JPH01188144A - データ判定方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ 本発明はデータ判定方法に関し、詳しくは直交振幅変調
方式の変復調装置におけるデータ判定方法に関するもの
である。

［従来の技術］ 近来の情報化社会の発展につれ異なる装置間の情報交換
が活発になり、取り扱う情報量が増大し、又その密度も
高くなってきている。

異なる装置間の情報通信も、互いの装置を通信媒体カ接
続して直接データの授受を行なうデータ伝送網を構築す
る例が多い。そして、データ伝送時の伝送速度もスピー
ドアップが図られ、現在、Ｇｍファクシミリ装置では、
情報伝送スピードが９６００　ｂｐｓ　　（ｂｉｔ　／
　ｓｅｃ　）という高速でデータ伝送されるものが使用
されている。

デジタル信号データを一般公衆回線（アナログ信号）を
介して伝送する場合、デジタル信号を所望のアナログ信
号に変調したり、その変調信号を復調する変復調装置（
モデム）が必要になる。

このような高速データ伝送を行なうモデムにおいては、
変復調方式として一般に位相変調と振幅変調を組み合わ
せた直交振幅変調（ＱＡＭ）方式が用いられる。

ＱＡＭ方式の変復調における基本変換式は以下となる。

Ｓ　（ｔ）　＝χｃｏｓ　Ｗｅ　ｔ＋ｙｓｉｎ　Ｗｅｔ
・・・０式％式％： ｘ、ｙ：ベースバンド信号 ここで、ＣＣＩＴＴ−Ｖ２９規格によるベースバンド信
号ｘ、ｙを２次元座標に示したＱＡＭ信号のパターン（
アイパターン）の例を第５図に示す。

尚、便宜上、ｘ、ｙをχ＋ｊｙとして複素数として扱う
ことが多い。但し、 （ｊ＝ＡｒＴＴ）である。

第５図に示す各信号点は０式に従い変調され、回線に送
出されるものであるが、送出信号には回線歪、ジッタ、
送受間のタイミング誤差やキャリア誤差等により歪みが
加えられて受信側に受信される。このため、受信側には
この歪を補正すべく、等信器やタイミング誤差を補正す
る位相制御器等が組み込まれている。しかしこれらの歪
成分を完全に除去するのは困難である。

第６図にこれらの歪をある程度除去した時の、受信ベー
スバンド信号パターン（アイパターン）の例を示す。歪
成分のない理論値を示している第５図のパターンと比べ
ると良くわかる様に、第６図においては除去しれきれな
い歪成分により各受信ポイントがばらついている。この
バラツキは直接受信誤りに直結する。このため、この各
々のばらついたポイントを第５図に示した基のポイント
へ補正するために受信データポイントの判定を行なう必
要があり、この判定のために受信データポイントの判定
器が用いられる。

従来、この受信データポイントの判定器による判定方法
は、上述の２次元座標をメツシュ状に分割し、各分割領
域をメモリ上にテーブルとして持ち、入力した受信ポイ
ントと比較する事でおこなっていた。

第７図にＱＡＭの２次元座標をメツシュ状に分割した判
定領域を示す。これは近接するデータポイント同士が互
いに等距離になるべく境界線を引いたものである。

［発明が解決しようとしている問題点］しかし、この方
法はテーブル領域が多くなる等の欠点を有していた。

即ち、最近では、モデムは小型汎用性の向上からデジタ
ルシグナルプロセッサ（以下ＤＳＰと略す）を用いたデ
ジタル信号処理で行なわれる事がほとんどである。

又、現在市販されているＤＳＰのほとんどが、メモリを
内蔵しているが、そのメモリ容量はＩＫ〜２に語敷かな
く、非常に限られたものであった。

この限られたメモリ容量において、モデムには判定器だ
けではなく、他の装置例えば等信器、変・復調器等も具
備されており、これらにおいてもメモリを使用するため
、メモリの容量が不足する危険性が高くなっていた。

メモリ容量の不足を補う為に、外部にＲＯＭを付は足す
事も考えられる。しかし、ＤＳＰの高速演算性（１００
〜ｌ　５０　ｎ５ｅｃ／インストラクシヨン）を保つ為
には、外付けＲＯＭも高速のものがが必要となり、装置
全体が大きくなるばかりか、コストも大幅に上ってしま
う。

［問題点を解決するための手段］ 本発明は上述の問題点を解決する一手段として以下の構
成を備える。

即ち、受信データポイントを、座標０〜π／４ｒａｄ内
に遷移する遷移手段と、該遷移手段で遷移した受信デー
タポイントを判定値レベルで０〜２π内に戻す戻し手段
とを備える。

［作用］ 以上の構成において、第７図に示す領域が第１〜第４象
現共に同じである事、及び各象現内でｙ＝χの直線に対
称である事を利用し、各受信ポイントを第１象現内の０
〜π／４ｒａｄ内に遷移させ、０〜π／４π内のポイン
トに到達した後先の象現に戻すことにより、判定に要す
る領域を従来の１／８に低減し、同時にメモリ容量も１
／８へ減少する。

［実施例］ 以下図面を参照して本発明に係る一実施例を詳細に説明
する。

第１図は本発明に係る一実施例の変復調装置（モデム）
のブロック図であり、図中鎖線で囲んだ部分がＤＳＰ　
（デジタル信号処理プロセッサ）で構成される部分であ
る。

第１図において、１００及び１１８は本実施例のモデム
に接続される送信すべきデジタル信号を発生する送信端
末及び受信端末である。

１０１は、同一データの連続出力を防止するため、送信
データをランダム化するスクランブラ、１０２はスクラ
ンブラ１０１からの信号をトリビット、グイビット毎等
に符号を割り付ける符号器、１０３は信号の符号量干渉
を防ぐ波形整形フィルタ（ロールオフフィルタ）、１０
４は波形整形フィルタ１０３よりの信号に対して所定の
変調処理を実行する変調器である。この変調器１０４で
の変調方式は搬送波の振幅、位相を変化させる直交振幅
変調（ＱＡＭ）方式である。

この変調器１０４で変調された信号は、アナログ回線で
ある公衆回線等に送出すべくＤ／Ａ変換器１０５でアナ
ログ信号に変換され、更にローパスフィルタ１０６によ
り伝送路の伝送帯域に合致させるべく余分な高調波成分
が取り除かれ、伝送路へ送出される。

一方、伝送路よりの伝送信号は、まずその伝送帯域以外
の成分がバンドパスフィルタ１１０で除去され、続いて
ＡＧＣＩＩＩで受信側で扱う信号レベルに制御され、さ
らにＡ／Ｄ変換器１１２でデジタル信号化される。そし
てデジタル信号化された後、復調器１１３により変調前
の元の信号に復調される。ここで、１１４は等信号と呼
ばれ、伝送されてきた受信信号から伝送中に受けた歪成
分が除去され、本来の送信信号が抽出される。この等信
号１１４の出力信号は判定器１１５に送られ、ここで符
号ポイントに判定され、その後復号器１１６で復号され
てデイスクランブラ１１７に送られ、送信側のスクラン
ブラ１０１でランダム化された信号が元に戻される。こ
うして送信端末１００より出力された送信信号と同様の
信号に戻され、受信端末１１８側に出力される。

この様に、モデムを用いることにより、一般のアナログ
回線である公衆回線を介してデジタル信号の伝送が可能
になる。

以上の構成を備える本実施例の判定器１１５における受
信データポイントの判定処理を第２図のフローチャート
を参照して以下に説明する。

本実施例では、第７図に示されたＱＡＭの判定領域が、
第１〜第４象現共に同じである事、及び各象現内でｙ＝
χの直線に対称である事を利用するもので、各受信ポイ
ントを第１象現内の０〜π／４ｒａｄ内に遷移させ、０
〜π／４π内のポイントに到達した復元の象現に戻すこ
とにより判定に要する領域を従来の１／８に低減し、同
時に必要とするメモリ容量、も１／８へ減少させるもの
である。

以下の説明は、第３図に示す第１象現のＱＡＭ判定領域
区分を例として行なう。

ここで、第３図に示す様に０〜π／Ｊｒａｄ内をメツシ
ュ状に領域を区切り、前もって各領域の座標をテーブル
としてメモリ内に格納しておく。

まずステップＳ１で受信データポイント“χ”が負か否
かを調べ、負で無い場合にはステップＳ３に進み、負の
場合ステップｓ２で対応するＭχフラグを“１”にセッ
トして象現判断を行なう。

続くステップＳ３で受信データポイント“ｙ”の正負を
判定し、負で無い場合にはステップｓ５に進み、負の場
合にはステップＳ４で対応するＭｙフラグを“ｌ”にセ
ットして象現判断を行ない、ステップＳ５でｘ、ｙを絶
対値化し第４象現内にポイントを遷移する。次にステッ
プＳ６で絶対値化したｘ、ｙに対しｙ〉χか否かを調べ
、ｙ〉χでない時にはステップＳ９に進む。

一方、ｙ〉χの時にはステップＳ７に進み、フラグＰ４
を“１′にセットし、続くステップｓ８でχとｙの座標
とを入れ換え、受信データポイントを第３図に示した角
度０〜π／４ｒａｄ内に遷移する。

次に、ステップＳ９で受信データポイントのメツシュ領
域を定めるために、カウンタｎを“０”にリセットし、
ステップＳＩＯ、ステップＳｌｌで第３図に示す予め区
切られたメツシュ領域と受信データポイントとの比較を
行ない、受信データポイントがメツシュ領域８１〜Ｓｎ
のいずれかの領域に有るかを検出する。そして受信デー
タポイントのメツシュ領域が決まるとステップＳ１０よ
りステップＳ１２に進む。ステップＳ１２で最終的に各
メツシュ領域に従った判定データポイント点（図中Ａ−
Ｄ）が定められる。

そしてステップＳ１５〜ステツプＳ２０でこの判定前に
行なわれたフラグ（Ｍｘ、Ｍｙ、Ｐ４）の値に従って行
なわれた座標変換をもとに・戻し、データポイントを第
１象現（０〜π／２ｒａｄ）及び第２〜第４象現へと戻
し、受信データポイントの判定処理を終了する。

以上説明した如く本実施例によれば、判定する領域を第
１象現内の０〜π／４ｒａｄ以内に納めたため、判定器
１１４におけるテーブルデータを、従来と同等の精度で
行なう場合的１／８に縮小することができる。

［他の実施例］ 以上の説明においては、受信データポイントを判別する
際、０〜π／４ｒａｄ領域で判定し、かつこの判定領域
をメツシュ状に区切って行なう例を説明したが、本発明
は以上の例に限定されるものではなく、判定領域の境界
線をχ軸又は、ｙ軸に平行でない座標を結んだ５ｏ−３
ＩＯの領域に分けてもよい。このように判定領域を区切
った本発明に係る他の実施例の判定器１１４の処理を、
第４図に示す領域の区分例を参照して以下に説明する。

上述した第３図に示す如く、判定領域を等間隔に区切っ
た場合の利点として、比較判定部のプログラムが簡単で
、実行すべきインストラクション数を減らす事ができる
という点がある。

しかし、判定精度を上げようとした場合、依然として判
定精度の向上と使用テーブルメモリ容量の増大とは比例
してしまう。この点を解決したのが第４図に示す場合で
ある。

ここで境界線が、ｘ、ｙ軸に比平行な時（例えばＳｌと
Ｓ２）は、境界線の直線方程式により、ｙと直線方程式
の大小比較で領域判定する。

この場合、方程式の計算が加わり、プログラムステップ
数は若干が増えが、判定精度を上げようとした場合判定
精度の向上と使用テーブルメモリ容量の増大とは比例し
てしまうという欠点は補うことができ、常に一定の精度
で判定が行なえ、かつ、テーブルメモリの容量の増大が
なく、小容量のメモリ容量とすることかで゛きる。

尚、本実施例はＤＳＰを使用する事を前提として説明し
たが、これに限るわけではなく、ハードウェアで作成し
たものでもアルゴリズムは同等であり、効果は全く変わ
らない。

又、例として、ＣＣＩＴＴ規格に合致した、９６００ｂ
ｐｓＱＡＭモデＡＶ２９を使用したが特にこれに限定さ
れるものではない。

［発明の効果］ 以上、説明した様に本発明によれば判定器の判定領域を
０〜π／８ｒａｄとしたため、従来に比べ、判定境界と
して用いるテーブルメモリ容量を格段と縮める事が出来
る。

メモリ容量の低減により、より小型かつ、低コストなモ
デム装置を作成することが可能となった。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る一実施例のブロック図、第２図は
本実施例の受信データポイント判定処理を示すフローチ
ャート、 第３図は本実施例における領域判定法を示す座標図、 第４図は本発明ＩＩ係る他の実施例における領域判定法
を示す座標図、 第５図は一般的なＱＡＭ方式モデムの９６００ｂｐｓ時
のアイパターンの理論値を示す図゛ 第６図は一般的なＱＡＭ方式モデムの９６００ｂｐｓ時
のアイパターンの実際の受信状態を示す図、第７図は受
信データポイント判定領域区分を示す図である。 図中、１００・・・送信端末、１０１・・・スクランブ
ラ、１０２・・・符号器、１０３・・・パルス整形フィ
ルタ、１０４・・・変調器、１０５・・・Ｄ／Ａ変換器
、１０６・・・７０−パスフィルタ、１１０・・・バン
ドパスフィルタ、１１１・・・ＡＧＣ％　１１２・・・
Ａ／Ｄ変換器、１１３・・・復調器、１１４・・・等信
器、１１５・・・判定器、１１６・・・復号器、１１７
・・・デイスクランブラ、１１８・・・受信端末である
。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）直交振幅変調によるデータ伝送に用いる変復調装
   置における受信データ判定方法であつて、受信データポ
   イントを座標０〜π／４ｒａｄ内に遷移する遷移手段と
   、該遷移手段で遷移した受信データポイントを判定値レ
   ベルで０〜２π内に戻す戻し手段とを有し、０〜π／４
   ｒａｄ以内の領域で受信データポイントを判定する事を
   特徴とするデータ判定方法。
2. （２）受信データポイントの判定は、０〜π／４ｒａｄ
   内をメッシュ状に区分した微少領域を用いて行なうこと
   を特徴とする特許請求の範囲第１項記載のデータ判定方
   法。
3. （３）受信データポイントの判定は、０〜π／４ｒａｄ
   内でｘｙ２次元平面のｘ軸、ｙ軸に平行でない境界線と
   、ｘ軸、ｙ軸との交点を各々ｘ、ｙ軸に平行に引いた線
   分により小区間に分離し各小区間内でｘ、ｙ軸に平行で
   ない境界線をもつ区分においてはその境界線の直交方程
   式による計算で領域判定を行なうことを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載のデータ判定方法。