rq(1)是0时，由反相电路13和14的输出表示的接收信号点位于I-Q相位的第二象限，反相电路13和14绕Q轴进行对称转换，P0的相位误差在从+π/2至π的范围。如图4所示，I轴的负方向与P0形成的角度与I轴正方向与P1形成的角度φ1相等，且P0的相位误差是+(π-φ1)。因此，从7比特自然二进制′1111111′(＝π)减去相位误差数据Δφ(6)(＝φ1)，将′0′加到更高位的位置，并将该结果作为8比特数据输出(D/A转换器17将8个比特作为2的补码处理，最高位′0′表示相位误差为正值)。
当Ri(1)和Rq(1)是1时，由反相电路13和14的输出表示的接收信号点位于I-Q相位的第三象限，反相电路13和14绕Q轴进行对称转换，并绕I轴进行，相位误差在从-π/2至-π的范围。如图5所示，I轴的负方向与R0形成的角度与I轴正方向与R1形成的角度φ3相等，且R0的相位误差是-(π-φ3)。因此，从′1111111′(＝π)减去相位误差数据Δφ(6)(＝φ1)，将′0′加到更高位的位置，并将该结果作为8比特数据输出(D/A转换器17将8个比特作为2的补码处理，最高位′1′表示相位误差为负值)。
当Ri(1)和Rq(1)是0时，由反相电路13和14的输出表示的接收信号点位于I-Q相位的第四象限，反相电路13和14绕I轴进行对称转换，相位误差在从0至-π/2的范围。如图6所示，I轴的正方向与S0形成的角度与I轴正方向与S1形成的角度φ5相等，S0的相位误差是-φ5。因此，将′00′加到相位误差数据Δφ(6)高位的位置，并将该结果作为8比特数据输出，作为2的补码(D/A转换器17将8个比特作为2的补码处理，最高位′1′表示相位误差为负值)。
因此，运算电路23从反相电路13和14(图11)的输出表示的I-Q相位中的接收信号点的绝对相位输出相位误差数据Δφ(8)作为8比特2的补码。
图1所示结构中的其它单元与图10中所示的那些相同，定时电路30根据解调电路1A的输出产生四个定时信号T1至T4和两个周期信号T5和T6(图12和13)。使用这些T1至T6，模式再生电路40为与从解调电路1A输出的I-Q码元流中出现的20比特的帧同步信号模式W1对应的码元部分，与20比特超帧识别信号模式W2和W3对应的码元部分，和脉冲串码元信号(BS)的部分再生一个对应的比特流模式。在对W1、W2、和W3进行BPSK变换处理前获得的PN码，以及脉冲串码元信号(BS)是指发送侧上已知的比特串模式，并对它们全部进行BPSK变换。如图9C所示，在发送侧上的信号点排列′0′(绝对相位0)变换比特′0′，在发送侧上的信号点排列′1′(绝对相位π)变换比特′1′。
当模式再生电络电路40的输出是比特′0′时，反相电路13和14把从解调电路1A输出的I-Q基带信号I(8)和Q(8)按原样输出。此时，由反相电路13和14的输出RI(8)＝I(8)和RQ(8)＝Q(8)表示的发送侧上的接收信号点的原始绝对相位是0。另一方面，当模式再生电路40的输出是比特′1′时，反相电路13和14把从解调电路1A输出的I-Q基带信号的代码反相。将代码反相是指把接收信号点的相位前移π。因此，也可假设由反相电路13和14的输出RI(8)＝-I(8)和RQ(8)＝-Q(8)表示的发送侧上的接收信号点的原始绝对相位是0(＝2π)。
当模式再生电路40的输出是′0′时，相位误差检测处理电路16A根据来自相位误差表15A的当前象限，通过把由反相电路13和14的输出表示的I-Q相位中的接收信号点与非转换、绕I轴的对称转换、和绕Q轴的对称转换任意组合来进行处理，读取与第一象限中转换的接收信号点对应的相位误差数据Δφ(6)，根据转换的组合来调节相位误差数据Δφ(6)，获得从由反相电路13和14的输出表示的I-Q相位中的接收信号点到绝对相位的相位误差数据Δφ(8)，向D/A转换器17输出该结果，并修改参考载波fc1和fc2的相位，以使相位误差数据Δφ(8)为零，从而在对发送侧上的比特′0′进行BPSK变换的发送信号解调后利用被设定为0的接收信号点的相位的目标收敛点进行修改处理。
当模式再生电路40的输出是′1′时，相位误差检测处理电路16A根据来自相位误差表15A的当前象限，通过把由反相电路13和14的输出表示的I-Q相位中的接收信号点与非转换、绕I轴的对称转换、和绕Q轴的对称转换任意组合来进行处理，读取与第一象限中转换的接收信号点对应的相位误差数据Δφ(6)，根据转换的组合来调节相位误差数据Δφ(6)，获得从由反相电路13和14的输出表示的I-Q相位中的接收信号点到绝对相位的相位误差数据Δφ(8)，向D/A转换器17输出该结果，并修改参考载波fc1和fc2的相位，以使相位误差数据Δφ(8)为零，从而在对发送侧上的比特′0′进行SPSK变换的发送信号解调后利用被设定为π的接收信号点的相位的目标收敛点进行修改处理。
因此，可从解调电路1A输出绝对相位中的I-Q基带信号，在后一级的解码器可进行PSK去变换处理而没有误差。
根据上述实施例，相位误差表15A可仅定义I-Q相位中的第一象限作为定义域。因此，与将第一至第四象限全部设定为定义域的情况相比，可使用四分之一或更小容量的ROM，从而明显简化电路结构。
图7是根据本发明一种变化的相位误差检测处理电路结构的方框图。同样在图1中表示的部件用相同的单元标号表示。
在图7所示的相位误差检测处理电路16B中，24是根据由RI(8)和RQ(8)表示的接收信号点的当前象限通过组合任意的非转换处理、绕I轴的对称转换、绕Q轴的对称转换、绕I＝Q轴的对称转换、和绕I＝-Q轴的对称转换来为从反相电路13和14输出的I-Q码元流数据RI(8)和RQ(8)进行处理，对它们进行转换，以使它们可进入作为相位误差表15A的定义域的第一象限，并输出由7量化的比特自然二进制表示的转换数据AI(7)和AQ(7)的转换电路。
当由反相电路13和14的输出表示的I-Q相位中的接收信号点位于第一象限(RI(8)≥0，RQ(8)≥0)时，转换电路24输出7个比特，除MSB外不进行转换。
另一方面，当由反相电路13和14的输出表示的I-Q相位中的接收信号点位于如由图4所示的P0(RI(8)，RQ(8))表示的第二象限(RI(8)＜0，RQ(8)≥0)时，转换电路24在绕I＝Q轴的对称转换中将其移到P4，然后，在绕I轴的对称转换中将其移到第一象限中的P5(转换电路24也可在绕I＝-Q轴的对称转换中将P0移到P6，然后，在绕Q轴的对称转换中移到P5)。
此外，当由反相电路13和14的输出表示的I-Q相位中的接收信号点位于如由图5所示的R0(RI(8)，RQ(8))表示的第三象限(RI(8)＜0，RQ(8)＜0)时，转换电路24在绕I＝-Q轴的对称转换中将其移到第一象限中的R4(转换电路24可在绕I轴的对称转换中将R0移到R3，在绕I＝-Q轴的对称转换中移到R5，然后在绕Q轴的对称转换中移到R4，或者可在绕I＝Q轴的对称转换中将R0移到R6，然后在绕Q轴的对称转换中移到R7，并在绕I轴的对称转换中进一步移到R4)。
当由反相电路13和14的输出表示的I-Q相位中的接收信号点位于如图6所示的S0(RI(8)，RQ(8))表示的第四象限(RI(8)≥0，RQ(8)＜0)中时，转换电路24在绕I＝Q将S0移到S4，然后在绕Q轴的对称转换中移到第一象限中的S5(转换电路24也可在绕I＝-Q轴的对称转换中将S0移到S6，然后在绕I轴的对称转换中移到S5)。
22是从相位误差表15A读出与从绝对值电路20和21输出的I和Q轴的转换数据AI(7)和AQ(7)对应的相位误差数据Δφ(6)的读取电路。23B是作为调节单元的运算电路，根据由反相电路13和14的输出表示的接收信号点的转换组合来调节相位误差数据Δφ(6)以便进入第一象限，并获得从反相电路13和14的输出表示的I-Q相位中的接收信号点到绝对相位的相位误差数据。
运算电路23B可以获得从由反相电路13和14的输出表示的I-Q相位中的第一至第四象限中的接收信号点到绝对相位的相位误差数据，并根据Ri(1)和Rq(1)通过对相位误差数据Δφ(6)进行预定运算而将该结果输出到D/A转换器17，因为由作为I-Q码元流数据RI(8)和RQ(8)的MSB的代码比特Ri(1)和Rq(1)表示的代码组合表示I-Q相位中接收信号点的当前象限，转换组合取决于该当前象限(第一至第四象限)。
运算电路23B输出相位误差数据Δφ(8)作为8量化比特的2的补码。运算电路23的运算可说明如下。就是说，当Ri(1)和Rq(1)是0时，由反相电路13和14的输出表示的接收信号点位于I-Q相位的第一象限中，并由转换电路24进行非转换处理，相位误差在从0至+π/2的范围中。因此，将′00′加到相位误差数据Δφ(6)的高位，从而输出8比特数据(D/A转换器17将该8比特作为2的补码处理，最高位′0′表示相位误差为正值)。
当Ri(1)是1，Rq(1)是0，并且由反相电路13和14的输出表示的接收信号点位于I-Q相位的第二象限时，P0的相位误差在从+π/2至π的范围内。如图4所示，如果由P0、原点、和P5形成的角度是π/2，由I轴的正方向和P5形成的角度是φ2，P0的相位误差则是+(φ2+π/2)。因此，通过把′00′加到′111111′(＝π/2)中的高位获得的值和通过把′00′加到相位误差数据Δφ(6)中的高位获得的值相加，该结果作为8比特输出(D/A转换器17将这8个比特作为2的补码处理，高位′0′表示相位误差为正值)。
当Ri(1)和Rq(1)是1，由反相电路13和14的输出表示的接收信号点位于I-Q相位的第三象限中时，该相位误差在从-π/2至-π的范围中。如图5所示，由I轴的负方向和R0形成的角度等于Q轴的正方向与R4形成的角度。如果由I轴的正方向与R4形成的角度是φ4，R0的相位误差则是-(π+φ4)。因此，把′1111111′(＝π)加到相位误差数据Δφ(6)，′0′加到高位，该结果作为2的8比特补码输出(D/A转换器17将这8个比特作为2的补码处理，高位′1′表示相位误差为负值)。
当Ri(1)和Rq(1)是0，并且由反相电路13和14的输出表示的接收信号点位于I-Q相位的第四象限中时，该相位误差在从0至-π/2的范围中。如图6所示，由I轴的正方向和S0形成的角度等于Q轴的正方向与S5形成的角度，由I轴的正方向与S5形成的角度是φ6，S0的相位误差是-(π/2-φ6)。因此，把′00′加到相位误差数据Δφ(6)的高位位置，该结果作为2的补码的8比特数据输出(D/A转换器17将这8个比特作为2的补码处理，高位′1′表示相位误差为负值)。
因此，运算电路23B输出从由反相电路13和14(图11)的输出表示的I-Q相位中的接收信号点到绝对相位的相位误差数据Δφ(8)作为8比特的2的补码。
在图7所示的该实例中，相位误差表15A可仅定义I-Q相位中的第一象限作为定义域。因此，与将第一至第四象限全部设定为定义域的情况相比，可使用四分之一或更少的ROM容量，从而明显简化了电路结构。
图1所示的反相电路13和14与图7所示的转换电路24的转换组合仅是一个实例，本发明不限于该应用。就是说，通过根据当前象限来任意组合非转换处理、绕I轴的对称转换处理、绕Q轴的对称转换处理、绕I＝Q轴的对称转换、和绕I＝-Q轴的对称转换，可处理由反相单元的输出表示的I-Q相位中的接收信号点，读取与转换到第一象限的接收信号点对应的相位误差数据，根据转换的组合调节读取的相位误差数据，并可获得从由反相单元的输出表示的I-Q相位中的接收信号点到绝对相位的相位误差数据。
工业实用性
根据本发明，相位误差表包含来自I-Q相位的第一象限中的接收信号点到绝对相位的相位误差，从而明显简化了电路结构。

Claims (2)

1.一种具有解调装置的接收机的解调装置，用于利用由载波再生装置再生的载波对通过时分复用以各种PSK调制系统调制的数字信号获得的PSK调制信号进行解调，并输出一个码元单元的I-Q码元流数据，包括：
再生装置，用于再生通过对发送侧的预定模式的数字信号进行2相调制获得的解调装置的一部分输出的预定模式；
反相装置，用于依据由所述再生装置再生的预定模式的值，有选择地反转从所述解调装置输出的I-Q码元流数据的代码；
相位误差表，表示来自预定象限中的接收信号点到绝对相位的相位误差；和
相位误差检测装置，通过根据一个当前象限进行处理，把由所述反相装置的输出表示的I-Q相位中的接收信号点转换到预定象限，读取与来自所述相位误差表的转换的接收信号点对应的相位误差数据，并根据转换调节该读取的相位误差数据，
其中所述相位误差检测装置根据由所述相位误差检测装置调节的相位误差数据来修改再生载波的相位。
2.根据权利要求1所述的接收机，其中所述处理包括非转换处理，绕I轴的对称转换处理，绕Q轴的对称转换处理，绕I＝Q轴的对称转换处理，绕I＝-Q轴的对称转换处理中的至少一个。
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7397846B1 (en) 2002-10-03 2008-07-08 Juniper Networks, Inc. Flexible upstream resource sharing in cable modem systems
CA2470546C (en) * 2003-06-13 2010-08-17 The Directv Group, Inc. Method and apparatus for providing carrier synchronization in digital broadcast and interactive systems
US7369633B2 (en) 2003-06-13 2008-05-06 The Directv Group, Inc. Method and apparatus for providing carrier synchronization in digital broadcast and interactive systems
US8208499B2 (en) 2003-06-13 2012-06-26 Dtvg Licensing, Inc. Framing structure for digital broadcasting and interactive services
RU2286025C1 (ru) * 2005-06-15 2006-10-20 Игорь Борисович Дунаев Способ передачи и приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции, система для его осуществления, машиночитаемый носитель и применение способа для синхронизации приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции
RU2290749C1 (ru) * 2005-06-15 2006-12-27 Игорь Борисович Дунаев Способ демодуляции сигнала многопозиционной частотной манипуляции с эквидистантным разнесением по частоте, демодулятор такого сигнала и машиночитаемый носитель
RU2350031C1 (ru) * 2007-07-04 2009-03-20 Игорь Борисович Дунаев Способ передачи и приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции, система для его осуществления, машиночитаемый носитель и применение способа для синхронизации приема сигналов квадратурной амплитудной модуляции
CN114924262B (zh) * 2022-07-21 2022-11-15 中国人民解放军63921部队 改变再生码型的伪码测距方法和系统

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5377455A (en) 1976-12-21 1978-07-08 Nec Corp Pcm telemeter demodulation system
JPS5855709B2 (ja) 1977-05-07 1983-12-10 三菱電機株式会社 位相復調装置
JPS6010854A (ja) 1983-06-30 1985-01-21 Ricoh Co Ltd デ−タ伝送の符号判定方法
JPH07108000B2 (ja) 1986-08-08 1995-11-15 富士通株式会社 ４相位相復調器
JPH01188144A (ja) 1988-01-22 1989-07-27 Canon Inc データ判定方法
US4866395A (en) * 1988-11-14 1989-09-12 Gte Government Systems Corporation Universal carrier recovery and data detection for digital communication systems
US5245611A (en) * 1991-05-31 1993-09-14 Motorola, Inc. Method and apparatus for providing carrier frequency offset compensation in a tdma communication system
US5287067A (en) * 1991-10-07 1994-02-15 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Method and apparatus for demodulation with adaptive phase control in quasi-coherent detection
US5406587A (en) * 1993-02-08 1995-04-11 Zenith Electronics Corporation Error tracking loop
JPH06268701A (ja) 1993-03-11 1994-09-22 Casio Comput Co Ltd 位相偏移変調信号の復調方法及び復調回路
JP3276282B2 (ja) * 1995-12-28 2002-04-22 日本放送協会 絶対位相検出器およびディジタル変調波復調装置
JPH09214578A (ja) * 1996-01-30 1997-08-15 Fujitsu Ltd 搬送波再生回路
JP3253524B2 (ja) 1996-05-28 2002-02-04 日本放送協会 ディジタル伝送方法および送信、受信装置
JP3312572B2 (ja) 1997-01-30 2002-08-12 株式会社ケンウッド 放送受信機
JP3666162B2 (ja) * 1997-01-31 2005-06-29 三菱電機株式会社 ディジタル放送受信機
JP3080601B2 (ja) 1997-06-06 2000-08-28 株式会社ケンウッド 搬送波再生回路
JP3115261B2 (ja) 1997-07-24 2000-12-04 株式会社ケンウッド 信号点配置分散値算出回路
JP3088354B2 (ja) * 1997-08-07 2000-09-18 株式会社ケンウッド 受信信号位相回転角検出装置
JP3363768B2 (ja) * 1997-12-26 2003-01-08 株式会社ケンウッド ディジタル復調器
JP3278669B2 (ja) 1998-02-25 2002-04-30 株式会社ケンウッド 受信機の復調装置

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Publication number Publication date
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DE1059786T1 (de) 2001-09-06
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EP1059786A4 (en) 2005-05-18
CA2320785A1 (en) 1999-09-02
EP1059786A1 (en) 2000-12-13

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