JPS61105948A - 多モード無線送受信機 - Google Patents
多モード無線送受信機Info
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- JPS61105948A JPS61105948A JP23855285A JP23855285A JPS61105948A JP S61105948 A JPS61105948 A JP S61105948A JP 23855285 A JP23855285 A JP 23855285A JP 23855285 A JP23855285 A JP 23855285A JP S61105948 A JPS61105948 A JP S61105948A
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- H04B1/406—Circuits using the same oscillator for generating both the transmitter frequency and the receiver local oscillator frequency with more than one transmission mode, e.g. analog and digital modes
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- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transceivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は振幅変調、周波数変調、位相変調あるいは混合
変調形式の信号を受信し、また送信する能力を有する多
モード無線送受信機に関する。
変調形式の信号を受信し、また送信する能力を有する多
モード無線送受信機に関する。
従来の技術及びその問題点
いわゆる「ゼロ中間周波」あるいは「直接変換」の原理
を用いた無線回路の発達により、無線受信機を受信機の
全無線周波数（ＲＦ）部分が実質的に単一チップ内に組
込まれた集積ソリッドスアート回路を用いて構成するこ
とが可能になっｌｃｏ英国特許第１５３０６０２号は受
信された無線周波数信号が搬送波周波数を有する局部発
振信号と混合され［同位相（Ｉ）Ｊ及び「直角位相（Ｑ
）」ベースバンド信号が発生される、集積回路による構
成に適した無線受信機構成を開示する。この場合復調を
種々の方法で行なうことができ、その一つはデジタル信
号プロセッサ（ＤＳＰ）を天国特許出願第８１２７７９
７号に開示された如くに用いることである。Ｐ波された
アナログ直角信号はデジタル信号に変換され、デジタル
的に処理されて、元の変調信号が送信変調方式が振幅変
調（ＡＭ）、周波数変調（ＦＭ） 、あるいは位相変調
（ＰＭ）のどれであるかに従って再生される。単側波帯
変調用に直接変換の基本的原理を変形覆る場合は混合周
波数は搬送波周波数ではなく側波帯中心周波数に選ばれ
る。
を用いた無線回路の発達により、無線受信機を受信機の
全無線周波数（ＲＦ）部分が実質的に単一チップ内に組
込まれた集積ソリッドスアート回路を用いて構成するこ
とが可能になっｌｃｏ英国特許第１５３０６０２号は受
信された無線周波数信号が搬送波周波数を有する局部発
振信号と混合され［同位相（Ｉ）Ｊ及び「直角位相（Ｑ
）」ベースバンド信号が発生される、集積回路による構
成に適した無線受信機構成を開示する。この場合復調を
種々の方法で行なうことができ、その一つはデジタル信
号プロセッサ（ＤＳＰ）を天国特許出願第８１２７７９
７号に開示された如くに用いることである。Ｐ波された
アナログ直角信号はデジタル信号に変換され、デジタル
的に処理されて、元の変調信号が送信変調方式が振幅変
調（ＡＭ）、周波数変調（ＦＭ） 、あるいは位相変調
（ＰＭ）のどれであるかに従って再生される。単側波帯
変調用に直接変換の基本的原理を変形覆る場合は混合周
波数は搬送波周波数ではなく側波帯中心周波数に選ばれ
る。
問題点を解決するための手段
本発明は、無線周波数人／出力僧幅器モジュールど、無
線周波数／ベースバンドＩ及びＱ直角位相チャンネル変
換モジュールと、アナログ／デジタル変換モジュールと
、デジタル信号プロセッサと、デジタル信号入／出力イ
ンターフェースとを含み、制御手段を有する一連の双方
向１１回路モジュールよりなり、送信の際はベースバン
ドでデジタル化信号のアナログ直角位相■及びＱチャン
ネル成分より無線周波数信号が形成され、無線送信周波
数に移行され、また受信の際は無線周波数信号がベース
バンドのＩ及びＱ直角位相アナログ成分に変換され、次
いでデジタル化されることを特徴とする多モード無線送
受信機を提供する。
線周波数／ベースバンドＩ及びＱ直角位相チャンネル変
換モジュールと、アナログ／デジタル変換モジュールと
、デジタル信号プロセッサと、デジタル信号入／出力イ
ンターフェースとを含み、制御手段を有する一連の双方
向１１回路モジュールよりなり、送信の際はベースバン
ドでデジタル化信号のアナログ直角位相■及びＱチャン
ネル成分より無線周波数信号が形成され、無線送信周波
数に移行され、また受信の際は無線周波数信号がベース
バンドのＩ及びＱ直角位相アナログ成分に変換され、次
いでデジタル化されることを特徴とする多モード無線送
受信機を提供する。
この形式の無線送受信機の構成を成功させるための手数
な特徴は直角位相■及びＱチャンネル間の誤差を自動的
に平衡させる手段を設けることである。デジタル信号プ
ロセッサ中のフードフォワード及び帰還ループシステム
により種々の形のチャンネル非平衡誤差が平衡できる。
な特徴は直角位相■及びＱチャンネル間の誤差を自動的
に平衡させる手段を設けることである。デジタル信号プ
ロセッサ中のフードフォワード及び帰還ループシステム
により種々の形のチャンネル非平衡誤差が平衡できる。
実施例
以下本発明の実施例を図面を参照して説明する。
第１図の多モード無線送受信□のブロック回路図にはＲ
Ｆヘッドユニット１と、べ、゛スパント変換器２と、ア
ナログ／デジタル変換器３ど、第１のデジタル信号プロ
セッサ段４と、第２のデジタル信号プロセッサ段５と、
インク・−フェース６とよりなる一連の双方向性回路モ
ジュールが示されている。さらに周波数合成器７と制御
バス９を介してモジュールに結合されたｕ制御装置８と
が設けられる。受信の際は信号はＲＦヘッドユニツ１〜
で増幅され（必要に応じて）、ベースバンド変換器に供
給される。ベースバンド変換器は局部発振信号あるいは
ＲＦ入力信号のいずれかが相対的に９０°変位している
２つの混合器を有力る。その結果中じる直角位相ベース
バンド信号がアノ１１グデジタル変換器（ＡＤＣ）にＥ
ＩＪ加される１、この時点までは無線機内でのＰ波作用
はわずかぐあり、単にＲＦ回路を不要な信号から保護し
、ＡＤＣによる周波数のエイリアシングを防１１−する
に？ｌぎない。デジタル化ベースバンド信号は次いでＩ
”）ＳＰに供給され、以下の過程の一部、あるいは全て
が適宜実行される： ｉ）チャンネル低域Ｐ波 □ ｉｉ） （及びＱチャンネルの平衡化１ｉｉ）復調 ｉｖ）自動利得制御（ＡＧＣ） 八〇〇を用いてＲＦヘッドユニット及びベースバンド変
換器の利得を、デジタルリンプルを調整するためにＤＳ
Ｐ内で内部的に変化させることができる。
Ｆヘッドユニット１と、べ、゛スパント変換器２と、ア
ナログ／デジタル変換器３ど、第１のデジタル信号プロ
セッサ段４と、第２のデジタル信号プロセッサ段５と、
インク・−フェース６とよりなる一連の双方向性回路モ
ジュールが示されている。さらに周波数合成器７と制御
バス９を介してモジュールに結合されたｕ制御装置８と
が設けられる。受信の際は信号はＲＦヘッドユニツ１〜
で増幅され（必要に応じて）、ベースバンド変換器に供
給される。ベースバンド変換器は局部発振信号あるいは
ＲＦ入力信号のいずれかが相対的に９０°変位している
２つの混合器を有力る。その結果中じる直角位相ベース
バンド信号がアノ１１グデジタル変換器（ＡＤＣ）にＥ
ＩＪ加される１、この時点までは無線機内でのＰ波作用
はわずかぐあり、単にＲＦ回路を不要な信号から保護し
、ＡＤＣによる周波数のエイリアシングを防１１−する
に？ｌぎない。デジタル化ベースバンド信号は次いでＩ
”）ＳＰに供給され、以下の過程の一部、あるいは全て
が適宜実行される： ｉ）チャンネル低域Ｐ波 □ ｉｉ） （及びＱチャンネルの平衡化１ｉｉ）復調 ｉｖ）自動利得制御（ＡＧＣ） 八〇〇を用いてＲＦヘッドユニット及びベースバンド変
換器の利得を、デジタルリンプルを調整するためにＤＳ
Ｐ内で内部的に変化させることができる。
第２図に示したＤＳＰの受信モードにおける機能分解図
では入来する１及びＱ直角位相チャンネル信号は第１の
デジタルＰ波器１０に印加される。
では入来する１及びＱ直角位相チャンネル信号は第１の
デジタルＰ波器１０に印加される。
Ｐ波された信りは次いで直流オフセットが補正され（１
１）、位相誤差が補正され（１２）、また振幅が平衡さ
れる（１３）。次いで自動利得制御（ＡＧＣ＞１４は例
えば英国特許出願第８１２７７９７号に開示された如く
、復調が行なわれる（１５）前に加えられる。最後に復
調された信号が復調後Ｐ波器１６を通される。ＡＧＣは
例えばデジタルＰ波器１０あるいはＲＦヘッドユニット
に帰還回路を介して印加できることに注意が必要である
。ＡＧＣはまたフィードフＡＩフード刊冑制御ループを
用いて復調処理後に印加ケることもできる。これは英国
特許出願第８１２７７９７号によるＡＭ復調器を用いる
場合特に有用である。復調はソフトウェア制御されたデ
ジタルプロはスであるので復調モードプログラムの選択
により行なわれる。
１）、位相誤差が補正され（１２）、また振幅が平衡さ
れる（１３）。次いで自動利得制御（ＡＧＣ＞１４は例
えば英国特許出願第８１２７７９７号に開示された如く
、復調が行なわれる（１５）前に加えられる。最後に復
調された信号が復調後Ｐ波器１６を通される。ＡＧＣは
例えばデジタルＰ波器１０あるいはＲＦヘッドユニット
に帰還回路を介して印加できることに注意が必要である
。ＡＧＣはまたフィードフＡＩフード刊冑制御ループを
用いて復調処理後に印加ケることもできる。これは英国
特許出願第８１２７７９７号によるＡＭ復調器を用いる
場合特に有用である。復調はソフトウェア制御されたデ
ジタルプロはスであるので復調モードプログラムの選択
により行なわれる。
■及びＱチャンネルから信号を復調するには第３図に示
す如き直交８標から極ＰＰ、標への変換が必要である。
す如き直交８標から極ＰＰ、標への変換が必要である。
特定の変調形式は、次いで振幅（Ｒ）、位相（θ）、あ
るいは位相（θ）変化速度の情報を用いて復調される。
るいは位相（θ）変化速度の情報を用いて復調される。
英国特許出願第８１２７７９７号はＩ：ＱからＲ２Ｏへ
の変換を行なう方法を記載している。これとは別の方法
を第４図に示す。この方法は振幅が位相とは独立に見出
せる点で利点を有する。このためΔＭ受信のみが必要な
場合Ｒは位相誤差に影響されず、復調器はかなり単純化
できる。この方法、あるいは１）１１記出願第８１２７
７９７号の方法を実行り”るには除粋に同等な過程が必
要である。これは逆数を見出しくルックアツプ表から）
乗鼻することで、あるいは対数を見出しくルックアツプ
表から）減算することで実行される。これらの実行のた
め、他の図示した数学的演算（三角関数類、平方根等）
がルックアツプ表から、あるいは専用の関数モジュール
から見出される。実際のシステムでは満足な動作のため
には■及びＱチャンネルの自動的平衡化が必要である。
の変換を行なう方法を記載している。これとは別の方法
を第４図に示す。この方法は振幅が位相とは独立に見出
せる点で利点を有する。このためΔＭ受信のみが必要な
場合Ｒは位相誤差に影響されず、復調器はかなり単純化
できる。この方法、あるいは１）１１記出願第８１２７
７９７号の方法を実行り”るには除粋に同等な過程が必
要である。これは逆数を見出しくルックアツプ表から）
乗鼻することで、あるいは対数を見出しくルックアツプ
表から）減算することで実行される。これらの実行のた
め、他の図示した数学的演算（三角関数類、平方根等）
がルックアツプ表から、あるいは専用の関数モジュール
から見出される。実際のシステムでは満足な動作のため
には■及びＱチャンネルの自動的平衡化が必要である。
補正信号は２つのチャンネルの長期間にわたる平均を比
較することで得られる。直流オフレット、直角位相から
の偏移、またチャンネル利得間の差は全て補正されねば
ならない。平衡は、ｉ）正確な誤差補正信号のフォード
フォワードｉｉ）正確な誤差補正信号の帰還 １１１）誤差の方向に基くステップの帰還ｉｖ）ランダ
ムなステップの帰還（あるいは誤差信号を最小化する摂
動） により達成される。
較することで得られる。直流オフレット、直角位相から
の偏移、またチャンネル利得間の差は全て補正されねば
ならない。平衡は、ｉ）正確な誤差補正信号のフォード
フォワードｉｉ）正確な誤差補正信号の帰還 １１１）誤差の方向に基くステップの帰還ｉｖ）ランダ
ムなステップの帰還（あるいは誤差信号を最小化する摂
動） により達成される。
各補正にはいずれの形を用いてもよく、補正は順次、あ
るいはネステッドルーブ中で加えることができる。
るいはネステッドルーブ中で加えることができる。
可能な平衡化ヂエインの全体を第２図に承り。
各々の平衡化を実行する訂細を第５．第６．第７図に示
す。直流オフヒツトでは第５図の如く、長期間にわたる
平均操作により全ての交流成分が除去され、直流補正項
を加棹又は減砕することができる。第６図の位相平衡案
では２つのチャンネルの積の長期間にわたる平均値は位
相不平項誤差に比例する。この誤差を正確に見出すには
チャンネル信号をさらに数学的に操作することが必要で
ある。しかしこの誤差の符号を利用して正又は負に進む
ステップを発生することができる。かかるステップを負
帰還ループに加えることによりチャンネルは位相平衡す
るように動く。この案では誤ｘ吊についての別の測定（
正確なものＣも近似的なものでもよい）により大きな誤
差を速やかに補正する大ぎなステップと、平衡が達成さ
れた際Ｍ子化誤差を最小化する小さなステップとを発グ
ＩＪるステップサイズ変調信号が発生される。別の位相
平衡案を第６（ｂ）図に示す。この方法では各ブヤンネ
ルのゼロクロッシングが入力間に９０°の位相差がある
場合安定なくゼロ）出力を生じる位相検出器により比較
される。この検出器の出力はＰ波された後図示の如く補
正信号として直接に加えられる。ゼＯりＯツシングはゼ
ロクロッシング検出器により決定されるが簡単な振幅制
限器を用いることもできる。場合によっては補止信号に
それが用いられる前に補正ないしスケーリング因子を加
えることが必要である。第７図の振幅平衡案では正確な
補正信号がフィードフォワードされる。
す。直流オフヒツトでは第５図の如く、長期間にわたる
平均操作により全ての交流成分が除去され、直流補正項
を加棹又は減砕することができる。第６図の位相平衡案
では２つのチャンネルの積の長期間にわたる平均値は位
相不平項誤差に比例する。この誤差を正確に見出すには
チャンネル信号をさらに数学的に操作することが必要で
ある。しかしこの誤差の符号を利用して正又は負に進む
ステップを発生することができる。かかるステップを負
帰還ループに加えることによりチャンネルは位相平衡す
るように動く。この案では誤ｘ吊についての別の測定（
正確なものＣも近似的なものでもよい）により大きな誤
差を速やかに補正する大ぎなステップと、平衡が達成さ
れた際Ｍ子化誤差を最小化する小さなステップとを発グ
ＩＪるステップサイズ変調信号が発生される。別の位相
平衡案を第６（ｂ）図に示す。この方法では各ブヤンネ
ルのゼロクロッシングが入力間に９０°の位相差がある
場合安定なくゼロ）出力を生じる位相検出器により比較
される。この検出器の出力はＰ波された後図示の如く補
正信号として直接に加えられる。ゼＯりＯツシングはゼ
ロクロッシング検出器により決定されるが簡単な振幅制
限器を用いることもできる。場合によっては補止信号に
それが用いられる前に補正ないしスケーリング因子を加
えることが必要である。第７図の振幅平衡案では正確な
補正信号がフィードフォワードされる。
整流されたチャンネル信号の長期間平均値は除算されて
補正因子を生じる。■チャンネルの信号を２で割ること
で補正因子は約１／２になるｏ Ｅ ｒ／Ｅｏ除算結果
を正の分数にａＩ１１限することによりこのループをデ
ジタル信号プロセッサで実行することが相当簡単になる
。
補正因子を生じる。■チャンネルの信号を２で割ること
で補正因子は約１／２になるｏ Ｅ ｒ／Ｅｏ除算結果
を正の分数にａＩ１１限することによりこのループをデ
ジタル信号プロセッサで実行することが相当簡単になる
。
あるいはチャンネルの平衡は特に位相及び振幅（ないし
利得）項のオフセットのみを考える必要はなく、正規の
状態からずれたあらゆる誤差の組であってもよい。２つ
のチャンネルの長時間にわたる相関が適当な状態の補正
信号を数学的に与える。これは帰還あるいはフィードフ
ォワード技術により加えられる。送信の際は第１図のし
ジュールが受信とは逆向きい用いられる。インターフェ
ースからの信号によりＤＳＰはベースバンドの１及びＱ
チャンネルの信号を発生する。かかる（ｉｉ号はデジタ
ル／アナログ変換器（ＤＡＣ）によりアナログ形式に変
換される。ベースバンド変換器の混合器は相対的に９０
’移相した局部発振器ににす（あるいは一方の信号路が
９０°移相されて）かかる信号をＲＦに移１゜かかる２
つの信号を加算することによりＲＦヘッドユニットで増
幅される（必要に応じて）所望のＲＦ信号が発生される
。
利得）項のオフセットのみを考える必要はなく、正規の
状態からずれたあらゆる誤差の組であってもよい。２つ
のチャンネルの長時間にわたる相関が適当な状態の補正
信号を数学的に与える。これは帰還あるいはフィードフ
ォワード技術により加えられる。送信の際は第１図のし
ジュールが受信とは逆向きい用いられる。インターフェ
ースからの信号によりＤＳＰはベースバンドの１及びＱ
チャンネルの信号を発生する。かかる（ｉｉ号はデジタ
ル／アナログ変換器（ＤＡＣ）によりアナログ形式に変
換される。ベースバンド変換器の混合器は相対的に９０
’移相した局部発振器ににす（あるいは一方の信号路が
９０°移相されて）かかる信号をＲＦに移１゜かかる２
つの信号を加算することによりＲＦヘッドユニットで増
幅される（必要に応じて）所望のＲＦ信号が発生される
。
振幅、周波数、位相及びＳＳＢ変調を行なう構成を第８
．９．１０及び１１図にそれぞれ示η。
．９．１０及び１１図にそれぞれ示η。
ＡＭ（第８図）には一のチャンネルしか必要なく、他の
チャンネルはゼロに保たれる。ＤＣオルソトがデジタル
メツセージ信号に加えられ、変調の深さはその相対的レ
ベルにより決定される。
チャンネルはゼロに保たれる。ＤＣオルソトがデジタル
メツセージ信号に加えられ、変調の深さはその相対的レ
ベルにより決定される。
ＤＡＣの通過後ＡＭ信号はＲＦに変換される。
第９図のＦＭ構成ではメツセージ信号は積分されて位相
値が得られる。直角位相チャンネル信号は正弦及び余弦
ルックアツプ表から得られる。ＤＡＣの後信号は直角搬
送波信号と混合され加算されて正しいＦＭスペクトルが
得られる。位相変調（第１０図）ではデジタル化メツセ
ージ信号が正弦及び余弦ルックアツプ表の位相値として
直接に使用される点を除きＦＭの場合と同一のステップ
が必要とされる。第１１図ではＳＳＢが直角位相チャン
ネルの相殺に基くウェーバ−法により発生される。かく
てＩ及びＱチャンネルＤＳＰべ・−スパント発生装置と
これにより生じるＲＦ混合器への直角位相ベースバンド
よりなる同一の基本的アーキテクチュアにより完全な変
調形式の組合わせを実現することができる。
値が得られる。直角位相チャンネル信号は正弦及び余弦
ルックアツプ表から得られる。ＤＡＣの後信号は直角搬
送波信号と混合され加算されて正しいＦＭスペクトルが
得られる。位相変調（第１０図）ではデジタル化メツセ
ージ信号が正弦及び余弦ルックアツプ表の位相値として
直接に使用される点を除きＦＭの場合と同一のステップ
が必要とされる。第１１図ではＳＳＢが直角位相チャン
ネルの相殺に基くウェーバ−法により発生される。かく
てＩ及びＱチャンネルＤＳＰべ・−スパント発生装置と
これにより生じるＲＦ混合器への直角位相ベースバンド
よりなる同一の基本的アーキテクチュアにより完全な変
調形式の組合わせを実現することができる。
これを成功させるにはＩ及びＱチャンネル間に良好な平
衡が必要になる。平衡の補正は伝送の非平衡を評価づる
（可逆性を仮定して）受信測定により、あるいはベース
バンド変換器出力に基く帰還あるいはフィードフォワー
ドループによりなされる。
衡が必要になる。平衡の補正は伝送の非平衡を評価づる
（可逆性を仮定して）受信測定により、あるいはベース
バンド変換器出力に基く帰還あるいはフィードフォワー
ドループによりなされる。
上述の如く、本発明は、無線周波数入／出力増幅器モジ
ュール１と、無線周波数／ベースバンドＩ及びＱ直角位
相チャンネル信号−［ジ」−ル２と、アナログ／デジタ
ル変換モジュール３と、デジタル信号プロセッサ４，５
と、デジタル信号入／出力インターフ↓−ス６とを含み
、また１ｉｌｌ ｆｆ１１手ｌ７２７を有する一連の双
方向性回路モジーノールより４１す、送信の際はベース
バンドでデジタル化信号のアナログ直交位相Ｉ及びＱヂ
ャンネル成分より無線周波数信号が形成され、無線送信
周波数に移行され、また受信の際は無線周波数信号がベ
ースバンドのｌ及びＱ直角移相アナログ成分に変換され
、次いでデジタル化されることを特徴と寸ろ多モード無
線受信機を提供する。
ュール１と、無線周波数／ベースバンドＩ及びＱ直角位
相チャンネル信号−［ジ」−ル２と、アナログ／デジタ
ル変換モジュール３と、デジタル信号プロセッサ４，５
と、デジタル信号入／出力インターフ↓−ス６とを含み
、また１ｉｌｌ ｆｆ１１手ｌ７２７を有する一連の双
方向性回路モジーノールより４１す、送信の際はベース
バンドでデジタル化信号のアナログ直交位相Ｉ及びＱヂ
ャンネル成分より無線周波数信号が形成され、無線送信
周波数に移行され、また受信の際は無線周波数信号がベ
ースバンドのｌ及びＱ直角移相アナログ成分に変換され
、次いでデジタル化されることを特徴と寸ろ多モード無
線受信機を提供する。
第１図は多モード無線送受信機のブロック系統図、第２
図は受信モードで動作する場合のデジタル信号ブロセッ
１すの機能要ルを示・］図、第３図１．上直交座標から
極座標への変換を示す図、第４図は復調の実行を示す図
、第５〜第７図は種々の非平衡誤差の補正構成を示す図
また第８〜第１１図は種々の変調構成を示す図である。 １・・・ＲＦヘッドユニット、２・・・ベースバンド変
換器、３・・・アナログ／デジタル変換器、４，５・・
・デジタル信号プロセッサ、６・・・インターフェース
、７・・・周波数合成器、８・・・１．ＩＪｔｌｌ装置
、９・・・制御バス、１０・・・デジタルろ波器、１１
・・・直流オフセット補正段、１２・・・位相誤差補正
段、１３・・・振幅平衡段、１４・・・自動利得制御段
、１５・・・Ｉ調器、１６・・・復調後Ｐ波器。 ＦＩＧ、５ ＦＩＧ、７
図は受信モードで動作する場合のデジタル信号ブロセッ
１すの機能要ルを示・］図、第３図１．上直交座標から
極座標への変換を示す図、第４図は復調の実行を示す図
、第５〜第７図は種々の非平衡誤差の補正構成を示す図
また第８〜第１１図は種々の変調構成を示す図である。 １・・・ＲＦヘッドユニット、２・・・ベースバンド変
換器、３・・・アナログ／デジタル変換器、４，５・・
・デジタル信号プロセッサ、６・・・インターフェース
、７・・・周波数合成器、８・・・１．ＩＪｔｌｌ装置
、９・・・制御バス、１０・・・デジタルろ波器、１１
・・・直流オフセット補正段、１２・・・位相誤差補正
段、１３・・・振幅平衡段、１４・・・自動利得制御段
、１５・・・Ｉ調器、１６・・・復調後Ｐ波器。 ＦＩＧ、５ ＦＩＧ、７
Claims (6)
- （１）無線周波数入／出力増幅器モジュールと、無線周
波数／ベースバンドＩ及びＱ直角位相チャンネル変換モ
ジュールと、アナログ／デジタル変換モジュールと、デ
ジタル信号プロセッサと、デジタル信号入／出力インタ
ーフェースとを含み、また制御手段を有する一連の双方
向性回路モジュールよりなり、送信の際はベースバンド
でデジタル化信号のアナログ直角位相Ｉ及びＱチャンネ
ル成分より無線周波数信号が形成され、無線送信周波数
に移行され、また受信の際は無線周波数信号がベースバ
ンドのＩ及びＱ直角位相アナログ成分に変換され、次い
でデジタル化されることを特徴とする多モード無線送受
信機。 - （２）デジタル信号処理モジュールはＩ及びＱ直角位相
成分のデジタルろ波手段と、Ｉ及びＱチャンネル中の信
号を平衡させる手段とを含む特許請求の範囲第１項記載
の多モード無線送受信機。 - （３）平衡手段はＩ及びＱ信号の交流成分をそれぞれ除
去し補正項を得る、信号を長時間にわたり平均化する手
段と、該補正項をフィードフォワードループ中でＩ及び
Ｑチャンネルに加える手段とを含む特許請求の範囲第２
項記載の多モード無線送受信機。 - （４）平衡手段はＩ及びＱチャンネルの積の長時間平均
を得、積に比例する位相非平衡誤差信号の符号を決定す
る手段と、符号に従って補正項を生じる手段と、該補正
項をフィードバックループ中で加えＩ及びＱチャンネル
を位相平衡させる手段とを含む特許請求の範囲第２項記
載の多モード無線送受信機。 - （５）平衡手段はそれぞれＩ及びＱチャンネル用のゼロ
クロッシング検出器手段と、ゼロクロッシング検出器出
力が加えられる位相比較手段と、位相比較出力をろ波し
て補正信号を得る手段と、該補正信号を帰還ループ中で
加え、Ｉ及びＱチャンネルの位相を平衡する手段とを含
む特許請求の範囲第２項記載の多モード無線送受信機。 - （６）平衡手段はＩ及びＱ信号を別個に整流する手段と
、整流されたＩ及びＱ信号の長時間平均値を別個に得る
手段と、一のチャンネルの長時間平均値を他のチャンネ
ルの長時間平均値で除し、振幅平衡補正因子を生成する
手段と、該補正因子をフィードフォワードループ中で他
チャンネルの信号に加える手段とを含む特許請求の範囲
第２項記載の多モード無線送受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB08426953A GB2166324A (en) | 1984-10-25 | 1984-10-25 | A multi-mode radio transceiver |
| GB8426953 | 1984-10-25 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61105948A true JPS61105948A (ja) | 1986-05-24 |
Family
ID=10568717
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23855285A Pending JPS61105948A (ja) | 1984-10-25 | 1985-10-24 | 多モード無線送受信機 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0180339A3 (ja) |
| JP (1) | JPS61105948A (ja) |
| AU (1) | AU4839385A (ja) |
| GB (1) | GB2166324A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005507568A (ja) * | 2001-02-16 | 2005-03-17 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | ダイレクトコンバート受信機アーキテクチャ |
| JP2007243724A (ja) * | 2006-03-09 | 2007-09-20 | Omron Corp | 復調方法とその装置とそのユニット、距離測定装置、およびデータ受信装置 |
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- 1984-10-25 GB GB08426953A patent/GB2166324A/en not_active Withdrawn
-
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- 1985-10-02 EP EP85307038A patent/EP0180339A3/en not_active Withdrawn
- 1985-10-08 AU AU48393/85A patent/AU4839385A/en not_active Abandoned
- 1985-10-24 JP JP23855285A patent/JPS61105948A/ja active Pending
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2166324A (en) | 1986-04-30 |
| EP0180339A3 (en) | 1988-01-07 |
| GB8426953D0 (en) | 1984-11-28 |
| EP0180339A2 (en) | 1986-05-07 |
| AU4839385A (en) | 1986-05-01 |
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